DE112010003976T5

DE112010003976T5 - Motorsystem

Info

Publication number: DE112010003976T5
Application number: DE112010003976T
Authority: DE
Inventors: Kota Kasaoka; Noriyuki Abe; Shigemitsu Akutsu; Hideaki Iwashita
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2009-10-06
Filing date: 2010-07-21
Publication date: 2013-01-03
Also published as: JPWO2011043118A1; CN102577091A; WO2011043118A1; US20120194108A1

Abstract

Ein Motorsystem weist auf: einen Motor (3), wobei das Verhältnis der Anzahl von Ankermagnetpolen eines Stators (53), der Anzahl von Magnetpolen eines ersten Rotors (51) und der Anzahl von Kernen eines zweiten Stators (52) auf 1:m:(1 + m)/2 festgelegt ist, und ein ESG (60), das gemäß einem Drehmomentbefehlswert (Tr_c) einen d-Achsenspannungsbefehlswert (Vd-c) und einen q-Achsenspannungsbefehlswert (Vq-c) erzeugt und die Spannungsbefehlswerte korrigiert, um einen magnetfeldschwächenden Strom zu erzeugen, der den Magnetfluss der Magnetpole des ersten Rotors verringert, wenn der Betrag der Vektorsumme der Spannungsbefehlswerte größer als eine obere Spannungsgrenze (Vulmt) ist, die gemäß einer Ausgangsspannung (V0) einer Batterie (11) festgelegt ist.

Description

Hintergrund der Erfindung
Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Motorsystem, das mit einem Motor angeordnet ist, der mehrere Bewegungseinrichtungen hat, und eine Steuerung zum Steuern des Motors.
Verwandte Hintergrundtechnik
Bisher war als ein Motor mit mehreren Bewegungseinrichtungen zum Beispiel eine rotierende Maschine bekannt, die mit einem ersten Rotor, der mit einer ersten Drehwelle verbunden ist, einem zweiten Rotor, der mit einer zweiten Drehwelle verbunden ist, und einem Stator versehen ist (siehe zum Beispiel das japanische offengelegte Patent Nr. 2008-67592 ).
In dem Motor, der in dem japanischen offengelegten Patent Nr. 2008-67592 offenbart ist, sind die erste Drehwelle und die zweite Drehwelle konzentrisch angeordnet, und der erste Rotor und der zweite Rotor und der Stator sind wie erwähnt der Reihe nach entlang der Radialrichtung der ersten Drehwelle angeordnet. Der erste Rotor ist mit einer Mehrzahl erster Permanentmagnete und zweiter Permanentmagnete, die entlang seiner Umfangsrichtung angeordnet sind, angeordnet. Die ersten Permanentmagnete und die zweiten Permanentmagnete sind entlang der Axialrichtung des ersten Rotors parallel angeordnet.
Der zweite Rotor ist mit einer Mehrzahl erster Kerne und zweiter Kerne angeordnet, die entlang seiner Umfangsrichtung angeordnet sind. Der erste Kern und der zweite Kern sind aus weichmagnetischem Material gefertigt. Der erste Kern ist zwischen einem Bereich auf der Seite des ersten Permanentmagneten des ersten Rotors und dem Stator angeordnet, und der zweite Kern ist zwischen einem Bereich auf der Seite des zweiten Permanentmagneten des ersten Rotors und dem Stator angeordnet.
Der Stator ist aufgebaut, um ein erstes rotierendes Magnetfeld und ein zweites rotierendes Magnetfeld zu erzeugen, die beide um die Umfangsrichtung rotieren. Das erste rotierende Magnetfeld wird zwischen einem Bereich auf der Seite des ersten Permanentmagneten des ersten Rotors und dem Stator erzeugt, und das zweite rotierende Magnetfeld wird zwischen einem Bereich auf der Seite des zweiten Permanentmagneten des ersten Rotors und dem Stator erzeugt. Die Anzahl der ersten Permanentmagnete und der zweiten Permanentmagnete, die Anzahl von Magnetpolen des ersten rotierenden Magnetfelds und des zweiten rotierenden Magnetfelds und die Anzahl der ersten Kerne und der zweiten Kerne sind zueinander identisch.
Wenn er mit elektrischer Leistung versorgt wird, erzeugt der Stator das erste rotierende Magnetfeld und das zweite rotierende Magnetfeld; der erste Kern und der zweite Kern werden durch die Magnetpole des ersten rotierenden Magnetfelds und des zweiten rotierenden Magnetfelds und die Magnetpole des ersten Permanentmagneten und des zweiten Permanentmagneten magnetisiert, um magnetische Kraftlinien dazwischen zu erzeugen. Die magnetischen Kraftlinien rotieren den ersten Rotor und den zweiten Rotor, um jeweils Ausgangsleistung von der ersten Drehwelle und der zweiten Drehwelle auszugeben.
Zusammenfassung der Erfindung
Probleme, die von der Erfindung gelöst werden sollen
Strukturell muss der in dem japanischen offengelegten Patent Nr. 2008-67592 offenbarte Motor eine erste weichmagnetische Materialanordnung, die aus einer Mehrzahl der ersten Kerne besteht, und eine zweite weichmagentische Materialanordnung, die aus einer Mehrzahl der zweiten Kerne besteht, haben; daher wäre es ein Problem, dass der Motor mit einer großen Größe gefertigt werden muss. Gemäß der Struktur des in dem Patentdokument offenbarten Motors, können die Geschwindigkeitsdifferenz zwischen der Rotationsgeschwindigkeit des ersten rotierenden Magnetfelds und des zweiten rotierenden Magnetfelds und der Rotationsgeschwindigkeit des zweiten Rotors und die Geschwindigkeitsdifferenz zwischen dem zweiten Rotor und dem ersten Rotor nur eine derartige Geschwindigkeitsbeziehung erfüllen, dass die zwei Geschwindigkeitsdifferenzen identisch sind; daher wäre es ein Problem, dass der Konstruktionsfreiheitsgrad gering ist.
Die vorliegende Erfindung kann angesichts der vorstehend erwähnten Probleme erreicht werden, und es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, in einem Versuch, die Größe des Motors zu verringern und seine Konstruktionsfreiheit zu verbessern, einen Motor und ein Motorsystem bereitzustellen, das aufgebaut ist, um einen Betriebsbereich für den Motor zu erweitern.
Mittel zum Lösen der Aufgabe
Um eine vorstehend beschriebene Aufgabe zu lösen, stellt die vorliegende Erfindung ein Motorsystem bereit, das einen Elektromotor und einen Abschnitt zum Steuern des Betriebs des Motors bereitstellt. Der Motor ist versehen mit: einer ersten Bewegungseinrichtung, die aus einer Magnetpolanordnung besteht, die eine Mehrzahl von Magnetpolen entlang einer vordefinierten Richtung angeordnet hat, einem Stator, der aus einer Ankeranordnung besteht, die mit einer Mehrzahl von entlang der vordefinierten Richtung ausgerichteten Ankern versehen ist, die entgegengesetzt zu der Magnetpolanordnung angeordnet ist und aufgebaut ist, um von Ankermagnetpolen, die in der Mehrzahl von Ankern erzeugt werden, wenn eine elektrische Leistung angelegt wird, ein sich änderndes Magnetfeld zu erzeugen, das entlang der vordefinierten Richtung zwischen der Ankeranordnung und der Magnetpolanordnung verschiebt, und einer zweiten Bewegungseinrichtung mit einem Kernabschnitt und einem anderen Abschnitt mit einer niedrigeren magnetischen Permeabilität als der Kernabschnitt, die entlang der vordefinierten Richtung zwischen der Magnetpolanordnung und der Ankeranordnung abwechselnd angeordnet ist, und wobei der Elektromotor derart aufgebaut ist, dass ein Verhältnis der Anzahl der Ankermagnetpole und der Anzahl der Magnetpole und der Anzahl der Kernabschnitte auf 1:m:(1 + m)/2, (m ≠ 1,0) festgelegt ist.
Wenn in dem Motor durch die Mehrzahl von Ankermagnetpolen des Stators das sich ändernde Magnetfeld erzeugt wird, wird der Kernabschnitt der zweiten Bewegungseinrichtung durch die Ankermagnetpole und die Magnetpole der ersten Bewegungseinrichtung magnetisiert, um magnetische Kraftlinien zu erzeugen, die die Magnetpole der ersten Bewegungseinrichtung und den Kernabschnitt und die Ankermagnetpole verbinden.
Wenn der Motor zum Beispiel den Bedingungen (a) und (b) entsprechend aufgebaut ist, werden die Geschwindigkeits- und Positionsbeziehung des sich ändernden Magnetfelds, der ersten Bewegungseinrichtung und der zweiten Bewegungseinrichtung nachstehend angezeigt. Eine Äquivalenzschaltung des Motors ist in 9 dargestellt.

(a) Der Motor ist eine rotierende Maschine, und der Stator 100 ist in den Ankern 101, 102 und 103 der 3 Phasen U, V und W angeordnet.
(b) Die Anzahl der Ankermagnetpole ist 2, und die Anzahl der Magnetpole 111 der ersten Bewegungseinrichtung 110 ist 4; mit anderen Worten, wenn der N-Pol und der S-Pol des Ankermagnetpols als ein Paar festgelegt sind, dann wäre die Polpaarzahl der Ankermagnetpole 1; wenn der N-Pol und der S-Pol der Magnetpole 111 der Bewegungseinrichtung 110 als ein Paar festgelegt sind, dann wäre deren Polpaarzahl 2. Die Anzahl der Kernabschnitte der zweiten Bewegungseinrichtung 112 ist 3 (121, 122 und 123).

In der Beschreibung bezeichnet das Polpaar ein Paar aus einem N-Pol und S-Pol.
Folglich kann der Magnetfluss ψ_k1 eines Magnetpols, der den ersten Kern 121 aus den 3 Kernabschnitten durchläuft, durch den folgenden Ausdruck (1) bezeichnet werden.
[Ausdruck 1]

ψ_k1 = ψ_f·cos[2(θ₂ – θ₁)] (1)

Wobei ψ_f: der maximale Magnetfluss des Magnetpols, θ₁: der Rotationswinkel des Magnetpols in Bezug auf die U-Phasenspule und θ₂: der Rotationswinkel des ersten Kerns 121 in Bezug auf die U-Phasenspule
Daher kann der Magnetfluss ψ_u1 des Magnetpols, der die U-Phasenspule mittels des ersten Kerns 121 durchläuft, durch den folgenden Ausdruck (2) bezeichnet werden, wobei der Ausdruck (1) mit cosθ₂ multipliziert ist.
[Ausdruck 2]

ψ_u1 = ψ_f·cos[2(θ₂ – θ₁)]·cosθ₂ (2)

Ähnlich kann der Magnetfluss ψ_k2 eines Magnetpols, der den zweiten Kern 122 durchläuft, durch den folgenden Ausdruck (3) bezeichnet werden.
[Ausdruck 3]

ψ_k2 = ψ_f·cos[2(θ₂ + 2π / 3 – θ₁)] (3)

Da der Rotationswinkel des zweiten Kerns 122 in Bezug auf die U-Phasenspule dem Rotationswinkel des ersten Kerns 121 um 2π/3 vorangeht, werden daher in dem Ausdruck (3) 2π/3 zu θ₂ addiert.
Daher kann der Magnetfluss ψ_u2 des Magnetpols, der die U-Phasenspule mittels des zweiten Kerns 122 durchläuft, durch den folgenden Ausdruck (4) bezeichnet werden, wobei der Ausdruck (3) mit cos(θ + 2π/3) multipliziert ist.
[Ausdruck 4]

ψ_u2 = ψ_f·cos[2(θ₂ + 2π / 3 – θ₁)]·cos(θ₂ + 2π / 3) (4)

Ähnlich kann der Magnetfluss ψ_u3 des Magnetpols, der die U-Phasenspule mittels des dritten Kerns 123 durchläuft, durch den folgenden Ausdruck (5) bezeichnet werden.
[Ausdruck 5]

ψ_u3 = ψ_f·cos[2(θ₂ + 4π / 3 – θ₁)]·cos(θ₂ + 4π / 3) (5)

In dem in 9 dargestellten Motor kann der Magnetfluss ψ_u der Magnetpole, der die U-Phasenspule mittels der Kernabschnitte 121, 122 und 123 durchläuft, durch den folgenden Ausdruck (6) bezeichnet werden, indem der durch den Ausdruck (2) bezeichnete Magnetfluss ψ_u1, der durch den Ausdruck (4) bezeichnete Magnetfluss ψ_u2 und der durch den Ausdruck (5) bezeichnete Magnetfluss ψ_u3 addiert werden.
[Ausdruck 6]

ψ_u = ψ_f·cos[2(θ₂ – θ₁)]·cosθ₂ + ψ_f·cos[2(θ₂ + 2π / 3 – θ₁)]·cos(θ₂ + 2π / 3) + ψ_f·cos[2(θ₂ + 4π / 3 – θ₁)]·cos(θ₂ + 4π / 3) (6)

Wenn der Ausdruck (6) verallgemeinert wird, dass kann der Magnetfluss ψ_u der Magnetpole, der mittels der Kernabschnitte 121, 122 und 123 der zweiten Bewegungseinrichtung 120 die U-Phasenspule durchläuft, durch den folgenden Ausdruck (7) bezeichnet werden.
[Ausdruck 7]

ψ_u = Σ b / i=1ψ_f·cos{a[θ₂ + (i – 1) 2π / b – θ₁]}cos{c[θ₂ + (i – 1) 2π / b]} (7)

Wobei a: die Polpaaranzahl der Magnetpole der ersten Bewegungseinrichtung, b: die Anzahl der Kernabschnitte der zweiten Bewegungseinrichtung und c: die Polpaaranzahl der Ankermagnetpole des Stators.
Der folgende Ausdruck (8) kann erhalten werden, indem der vorstehende Ausdruck (7) umgeformt wird.
[Ausdruck 8]

ψ_u = Σ b / i=11 / 2·ψ_f{cos[(a + c)θ₂ – a·θ₁ + (a + c)(i – 1) 2π / b] + cos[(a – c)θ₂ – a·θ1 + a – ci – 12πb (8)

Wenn b = a + c und cos(θ + 2π) = cosθ gegeben sind, kann durch Vereinfachung des vorsehenden Ausdrucks (8) der folgende Ausdruck (9) erhalten werden.
[Ausdruck 9]

ψ_u = b / 2·ψ_f·cos[(a + c)θ₂ – aθ₁] + Σ b / i=11 / 2·ψ_f{cos[(a – c)θ₂ – a·θ₁ + (a – c)(i – 1) 2π / b]} (9)
Wenn der vorstehende Ausdruck (9) weiter vereinfacht wird, dann kann der folgende Ausdruck (10) erhalten werden.

[Ausdruck 10]

ψ_u = b / 2·ψ_f·cos[(a + c)θ₂ – a·θ₁] + 1 / 2·ψ_f·cos[(a – c)θ₂ – a·θ₁]Σ b / i=1cos[(a – c)(i – 1) 2π / b] + 1 / 2·ψ_f·sin[(a – c)θ₂ – a·θ₁]Σ b / i=1sin[(a – c)(i – 1) 2π / b] (10)

Wenn der zweite Term auf der rechten Seite des vorstehenden Ausdrucks (10) unter einer derartigen Bedingung, dass a – c ≠ 0, vereinfacht wird, dann wird der Wert des zweiten Terms 0, wie durch den folgenden Ausdruck (11) dargestellt. [Ausdruck 11]
Wenn ebenso der dritte Term auf der rechten Seite des vorstehenden Ausdrucks (10) unter einer derartigen Bedingung, dass a – c ≠ 0, vereinfacht wird, dann wird der Wert des dritten Terms null, wie durch den folgenden Ausdruck (12) dargestellt. [Ausdruck 12]
Wenn gemäß den vorstehenden Beschreibungen a – c ≠ 0, dann kann der Magnetfluss ψ_u der Magnetpole, der mittels der Kernabschnitte 121, 122 und 123 der zweiten Bewegungseinrichtung 120 die U-Phasenspule des Stators 100 durchläuft, durch den folgenden Ausdruck (13) bezeichnet werden.
[Ausdruck 13]

ψ_u = b / 2·ψ_f·cos[(a + c)θ₂ – a·θ₁] (13)

Wenn in dem vorstehenden Ausdruck (13) a/c = α gegeben ist, dann kann der folgende Ausdruck (14) erhalten werden.
[Ausdruck 14]

ψ_u = b / 2·ψ_f·cos[(α + 1)c·θ₂ – α·c·θ₁] (14)

Wenn in dem vorstehenden Ausdruck (14) c·θ₂ = θ_e2 und c·θ₁ = θ_e1 gegeben ist, dann kann der folgende Ausdruck (15) erhalten werden.
[Ausdruck 15]

ψ_u = b / 2·ψ_f·cos[(α + 1)θ_e2 – α·θ_e1] (15)

Da es offensichtlich ist, dass θ_e2 durch Multiplizieren des Rotationswinkels θ₂ des Kernabschnitts in Bezug auf die U-Phasenspule mit der Polpaaranzahl c der Ankermagnetpole erhalten wird, bezeichnet θ_e2 den elektrischen Winkel des Kernabschnitts in Bezug auf die U-Phasenspule. Da es ebenso offensichtlich ist, dass θ_e1 durch Multiplizieren des Rotationswinkels θ₁ des Magnetpols der ersten Bewegungseinrichtung 110 in Bezug auf die U-Phasenspule mit der Polpaaranzahl c der Ankermagnetpole erhalten wird, bezeichnet θ_e1 dann den elektrischen Winkel des Magnetpols in Bezug auf die U-Phasenspule.
Da der elektrische Winkel der V-Phasenspule ebenso um den elektrischen Winkel 2π/3 hinter der U-Phasenspule herhinkt, kann der Magnetfluss ψ_v der Magnetpole, der mittels der Kernabschnitte die V-Phasenspule durchläuft, durch den folgenden Ausdruck (16) bezeichnet werden.
[Ausdruck 16]

ψ_v = b / 2·ψ_f·cos[(α + 1)θ_e2 – α·θ_e1 – 2π / 3] (16)

Da der elektrische Winkle der W-Phasenspule der U-Phasenspule um den elektrischen Winkel 2π/3 voreilt, kann der Magnetfluss ψ_w der Magnetpole, der mittels der Kernabschnitte die W-Phasenspule durchläuft, durch den folgenden Ausdruck (17) bezeichnet werden.
[Ausdruck 17]

ψ_w = b / 2·ψ_f·cos[(α + 1)θ_e2 – α·θ_e1 – 2π / 3] (17)

Durch Differenzieren der Magnetflüsse ψ_u, ψ_v und ψ_w, die durch die Ausdrücke (15) bis (17) bezeichnet sind, nach der Zeit können die folgenden Ausdrücke (18) bis (20) erhalten werden. [Ausdruck 18]
[Ausdruck 19]
[Ausdruck 20]
Wobei ω_e1: zeitlicher Differenzierungswert von θ_e1 (ein umgewandelter Wert der Winkelgeschwindigkeit der ersten Bewegungseinrichtung in Bezug auf den Stator in die elektrische Winkelgeschwindigkeit), und ω_e1: zeitlicher Differenzierungswert von θ_e2 (ein umgewandelter Wert der Winkelgeschwindigkeit der zweiten Bewegungseinrichtung in Bezug auf den Stator in die elektrische Winkelgeschwindigkeit).
Hier sind die Magnetflüsse, welche die U-Phase, V-Phase und W-Phase ohne Zwischenschaltung der Kernabschnitte 121, 122 und 123 durchlaufen, äußerst klein, deren Einfluss kann ignoriert werden. Folglich bezeichnen die zeitlichen Differenzierungswerte dψ_u/dt, dψ_v/dt und dψ_w/dt der Magnetflüsse ψ_u, dψ_v und dψ_w (die jeweils durch die Ausdrücke (18) bis (20) bezeichnet sind) der Magnetpole, welche die Spulen der U-Phase, V-Phase und W-Phase mittels der Kernabschnitte 121, 122 und 123 durchlaufen, jeweils elektromotorische Gegenspannungen (induzierte elektromotorische Spannungen), die jeweils in den Spulen der U-Phase, V-Phase und W-Phase auftreten, wenn die Magnetpole der ersten Bewegungseinrichtung 110 und die Kernabschnitte der zweiten Bewegungseinrichtung 120 in Bezug auf die Ankeranordnung des Stators 100 rotieren (sich verschieben).
Dabei können der Strom I_u, der in der U-Phasenspule fließt, der Strom I_v, der in der V-Phasenspule fließt und der Strom I_w, der in der W-Phasenspule fließt, jeweils durch die folgenden Ausdrücke (21), (22) und 23 bezeichnet werden.
[Ausdruck 21]

I_u = I·sin[(α + 1)θ_e2 – α·θ_e1] (21)

[Ausdruck 22]

I_v = I·sin[(α + 1)θ_e2 – α·θ_e1 – 2π / 3] (22)

[Ausdruck 23]

I_w = I·sin[(α + 1)θ_e2 – α·θ_e1 + 2π / 3] (23)

Wobei I: die Amplitude (der Maximalwert) des in den Spulen der U-Phase, V-Phase und W-Phase fließenden Stroms.
Auf der Basis der vorstehenden Ausdrücke (21), (22) und (23) wird der elektrische Winkel θ_mf eines Vektors des sich ändernden Magnetfelds (des rotierenden Magnetfelds) in Bezug auf die U-Phasenspule durch den folgenden Ausdruck (24) bezeichnet, und die elektrische Winkelgeschwindigkeit ω_mf des sich ändernden Magnetfelds in Bezug auf die U-Phasenspule wird durch den folgenden Ausdruck (25) bezeichnet.
[Ausdruck 24]

θ_mf = (α + 1)·θ_e2 – α·θ_e1 (24)

[Ausdruck 25]

ω_mf = (α + 1)·ω_e2 – α·ω_e1 (25)

Aufgrund des Stroms I_u, der in der U-Phasenspule fließt, I_v, der in der V-Phasenspule fließt, und I_w, der in der W-Phasenspule fließt, wird die mechanische Ausgangsleistung (dynamische Leistung) W, die an die erste Bewegungseinrichtung und die zweite Bewegungseinrichtung ausgegeben wird, ohne den magnetischen Widerstand zu berücksichtigen, durch den folgenden Ausdruck (26) bezeichnet [Ausdruck 26]
Durch Zuweisen der vorstehenden Ausdrücke (18) bis (23) in dem vorstehenden Ausdruck (26) kann der folgende Ausdruck (27) erhalten werden.
[Ausdruck 27]

W = – 3b / 4·ψ_f·I[(α + 1)ω_e2 – α·ω_e1] (27)

Überdies kann die Beziehung zwischen der mechanischen Ausgangsleistung W und einem Drehmoment, das mittels der Magnetpole auf die erste Bewegungseinrichtung übertragen wird (worauf hier nachstehend als erstes Drehmoment Bezug genommen wird) T₁, einem Drehmoment, das mittels der Kernabschnitte auf die zweite Bewegungseinrichtung übertragen wird (worauf hier nachstehend als zweites Drehmoment Bezug genommen wird) T₂, der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω_e1 der ersten Bewegungseinrichtung und der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω_e2 der zweiten Bewegungseinrichtung durch den folgenden Ausdruck (28) bezeichnet werden.
[Ausdruck 28]

W = T₁·ω_e1 + T₂·ω_e2 (28)

Durch Vergleichen des Ausdrucks (27) und des Ausdrucks (28) im Vorstehenden können das erste Drehmoment T₁ und das zweite Drehmoment T₂ jeweils durch die folgenden Ausdrücke (29) und (30) bezeichnet werden.
[Ausdruck 29]

T₁ = α· 3b / 4·ψ_f·I (29)

[Ausdruck 30]

T₂ = –(α + 1)· 3b / 4·ψ_f·I (30)

Wenn das Drehmoment, das äquivalent zu der an die Ankeranordnung zugeführten elektrischen Leistung und der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω_mf des sich ändernden Magnetfelds ist, durch ein äquivalentes Antriebsdrehmoment T_e bezeichnet wird, ist die an die Ankeranordnung zugeführte elektrische Leistung, wenn Verluste ignoriert werden, gleich der mechanischen Ausgangsleistung W; dann kann das äquivalente Antriebsdrehmoment T_e auf der Basis der vorstehenden Ausdrücke (25) und (27) durch den folgenden Ausdruck (31) bezeichnet werden.
[Ausdruck 31]

T_e = 3b / 4·ψ_f·I (31)

Ferner kann auf der Basis der vorstehenden Ausdrücke (29) bis (31) der folgende Ausdruck (32) erhalten werden. [Ausdruck 32]
Die durch den vorstehenden Ausdruck (32) bezeichnete Drehmomentbeziehung und die durch den vorstehenden Ausdruck (25) bezeichnete elektrische Winkelgeschwindigkeitsbeziehung sind vollkommen identisch zu der Rotationsgeschwindigkeitsbeziehung und der Drehmomentbeziehung eines Sonnenrads, eines Zahnkranzes und eines Trägerrads in einer Planetengetriebevorrichtung.
Wie vorstehend erwähnt, gelten die durch den vorstehenden Ausdruck (25) bezeichnete elektrische Winkelgeschwindigkeitsbeziehung und die durch den vorstehenden Ausdruck (32) bezeichnete Drehmomentbeziehung unter der Bedingung, dass b = a + c und a – c ≠ 0. Wenn die Anzahl der Magnetpole mit p und die Anzahl der Ankermagnetpole mit q bezeichnet ist, kann die Bedingung von b = a + c in der Form von b = (p + q)/2, nämlich b/q = (1 + p/q)/2 umgeschrieben werden.
Wenn hier p/q = m gegeben ist, dann b/q = (1 + m)/2; die Bestätigung der Bedingung b = a + c bedeutet, dass das Verhältnis der Anzahl von Ankermagnetpolen und der Anzahl der Magnetpole und der Anzahl der Kernabschnitte 1:m:(1 + m)/2 ist. Die Bestätigung der Bedingung, dass a – c ≠ 0 bedeutet, dass m ≠ 1,0.
In dem Motor der vorliegenden Erfindung ist das Verhältnis der Anzahl der Ankermagnetpole und der Anzahl der Magnetpole und der Anzahl der Kernabschnitte in einem vordefinierten Abschnitt entlang einer vordefinierten Richtung auf 1:m:(1 + m)/2 (m ≠ 1,0) festgelegt; daher ist offensichtlich, dass die durch den vorstehenden Ausdruck (25) bezeichnete elektrische Winkelgeschwindigkeitsbeziehung und die durch den vorstehenden Ausdruck (32) bezeichnete Drehmomentbeziehung gültig sind und der Motor richtig arbeiten wird.
Da die zweite Bewegungseinrichtung im Unterschied zu dem vorstehend beschriebenen Stand der Technik aus einer einzigen Anordnung von Kernabschnitten besteht, ist es möglich, den Motor mit kleinerer Größe herzustellen. Wie ferner offensichtlich aus den vorstehenden Ausdrücken (25) und (32) bemerkt wird, ist es durch Festlegen von α = a/c, mit anderen Worten durch Festlegen des Verhältnisses der Polpaaranzahl der Magnetpole in Bezug auf die Polpaaranzahl der Ankermagnetpole, möglich, die elektrische Winkelgeschwindigkeitsbeziehung zwischen dem sich ändernden Magnetfeld, der ersten Bewegungseinrichtung und der zweiten Bewegungseinrichtung und die Drehmomentbeziehung zwischen dem Stator, der ersten Bewegungseinrichtung und der zweiten Bewegungseinrichtung beliebig zu konfigurieren.
Dadurch ist es möglich, den Konstruktionsfreiheitsgrad des Motors zu verbessern. Außerdem können die erwähnten Wirkungen ebenso erhalten werden, wenn die Phasen der Spulen in mehreren Ankern nicht die gleichen wie die 3 vorstehend erwähnten Phasen sind oder wenn der Motor keine rotierende Maschine, sondern eine direkt wirkende Maschine (Linearmotor) ist. In dem Fall des Linearmotors ist es nicht die Drehmomentbeziehung, sondern die Axialschubbeziehung, die beliebig konfiguriert werden kann.
[Erster Aspekt der vorliegenden Erfindung]
Das Motorsystem gemäß dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist versehen mit: dem vorstehend erwähnten Motor, einer Leistungsquelle, einer Steuerung, die konfiguriert ist, um einen Spannungsbefehlswert, der ein Befehlswert einer Spannung ist, die an Spulen des Ankers zugeführt werden soll, gemäß einem vordefinierten erforderlichen Betriebszustand zu bestimmen und den Spannungsbefehlswert unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert größer als eine obere Spannungsgrenze ist, die gemäß einer Ausgangsspannung der Leistungsquelle festgelegt ist, oder dass eine Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als eine vordefinierte obere Geschwindigkeitsgrenze ist, zu korrigieren, um einen magnetfeldschwächenden Strom zu erzeugen, um einen Magnetfluss der Magnetpole zu verringern, und eine Antriebsschaltung, die konfiguriert ist, um eine Antriebsspannung aus der Ausgangsleistung der Leistungsquelle entsprechend dem Spannungsbefehlswert zu erzeugen und die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuzuführen.
Wenn in dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, ist es unmöglich, den Strom, der an den Motor zugeführt werden soll, zu erhöhen, und das Drehmoment des Motors erreicht seine Spitze, es wäre schwierig, den Betriebszustand des Motors auf den erforderlichen Betriebszustand zu steuern.
Wenn daher der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, wird der Spannungsbefehlswert von der Steuerung korrigiert, um den magnetfeldschwächenden Strom zu erzeugen, um den Magnetfluss der Magnetpole zu verringern, dadurch wird die elektromotorische Gegenkraft, die in dem Anker erzeugt wird, verringert, was es möglich macht, die verfügbare Strommenge, die an den Motor zugeführt werden kann, zu erhöhen. Folglich ist es möglich, den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern.
Wenn in dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ferner die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, würde die in dem Anker erzeugte elektromotorische Gegenkraft größer, was die verfügbare Menge an Strom, der an die Spulen des Ankers zugeführt werden soll, verringert. Folglich sinkt das Drehmoment des Motors, es wäre schwierig, den Betriebszustand des Motors auf den erforderlichen Betriebszustand zu steuern.
Wenn daher die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, wird der Spannungsbefehlswert von der Steuerung korrigiert, um den magnetfeldschwächenden Strom zu erzeugen, um den Magnetfluss der Magnetpole zu verringern, dadurch wird die in dem Anker erzeugte elektromotorische Gegenkraft verringert, was es möglich macht, die verfügbare Menge an Strom, die an den Motor zugeführt werden soll, zu erhöhen. Folglich ist es möglich, den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern.
Wenn die Steuerung in dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung den Spannungsbefehlswert korrigiert, um zu bewirken, dass die Antriebsschaltung die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuführt, beendet die Steuerung das Korrigieren des Spannungsbefehlswerts unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze wird (Zweiter Aspekt der vorliegenden Erfindung).
Wenn gemäß dem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze wird, wird die Korrektur des Spannungsbefehlswerts von der Steuerung beendet; dadurch kann der Verlust des Motors, der sich aus dem Strom ergibt, der für die Zwecke der Korrektur angelegt wird, verhindert werden.
Wenn die Steuerung in dem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung den Spannungsbefehlswert unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, korrigiert, um zu bewirken, dass die Antriebsschaltung die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuführt, beendet die Steuerung die Korrektur des Spannungsbefehlswerts unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds gleich oder niedriger als die obere Geschwindigkeitsgrenze wird. (Dritter Aspekt der vorliegenden Erfindung).
Wenn gemäß dem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze wird, wird die Korrektur des Spannungsbefehlswerts von der Steuerung beendet, dadurch kann verhindert werden, dass der Verlust des Motors, der sich aus dem Strom ergibt, der für die Zwecke der Korrektur angelegt wird, in dem Motor auftritt.
[Vierter Aspekt der vorliegenden Erfindung]
Das Motorsystem gemäß dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist versehen mit: dem vorstehend erwähnten Motor, einer Leistungsquelle, einer Verstärkerschaltung, die konfiguriert ist, um eine Ausgangsspannung der Leistungsquelle zu verstärken, einer Steuerung, die konfiguriert ist, um einen Spannungsbefehlswert, der ein Befehlswert für eine Spannung ist, die gemäß einem vordefinierten erforderlichen Betriebszustand an Spulen des Ankers zugeführt werden soll, zu bestimmen und zu bewirken, dass die Verstärkerschaltung die Ausgangsspannung der Leistungsquelle unter der Bedingung verstärkt, dass der Spannungsbefehlswert größer als eine obere Spannungsgrenze ist, die gemäß einer Ausgangsspannung der Leistungsquelle festgelegt ist, oder dass eine Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als eine vordefinierte obere Geschwindigkeitsgrenze ist, und einer Antriebsschaltung, die konfiguriert ist, um gemäß dem Spannungsbefehlswert eine Antriebsspannung aus der Ausgangsleistung des Leistungsquelle zu erzeugen und die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuzuführen.
Wenn in dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, ist es unmöglich, den Strom, der an den Motor zugeführt werden soll, zu erhöhen, und das Drehmoment des Motors erreicht seine Spitze, es wäre daher schwierig, den Betriebszustand des Motors auf den erforderlichen Betriebszustand zu steuern.
Wenn daher der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, erhöht die Steuerung die verfügbare Spannung, die an den Anker zugeführt werden soll, indem sie bewirkt, dass die Verstärkerschaltung die Ausgangsspannung der Leistungsquelle verstärkt, was es möglich macht, die verfügbare Spannungsmenge, die an den Motor zugeführt werden soll, zu erhöhen. Folglich ist es möglich, den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern.
Wenn ferner in dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, würde die in dem Anker erzeugte elektromotorische Gegenkraft größer, was die verfügbare Strommenge, die an die Spulen des Ankers zugeführt werden kann, verringert. Folglich sinkt das Drehmoment, es wäre schwierig, den Betriebszustand des Motors auf den erforderlichen Betriebszustand zu steuern.
Wenn daher die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, erhöht die Steuerung die verfügbare Spannung, die an den Anker zugeführt werden soll, indem sie bewirkt, dass die Verstärkerschaltung die Ausgangsspannung der Leistungsquelle verstärkt, was es möglich macht, die verfügbare Menge an Strom, die an den Motor zugeführt werden soll, zu vergrößern. Folglich ist es möglich, den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern.
Wenn die Steuerung in dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, bewirkt, dass die Verstärkerschaltung die Ausgangsspannung der Leistungsquelle verstärkt, um zu bewirken, dass die Antriebsschaltung die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuführt, beendet die Steuerung die Verstärkung der Ausgangsspannung der Leistungsquelle über die Verstärkerschaltung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze wird (Fünfter Aspekt der vorliegenden Erfindung).
Wenn gemäß dem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze wird, wird die Verstärkung der Ausgangsspannung der Leistungsquelle durch die Verstärkerschaltung von der Steuerung beendet; dadurch kann verhindert werden, dass der Verlust bei der Durchführung der Verstärkung in der Verstärkerschaltung auftritt.
Wenn die Steuerung in dem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, bewirkt, dass die Verstärkerschaltung die Ausgangsspannung der Leistungsquelle verstärkt, um zu bewirken, dass die Antriebsschaltung die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuführt, beendet die Steuerung die Verstärkung der Ausgangspannung der Leistungsquelle über die Verstärkerschaltung unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds gleich oder niedriger als die obere Geschwindigkeitsgrenze wird (Sechster Aspekt der vorliegenden Erfindung).
Wenn gemäß dem sechsten Aspekt der vorliegenden Erfindung die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds gleich oder niedriger als die obere Geschwindigkeitsgrenze wird, wird die Verstärkung der Ausgangsspannung der Leistungsquelle durch die Verstärkerschaltung von der Steuerung beendet; dadurch kann verhindert werden, dass der Verlust beim Durchführen der Verstärkung in der Verstärkerschaltung auftritt.
[Siebter Aspekt der vorliegenden Erfindung]
Das Motorsystem gemäß dem siebten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist versehen mit: dem vorstehend erwähnten Motor, einer Leistungsquelle, einer Verstärkerschaltung, die konfiguriert ist, um eine Ausgangsspannung der Leistungsquelle zu verstärken, einer Steuerung, die konfiguriert ist, um einen Spannungsbefehlswert zu bestimmen, der ein Befehlswert einer Spannung ist, die gemäß einem vordefinierten erforderlichen Betriebszustand an Spulen des Ankers zugeführt werden soll, um einen ersten Verlust, der bei der Durchführung eines ersten Verfahrens zum Korrigieren des Spannungsbefehlswerts auftritt, zu schätzen, um einen magnetfeldschwächenden Strom zu erzeugen, um einen Magnetfluss der Magnetpole zu verringern, und um einen zweiten Verlust, der bei der Durchführung eines zweiten Verfahrens zum Veranlassen der Verstärkerschaltung, die Ausgangsspannung der Leistungsquelle unter der Bedingung zu verstärken, dass der Spannungsbefehlswert größer als eine obere Spannungsgrenze ist, die gemäß einer Ausgangsspannung der Leistungsquelle festgelegt ist, auftritt, zu schätzen, und einen Korrekturpegel und einen Verstärkungspegel auf der Basis der Schätzergebnisse jeweils des ersten Verlusts und des zweiten Verlusts zu bestimmen, und einer Antriebsschaltung, die konfiguriert ist, um eine Antriebsspannung aus der Ausgangsleistung der Leistungsquelle gemäß dem Spannungsbefehlswert zu erzeugen und die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuzuführen.
Wenn in dem siebten Aspekt der vorliegenden Erfindung der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, ist es unmöglich, den Strom, der an den Motor zugeführt werden soll, zu erhöhen, und das Drehmoment des Motors erreicht seine Spitze, es wäre schwierig, den Betriebszustand des Motors auf den erforderlichen Betriebszustand zu steuern.
Wenn daher der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, werden das erste Verfahren zur Korrektur des Spannungswerts, um einen magnetfeldschwächenden Strom zu erzeugen, um einen Magnetfluss der Magnetpole zu verringern, und das zweite Verfahren, um zu bewirken, dass die Verstärkerschaltung die Ausgangsspannung der Leistungsquelle verstärkt, durchgeführt, um die verfügbare Menge an Strom, die an den Motor zugeführt werden soll, zu erhöhen, was es möglich macht, den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern. Auf der Basis der Bestimmungsergebnisse des ersten Verlusts, der bei der Durchführung des ersten Verfahrens auftritt, und des zweiten Verlusts, der bei der Durchführung des zweiten Verfahrens auftritt, können die Verluste unterbunden werden, was es möglich macht, den Korrekturpegel und den Verstärkungspegel geeignet festzulegen.
In dem siebten Aspekt der vorliegenden Erfindung priorisiert die Steuerung ein Verfahren in dem ersten Verfahren und dem zweiten Verfahren, das einen kleineren Verlust haben würde (Achter Aspekt der vorliegenden Erfindung).
Gemäß dem achten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist es durch Priorisieren eines Verfahrens in dem ersten Verfahren und dem zweiten Verfahren, das einen kleineren geschätzten Verlust haben würde, möglich, die Verluste weiter zu unterbinden und folglich den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern.
In dem siebten Aspekt der vorliegenden Erfindung bestimmt die Steuerung den Korrekturpegel für das erste Verfahren und den Verstärkungspegel für das zweite Verfahren, um die Ausgangsspannung der Leistungsquelle zu verstärken, um die Summe des ersten Verlusts und des zweiten Verlusts zu minimieren (Neunter Aspekt der vorliegenden Erfindung).
Da gemäß dem neunten Aspekt der vorliegenden Erfindung der Korrekturpegel und der Verstärkungspegel bestimmt werden, um die Summe des Schätzwerts des ersten Verlusts, der bei der Durchführung des ersten Verfahrens auftritt, und des zweiten Verlusts, der bei der Durchführung des zweiten Verfahrens auftritt, zu minimieren, ist es möglich, die Verluste weiter zu unterbinden und folglich den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern.
[Zehnter Aspekt der vorliegenden Erfindung]
Das Motorsystem gemäß dem zehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist versehen mit: dem vorstehend erwähnten Motor, einer Leistungsquelle, einer Steuerung, die konfiguriert ist, um einen Spannungsbefehlswert zu bestimmen, der ein Befehlswert einer Spannung ist, die gemäß einem vordefinierten erforderlichen Betriebszustand an Spulen des Ankers zugeführt werden soll, und einer Antriebsschaltung, die konfiguriert ist, um gemäß dem Spannungsbefehlswert eine Antriebsspannung aus der Ausgangsleisung der Leistungsquelle zu erzeugen, die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuzuführen und das Erzeugungsverhalten zum Erzeugen der Antriebsspannung dementsprechend, ob der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als eine obere Spannungsgrenze ist oder nicht, die gemäß einer Ausgangsspannung der Leistungsquelle festgelegt ist, oder ob eine Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds gleich oder niedriger als eine vordefinierte obere Geschwindigkeitsgrenze ist oder nicht, umzuschalten.
Gemäß dem zehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird das Erzeugungsverhalten zum Erzeugen der Antriebsspannung gemäß dem Spannungsbefehl dementsprechend umgeschaltet, ob der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als eine obere Spannungsgrenze ist, die gemäß einer Ausgangsspannung der Leistungsquelle festgelegt ist oder nicht, oder ob eine Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds gleich oder niedriger als eine vordefinierte obere Geschwindigkeitsgrenze ist; es ist möglich, den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern.
Die Antriebsschaltung erzeugt die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert über die sinusförmige Energiespeisung und erzeugt die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert über die rechteckige Energiespeisung (Elfter Aspekt der vorliegenden Erfindung).
Wenn in dem elften Aspekt der vorliegenden Erfindung der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, ist es unmöglich, den Strom, der an den Motor zugeführt werden soll, zu erhöhen, und das Drehmoment erreicht seine Spitze, es wäre schwierig, den Betriebszustand des Motors auf den erforderlichen Betriebszustand zu steuern.
Wenn daher der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, erzeugt die Antriebsschaltung die Antriebsspannung aus der Ausgangsleistung der Leistungsquelle über die sinusförmige Energiespeisung gemäß dem Spannungsbefehlswert, um den Maximalwert der Antriebsspannung zu verringern, es ist möglich, die verfügbare Menge an Strom, die an den Motor zugeführt werden soll, zu erhöhen. Folglich ist es möglich, den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern.
In dem zehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung erzeugt die Antriebsschaltung die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert durch Durchführen einer 3-Phasen-Modulation, um Spannungen zu variieren, die an die Spulen der Anker mit 3 Phasen angelegt werden, und erzeugt die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert durch Durchführen einer 2-Phasenmodulation, um nur Spannungen zu variieren, die an die Spulen der Anker von 2 Phasen in den 3 Phasen angelegt werden (Zwölfter Aspekt der vorliegenden Erfindung).
Wenn gemäß dem zwölften Aspekt der vorliegenden Erfindung der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, wird die Antriebsspannung gemäß dem Spannungsbefehlswert erzeugt, indem eine 2-Phasenmodulation durchgeführt wird, die es möglich macht, die Schaltfrequenz durch die PWM-Steuerung zu verringern und folglich den sich aus dem Schalten ergebenden Verlust zu verringern. Daher wird der Verlust, der sich aus dem Schalten ergibt, auf einen Bereich beschränkt, ohne einen vordefinierten Pegel zu übersteigen, was es möglich macht, den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern.
In dem zehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung erzeugt die Antriebsschaltung die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds gleich oder niedriger als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert über die sinusförmige Energiespeisung und erzeugt die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert über die rechteckige Energiespeisung (Dreizehnter Aspekt der vorliegenden Erfindung).
Wenn gemäß dem dreizehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, wird die Antriebsspannung über die sinusförmige Energiespeisung gemäß dem Spannungsbefehlswert erzeugt, was es möglich macht, die Maximalspannung der Antriebsspannung zu verringern. Dabei wird der Rotationsbereich, der fähig ist, den Strom an den Motor zuzuführen, zu der Hochgeschwindigkeitsseite erweitert, was es möglich macht, den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern.
In dem zehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung erzeugt die Antriebsschaltung die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds gleich oder niedriger als die aber Geschwindigkeitsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert durch Durchführen einer 3-Phasen-Modulation, um Spannungen zu variieren, die an die Spulen der Anker mit 3 Phasen angelegt werden, und erzeugt die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert durch Durchführen einer 2-Phasenmodulation, um nur Spannungen zu variieren, die an die Spulen der Anker von 2 Phasen in den 3 Phasen angelegt werden (Vierzehnter Aspekt der vorliegenden Erfindung).
Wenn gemäß dem vierzehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, wird die Antriebsspannung gemäß dem Spannungsbefehlswert erzeugt, indem eine 2-Phasenmodulation durchgeführt wird, was es möglich macht, die Schaltfrequenz durch die PWM-Steuerung zu verringern und folglich den sich aus dem Schalten ergebenden Verlust zu verringern. Daher wird der sich aus dem Schalten ergebende Verlust auf einen Bereich beschränkt, ohne einen vordefinierten Pegel zu überschreiten, was es möglich macht, den verfügbaren Steuerbereich des Motors zu erweitern.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist eine vertikale Querschnittansicht, die eine Struktur der rotierenden Maschine schematisch zeigt;
2 ist eine erweiterte Ansicht entlang der Umfangsrichtung eines Stators, eines ersten Rotors und eines zweiten Rotors, die in der in 3 dargestellten rotierenden Maschine angeordnet sind;
3 ist eine Strukturansicht eines Motorsystems, das mit der rotierenden Maschine und einer Steuerung davon versehen ist;
4 ist ein Korrelationskennfeld zwischen einem Drehmoment und einem Verlust, der sich aus einem magnetfeldschwächenden Strom bei einer vordefinierten Rotationsgeschwindigkeit ergibt, und einem Verlust in einer Verstärkerschaltung;
5 ist ein Korrelationskennfeld zwischen einer Verstärkungsrate der Verstärkerschaltung und der Summe des Verlusts, der sich aus dem magnetfeldschwächenden Strom ergibt, und des Verlusts in der Verstärkerschaltung ergibt;
6 ist eine Ansicht zum Vergleichen der 3-Phasenmodulation und der 2-Phasenmodulation;
7 ist eine Ansicht zum Vergleichen einer Korrelationsspannung, die gemäß der 3-Phasenmodulation erzeugt wird, und einer Korrelationsspannung, die gemäß der 2-Phasenmodulation erzeugt wird;
8 ist eine Ansicht, die ein Erzeugungsverfahren einer Antriebsspannung erklärt, die gemäß der 2-Phasenmodulation erzeugt wird; und
9 ist eine Ansicht einer Äquivalenzschaltung des Motors.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unter Bezug auf 1 bis 8 im Detail beschrieben. Unter Bezug auf 1 ist ein Motorsystem gemäß der vorliegenden Ausführungsform versehen mit: einer rotierenden Maschine 3 (äquivalent zu einem Motor der vorliegenden Erfindung), einem ESG 60 (elektronisches Steuergerät, äquivalent zu einer Steuerung der vorliegenden Erfindung), das konfiguriert ist, um die Leistung der rotierenden Maschine 3 zu steuern, einer PDU 10 (Antriebseinheit), welche die Antriebsschaltung ist, die aus einer Inverterschaltung, einer Batterie 11 (äquivalent zu einer Leistungsquelle der vorliegenden Erfindung) und einer Verstärkerschaltung 13 besteht.
Das ESG 60 ist eine elektronische Schaltungseinheit, die aus einer CPU, einem RAM, einem ROM, einer Schnittstelleneinheit und ähnlichem besteht, und ist konfiguriert, um ein Steuerprogramm auszuführen, das vorbereitend installiert ist, um die rotierende Maschine 3 in der CPU zu steuern, um die Leistung der rotierenden Maschine 3 zu steuern.
Die rotierende Maschine 3 ist mit einem ersten Rotor 51 (äquivalent zu der ersten Bewegungseinrichtung der vorliegenden Erfindung), der drehbar in einem Gehäuse 6 der rotierenden Maschine 3 gehalten wird, und einem zweiten Rotor (äquivalent zu der zweiten Bewegungseinrichtung der vorliegenden Erfindung) angeordnet. Der erste Rotor 51 und der zweite Rotor sind konzentrisch angeordnet. Ein Stator 53 (äquivalent zu dem Stator der vorliegenden Erfindung) ist in dem Gehäuse 6 der rotierenden Maschine 3 befestigt.
In der vorliegenden Ausführungsform ist der Stator 53 um den ersten Rotor 51 herum dem ersten Rotor 51 zugewandt angeordnet. Der zweite Rotor 52 ist zwischen dem ersten Rotor 51 und dem Stator 53 drehbar angeordnet, ohne den ersten Rotor 51 und den Stator 53 zu berühren. Daher sind der erste Rotor 51, der zweite Rotor 52 und der Stator 53 konzentrisch angeordnet.
Wenn hier nachstehend nicht angegeben, bezieht sich „die Umfangsrichtung” auf eine Richtung um die axiale Mitte einer ersten Drehwelle 25, die sich von einem axialen Mittelabschnitt der rotierenden Maschine 3 (dem axialen Mittelabschnitt des ersten Rotors 51) erstreckt, und „die axiale Richtung” bezieht sich auf die Axialrichtung der ersten Drehwelle 25.
Der Stator 53 ist mit einer Mehrzahl von Ankern 533 zum Erzeugen eines rotierenden Magnetfelds, das an den ersten Rotor 51 und den zweiten Rotor 52 im Inneren des Stators 53 angelegt wird, einem Eisenkern (Eisenkern der Anker) 531, die zu einer zylindrischen Form ausgebildet sind, indem eine Mehrzahl von Eisenplatten laminiert ist, und Spulen (Ankerwicklungen) 532 von 3 Phasen (U-, V-, und W-Phasen), die auf die Innenumfangsoberfläche des Eisenkerns 531 montiert sind, angeordnet. Der Eisenkern 531 ist koaxial mit der ersten Drehwelle 25 in das Gehäuse 6 eingesetzt und in ihm befestigt.
Jeder einzelne Anker 533 besteht aus dem Eisenkern 531 und den Spulen 532 jeder Phase U, V und W. Die Spulen 532 der 3 Phasen U, V und W sind in dem Eisenkern 531 in der Umfangsrichtung ausgerichtet montiert (siehe 2). Dadurch wird eine Ankeranordnung mit einer Mehrzahl (einem Vielfachen von 3) von Ankern 533, die in der Umfangsrichtung ausgerichtet sind, ausgebildet.
Die Spulen 532 der 3 Phasen U, V und W in der Ankeranordnung sind in einer derartigen Weise angeordnet, dass, wenn ein 3-Phasen-Wechselstrom an sie angelegt wird, eine Mehrzahl (gerade Zahl) von Ankermagnetpolen erzeugt wird, die in gleichmäßigen Intervallen in der Umfangsrichtung ausgerichtet sind und entlang der Umfangsrichtung auf der Innenumfangsoberfläche des Eisenkerns 531 rotieren. Die Anordnung von Ankermagnetpolen hat N-Pol und S-Pol abwechselnd (in der Anordnung haben zwei beliebige benachbarte Ankermagnetpole verschiedene Polarität) in der Umfangsrichtung angeordnet. Der Stator 53 ist aufgebaut, um einhergehend mit der Rotation der Ankermagnetpolanordnung ein rotierendes Magnetfeld im Inneren des Eisenkerns 531 zu erzeugen.
Die Spulen 532 mit 3 Phasen sind über die PDU 10 und die Verstärkerschaltung 13 mit der Batterie 11 verbunden. Die Leistungsübertragung (Eingang und Ausgang von elektrischer Energie in Bezug auf die Spulen 532) wird zwischen den Spulen 532 und der Batterie 11 über die PDU 10 durchgeführt. Daher ist es durch Steuern des über die PDU 10 an die Spulen 532 angelegten Stroms durch das ESG 60 möglich, die Bildung (Rotationsgeschwindigkeit und Magnetflussstärke des rotierenden Magnetfelds) des erzeugten rotierenden Magnetfelds zu steuern.
Wie in 2 dargestellt, ist der erste Rotor 51 mit einem zylindrischen Hauptkörper 511, der aus weichmagnetischen Materialien gefertigt ist, und einer Mehrzahl (gerade Zahl) von Permanentmagneten 512 (Magnetmagnetpole, äquivalent zu den Magnetpolen der vorliegenden Erfindung), die an der Außenumfangsoberfläche des Hauptkörpers 511 befestigt sind, versehen. Der Hauptkörper 511 ist zum Beispiel durch Laminieren von Eisenplatten oder Stahlplatten ausgebildet. Der Hauptkörper 511 ist von der Innenseite des Eisenkerns 531 des Stators 53 in die erste Drehwelle eingesetzt und ist auf der ersten Drehwelle 25 befestigt, um integral mit der ersten Drehwelle 25 zu rotieren.
Die Mehrzahl von Permanentmagneten 512 des ersten Rotors 51 ist in gleichmäßigen Abständen in der Umfangsrichtung ausgerichtet. Gemäß der Ausrichtung der Permanentmagnete 512 ist eine Magnetpolanordnung auf der Außenumfangsoberfläche des ersten Rotors 51 ausgebildet, wobei eine Mehrzahl von Magnetpolen in der Umfangsrichtung ausgerichtet ist und der Innenumfangsoberfläche des Eisenkerns 531 des Stators 53 zugewandt ist. Wie durch die Symbole (N) und (S) in 2 dargestellt, haben die Magnetpole der Außenoberflächen (die Oberfläche, die der Innenumfangsoberfläche des Eisenkerns 531 des Stators 53 entspricht) von zwei benachbarten Permanentmagneten 512 und 512 in der Umfangsrichtig wechselseitig verschiedene Polarität. Mit anderen Worten hat die Magnetpolanordnung, die auf der Außenumfangsoberfläche des ersten Rotors 51 ausgebildet ist, gemäß der Ausrichtung der Permanentmagnete 512 des ersten Rotors 51 abwechselnd den N-Pol und S-Pol angeordnet.
Die Länge des Hauptkörpers 511 und der Permanentmagnete 512 in dem ersten Rotor 51 (die Länge entlang der Axialrichtung der ersten Drehwelle 25) ist derart aufgebaut, dass sie vergleichsweise gleich der Länge des Eisens 531 des Stators 53 in der Axialrichtung ist.
Der zweite Rotor 52 besteht aus einer weichmagnetischen Materialanordnung mit einer Mehrzahl von Kernen 521 (äquivalent zu dem Kernabschnitt der vorliegenden Erfindung), die zwischen dem Stator 53 und dem ersten Rotor 51 ausgerichtet sind, ohne den Stator 53 und den ersten Rotor 51 zu berühren. Jeder Kern 521 ist aus weichmagnetischem Material gefertigt. Die Mehrzahl von Kernen 521, welche die weichmagnetische Materialanordnung bildet, ist in gleichmäßigen Intervallen in der Umfangsrichtung ausgerichtet, wobei ein Abschnitt 522 mit einer geringeren magnetischen Permeabilität als der Kern 521 dazwischen eingeschoben ist.
Jeder Kern 521 ist durch Laminieren zum Beispiel einer Mehrzahl von Stahlplatten ausgebildet. Die durch die Kerne 521 gebildete weichmagnetische Materialanordnung ist auf einem kreisförmigen Flansch 33a ausgebildet, der an dem oberen Ende einer zweiten Drehwelle 33 ausgebildet ist. Dadurch wird der zweite Rotor 52 in die Lage versetzt, integral mit der zweiten Drehwelle 33 zu rotieren.
Die Länge jedes Kerns 521, der die weichmagnetische Materialanordnung (die Länge entlang der Axialrichtung der ersten rotierenden Welle 25) bildet, ist aufgebaut, um entlang der Axialrichtung vergleichsweise gleich der Länge des Eisens 531 des Stators 53 zu sein.
Wenn die Anzahl der Ankermagnetpole des Stators 53 der rotierenden Maschine 3 mit p bezeichnet wird, die Anzahl der Magnetpole des ersten Rotors 51 (die Anzahl der Permanentmagnete 512) mit q bezeichnet wird, und die Anzahl der Kerne 521, die die weichmagnetische Materialanordnung des zweiten Rotors 52 bildet, durch r bezeichnet wird, dann sind p, q und r definiert, um die Beziehung in dem folgenden Ausdruck (33) zu erfüllen.
[Ausdruck 33]

p:q:r = 1:m: 1+m / 2 (33)

Wobei m eine beliebige positive rationale Zahl ist, und m ≠ 1, p und q sind gerade Zahlen.
Wenn zum Beispiel p = 4, q = 8, r = 6 und m = 2, gilt die Beziehung in dem vorstehenden Ausdruck (33).
Wenn, wie vorstehend erwähnt, in der rotierenden Maschine 3, die derart aufgebaut ist, dass sie die Anzahl p der Ankermagnetpole des Stators 53 der rotierenden Maschine 3, die Anzahl q der Kerne 521 des zweiten Rotors 52 und die Anzahl r der Magnetpole des ersten Rotors 51 (die Anzahl der Permanentmagnete 512) hat, die den vorstehenden Ausdruck (33) erfüllen, beide oder einer der beiden, der erste Rotor 51 oder der zweite Rotor 52, rotieren/t, werden die zeitlichen Änderungsraten dψ_u/dt, dψ_v/dt und dψ_w/dt der Magnetflüsse (gekoppelte Flüsse), die von den Magnetpolen des ersten Rotors 51 mittels der Kerne 521 des zweiten Rotors 52 an die Spulen 532 jeder Phase in dem Stator 53 angelegt werden (hier sind ψ_u, ψ_v und dψ_w gekoppelte Flüsse, die jeweils an die U-Phasenspule, die V-Phasenspule und die W-Phasenspule angelegt werden) jeweils durch die Ausdrücke (34), (35) und (36) bezeichnet. [Ausdruck 34]
[Ausdruck 35]
[Ausdruck 36]
wobei ψ_f: der Maximalwert des Magnetflusses von den Magnetpolen des ersten Rotors 51, θ_e2: der elektrische Winkel des zweiten Rotors 52 in Bezug auf eine Referenzspule (zum Beispiel die U-Phasenspule) aus den 3-Phasenspulen 532 des Stators 53; ω_e2: die elektrische Winkelgeschwindigkeit des zweiten Rotors 52; θ_e1: der elektrische Winkel des ersten Rotors 51 in Bezug auf die Referenzspule; und (ω_e1: die elektrische Winkelgeschwindigkeit des ersten Rotors 51.
In den vorstehenden Ausdrücken (34) bis (36) wird der Wert θ_e1 auf null gesetzt, wenn einer der Magnetpole des ersten Rotors 51 der Referenzspule zugewandt ist, und der Wert von θ_e2 wird auf null gesetzt, wenn einer der Kerne 521 des zweiten Rotors 52 der Referenzspule zugewandt ist. Der vorstehend erwähnte „elektrische Winkel” bezieht sich auf einen Winkel, der durch einen mechanischen Winkel erhalten wird, der mit der Polpaarzahl der Ankermagnetpole (der Anzahl der Paare aus N-Pol und S-Pol (= p/2)) multipliziert wird.
Da hier der Magnetfluss, der von den Magnetpolen des ersten Rotors 51 direkt an jede Spule 532 angelegt wird, ohne die Kerne 521 des zweiten Rotors 52 zu durchlaufen, in Bezug auf den Magnetfluss, der die Kerne 521 durchläuft, winzig ist, bezeichnen dψ_u/dt, dψ_v/dt und dψ_w/dt in den vorstehenden Ausdrücken (34) bis (36) die elektromotorische Gegenleistung (induzierte elektromotorische Spannung), die jeweils in den Spulen 532 jeder Phase mit der Rotation des ersten Rotors 51 oder des zweiten Rotors 52 in Bezug auf den Stator 53 auftritt.
In der vorliegenden Ausführungsform wird der an die Spulen 532 des Stators 53 angelegte Strom durch das ESG 60 über die PDU 10 gesteuert, um zu ermöglichen, dass der Rotationswinkel θ_mf (Position des Rotationswinkels bei dem elektrischen Winkel) des magnetischen Flussvektors des rotierenden Magnetfelds, wenn der Strom an die Spulen 532 des Stators 53 angelegt wird, und die Winkelgeschwindigkeit ω_mf (elektrische Winkelgeschwindigkeit), die eine Änderungsrate des Magnetflussvektors mit der Zeit (differenzierter Wert) ist, jeweils die folgenden Ausdrücke (37) und (38) erfüllen.
[Ausdruck 37]

θ_mf = (m + 1)·θ_e2 – m·θ_e1 = c{(m + 1)·θ₂ – m·θ₁} (37)

Wobei θ_mf: der Rotationswinkel des Magnetflussvektors des rotierenden Magnetfelds; θ_e2: der elektrische Winkel des zweiten Rotors 52; θ_e1: der elektrische Winkel des ersten Rotors 51; c: Polpaarzahl der Ankermagnetpole; θ₂: der mechanische Winkel des zweiten Rotors 52; und θ₁: der mechanische Winkel des ersten Rotors 51.
[Ausdruck 38]

ω_mf = (m + 1)·ω_e2 – m·ω_e1 = c{(m + 1)·ω₂ – m·ωθ₁} (38)

Wobei ω_mf: die Winkelgeschwindigkeit des Magnetflussvektors des rotierenden Magnetfelds; ω_e1: die elektrische Winkelgeschwindigkeit des ersten Rotors 51; ω_e2: die elektrische Winkelgeschwindigkeit des zweiten Rotors 52; c: die Polpaarzahl der Ankermagnetpole; ω₂: die mechanische Winkelgeschwindigkeit des zweiten Rotors 52; und ω₁: die mechanische Winkelgeschwindigkeit des ersten Rotors 51.
Wie vorstehend erwähnt, ist es möglich, die Betriebe der rotierenden Maschine 3 geeignet durchzuführen, um zu bewirken, dass der erste Rotor 51 und der zweite Rotor 52 die Drehmomente erzeugen, indem bewirkt wird, dass der Stator 53 das rotierende Magnetfeld erzeugt. Wenn das Ergebnis, das erhalten wird, indem die an die Spulen 532 des Stators 53 zugeführte elektrische Leistung (die elektrische Eingangsleistung) oder die von den Spulen 532 ausgegebene elektrische Leistung durch die Winkelgeschwindigkeit ω_mf bei dem elektrischen Winkel des rotierenden Magnetfelds geteilt wird, als ein äquivalentes Drehmoment T_mf des rotierenden Magnetfelds (auf das hier nachstehend als das zu dem rotierenden Magnetfeld äquivalente Drehmoment T_mf Bezug genommen wird) definiert wird, das in dem ersten Rotor 51 erzeugte Drehmoment als T1 definiert wird, und das in dem zweiten Rotor 52 erzeugte Drehmoment ist als T2 definiert wird, dann erfüllen T_mf, T1 und T2 die Beziehung in dem folgenden Ausdruck (39). Hier wird angenommen, dass der Energieverlust, wie etwa der Kupferverlust, der Eisenverlust oder ähnliches zu winzig sind, so dass sie ignoriert werden können.
[Ausdruck 39]

T_mf = T1 / m = T2 / m+1 (39)

Die durch den vorstehenden Ausdruck (38) bezeichnete Winkelgeschwindigkeitsbeziehung und die durch den vorstehenden Ausdruck (39) bezeichnete Drehmomentbeziehung sind vollkommen identisch mit der Rotationsgeschwindigkeitsbeziehung und der Drehmomentbeziehung eines Sonnenrads, eines Zahnkranzes und eines Trägerrads in einer Planetengetriebevorrichtung. Mit anderen Worten entsprechen jeder der Ankermagnetpole und der erste Rotor 51 dem Sonnenrad, und der andere entspricht dem Zahnkranz, und der zweite Rotor 52 entspricht den Trägerrad.
Daher hat die rotierende Maschine 3 die Funktionen einer Planetengetriebevorrichtung (allgemeiner die Funktionen einer Differentialvorrichtung), und die Rotationen der Ankermagnetpole und des ersten Rotors 51 und des zweiten Rotors 52 werden unter Aufrechterhaltung der kollinearen Beziehung in dem Ausdruck (38) ausgeführt.
Somit hat die rotierende Maschine 3 ähnlich einer normalen Planetengetriebevorrichtung die Funktionen der Verteilung und Kombination von Energien. Insbesondere ist es möglich, über eine Magnetschaltung, die aus dem Stator 53, den Kernen 521 (weichmagnetisches Material) des zweiten Rotors 52 und den Permanentmagneten 512 des ersten Rotors 51 gebildet wird, Energien zwischen den Spulen 532 des Stators 53, dem zweiten Rotor 52 und dem ersten Rotor 51 zu verteilen und zu kombinieren.
Wenn als ein Beispiel der erste Rotor 51 und der zweite Rotor 52 mit einer Last belegt werden und die elektrische Leistung (elektrische Energie) an die Spulen 532 des Stators 53 zugeführt wird, um das rotierende Magnetfeld zu erzeugen, ist es möglich, die an die Spulen 532 zugeführte elektrische Energie über die Magnetschaltung in die kinetische Rotationsenergie des ersten Rotors 51 und des zweiten Rotors 52 umzuwandeln, um den ersten Rotor 51 und den zweiten Rotor 52 anzutreiben, so dass sie rotieren (um ein Drehmoment in dem ersten Rotor 51 und dem zweiten Rotor 52 zu erzeugen). Folglich wird die elektrische Eingabe in die Spulen 532 auf den ersten Rotor 51 und den zweiten Rotor 52 verteilt.
Wenn als ein anderes Beispiel der zweite Rotor 52 mit einer Last belegt wird und der erste Rotor 51 von der Außenseite (die kinetische Rotationsenergie wird von der Außenseite des ersten Rotors 51 angewendet) rotiert wird, um das rotierende Magnetfeld zu erzeugen, um die elektrische Energie von den Spulen 532 des Stators 53 auszugeben (um die Leistungserzeugung durch die Spulen durchzuführen), ist es möglich, die kinetische Rotationsenergie über die Magnetschaltung in die kinetische Rotationsenergie des zweiten Rotors 52 und die Leistungserzeugungsenergie der Spulen 532 umzuwandeln, um den zweiten Rotor 52 anzutreiben, so dass er rotiert und bewirkt, dass die Spulen 532 die Leistungserzeugung durchführen. Somit wird die in den ersten Rotor 51 eingespeiste Energie auf den zweiten Rotor 52 und die Spulen 532 verteilt.
Wenn als ein anderes Beispiel der zweite Rotor 52 mit einer Last belegt wird, der erste Rotor 51 von der Außenseite (die kinetische Rotationsenergie wird von der Außenseite des ersten Rotors 51 angewendet) rotiert wird und die elektrische Energie an die Spulen 532 des Stators 53 auszugeben wird, um das rotierende Magnetfeld zu erzeugen, ist es möglich, die auf den ersten Rotor 51 angewendete kinetische Rotationsenergie und die an die Spulen 532 zugeführte elektrische Energie über die Magnetschaltung in die kinetische Rotationsenergie des zweiten Rotors 52 umzuwandeln und den zweiten Rotor 52 anzutreiben, so dass er rotiert. Somit werden die in den ersten Rotor 51 eingespeiste Energie und die an die Spulen 532 zugeführte Energie kombiniert und an den zweiten Rotor 52 übertragen.
Wie erwähnt, ist es in der rotierenden Maschine 3 möglich, die Energien zwischen dem ersten Rotor 51, dem zweiten Rotor 52 und den Spulen 532 zu verteilen und zu kombinieren, während die Energien zwischen der kinetischen Rotationsenergie des ersten Rotors 51, der kinetischen Rotationsenergie des zweiten Rotors 52 und der elektrischen Energie der Spulen 532 untereinander umgewandelt werden.
Hier nachstehend werden unter Bezug auf 3 bis 8 der Aufbau und die Leistung des ESG 60 und der PDU 10 beschrieben. Bezug nehmend auf 3 steuert das ESG 60 den Strom, der an die Spulen jeder Phase des Stators 53 in der rotierenden Maschine 3 angelegt wird (Phasenstrom), über die sogenannte d-q-Vektorsteuerung. Mit anderen Worten behandelt das ESG 60 die Spulen der 3 Phasen des Stators 53 in der rotierenden Maschine 3 durch Umwandeln der Spulen mit 3 Phasen des Stators 53 in eine Äquivalenzschaltung in einem d-q-Koordinatensystem, das ein Drehkoordinatensystem von 2-Phasen-Gleichströmen ist.
Die Äquivalenzschaltung, die dem Stator 53 entspricht, umfasst die Anker in einer d-Achse (auf die hier nachstehend als der d-Achsen-Anker Bezug genommen wird) und die Anker in einer q-Achse (auf die hier nachstehend als der q-Achsen-Anker) Bezug genommen wird. Das d-q-Koordinatensystem ist ein Drehkoordinatensystem, in dem die Phase der d-Achse in Bezug auf die Referenzspulen in den 3-Phasen-Spulen auf eine Position des Rotationswinkels θ_mf festgelegt ist, die gemäß dem vorstehenden Ausdruck (39) berechnet wird, die Richtung orthogonal zu der d-Achse als die q-Achse festgelegt ist, und der erste Rotor 51 zusammen mit dem zweiten Rotor 52 rotiert.
Das ESG 60 ist mit einem elektrischen Winkelumwandler 67, einem 3-Phasen-/dq-Wandler 65 und einer elektrischen Winkelgeschwindigkeitsberechnungseinrichtung 66 versehen. Der elektrische Winkelumwandler 67 ist konfiguriert, um den Rotationswinkel aus dem mechanischen Winkel θ des ersten Rotors 51, der von einem Positionssensor 70 (Koordinatenwandler, Messgeber oder ähnliches) erfasst wird, und dem mechanischen Winkel θ₂ des zweiten Rotors 52, der von einem Positionssensor 71 erfasst wird, gemäß dem vorstehenden Ausdruck (39) zu berechnen. Der 3-Phasen-/dq-Wandler 65 ist konfiguriert, um einen U-Phasenstromerfassungswert i_u-s, der von einem Phasenstromsensor 72 erfasst wird, und einen W-Phasenstromerfassungswert i_w-s, der von einem Phasenstromsensor 73 erfasst wird, in einen d-Achsenstromerfassungswert i_u-s, der ein Erfassungswert eines Stroms ist, der in den Spulen des d-Achsen-Ankers fließt (auf den hier nachstehend als der d-Achsenstrom Bezug genommen wird), und einen q-Achsenstromerfassungswert, der ein Erfassungswerteines Stroms ist, der in den Spulen des q-Achsen-Ankers fließt (auf den hier nachstehend als der q-Achsenstrom Bezug genommen wird), umzuwandeln. Die elektrische Winkelgeschwindigkeitsberechnungseinrichtung 66 ist konfiguriert, um die elektrische Winkelgeschwindigkeit ω_mf durch Differenzieren des Rotationswinkels θ_mf zu berechnen.
Das ESG 60 ist ferner mit einem Strombefehlsgenerator 68, einer Magnetfeldstromsteuerung 69, einem Subtrahierglied 61, einem Subtrahierglied 62, einer Stromsteuerung 63 und einem dq-/3-Phasenwandler 64 versehen. Der Strombefehlsgenerator 68 ist konfiguriert, um einen d-Achsenstrombefehlswert i_d-c, der ein Befehlswert des d-Achsenstroms (Magnetfeldstroms) ist, und einen q-Achsenstrombefehlswert i_q-c, der ein Befehlswert des q-Achsenstroms (Drehmomentstrom) ist, gemäß einem Drehmomentbefehlswert Tr_c (äquivalent zu dem erforderlichen Betriebszustand der vorliegenden Erfindung), der von der Außenseite angewendet wird, zu erzeugen. Die Magnetfeldstromsteuerung 69 ist konfiguriert, um die Ströme (magnetfeldschwächenden Strom) zur Verringerung der elektromotorischen Gegenspannung, die in den Ankerspulen des Stators 53 aufgrund der Rotation des ersten Rotors 51 und des zweiten Rotors 52 auftritt, in den d-Achsenstrombefehlswert i_d-ca, der an die d-Achsenankerspule geliefert wird, und den q-Achsenstrombefehlswert i_q-ca zu korrigieren. Das Subtrahierglied 61 ist konfiguriert, um die Differenz Δi_d zwischen dem d-Achsenstrombefehlswert i_d-c und dem d-Achsenstromerfassungswert i_d-s zu berechnen. Das Subtrahierglied 62 ist konfiguriert, um die Differenz Δi_q zwischen dem q-Achsenstrombefehlswert i_q-c und dem q-Achsenstromerfassungswert i_q-s zu berechnen. Die Stromsteuerung 63 ist konfiguriert, um einen d-Achsenspannungsbefehlswert V_d-c (äquivalent zu dem Spannungsbefehlswert der vorliegenden Erfindung), der ein Befehlswert für die Spannung zwischen den Anschlüssen der Spulen des d-Achsen-Ankers ist, um Δi_d zu verringern, und um einen q-Achsenspannungsbefehlswert V_q-c (äquivalent zu dem Spannungsbefehlswert der vorliegenden Erfindung), der ein Befehlswert für die Spannung zwischen den Anschlüssen der Spulen des q-Achsen-Ankers ist, um Δi_q zu verringern, zu bestimmen. Der dq-/3-Phasenwandler 64 ist konfiguriert, um den d-Achsenspannungsbefehlswert ΔV_d_c und den q-Achsenspannungsbefehlswert ΔV_q_c auf der Basis des Rotationswinkels θ_mf in die Befehlswerte der 3-Phasenspannung, nämlich einen U-Phasenspannungsbefehlswert ΔV_u_c, einen V-Phasenspannungsbefehlswert ΔV_v_c und einen W-Phasenspannungsbefehlswert ΔV_w_c umzuwandeln.
Die Magnetfeldsteuerung 69 erzeugt den d-Achsenstrombefehlswert i_d-ca und den q-Achsenstrombefehlswert i_q-ca gemäß einer Korrektur durch Leiten des magnetfeldschwächenden Stroms, wenn der Betrag
der Vektorsumme des d-Achsenspannungsbefehlswerts V_d-c und des q-Achsenspannungsbefehlswerts V_q-c größer als eine obere Spannungsgrenze V_ulmt ist.
Außerdem werden der d-Achsenspannungsbefehlswert V_d-c und der q-Achsenspannungsbefehlswert V_q-c auch als ein Ergebnis der Korrektur des d-Achsenstrombefehlswerts i_d-c und des q-Achsenstrombefehlswerts i_q-c korrigiert.
Die PDU 10 führt eine Energiespeisungssteuerung der der elektrischen Leistung, die von der Batterie 11 über die Verstärkerschaltung 13 zugeführt wird, für die 3-Phasenspulen des Stators 53 in der rotierenden Maschine 3 durch, indem sie eine PWM-Steuerung durchführt, um Schaltelemente (Transistor und ähnliches), welche den Inverter bilden, gemäß V_u-c, V_v-c und V_w-c zu schalten. Die Verstärkungsrate der Verstärkerschaltung 13 für eine Ausgangsspannung der Batterie 11 wird durch eine Verstärkungsratensteuerung 75 auf der Basis des Drehmomentbefehlswerts Tr-c und elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω_mf bestimmt.
Wenn die elektrische Winkelgeschwindigkeit ω_mf der rotierenden Maschine 3 steigt, wird die elektromotorische Gegenspannung, die in den Ankerspulen des Stators 53 auftritt, größer. Wenn die elektromotorische Gegenspannung größer als eine Ausgangsspannung V₀ der Batterie 11 ist, wäre es unmöglich, die rotierende Maschine 3 von der PDU 10 mit Energie zu speisen, was die Drehmomentsteuerung der rotierenden Maschine 3 unmöglich macht.
Daher erweitert das ESG 60 den verfügbaren Bereich der Drehmomentsteuerung der rotierenden Maschine 3, indem sie wenigstens durchführt: ein Verfahren aus (1) einem ersten Verfahren (Magnetfeldschwächungsverfahren), das bewirkt, dass die Magnetfeldstromsteuerung 69 den d-Achsenstrombefehlswert i_d-ca und den q-Achsenstrombefehlswert i_q-ca gemäß einer Korrektur durch Leiten des Magnetfeldschwächungsstroms durchführt und (2) einem zweiten Verfahren (Spannungsverstärkungsverfahren), das bewirkt, dass die Verstärkungsratensteuerung 75 die Verstärkungsrate der Verstärkerschaltung 13 für die Ausgangsspannung V₀ der Batterie 11 größer als 1 macht, um eine Spannung V_p, die an die PDU 10 zugeführt wird, größer als V₀ zu machen. Das erste Verfahren und das zweite Verfahren werden hier nachstehend beschrieben.
[Erste Ausführungsform]
Zuerst wird eine erste Ausführungsform des ersten Verfahrens und des zweiten Verfahrens, die von dem ESG 60 durchgeführt werden, beschrieben. In der ersten Ausführungsform bestimmt die Verstärkungsratensteuerung 75, welches Verfahren aus dem ersten Verfahren und dem zweiten Verfahren mit Priorität durchgeführt werden sollte, gemäß einem in 4 dargestellten Drehmoment-Verlust-Korrelationskennfeld.
Das Korrelationskennfeld von 4, bei dem der Verlust (Verlust) als die Vertikalachse festgelegt ist und das Drehmoment (Tr) als die Horizontalachse festgelegt ist, zeigt einen Verlust (erster Verlust) a₁, der auftritt, wenn nur das erste Verfahren durchgeführt wird, und einen Verlust (zweiter Verlust) b₁, der auftritt, wenn nur das zweite Verfahren durchgeführt wird, bei einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit, die größer als eine vordefinierte obere Geschwindigkeitsgrenze ist, um das erforderliche Drehmoment der rotierenden Maschine 3 zu gewinnen.
Wenn in dem Korrelationskennfeld von 4 das Drehmoment nicht größer als Tr₁₀ ist, ist der erste Verlust, der bei der Durchführung des ersten Verfahrens auftritt, kleiner als der zweiten Verlust, der bei der Durchführung des zweiten Verfahrens auftritt. Im Gegensatz dazu ist der zweite Verlust, der bei der Durchführung des zweiten Verfahrens auftritt, kleiner als der erste Verlust der bei der Durchführung des ersten Verfahrens auftritt, wenn das Drehmoment größer als Tr₁₀ ist.
Wenn folglich der Drehmomentbefehlswert Tr_c nicht größer als Tr₁₀ ist, führt die Verstärkungsratensteuerung 75 das erste Verfahren (Magnetfeldschwächungsverfahren) durch. Wenn andererseits der Drehmomentbefehlswert Tr_c größer als Tr₁₀ ist, führt die Verstärkungsratensteuerung 75 das zweite Verfahren durch (Spannungsverstärkungsverfahren). Dadurch ist es möglich, das Auftreten von Verlusten zu unterbinden, und folglich die obere Grenze der elektrischen Winkelgeschwindigkeit in dem Steuerbereich der rotierenden Maschine 3 zu erweitern.
Die Verstärkungsratensteuerung 75 legt die Verstärkungsrate der Verstärkerschaltung 13 für die Ausgangsspannung V₀ der Batterie 11 fest, indem sie einen Verstärkungsratenbefehlswert V_b-c an die Verstärkerschaltung 13 ausgibt. Überdies bestimmt die Verstärkungsratensteuerung 75 den Korrekturbetrag für den d-Achsenstrombefehlswert i_d-c und den q-Achsenstrombefehlswert i_r-c durch Ausgeben eines Magnetfeldstrombefehlswerts jr_c an die Magnetfeldstromsteuerung 69.
[Zweite Ausführungsform]
Hier nachstehend wird eine zweite Ausführungsform des ersten Verfahrens und des zweiten Verfahrens, die von dem ESG 60 durchgeführt werden, beschrieben. In der zweiten Ausführungsform bestimmt die Verstärkungsratensteuerung 75 die Magnetfeldschwächungseinstellung für das erste Verfahren und die Verstärkungsrateneinstellung für das zweite Verfahren, wenn sowohl das erste Verfahren als auch das zweite Verfahren gemäß einem in 5 dargestellten Verstärkungsraten-Verlust-Korrelationskennfeld durchgeführt werden.
Das Korrelationskennfeld von 5, bei dem der Verlust (Verlust) als die Vertikalachse festgelegt ist und die Verstärkungsrate (Rate) als die Horizontalachse festgelegt ist, zeigt die Änderung des Verlusts, wenn sowohl das erste Verfahren (Magnetfeldschwächungsverfahren) als auch das zweite Verfahren (Spannungsverstärkungsverfahren) durchgeführt werden, unter der Bedingung, dass der Betrag
der Vektorsumme des d-Achsenspannungsbefehlswerts V_d-c und des q-Achsenspannungsbefehlswerts V_q-c in einem Versuch, nur mit dem Drehmomentstrom (q-Achsenstrom) ein Drehmoment gemäß dem Drehmomentbefehlswert Tr_c von der rotierenden Maschine 3 auszugeben, größer als eine obere Spannungsgrenze V_ulmt ist.
In 5 bezeichnet a₁ den Verlust (erster Verlust) a₁, der in der rotierenden Maschine 3 aufgrund der Durchführung des ersten Verfahrens auftritt, b₁ bezeichnet den Verlust (zweiter Verlust), der in der Verstärkerschaltung 13 aufgrund der Durchführung des zweiten Verfahrens auftritt, und c bezeichnet den Gesamtverlust (die Summe des ersten Verlusts und des zweiten Verlusts), der aufgrund der Durchführung des ersten Verfahrens und des zweiten Verfahrens auftritt.
Wenn in dem Korrelationskennfeld von 5 die Verstärkungsrate der Verstärkerschaltung 13 auf R₁₀ festgelegt wird, ist der Gesamtverlust c beim Minimum (L₂₂). Daher legt die Verstärkungsratensteuerung 75 die Verstärkungsrate der Verstärkerschaltung 13 auf R₁₀ fest. Der Korrekturbetrag für die Magnetfeldstromsteuerung 69, um den magnetfeldschwächenden Strom zu erzeugen, ist äquivalent zu dem Verlust L₂₁ von a₂, der R₁₀ entspricht.
Dabei ist es durch Bestimmen der Verstärkungsrate der Verstärkerschaltung 13 und des Korrekturbetrags für die Magnetfeldstromsteuerung 69 möglich, den Gesamtverlust in der rotierenden Maschine 3 und der Verstärkerschaltung 13 auf das Minimum zu unterbinden und folglich den steuerbaren Bereich der rotierenden Maschine 3 zu erweitern.
[Dritte Ausführungsform]
Hier nachstehend wird zusammen mit der ersten Ausführungsform und der zweiten Ausführungsform oder unabhängig von der ersten Ausführungsform und der zweiten Ausführungsform ein Erzeugungsverfahren der Antriebsspannungen V_u, V_v, und V_w, das von der PDU 10 durchgeführt wird, beschrieben.
Die PDU 10 erzeugt die Antriebsspannungen V_u, V_v, und V_w gemäß einer 3-Phasenmodulation, wenn die elektrische Winkelgeschwindigkeit ω_mf gleich oder niedriger als eine vordefinierte obere Geschwindigkeitsgrenze ist. Wenn die elektrische Winkelgeschwindigkeit ω_mf größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, erzeugt die PDU 10 die Antriebsspannungen V_u, V_v, und V_w, gemäß einer 2-Phasenmodulation. Dabei ist es möglich, die Schaltfrequenz der Schaltelemente (Transistor und ähnliches) in der Inverterschaltung der PDU 10 in einem Hochgeschwindigkeitsrotationsbereich zu verringern und folglich den Schaltverlust zu verringern.
Hier nachstehend wird unter Bezug auf 6 bis 8 das Erzeugungsverfahren der Antriebsspannungen V_u, V_v, und V_w, gemäß der 2-Phasenmodulation beschrieben. 6(a) stellt eine Phase der Antriebsspannungen dar, die gemäß der 3-Phasenmodulation erzeugt wird. Da in der 3-Phasenmodulation die Einsatzschaltung in dem gesamten Bereich gemäß der PWM-Steuerung durchgeführt wird, ist die Schaltfrequenz der Schaltelemente in der PDU 10 hoch.
6(b) stellt eine Phase der Antriebsspannungen dar, die gemäß der 2-Phasenmodulation erzeugt wird. In der 2-Phasenmodulation wird der Einsatz in einem Bereich des elektrischen Winkels von 60° auf 0% oder 100% festgelegt; daher werden die Schaltelemente in der PDU 10 in diesem Abschnitt nicht geschaltet. Dadurch ist die Schaltfrequenz der Schaltelemente geringer als in der 3-Phasenmodulation.
Die Wellenformen der 3-Phasen-Antriebsspannungen U₁, V₁ und W₁, die gemäß der 3-Phasenmodulation erzeugt werden, und die Zwischenphasenspannungen UV₁, VW₁ und WU₁ sind in 7(a) dargestellt, wobei die Spannung (V) als die Vertikalachse festgelegt ist, und die Zeit (t) als die Horizontalachse festgelegt ist. Indessen sind die Wellenformen der 3-Phasen-Antriebsspannugnen U₂, V₂ und W₂, die gemäß der 2-Phasenmodulation erzeugt werden, und die Zwischenphasenspannungen UV₂, VW₂ und WU₂ in 7(b) dargestellt, wobei die Spannung (V) als die Vertikalachse festgelegt ist und die Zeit (t) als die Horizontalachse festgelegt ist.
Durch Vergleichen von 7(a) mit 7(b) ist klar, dass, obwohl die Wellenformen der Antriebsspannungen U₁, V₁ und W₁, die gemäß der 3-Phasenmodulation erzeugt werden, sich von den Wellenformen der Antriebsspannungen U₂, V₂ und W₂, die gemäß der 2-Phasenmodulation erzeugt werden, unterscheiden, die Wellenformen der Zwischenphasenspannungen UV₁, VW₁ und WU₁, die gemäß der 3-Phasenmodulatiion erzeugt werden, die gleichen wie die Wellenformen der Zwischenphasenspannungen UV₂, VW₂ und WU₂ sind, die gemäß der 2-Phasenmodulation erzeugt werden.
Da die Spannung (Zwischenphasenspannung), die an die Ankerspulen des Stators 53 der rotierenden Maschine 3 angelegt wird, in der 3-Phasenmodulation die gleiche wie in der 2-Phasenmodulation ist, bleibt die Ausgangsleistung der rotierenden Maschine 3 ebenfalls gleich.
Ein Erzeugungsverfahren der Antriebsspannungen gemäß der 2-Phasenmodulation ist in 8 dargestellt. Zum Beispiel wird auf der positiven Seite die Antriebsspannung W₂, die gemäß der 2-Phasenmodulation erzeugt wird, erhalten, indem die Antriebsspannung W₁, die gemäß der 3-Phasenmodulation erzeugt wird, in dem Bereich von 120° bis 180° in der Spannung Pv mit dem Einsatzpegel von 100% ersetzt wird. Gemäß dem Versatz p₁ für den Ersatz werden auch die anderen Antriebsspannungen V₁ und W₁ durch die 3-Phasenmodulation mit den Versätzen p₂ und p₃ addiert, um die Antriebsspannungen U₂, V₂ und durch die 2-Phasenmodulation zu erzeugen.
Ebenso wird auf der negativen Seite die Antriebspannung V₂, die gemäß der 2-Phasenmodulation erzeugt wird, erhalten, indem die Antriebsspannung V₁, die gemäß der 3-Phasenmodulation erzeugt wird, in dem Bereich von 180° bis 240° durch die Spannung Mv mit einem Einsatzpegel von 0% ersetzt wird. Gemäß dem Versatz m₁ für den Ersatz werden auch die anderen Antriebsspannungen U₁ und W₁ durch die 3-Phasenmodulation mit den Versätzen m₂ und m₃ addiert, um die Antriebsspannungen U₂, V₂ durch die 2-Phasenmodulation zu erzeugen.
Es ist annehmbar, dass die Antriebsspannungen dementsprechend, ob der Betrag
der Vektorsumme des d-Achsenspannungsbefehlswerts V_d-c und des q-Achsenspannungsbefehlswerts V_q-c größer als eine obere Spannungsgrenze V_ulmt ist oder nicht, erzeugt werden. Wenn der Betrag der Vektorsumme nicht größer als die obere Spannungsgrenze V_ulmt ist, werden die Antriebsspannungen gemäß der 3-Phasenmodulation erzeugt; wenn jedoch der Betrag der Vektorsumme größer als die obere Spannungsgrenze V_ulmt ist, werden die Antriebsspannungen gemäß der 2-Phasenmodulation erzeugt.
Es ist annehmbar, dass die Antriebsspannungen dementsprechend, ob die elektrische Winkelgeschwindigkeit ω_mf größer die obere Geschwindigkeitsgrenze ist oder nicht, erzeugt werden. Wenn die elektrische Winkelgeschwindigkeit ω_mf nicht größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, werden die Antriebsspannungen V_u, V_v und V_w gemäß der sinusförmigen Energiespeisung erzeugt; wenn jedoch die elektrische Winkelgeschwindigkeit ω_mf größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, werden die Antriebsspannungen V_u, V_v und V_w gemäß der rechteckigen Energiespeisung erzeugt.
Es ist annehmbar, dass die Antriebsspannungen dementsprechend, ob der Betrag
der Vektorsumme des d-Achsenspannungsbefehlswerts V_d-c und des q-Achsenspannungsbefehlswerts V_q-c größer als eine obere Spannungsgrenze V_ulmt ist oder nicht, erzeugt werden. Wenn der Betrag der Vektorsumme nicht größer als die obere Spannungsgrenze V_ulmt ist, werden die Antriebsspannungen V_u, V_v und V_w gemäß der sinusförmigen Energiespeisung erzeugt; wenn jedoch der Betrag der Vektorsumme größer als die obere Spannungsgrenze V_ulmt ist, werden die Antriebsspannungen V_u, V_v und V_w über die rechteckige Energiespeisung erzeugt.
In der vorliegenden Ausführungsform ist der Stator 53 der rotierenden Maschine 3 mit 3 Phasen von Spulen versehen, um das rotierende Magnetfeld (Sich änderndes Magnetfeld) zu erzeugen; es ist jedoch annehmbar, dass er andere Phasen als 3 hat, um das rotierende Magnetfeld zu erzeugen.
In der vorliegenden Ausführungsform ist die rotierende Maschine 3 als der Motor der vorliegenden Erfindung beschrieben; jedoch kann die vorliegende Erfindung auf eine direkt wirkende Maschine (Linearmotor) angewendet werden, um die gleichen Ergebnisse zu erzielen.
In der vorliegenden Ausführungsform wird die rotierende Maschine 3 in eine Äquivalenzschaltung in dem d-q-Koordinatensystem umgewandelt und von dem ESG 60 gesteuert; jedoch können die Ergebnisse der Erfindung erzielt werden, indem die Stromleitung zu den 3-Phasenspulen 532 des Stators 53 der rotierenden Maschine 3 ohne die Umwandlung der Äquivalenzschaltung durchgeführt wird, solange die Beziehung in dem vorstehenden Ausdruck (37) oder (38) gültig beibehalten wird.
Industrielle Anwendbarkeit
Wie vorstehend erwähnt, ist es gemäß dem Motorsystem der vorliegenden Erfindung möglich, die Größe des Motors zu verringern und seinen Konstruktionsfreiheitsgrad zu verbessern, um einen nutzbaren Bereich für den Motor zu erweitern; daher ist es verwendbar, um es gegebenenfalls auf das Motorsystem anzuwenden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2008-67592 [0002, 0003, 0007]

Claims

Motorsystem, das aufweist: einen Elektromotor, der versehen ist mit: einer ersten Bewegungseinrichtung, die aus einer Magnetpolanordnung besteht, die eine Mehrzahl von Magnetpolen entlang einer vordefinierten Richtung angeordnet hat, einem Stator, der aus einer Ankeranordnung besteht, die mit einer Mehrzahl von entlang der vordefinierten Richtung ausgerichteten Ankern versehen ist, die entgegengesetzt zu der Magnetpolanordnung angeordnet ist und aufgebaut ist, um von Ankermagnetpolen, die in der Mehrzahl von Ankern erzeugt werden, wenn eine elektrische Leistung angelegt wird, ein sich änderndes Magnetfeld zu erzeugen, das sich entlang der vordefinierten Richtung zwischen der Ankeranordnung und der Magnetpolanordnung ändert, und einer zweiten Bewegungseinrichtung mit einem Kernabschnitt und einem anderen Abschnitt mit einer niedrigeren magnetischen Permeabilität als der Kernabschnitt, die entlang der vordefinierten Richtung zwischen der Magnetpolanordnung und der Ankeranordnung abwechselnd angeordnet sind, und wobei der Elektromotor derart aufgebaut ist, dass ein Verhältnis der Anzahl der Ankermagnetpole und der Anzahl der Magnetpole und der Anzahl der Kernabschnitte auf 1:m:(1 + m)/2, (in ≠ 1,0) festgelegt ist, eine Leistungsquelle, eine Steuerung, die konfiguriert ist, um einen Spannungsbefehlswert, der ein Befehlswert einer Spannung ist, die an Spulen des Ankers zugeführt werden soll, gemäß einem vordefinierten erforderlichen Betriebszustand zu bestimmen und den Spannungsbefehlswert unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert größer als eine obere Spannungsgrenze ist, die gemäß einer Ausgangsspannung der Leistungsquelle festgelegt ist, oder dass eine Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als eine vordefinierte obere Geschwindigkeitsgrenze ist, zu korrigieren, um einen magnetfeldschwächenden Strom zu erzeugen, um einen Magnetfluss der Magnetpole zu verringern, und eine Antriebsschaltung, die konfiguriert ist, um eine Antriebsspannung aus der Ausgangsleistung der Leistungsquelle entsprechend dem Spannungsbefehlswert zu erzeugen und die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuzuführen.
Motorsystem nach Anspruch 1, wobei, wenn die Steuerung den Spannungsbefehlswert unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, korrigiert, um zu bewirken, dass die Antriebsschaltung, die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuführt, die Steuerung das Korrigieren des Spannungsbefehlswerts unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze wird, beendet.
Motorsystem nach Anspruch 1, wobei, wenn die Steuerung den Spannungsbefehlswert unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, korrigiert, um zu bewirken, dass die Antriebsschaltung die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuführt, die Steuerung das Korrigieren des Spannungsbefehlswerts unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze wird, beendet.
Motorsystem, das aufweist: einen Elektromotor, der versehen ist mit: einer ersten Bewegungseinrichtung, die aus einer Magnetpolanordnung besteht, die eine Mehrzahl von Magnetpolen entlang einer vordefinierten Richtung angeordnet hat, einem Stator, der aus einer Ankeranordnung besteht, die mit einer Mehrzahl von entlang der vordefinierten Richtung ausgerichteten Ankern versehen ist, die entgegengesetzt zu der Magnetpolanordnung angeordnet ist und aufgebaut ist, um von Ankermagnetpolen, die in der Mehrzahl von Ankern erzeugt werden, wenn eine elektrische Leistung angelegt wird, ein sich änderndes Magnetfeld zu erzeugen, das sich entlang der vordefinierten Richtung zwischen der Ankeranordnung und der Magnetpolanordnung ändert, und einer zweiten Bewegungseinrichtung mit einem Kernabschnitt und einem anderen Abschnitt mit einer niedrigeren magnetischen Permeabilität als der Kernabschnitt, die entlang der vordefinierten Richtung zwischen der Magnetpolanordnung und der Ankeranordnung abwechselnd angeordnet sind, und wobei der Elektromotor derart aufgebaut ist, dass ein Verhältnis der Anzahl der Ankermagnetpole und der Anzahl der Magnetpole und der Anzahl der Kernabschnitte auf 1:m:(1 + m)/2, (m ≠ 1,0) festgelegt ist, eine Leistungsquelle, eine Verstärkerschaltung, die konfiguriert ist, um eine Ausgangsspannung der Leistungsquelle zu verstärken, eine Steuerung, die konfiguriert ist, um einen Spannungsbefehlswert, der ein Befehlswert für eine Spannung ist, die gemäß einem vordefinierten erforderlichen Betriebszustand Spulen des Ankers zugeführt werden soll, zu bestimmen und zu bewirken, dass die Verstärkerschaltung die Ausgangsspannung der Leistungsquelle unter der Bedingung verstärkt, dass der Spannungsbefehlswert größer als eine obere Spannungsgrenze ist, die gemäß einer Ausgangsspannung der Leistungsquelle festgelegt ist, oder dass eine Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als eine vordefinierte obere Geschwindigkeitsgrenze ist, und eine Antriebsschaltung, die konfiguriert ist, um gemäß dem Spannungsbefehlswert eine Antriebsspannung aus der Ausgangsleistung des Leistungsquelle zu erzeugen und die Antriebsspannung an die Spulen des Ankers zuzuführen.
Motorsystem nach Anspruch 4, wobei, wenn die Steuerung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, bewirkt, dass die Verstärkerschaltung die Ausgangsspannung der Leistungsquelle verstärkt, um zu bewirken, dass die Antriebsschaltung die Antriebsspannung den Spulen des Ankers zuführt, die Steuerung die Verstärkung der Ausgangsspannung der Leistungsquelle über die Verstärkerschaltung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze wird, beendet.
Motorsystem nach Anspruch 4, wobei, wenn die Steuerung unter der Bedingung, dass Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, bewirkt, dass die Verstärkerschaltung die Ausgangsspannung der Leistungsquelle verstärkt, um zu bewirken, dass die Antriebsschaltung die Antriebsspannung den Spulen des Ankers zuführt, die Steuerung die Verstärkung der Ausgangsspannung der Leistungsquelle über die Verstärkerschaltung unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze wird, beendet.
Motorsystem, das aufweist: einen Elektromotor, der versehen ist mit: einer ersten Bewegungseinrichtung, die aus einer Magnetpolanordnung besteht, die eine Mehrzahl von Magnetpolen entlang einer vordefinierten Richtung angeordnet hat, einem Stator, der aus einer Ankeranordnung besteht, die mit einer Mehrzahl von entlang der vordefinierten Richtung ausgerichteten Ankern versehen ist, die entgegengesetzt zu der Magnetpolanordnung angeordnet ist und aufgebaut ist, um von Ankermagnetpolen, die in der Mehrzahl von Ankern erzeugt werden, wenn eine elektrische Leistung angelegt wird, ein sich änderndes Magnetfeld zu erzeugen, das sich entlang der vordefinierten Richtung zwischen der Ankeranordnung und der Magnetpolanordnung ändert, und einer zweiten Bewegungseinrichtung mit einem Kernabschnitt und einem anderen Abschnitt mit einer niedrigeren magnetischen Permeabilität als der Kernabschnitt, die entlang der vordefinierten Richtung zwischen der Magnetpolanordnung und der Ankeranordnung abwechselnd angeordnet sind, und wobei der Elektromotor derart aufgebaut ist, dass ein Verhältnis der Anzahl der Ankermagnetpole und der Anzahl der Magnetpole und der Anzahl der Kernabschnitte auf 1:m:(1 + m)/2, (m ≠ 1,0) festgelegt ist, eine Leistungsquelle, eine Verstärkerschaltung, die konfiguriert ist, um eine Ausgangsspannung der Leistungsquelle zu verstärken, eine Steuerung, die konfiguriert ist, um einen Spannungsbefehlswert zu bestimmen, der ein Befehlswert einer Spannung ist, die gemäß einem vordefinierten erforderlichen Betriebszustand Spulen des Ankers zugeführt werden soll, um einen ersten Verlust, der bei der Durchführung eines ersten Verfahrens zum Korrigieren des Spannungsbefehlswerts auftritt, zu schätzen, um einen magnetfeldschwächenden Strom zu erzeugen, um einen Magnetfluss der Magnetpole zu verringern, und um einen zweiten Verlust, der bei der Durchführung eines zweiten Verfahrens zum Veranlassen der Verstärkerschaltung, die Ausgangsspannung der Leistungsquelle unter der Bedingung zu verstärken, dass der Spannungsbefehlswert größer als eine obere Spannungsgrenze ist, die gemäß einer Ausgangsspannung der Leistungsquelle festgelegt ist, auftritt, zu schätzen, und einen Korrekturpegel und einen Verstärkungspegel auf der Basis der Schätzergebnisse jeweils des ersten Verlusts und des zweiten Verlusts zu bestimmen, und eine Antriebsschaltung, die konfiguriert ist, um eine Antriebsspannung aus der Ausgangsleistung der Leistungsquelle gemäß dem Spannungsbefehlswert zu erzeugen und die Antriebsspannung den Spulen des Ankers zuzuführen.
Motorsystem nach Anspruch 7, wobei die Steuerung ein Verfahren aus dem ersten Verfahren und dem zweiten Verfahren priorisiert, das einen kleineren Verlust haben würde.
Motorsystem nach Anspruch 7, wobei die Steuerung einen Korrekturpegel für das erste Verfahren und einen Verstärkungspegel für das zweite Verfahren bestimmt, um die Ausgangsspannung der Leistungsquelle zu verstärken, um die Summe des ersten Verlusts und des zweiten Verlusts zu minimieren.
Motorsystem, das aufweist: einen Elektromotor, der versehen ist mit: einer ersten Bewegungseinrichtung, die aus einer Magnetpolanordnung besteht, die eine Mehrzahl von Magnetpolen entlang einer vordefinierten Richtung angeordnet hat, einem Stator, der aus einer Ankeranordnung besteht, die mit einer Mehrzahl von entlang der vordefinierten Richtung ausgerichteten Ankern versehen ist, die entgegengesetzt zu der Magnetpolanordnung angeordnet ist und aufgebaut ist, um von Ankermagnetpolen, die in der Mehrzahl von Ankern erzeugt werden, wenn eine elektrische Leistung angelegt wird, ein sich änderndes Magnetfeld zu erzeugen, das sich entlang der vordefinierten Richtung zwischen der Ankeranordnung und der Magnetpolanordnung ändert, und einer zweiten Bewegungseinrichtung mit einem Kernabschnitt und einem anderen Abschnitt mit einer niedrigeren magnetischen Permeabilität als der Kernabschnitt, die entlang der vordefinierten Richtung zwischen der Magnetpolanordnung und der Ankeranordnung abwechselnd angeordnet sind, und wobei der Elektromotor derart aufgebaut ist, dass ein Verhältnis der Anzahl der Ankermagnetpole und der Anzahl der Magnetpole und der Anzahl der Kernabschnitte auf 1:m:(1 + m)/2, (m ≠ 1,0) festgelegt ist, eine Leistungsquelle, eine Steuerung, die konfiguriert ist, um einen Spannungsbefehlswert, der ein Befehlswert einer Spannung ist, die Spulen des Ankers zugeführt werden soll, gemäß einem vordefinierten erforderlichen Betriebszustand zu bestimmen, und eine Antriebsschaltung, die konfiguriert ist, um eine Antriebsspannung aus der Ausgangsleistung der Leistungsquelle entsprechend dem Spannungsbefehlswert zu erzeugen, die Antriebsspannung den Spulen des Ankers zuzuführen, und das Erzeugungsverhalten zum Erzeugen der Antriebsspannung dementsprechend, ob der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als eine obere Spannungsgrenze ist oder nicht, die gemäß einer Ausgangsspannung der Leistungsquelle festgelegt ist, oder ob eine Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds gleich oder niedriger als eine vordefinierte obere Geschwindigkeitsgrenze ist oder nicht, umzuschalten.
Motorsystem nach Anspruch 10, wobei die Antriebsschaltung die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert über sinusförmige Energiespeisung erzeugt und die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert über rechteckige Energiespeisung erzeugt.
Motorsystem nach Anspruch 10, wobei die Antriebsschaltung die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert gleich oder niedriger als die obere Spannungsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert durch Durchführen einer 3-Phasen-Modulation erzeugt, um Spannungen zu variieren, die an die Spulen der Anker mit 3 Phasen angelegt werden, und die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass der Spannungsbefehlswert größer als die obere Spannungsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert durch Durchführen einer 2-Phasenmodulation erzeugt, um nur Spannungen zu variieren, die an die Spulen der Anker von 2 Phasen in den 3 Phasen angelegt werden.
Motorsystem nach Anspruch 10, wobei die Antriebsschaltung die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich änderndes Magnetfelds gleich oder niedriger als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert über sinusförmige Energiespeisung erzeugt, und die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert über rechteckige Energiespeisung erzeugt.
Motorsystem nach Anspruch 10, wobei die Antriebsschaltung die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds gleich oder niedriger als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert durch Durchführen einer 3-Phasen-Modulation erzeugt, um Spannungen zu variieren, die an die Spulen der Anker mit 3 Phasen angelegt werden, und die Antriebsspannung unter der Bedingung, dass die Geschwindigkeit des sich ändernden Magnetfelds größer als die obere Geschwindigkeitsgrenze ist, gemäß dem Spannungsbefehlswert durch Durchführen einer 2-Phasenmodulation erzeugt, um nur Spannungen zu variieren, die an die Spulen der Anker von 2 Phasen in den 3 Phasen angelegt werden.