DE102014117220A1

DE102014117220A1 - Steuervorrichtung für eine drehende Synchronmaschine, die eine Unterdrückung von Rotorvibrationen ermöglicht

Info

Publication number: DE102014117220A1
Application number: DE102014117220.5A
Authority: DE
Inventors: c/o DENSO CORPORATION Semura Junichi
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2013-11-27
Filing date: 2014-11-25
Publication date: 2015-05-28
Also published as: US9401673B2; JP5835450B2; US20150145451A1; JP2015128368A

Abstract

Bei einer drehenden Synchronmaschine (10), wie zum Beispiel einem Synchronmotor, werden jeweilige Werte einer Zahl von Polpaaren eines Rotors und einer Zahl von Statornuten vorbestimmt, um zu ermöglichen, dass Treibströme durch Statorwicklungen (12U, 12V, 12W) passiert werden, die spezifische variierende elektromagnetische Kräfte, die auf den Rotor wirken und eine Vibration erzeugen, unterdrücken. Der Treibstrom jeder Phase des Motors (10) weist einen Grundfrequenzstrom mit einem sinusförmigen Kurvenverlauf, dem spezifische Ströme einer harmonischen Frequenz überlagert sind, auf, wobei die Ströme einer harmonischen Frequenz Winkelgeschwindigkeiten haben, die hinsichtlich der Winkelvariationsgeschwindigkeiten der spezifischen variierenden elektromagnetischen Kräfte zum Unterdrücken dieser Kräfte zweckmäßig sind.

Description

QUERVERWEIS AUF VERWANDTE ANMELDUNGEN
Diese Anmeldung basiert auf der japanischen Patenterstanmeldung Nr. 2013-244708 , eingereicht am 27. November 2013, und auf der japanischen Patenterstanmeldung Nr. 2014-229854 , eingereicht am 12. November 2014, und nimmt dieselben hierin durch Bezugnahme auf.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Anmeldung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuervorrichtung für eine drehende Mehrphasensynchronmaschine und insbesondere auf eine Steuervorrichtung zum Betreiben der drehenden Maschine, um eine Vibration des Rotors zu reduzieren, und dadurch ein sich ergebendes hörbares Geräusch, das von der drehenden Maschine erzeugt wird, zu reduzieren.
Hintergrundtechnologie
Eine Technologie, wie sie in der japanischen Patentveröffentlichung Nr. HEI 11-55986 (die im Folgenden als Bezugsdokument 1 bezeichnet ist) beschrieben ist, ist zum Reduzieren der Drehmomentwelligkeit einer drehenden Maschine eines Permanentmagnettyps bekannt. Mit dieser Technologie werden Daten, die eine Drehmomentwelligkeit, wie zum Beispiel ein Rastmoment (das durch Umfangsvariationen der magnetischen Leitfähigkeit bzw. Permeanz des Stators aufgrund von Verdrahtungsnuten in einem Statoreisenkern verursacht wird), ausdrücken, in einer Speichervorrichtung gespeichert. Basierend auf den gespeicherten Drehmomentdaten werden Ströme mit einem sinusförmigen Kurvenverlauf, die in den Statorwicklungen strömen, kompensiert, um die Drehmomentwelligkeit zu reduzieren.
Wenn jedoch durch die Wicklungen des Stators einer drehenden Synchronmaschine Ströme zum Antreiben des Rotors passieren, werden variierende (das heißt drehende) elektromagnetische Kräfte an den Rotor angelegt, die in Richtungen in rechten Winkeln zu der Rotorachse wirken (abwechselnd anziehen und abstoßen). Wenn eine solche variierende elektromagnetische Kraft eine Frequenz hat, die nahe einer Resonanzfrequenz eines Vibrationsmodus des Rotors ist, können Vibrationen einer großen Amplitude des Rotors auftreten. Ein hoher Pegel eines hörbaren Geräuschs wird dadurch durch die drehende Maschine erzeugt.
KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist daher gewünscht, das vorhergehende Problem durch Schaffen einer Steuervorrichtung für eine drehende Mehrphasenmaschine zu lösen, die eine Unterdrückung von mindestens einer variierenden elektromagnetischen Kraft ermöglicht, die mit einer spezifischen Frequenz (das heißt mit einer spezifischen Winkelgeschwindigkeit bzw. Kreisfrequenz) variiert, und die auf den Rotor der drehenden Maschine auf eine Art und Weise wirkt, um eine Vibration des Rotors zu erzeugen.
Die Erfindung ist auf eine drehende Mehrphasenmaschine, wie zum Beispiel einen Synchroninduktionsmotor, anwendbar, die einen Rotor mit P Paaren von (Nord-/Süd-)Polen, wobei P eine positive ganze Zahl ist, und einen Stator, der S Nuten (S ist eine positive ganze Zahl ≥ 3) hat und mit Statorwicklungen jeweiliger Phasen bewickelt ist, hat.
Mit einer solchen Maschine werden, wenn die Statorwicklungen zum Bewirken einer Drehung des Rotors mit Treibströmen versorgt werden, Ströme in den Statorwicklungen induziert, wodurch die im Vorhergehenden erwähnten variierenden (das heißt drehenden) elektromagnetischen Kräfte an den Rotor angelegt werden, das heißt abwechselnd den Rotor anziehen und abstoßen. Wenn die Rotorwinkelgeschwindigkeit mit ωm bezeichnet wird, haben diese Kräfte jeweilige Winkelgeschwindigkeitswerte, die durch Multiplizieren von ωm mit einem ganzzahligen Vielfachen der Zahl von Nuten S erhalten werden, das heißt Sωm, 2Sωm, 3Sωm, ..... Bei der vorliegenden Erfindung kann durch Überlagern eines Stroms einer harmonischen Frequenz, der eine Frequenz, die ein spezifisches Vielfaches der Grundtreibstromfrequenz ist, hat, über den Treibstrom (von jeder Phase der Statorwicklungen) mindestens eine dieser variierenden elektromagnetischen Kräfte unterdrückt werden (und dadurch jede sich ergebende Rotorvibration unterdrückt werden).
Beim Beschreiben der Erfindung wird ein Wert KN, der durch Multiplizieren des niedrigsten gemeinsamen Vielfachen bzw. des Hauptnenners K der Zahl von Nuten S und des Doppelten der Zahl von Polpaaren P mit N (wobei N eine positive ganze Zahl ist) erhalten wird, als der vorgeschriebene Wert bzw. Aufgabenwert bezeichnet. Ein Wert, der durch Multiplizieren einer Summe (KN + S) des vorgeschriebenen Werts und der Zahl von Nuten S mit der Winkelgeschwindigkeit des Rotors (das heißt einer mechanischen Winkelgeschwindigkeit im Gegensatz zu einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit) erhalten wird, und ein Wert, der durch Multiplizieren einer Differenz (KN – S) zwischen dem vorgeschriebenen Wert KN und der Zahl von Nuten S mit der Winkelgeschwindigkeit des Rotors erhalten wird, werden als jeweilige Unterdrückungszielwinkelgeschwindigkeiten bezeichnet. Ein Wert einer Winkelgeschwindigkeit, der durch Multiplizieren einer Summe (KN + P) des vorgeschriebenen Werts und der Zahl von Polpaaren mit der mechanischen Winkelgeschwindigkeit erhalten wird, und ein Wert einer Winkelgeschwindigkeit, der durch Multiplizieren einer Differenz (KN – P) zwischen dem vorgeschriebenen Wert und der Zahl von Polpaaren P mit der mechanischen Winkelgeschwindigkeit erhalten wird, werden als jeweilige vorgeschriebene Winkelgeschwindigkeiten bezeichnet.
Die Steuervorrichtung der Erfindung weist daher eine Strompassierschaltungsanordnung auf, die zum Passierenlassen von jeweiligen Grundfrequenzströmen mit einem sinusförmigen Kurvenverlauf (Treibströmen) durch die Statorwicklungen konfiguriert ist, wobei jedem derselben mindestens ein Strom einer harmonischen Frequenz überlagert ist, wobei der Strom einer harmonischen Frequenz eine Winkelgeschwindigkeit hat, die gleich einer vorgeschriebenen Winkelgeschwindigkeit ist. Eine variierende elektromagnetische Kraft, die auf den Rotor wirkt und die mit einer Winkelgeschwindigkeit variiert, die eine spezifische Unterdrückungszielwinkelgeschwindigkeit ist, kann dadurch unterdrückt werden.
Wenn als ein Resultat eine Vibration des Rotors, die durch eine solche variierende elektromagnetische Kraft verursacht wird, mit einer Frequenz nahe einer Resonanzfrequenz eines Vibrationsmodus bzw. einer Schwingungsart des Rotors auftritt, ermöglicht die Erfindung, dass eine resultierende Vibration des Rotors (und ein sich ergebender hoher Pegel eines hörbaren Geräuschs) unterdrückt werden kann (können).
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 stellt die Gesamtkonfiguration eines ersten Ausführungsbeispiels eines Motorsteuersystems dar;
2 ist eine Querschnittsansicht eines Motors bei dem ersten Ausführungsbeispiel;
3 stellt jeweilige Resonanzmodi eines Rotors des Motors bei dem ersten Ausführungsbeispiel dar;
4 ist eine grafische Darstellung, die eine Beziehung zwischen einer Amplitude und einer Frequenz von variierenden elektromagnetischen Kräften, die auf den Rotor des Motors des ersten Ausführungsbeispiels wirken, ohne eine Überlagerung eines Stroms einer 55-sten harmonischen Frequenz über die Treibströme der jeweiligen Phasen des Motors darstellt;
5 ist eine grafische Darstellung, die 4 entspricht und die gemessene Resultate des Pegels eines hörbaren Geräuschs, das durch den Motor erzeugt wird, ohne eine Überlagerung des Stroms einer 55-sten harmonischen Frequenz darstellt;
6 ist eine grafische Darstellung von gemessenen Resultaten, die eine Reduzierung des Pegels eines hörbaren Geräuschs des Motors durch Überlagern des Stroms einer 55-sten harmonischen Frequenz über die Treibströme der jeweiligen Phasen des Motors zeigen;
7 stellt die Gesamtkonfiguration eines zweiten Ausführungsbeispiels eines Motorsteuersystems dar;
8 zeigt einen trapezförmigen Kurvenverlauf einer Treibspannung des Motors des zweiten Ausführungsbeispiels;
9 ist eine Querschnittsansicht eines Motors eines dritten Ausführungsbeispiels;
10 ist eine Teilquerschnittsansicht des Motors des dritten Ausführungsbeispiels, und
11 ist eine Querschnittsansicht eines Motors eines vierten Ausführungsbeispiels.
BESCHREIBUNG VON BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELEN
Erstes Ausführungsbeispiel
Ein erstes Ausführungsbeispiel ist im Folgenden Bezug nehmend auf 1 beschrieben, das ein Steuersystem für einen Gebläsemotor einer Fahrzeugluftkonditionierer- bzw. Klimaanlagenvorrichtung ist. Wie gezeigt ist, weist das Fahrzeugmotorsteuersystem einen 3-Phasen-Wechselrichter 20 und eine Steuervorrichtung 30 auf und steuert einen Synchroninduktionsmotor 10 (auf den im Folgenden einfach als ein Motor Bezug genommen ist). Ein Strom von einer Gleichstromleistungsquelle 40 (einer Gleichstromleistungsquelle) passiert über den 3-Phasen-Wechselrichter 20 zu dem Motor 10, wie es im Folgenden beschrieben ist.
Der 3-Phasen-Wechselrichter 20 hat 3 Paare von reihengeschalteten Schaltelementen, die jeweils, U-, V- und W-Phasen entsprechen, wobei jedes Paar ein Schaltelement eines oberen Zweigs und ein Schaltelement eines unteren Zweigs aufweist. Die Schaltelemente eines oberen Zweigs werden im Folgenden gemeinsam als S$p ($ = U, V, W) und die Schaltelemente eines unteren Zweigs als S$n bezeichnet. Die Verbindungsstelle jedes reihengeschalteten Schaltelementepaars eines oberen Zweigs und eines unteren Zweigs ist mit einem Ende einer entsprechenden Statorwicklung des Stators 12 des Motors 10, wie gezeigt ist, verbunden, das heißt, die Verbindungsstellen der U-, V- und W-Schaltelementepaare sind jeweils mit den U-, V-, W-Statorwicklungen 12U, 12V, 12W verbunden. Die anderen Enden der Statorwicklungen 12U, 12V, 12W sind als ein Verbindungsstellenpunkt N zusammengeschaltet. Wenn die Schaltelemente gemeinsam als S$# (# = p, n) bezeichnet werden, ist eine Freilaufdiode D$# in umgekehrter Richtung parallel zu jedem Schaltelement S$# geschaltet. Jedes der Schaltelemente dieses Ausführungsbeispiels ist eine Vorrichtung eines spannungsgesteuerten Typs, wie zum Beispiel ein IGBT oder ein MOS-FET.
Der Motor 10 dieses Ausführungsbeispiels nutzt Permanentmagnete, um die magnetischen Felder des Rotors 14 zu erzeugen, es ist jedoch gleichermaßen möglich, dass diese magnetischen Felder unter Verwendung von Feldwicklungen erzeugt werden.
Wie in der Querschnittsansicht von 2 gezeigt ist, ist in rechten Winkeln zu der Rotorachse des Motors 10 (die als O angegeben ist) der Motor 10 ein Motor eines Außenrotortyps. Ein Schraffieren von Querschnittsregionen ist aus 2 weggelassen.
Der Motor 10 weist grundsätzlich einen einzigen Stator 12 und einen ringförmigen Rotor 14, der für eine Drehung hinsichtlich des Rotors 12, das heißt mit einem Zwischenraum, der zwischen einer Innenumfangsoberfläche des Rotors 14 und einer Außenumfangsoberfläche des Stators 12 vorgesehen ist, angebracht ist, auf. Der Motor 10 wird durch die Steuervorrichtung 30, wie es im Folgenden beschrieben ist, gesteuert.
Der Rotor 14 ist aus einer Mehrzahl von Permanentmagneten 14a, die durch ein Rückjoch 14b umfangsmäßig umschlossen sind, und die mit dem Rückjoch 14b in Berührung sind, gebildet. Jeder der Permanentmagnete 14a hat eine identische Form, und dieselben sind angeordnet, um sich zu kombinieren, um einen einzigen ringförmigen Magneten, wie es gezeigt ist, zu bilden. Die Orientierungsrichtung des Nordpols jedes Permanentmagneten 14a (radiale Richtung) ist durch einen entsprechenden Pfeil angezeigt, wobei sich die S-(Süd-) und N-(Nord-)Polaritätsrichtungen der Permanentmagnete 14a aufeinanderfolgend in der Umfangsrichtung, wie es in 2 angezeigt ist, abwechseln.
Der Stator 12 ist mit 12 Zähnen 12a, wodurch 12 Nuten 12b gebildet sind, gebildet, wobei die Zähne 12a und Nuten 12b umfangsmäßig mit einer fixierten Teilung angeordnet sind. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Zahl der Polpaare (das heißt die Zahl von benachbarten S-Polaritäts- und N-Polaritäts-Paaren), die als P bezeichnet ist, 5, während die Zahl der Nuten, die als S bezeichnet ist, 12 ist.
Bezug nehmend wieder auf 1 basiert die Steuervorrichtung 30 auf einem Mikrocomputer (der nicht in den Zeichnungen gezeigt ist), der einen Speicher hat, in dem vorher ein Programm gespeichert wurde. Die Steuervorrichtung 30 führt verschiedene Funktionen, die im Folgenden beschrieben sind, durch Ausführen von Anweisungen des gespeicherten Programms aus. Betriebssignale, die durch die Steuervorrichtung 30 erzeugt werden, betreiben den 3-Phasen-Wechselrichter 20, um eine Steuergröße des Motors 10 (bei diesem Ausführungsbeispiel die Winkeldrehgeschwindigkeit des Rotors 14) bei einem Befehlswert (der im Folgenden als die Befehlswinkelgeschwindigkeit ω* bezeichnet ist) zu halten. Die Steuervorrichtung 30 erzeugt genauer gesagt Betriebssignale g$p, g$n eines oberen Zweigs und eines unteren Zweigs zum Steuern der Schaltelemente S$p, S$n eines oberen Zweigs und eines unteren Zweigs des 3-Phasen-Wechselrichters 20. Die Betriebssignale g$p, g$n, die an jedes reihengeschaltete Paar von Schaltelementen S$p, S$n eines oberen Zweigs und eines unteren Zweigs angelegt werden, sind komplementäre Signale, das heißt die Schaltelemente S$p, S$n jedes reihengeschalteten Paars werden abwechselnd in den EIN-(leitenden)Zustand geschaltet.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird der erforderliche Wert der Befehlswinkelgeschwindigkeit ω* für die Steuervorrichtung 30 durch eine externe Vorrichtung (einer höheren Ebene) (die nicht in den Zeichnungen gezeigt ist) spezifiziert.
Der Drehwinkel (elektrische Winkel) θe des Rotors 14 wird durch einen Drehwinkelsensor 42 (zum Beispiel einen Drehmelder) erfasst, während die V-Phasen- und W-Phasen-Ströme des Motors 10 durch V-Phasen- und W-Phasen-Stromsensoren 44V, 44W erfasst werden. Signale, die die erfassten Werte iWr, iVr der V-Phasen- und W-Phasen-Ströme ausdrücken, werden zusammen mit dem Erfassungssignal von dem Drehwinkelsensor 42 in die Steuervorrichtung 30 eingegeben.
Ein U-Phasen-Strom-Berechnungsabschnitt 31 berechnet basierend auf dem Kirchhoffschen Gesetz aus den erfassten Werten iVr und iWr den Wert des U-Phasen-Stroms iUr. Der Berechnungsabschnitt 32 einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit berechnet durch Differenzieren der aufeinanderfolgend erhaltenen Werte eines elektrischen Winkels θe hinsichtlich der Zeit die elektrische Winkelgeschwindigkeit ωe des Rotors 14. Die mechanische Drehgeschwindigkeit ωm des Rotors 14 wird durch Teilen der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ωe durch die Zahl von Polpaaren P erhalten.
Basierend auf der Befehlswinkelgeschwindigkeit ω* etc. leitet der Befehlsstromspeicherabschnitt 33 Befehlswerte iU*, iV*, iW* des U-Phasen-, V-Phasen- bzw. W-Phasen-Stroms hinsichtlich eines fixierten 3-Phasen-Koordinatensystems ab. Bei diesem Ausführungsbeispiel basiert der Befehlsstromspeicherabschnitt 33 auf einem nicht flüchtigen Speicher, wie es im Folgenden beschrieben ist.
Ein U-Phasen-Fehlerberechnungsabschnitt 34U erhält durch Subtrahieren des Befehlswerts iU* des U-Phasen-Stroms von dem U-Phasen-Stromwert iUr, der von dem U-Phasen-Strom-Berechnungsabschnitt 31 ausgegeben wird, ein U-Phasen-Fehlerdelta U. Ein V-Phasen-Fehlerdelta V wird ähnlicherweise durch einen V-Phasen-Fehlerberechnungsabschnitt 34V durch Subtrahieren des Befehlswerts iV* des V-Phasen-Stroms von dem V-Phasen-Stromwert iVr erhalten, und das W-Phasen-Fehlerdelta W wird durch einen W-Phasen-Fehlerberechnungsabschnitt 34W durch Subtrahieren des Befehlswerts iW* des W-Phasen-Stroms von dem W-Phasen-Stromwert iWr erhalten.
Ein eine Befehlsspannung erzeugender Abschnitt 35 wendet die U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Fehlerwerte eines Stroms (delta U, delta V und delta W) an, um Werte von U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Befehlsspannungen (VU*, VV* und VW*) zu berechnen, die in einen PWM-Betriebsabschnitt 36 eingegeben werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die Befehlsspannungen VU*, VV* und VW* unter Verwendung einer Proportional-Integral-Steuerung berechnet.
Der PWM-Betriebsabschnitt 36 erzeugt gemäß den U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Befehlsspannungen VU*, VV* und VW* jeweilige Betriebssignale (Spannungssignale) gU#, gV#, gW#. Jedes der Betriebssignale gU#, gV#, gW# wird als ein PWM-(= Pulse Width Modulation = Pulsbreitenmodulation)Signal erzeugt, dessen Pulsbreite durch den Wert der entsprechenden der Befehlsspannungen VU*, VV* und VW* bestimmt ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird dies durch Vergleichen der Größen jeder der Befehlsspannungen VU*, VV* und VW* mit einem Dreieckkurvenverlaufsträgersignal erreicht.
Wenn in dem Motor 10 durch Passierenlassen der U-Phasen-, V-Phasen- und W-Phasen-Ströme durch die Statorwicklungen ein drehendes magnetisches Feld erzeugt wird, das eine Drehung des Rotors 14 verursacht, wirken resultierende variierende elektromagnetische Kräfte auf den Rotor 14. Diese variierenden elektromagnetischen Kräfte haben jeweilige Winkelvariationsgeschwindigkeiten (12ωm, 24ωm, 36ωm, 48ωm, 60ωm, 70ωm, ...), wobei jede Winkelvariationsgeschwindigkeit einen Wert hat, der durch Multiplizieren der (mechanischen) Drehgeschwindigkeit ωm des Rotors 14 mit einer ganzen Zahl, die ein positives Vielfaches der Zahl von Nuten S des Motors 10 ist, erhalten wird. Wenn die Vibrationsfrequenz bzw. Schwingungsfrequenz des Rotors 14, die durch eine solche variierende elektromagnetische Kraft (das heißt eine spezifische Winkelvariationsgeschwindigkeit hat) verursacht wird, nahe einer Resonanzfrequenz des Rotors (insbesondere einem Toroidmodus des Rotors 14, wie es im Folgenden beschrieben ist) ist oder mit derselben übereinstimmt, erhöht sich ein magnetisches Rauschen (und daher ein hörbares Geräusch), das durch den Motor 10 erzeugt wird, stark. Ein Toroidmodus ist ein Modus einer periodischen Verformung des Rotors 14 als ein elastischer Körper, die durch Vibrationskräfte, die auf den Rotor 14 in einer lateralen Richtung (das heißt in rechten Winkeln zu der Achse des Rotors 14) wirken, verursacht wird. Die Toroidmodi sind genauer im Folgenden beschrieben.
3 stellt Toroidmodi einer 1-ten Ordnung bis zu einer 4-ten Ordnung dar. Wie gezeigt ist, ist der Toroidmodus einer 1-ten Ordnung ein Modus einer Vibration, bei dem der Rotor 14 versetzt wird, während derselbe seine ursprüngliche Form (das heißt die Form, wenn keine Verformungskraft angewendet wird, wie durch einen Umriss einer gestrichelten Linie angegeben ist) beibehält, und hinsichtlich eines Knotens als Bezug schwingt. Hier bedeutet die Bezeichnung „Knoten” eine Position, wie sie durch die Strichpunktlinien in 3 angezeigt ist, an der die Form des Rotors 14 zu der ursprünglichen Form im Wesentlichen unverändert ist.
Bei dem Toroidmodus einer 2-ten Ordnung tritt an zwei Positionen, die durch π rad (wie es hinsichtlich der ursprünglichen Form gemessen wird) winkelmäßig separiert sind, radial eine Dehnung auf, während an zwei Positionen, die jeweils um π/2 rad von einer Dehnungsposition winkelmäßig separiert sind, eine Zusammenziehung auftritt. Bei dem Toroidmodus einer 3-ten Ordnung ist die Zahl der Positionen (wie es hinsichtlich der ursprünglichen Form gemessen wird), bei denen die Form zusammengezogen ist, 3, während bei dem Toroidmodus einer 4-ten Ordnung die Zahl der Positionen, bei denen die Form zusammengezogen ist, 4 ist.
Bei jedem Toroidmodus sind die Vibrationskräfte, die auf den Rotor 14 wirken, drehende elektromagnetische Kräfte, die aufgrund einer Strömung eines Stroms in den Statorwicklungen 12$ erzeugt werden. Die Ordnung des Toroidmodus einer Vibration, die aus diesen Kräften resultiert, kann durch Teilen des Winkelmaßes einer Drehung des Rotors 14 (das heißt 2π rad) durch die Winkelverteilungsperiode der abstoßenden und anziehenden elektromagnetischen Kräfte (das heißt durch die Winkelseparation zwischen zwei benachbarten Positionen einer abstoßenden elektromagnetischen Kraft oder zwei benachbarten Positionen einer anziehenden elektromagnetischen Kraft) berechnet werden. In dem Fall des Toroidmodus einer 2-ten Ordnung, wie es im Vorhergehenden beschrieben ist, bei dem magnetische Anziehungskräfte und Abstoßungskräfte jeweils radial bei zwei Positionen wirken, die um π rad winkelmäßig separiert sind, wird beispielsweise die Ordnung des Toroidmodus als 2π/π, das heißt 2, erhalten.
Die Toroidmodi haben jeweils individuelle Resonanzfrequenzen. Eine Resonanz des Rotors 14 tritt auf (das heißt in einem spezifischen Toroidmodus), wenn die Frequenz einer Vibration in dem Toroidmodus mit der Resonanzfrequenz des Toroidmodus übereinstimmt.
Wenn die tatsächliche Vibrationsfrequenz somit mit der Resonanzfrequenz eines Toroidmodus übereinstimmt, entsteht ein Problem, dass sich das magnetische Rauschen, das durch den Motor 10 erzeugt wird, wesentlich erhöht, was eine starke Erhöhung des Geräuschs innerhalb des hörbaren Frequenzbereichs verursacht.
Bei diesem Ausführungsbeispiel werden, um dieses Problem zu überwinden, die Kurvenverläufe jedes der Treibströme von jeweiligen Phasen des Stators 12 gesteuert, um eine variierende elektromagnetische Kraft zu unterdrücken, die eine solche Rotorvibration erzeugen kann, wie es im Folgenden beschrieben ist.
Die Vibrationskraft F, die durch einen magnetischen Pol des Rotors 14 erzeugt wird, ist proportional zu dem magnetischen Fluss ϕ des Pols und zu der magnetisierenden Kraft H der Statorwicklungen 12$, durch die die Treibströme passieren (das heißt, es wird angenommen, dass dieselben Ströme mit einem sinusförmigen Kurvenverlauf bei einem Grundfrequenzwert sind), wie es durch die folgende Gleichung (1) ausgedrückt wird. F ∝ ϕ·H (Glg 1)
Die magnetisierende Kraft H ist proportional zu der Permeanz A des Stators, zu der Zahl von Windungen N der Statorwicklungen 12$ bzw. zu dem Wert eines Stroms I, der durch jede der Statorwicklungen 12$ strömt. Die folgende Gleichung (2) kann aus der Gleichung (1) im Vorhergehenden abgeleitet werden. F ∝ ϕ·A·N·I (Glg 2)
Da die Permeanz A des Stators umfangsmäßig (das heißt eine Winkelvariation innerhalb eines Bereichs von 2π rad) mit einer Periode variiert, die m mal die Nutenzahl S (wobei m eine positive ganze Zahl ist) ist, kann aus der Gleichung (2) im Vorhergehenden eine folgende Gleichung (3) abgeleitet werden.
In der Gleichung (3) gibt A0 den Durchschnittswert der Permeanz A an. Wenn sich der Rotor 14 mit einer Winkelgeschwindigkeit ωm (rad/s) dreht, strömt ein Strom Ik einer harmonischen Frequenz in der Statorwicklung 12$, wie es durch eine folgende Gleichung (4) ausgedrückt wird. I_k ∝ I_a·sin[(K ± P)ω_m·t ∓ P·θ_m] (Glg 4)
In Gleichung (4) gibt t die Zeit an, Ia gibt die Amplitude des Stroms Ik einer harmonischen Frequenz an, θm (rad) gibt den Drehwinkel des Rotors an, und K gibt das kleinste gemeinsame Vielfache der Zahl von Nuten S und des Doppelten der Zahl von Polpaaren P an. K, 2K, 3K, 4K etc. können in Gleichung (4) genutzt werden, wobei ein solcher Wert hierin als ein vorgeschriebener Wert bezeichnet ist, das heißt K multipliziert mit einer positiven ganzen Zahl N. In dieser Beschreibung des ersten Ausführungsbeispiels wird jedoch angenommen, dass der vorgeschriebene Wert K ist, das heißt, N wird als 1 angenommen.
Die Vibrationskraft F, die durch einen magnetischen Pol des Rotors 14 aufgrund eines Stroms Ik einer harmonischen Frequenz, der in einer Statorwicklung 12$ strömt, erzeugt wird, kann durch eine folgende Gleichung (5), die aus den Gleichungen (2) bis (4) abgeleitet wird, ausgedrückt werden.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird, da S = 12, P = 5, K = 60, durch Einsetzen dieser Werte in die Gleichung (5) eine folgende Gleichung (6) erhalten.
Im Folgenden bedeutet, es sei denn, dass es anders angezeigt ist, „Winkelgeschwindigkeit des Rotors 14” die mechanische Winkelgeschwindigkeit. Wenn sich der Rotor 14 mit einer Winkelgeschwindigkeit ωm dreht, ist die Beziehung zwischen dem (mechanischen) Winkel θm des Rotors und ωm [θm = ωm·t]. Die Gleichung (6) kann somit in der Gestalt einer folgenden Gleichung (7) ausgedrückt werden.
Unter Verwendung einer Integration von trigonometrischen Funktionen kann die Gleichung (7) als eine folgende Gleichung (8) ausgedrückt werden.
Ein Strom, der eine Winkelvariationsfrequenz (K – P) ωm (das heißt ein Produkt der Winkelgeschwindigkeit ωm mit der Differenz (K – P) zwischen dem geringsten gemeinsamen Vielfachen K und der Zahl von Polpaaren P) hat, wird als der Strom einer (K – P)-ten harmonischen Frequenz bezeichnet, während ein Strom, der eine Winkelvariationsfrequenz (K + P) ωm hat, als der Strom einer (K + P)-ten harmonischen Frequenz bezeichnet wird.
Die Gleichungen (6) und (8) zeigen Folgendes. Variierende elektromagnetische Kräfte, die auf den Rotor 14 wirken und die jeweilige Winkelgeschwindigkeiten Kωm, (K + S) ωm und (K – S) ωm (bei diesem Ausführungsbeispiel 60 ωm, 72 ωm und 48 ωm) haben, können aus einem spezifischen Paar von induzierten Strömen einer harmonischen Frequenz, die in den Statorwicklungen jeder Phase strömen, das heißt den Strömen einer (K – P)-ten und (K + P)-ten harmonischen Frequenz resultierend betrachtet werden.
Die Gleichungen (6) bis (8) zeigen daher, dass irgendeine der elektromagnetischen K-Ordnung-, (K – S)-Ordnung- und (K + S)-Ordnung-Kräfte unterdrückt werden kann, indem verursacht wird, dass ein Strom einer (K – P)-ten harmonischen Frequenz und ein Strom einer (K + P)-ten harmonischen Frequenz geeigneter Amplituden in jeder der Statorwicklungen 12$, dem Grundfrequenztreibstrom mit einem sinusförmigen Kurvenverlauf überlagert, strömen.
Wie es aus den Gleichungen (7) und (8) offensichtlich ist, werden die elektromagnetischen (K – S)-Ordnung- und (K + S)-Ordnung-Kräfte erzeugt, wenn Ströme mit einer (K – P)-ten und einer (K + P)-ten harmonischen Frequenz in den Statorwicklungen 12$ aufgrund der Tatsache strömen, dass die variierende elektromagnetische K-Ordnung-Kraft, die auf den Rotor 14 wirkt, mit Sωm (dem Produkt der Zahl von Nuten S und der Drehwinkelgeschwindigkeit ωm) frequenzmoduliert ist.
Die Werte (K + P) ωm und (K – P) ωm, die im Vorhergehenden definiert sind, entsprechen jeweiligen „vorgeschriebenen Winkelgeschwindigkeiten”, wie es in den beigefügten Ansprüchen zitiert ist. Die Werte, die durch Multiplizieren (K + S) ωm und (K – S) ωm, die im Vorhergehenden definiert sind, erhalten werden, entsprechen jeweiligen „Unterdrückungszielwinkelgeschwindigkeiten”, wie es in den Ansprüchen zitiert ist.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Zahl von Nuten S 12, und das Doppelte der Zahl von Polpaaren P ist 10, sodass das niedrigste gemeinsame Vielfache K 60 ist. Daher werden die variierenden elektromagnetischen 48-Ordnung-, 60-Ordnung- und 72-Ordnung-Kräfte unterdrückt, indem verursacht wird, dass ein Strom einer 55-sten harmonischen Frequenz und ein Strom einer 65-sten harmonischen Frequenz einer zweckmäßigen Amplitude in jeder der Statorwicklungen 12$ strömen. Um dies zu erreichen, werden Informationen in dem Befehlsstromspeicherabschnitt 33 für eine Verwendung beim Erzeugen (hinsichtlich jeder der U-, V- und W-Phasen) eines Signals gespeichert, das einen sinusförmigen variierenden Grundfrequenzstrom ausdrückt, der mit der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ωe variiert und dem der Strom einer 55-sten harmonischen Frequenz und der Strom einer 65-sten harmonischen Frequenz überlagert sind. Diese Ströme werden durch eine folgende Gleichung (9) ausgedrückt, in der IkU, IkV und IkW jeweils die überlagerten Ströme einer 55-sten und 65-sten harmonischen Frequenz der U-, V- und W-Phasen bezeichnen.
Die ersten Posten auf der rechten Seite von Gleichung (9) sind die sinusförmig Variierenden Grundfrequenzströme der U-, V-, W-Phasen, die sich untereinander hinsichtlich der Phase um 120° unterscheiden. Die Ströme Ik$ ($ = U, V, W) einer harmonischen Frequenz der U-, V- und W-Phasen sind mit Amplitudenwerten eingestellt, die zum Unterdrücken der elektromagnetischen 48-Ordnung, 60-Ordnung und 72-Ordnung-Kräfte zweckmäßig sind, wie es im Vorhergehenden beschrieben ist. Bei diesem Ausführungsbeispiel haben die jeweiligen Ströme einer harmonischen Frequenz der U-, V- und W-Phasen eine identische Gestalt und unterscheiden sich hinsichtlich der Phase um 120° (das heißt, unterscheiden sich hinsichtlich des elektrischen Winkels θe um 120°) voneinander. Werte, die die $-Phasen-Befehlsströme I$* ausdrücken, werden in einem nicht flüchtigen Speicher des Befehlsstromspeicherabschnitts 33 in einer Datenabbildungsgestalt gespeichert gehalten, die sich auf Werte einer Befehls-(mechanischen)Winkelgeschwindigkeit ω*, eines elektrischen Winkels θe, eines mechanischen Winkels θm und einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit ωe des Rotors 14 bezieht.
Jeder der $-Phasen-Befehlsströme I$* weist daher einen Grundfrequenzstrom mit einem sinusförmigen Kurvenverlauf, der mit der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ωe variiert und dem entsprechende Ströme Ik einer harmonischen Frequenz (55-ste und 65-ste Harmonische der Grundfrequenz) überlagert sind, auf.
Der Befehlsstromspeicherabschnitt 33 führt wiederholt ein Steuerprogramm aus, das beispielsweise in einem ROM gespeichert gehalten ist. In jeder von aufeinanderfolgenden Steuerperioden der Programmausführung werden Signalwerte, die die Befehlsströme IU*, IV* und IW* ausdrücken, gemäß den aktuell empfangenen Werten einer Befehlswinkelgeschwindigkeit ω*, eines elektrischen Winkels θe, eines mechanischen Winkels θm und einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit ωe aus dem Speicher 33 ausgelesen. Diese Werte der Befehlsströme IU*, IV* und IW* werden in den U-Phasen-Fehlerberechnungsabschnitt 34U, den V-Phasen-Fehlerberechnungsabschnitt 34V bzw. den W-Phasen-Fehlerberechnungsabschnitt 34W eingegeben.
4, 5 und 6 zeigen Effekte, die durch Überlagern des Stroms einer 55-sten harmonischen Frequenz über die Grundfrequenztreibströme jeder der Phasenwicklungen 12U, 12V, 12W des Motors 10 erhalten werden. Bei diesem Beispiel erzeugt die variierende elektromagnetische 48-Ordnung-Kraft (das heißt mit einer Winkelgeschwindigkeit von 48 ωm) eine Vibration des Rotors 14 bei einer Frequenz (2,2 kHz), die nahe einer Resonanzfrequenz (2,3 kHz) des Rotors 14 des Motors 10 bei dem Toroidmodus einer 2-ten Ordnung des Rotors ist.
4 zeigt die Beziehung zwischen einer Amplitude und einer Frequenz von variierenden elektromagnetischen Kräften, die auf den Rotor 14 wirken, wenn der Strom einer 55-sten harmonischen Frequenz den Grundfrequenztreibströmen von jeder der Phasenwicklungen 12U, 12V, 12W des Motors 10 nicht überlagert ist.
5 zeigt gemessene Resultate des Pegels eines hörbaren Geräuschs, das durch den Motor 10 erzeugt wird, wenn der Strom einer 55-sten harmonischen Frequenz nicht überlagert ist, während 6 die entsprechenden Resultate für den Fall zeigt, wenn der Strom einer 55-sten harmonischen Frequenz den Grundfrequenztreibströmen jeder der Phasenwicklungen überlagert ist.
Wie in 5 gezeigt ist, gibt es aufgrund einer Resonanzvibration des Rotors 14, die durch den Motor 10 bei 2,3 kHz erzeugt wird, wenn der Strom einer 55-sten harmonischen Frequenz nicht überlagert ist, eine Geräuschspitze einer großen Amplitude.
Wie in 6 gezeigt ist, wird die Geräuschspitze um 13 dBA reduziert, indem der Strom einer 55-sten harmonischen Frequenz dem Treibstrom jeder Phasenwicklung, wie es im Vorhergehenden beschrieben ist, überlagert wird, und die Geräuschspitze wird daher effektiv unterdrückt.
Die Effekte, die durch das vorhergehende Ausführungsbeispiel geliefert werden, können wie folgt zusammengefasst werden.

(1) Der Strom einer 55-sten harmonischen Frequenz und der Strom einer 65-sten harmonischen Frequenz (jeweilige Hochfrequenzströme mit einem sinusförmigen Kurvenverlauf) werden einem Grundfrequenzstrom mit einem sinusfürmigen Kurvenverlauf überlagert, um jeweilige Treibströme zu bilden, mit denen die U-, V- und W-Phasenwicklungen des Motors 10 versorgt werden, um dadurch mindestens eine spezifische der variierenden elektromagnetischen 60-Ordnung-, 48-Ordnung und 72-Ordnung-Kräfte zu unterdrücken. Als ein Resultat kann, wenn der Rotor eine Resonanzfrequenz eines Vibrationsmodus hat, die innerhalb (oder nahe) der Variationsfrequenz einer dieser variierenden elektromagnetischen Kräfte ist, ein übermäßiges hörbares Geräusch, das aufgrund einer Rotorvibration bei der Resonanzfrequenz erzeugt wird, effektiv unterdrückt werden.

Das vorhergehende Ausführungsbeispiel ist unter der Annahme beschrieben, dass sowohl der Strom einer 55-sten harmonischen Frequenz als auch der Strom einer 65-sten harmonischen Frequenz dem Grundfrequenzkurvenverlaufstreibstrom jeder Phase überlagert sind. Dies ist vorzuziehen, es ist jedoch möglich, durch Überlagern lediglich eines zweckmäßigen der Ströme einer 55-sten und einer 65-sten harmonischen Frequenz ein gewünschtes Resultat zu erreichen.

(2) Bei dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel wird durch Verwenden eines Synchronmotors 10, der 10 Pole und 12 Statornuten hat, das niedrigste gemeinsame Vielfache K 60, und es ist sichergestellt, dass die Bedingung erfüllt ist, bei der K ± S kein positives ganzzahliges Vielfaches der Zahl von Polpaaren ist.

Bei dem vorhergehenden Bezugsdokument 1 des Stands der Technik ist jedoch ein Synchronmotor, der 8 Pole und 48 Statornuten (das heißt, 2P = 8 und S = 48) hat, beschrieben. In diesem Fall ist das niedrigste gemeinsame Vielfache K der Zahl von Nuten und des Doppelten der Zahl von Polen 48, sodass (K ± S) 0 und 96 wird. Dies liegt an der Tatsache, dass lediglich einer der Werte von (K ± S) ein ganzzahliges Vielfaches der Zahl von Polen ist. Wenn somit ein Motor, der die Konfiguration, die in dem Bezugsdokument 1 beschrieben ist, hat, als der Motor 10 des vorhergehenden Ausführungsbeispiels verwendet wird, ist es nicht möglich, Ströme einer harmonischen Frequenz zu gebrauchen, um die im Vorhergehenden beschriebenen variierenden elektromagnetischen Kräfte, die auf den Rotor wirken, zu unterdrücken.

(3) Das vorhergehende Ausführungsbeispiel ist für den Fall eines Außenrotortyps eines Synchronmotors beschrieben, der einen Rotor 14 hat, der eine hohle Konfiguration hat. Bei einer solchen Rotorkonfiguration tritt ein beträchtliches Ausmaß einer Verformung des Rotors auf, wenn es eine Vibration bei einer Resonanzfrequenz des Rotors gibt, was in einem hohen Pegel eines Geräuschs innerhalb des hörbaren Frequenzbereichs resultieren kann. Das vorhergehende Ausführungsbeispiel liefert daher wesentliche Vorteile, indem eine Unterdrückung der variierenden elektromagnetischen Kräfte, die eine Verformung eines solchen Typs eines Rotors erzeugen, ermöglicht wird.

Zweites Ausführungsbeispiel
Ein zweites Ausführrungsbeispiel ist beschrieben, wobei die Beschreibung auf Punkte eines Unterschieds zu dem vorhergehenden ersten Ausführungsbeispiel konzentriert ist.
Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel werden Treibspannungen eines trapezförmigen Kurvenverlaufs, die den in 8 gezeigten Kurvenverlauf haben, an die Statorwicklungen 12$ des Motors 10 durch eine PWM (= pulse width modulation = Pulsbreitenmodulation) angelegt.
7 zeigt die Gesamtkonfiguration des Motorsteuersystems dieses Ausführungsbeispiels, wobei jene Teile des Systems, die den Teilen des ersten Ausführungsbeispiels (5) entsprechen, durch jene dem ersten Ausführungsbeispiel entsprechende Bezugsziffern bezeichnet sind.
Wie in 7 gezeigt ist, enthält die Steuervorrichtung 30 dieses Ausführungsbeispiels einen Befehlsspannungsberechnungsabschnitt 35a, der auf einem nicht flüchtigen Speicher basiert, in dem Informationen gespeichert sind, die U-, V-, W-Phasen-Befehlsspannungen VU*, VV*, VW* eines trapezförmigen Kurvenverlaufs ausdrücken, wobei sich die gespeicherten Informationen auf Werte einer Befehlswinkelgeschwindigkeit ω*, eines elektrischen Winkels θe, eines mechanischen Winkels θm und einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit ωe des Motors 10 beziehen. Alle U-, V-, W-Phasen-Befehlsspannungen VU*, VV*, VW* haben einen identischen trapezförmigen Kurvenverlauf und unterscheiden sich hinsichtlich der Phase um 120° voneinander. Die U-, V-, W-Phasen-Befehlsspannungen VU*, VV*, VW* eines trapezförmigen Kurvenverlaufs werden jeweils aus dem Speicher als jeweilige Signale gemäß den aktuell eingegebenen Werten der Befehlswinkelgeschwindigkeit ω*, des elektrischen Winkels θe, des mechanischen Winkels θm und der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ωe aus dem Speicher ausgelesen und in den PWM-Betriebsabschnitt 36 eingegeben. Die Befehlsspannungen VU*, VV*, VW* werden dadurch jeweils pulsbreitenmoduliert, und die resultierenden Betriebssignale gU#, gV#, gW# werden bei dem 3-Phasen-Wechselrichter 20 an die entsprechenden Schaltelemente angelegt.
Wie in 7 gezeigt ist, unterscheiden sich EIN-Betriebsbefehlsintervalle (zum Beispiel Intervalle, in denen das Schaltelement SUp in dem Fall der Befehlsspannung VU* geschlossen gehalten wird) und AUS-Betriebsbefehlsintervalle (in denen zum Beispiel das Schaltelement SUn geschlossen gehalten wird) jeder Befehlsspannung VU*, VV*, VW* hinsichtlich der Phase um 180°.
Der trapezförmige Kurvenverlauf jeder Befehlsspannung VU*, VV* VW* basiert auf einem rechtwinkligen Kurvenverlauf, wie es durch die vertikalen Teile einer gestrichelten Linie bei dem Kurvenverlaufsdiagramm in 7 skizziert ist.
Der Kurvenverlauf jeder Befehlsspannung VU*, VV*, VW* ist derart geformt, dass, wenn eine (pulsbreitenmodulierte) Befehlsspannung an die Schaltelemente der entsprechenden Statorwicklung 12U, 12V oder 12W angelegt wird, der resultierende Strom, der in der Statorwicklung strömt, einen Grundfrequenzkurvenverlaufsstrom, der eine Winkelfrequenz ωe hat, aufweist, wobei die Ströme einer 55-sten und einer 65-sten harmonischen Frequenz überlagert sind.
Die Amplitude und die Phase der Ströme einer 55-sten und einer 65-sten harmonischen Frequenz sind durch Anpassen der Neigungen der steigenden und fallenden Flanken des trapezförmigen Befehlsspannungskurvenverlaufs zweckmäßig eingestellt.
Bei diesem Ausführungsbeispiel sind zusätzlich die Amplitude und die Phase der Ströme einer 55-sten und 65-sten harmonischen Frequenz ferner durch Entfernen eines spezifischen Teils γ des trapezförmigen Befehlsspannungskurvenverlaufs, wie es in 8 gezeigt ist, angepasst.
Ähnliche Effekte wie jene des ersten Ausführungsbeispiels können mit dem zweiten Ausführungsbeispiel erhalten werden.
Drittes Ausführungsbeispiel
Ein drittes Ausführungsbeispiel ist Bezug nehmend auf 9 und 10 beschrieben, wobei sich die Beschreibung auf Punkte eines Unterschieds zu dem vorhergehenden ersten Ausführungsbeispiel konzentriert.
Wie in 9 gezeigt ist, ist der Motor 10 dieses Ausführungsbeispiels von einem Innenrotortyp. 9 ist eine Querschnittsansicht entlang rechter Winkel zu der Rotorachse des Motors 10 (die als O angezeigt ist). Ein Schraffieren von Querschnittsregionen ist aus 9 weggelassen.
Der Motor 10 hat einen Stator 15 und einen Rotor 16, der hinsichtlich des Stators 15 drehbar angebracht und innerhalb eines Innenumfangs des Stators 15 angeordnet ist, wobei ein Zwischenraum zwischen der Innenperipherie des Stators 15 und der Außenperipherie des Rotors 16 vorgesehen ist.
Der Rotor 16 ist mit 10 Permanentmagneten 16a, die jeweils eine identische Form haben, und einem Rotorkern 16b, der die Permanentmagnete 16a miteinander verbindet, um einen einzigen Magnet zu bilden, gebildet. Die Polaritätsrichtungen der Permanentmagnete 16a (die hinsichtlich der Achse einer Drehung des Rotors 16 radial orientiert sind) wechseln sich umfangsmäßig aufeinanderfolgend ab, wie es durch Pfeile in 9 angezeigt ist. Der Stator 15 ist mit 12 Zähnen 15a und 15 Nuten 15b, die umfangsmäßig mit einer fixierten Teilung um den Stator 15 angeordnet sind, gebildet.
Um das Trägheitsmoment des Rotors 16 zu reduzieren, wie es in 10 gezeigt ist, hat der Rotor 16 eine ausgehöhlte Konfiguration mit einem sich axial ausdehnenden Hohlraum, der darin gebildet ist. Die Querschnittsansicht von 10 ist in einer Ebene parallel zu der Drehachse des Rotors 16 (die durch den Strichpunktlinienteil in 10 angezeigt ist), der durch diese Achse passiert, vorgenommen.
Zu jenen des ersten Ausführungsbeispiels ähnliche Effekte können mit dem dritten Ausführungsbeispiel erhalten werden.
Andere Ausführungsbeispiele
Die folgenden Modifikationen der vorhergehenden Ausführungsbeispiele sind vorstellbar.

(1) Der Motor 10 des vorhergehenden ersten Ausführungsbeispiels kann in eine Gestalt modifiziert sein, die in 11 gezeigt ist, bei der die Zahl von Polpaaren P 7 ist, und die Zahl von Nuten S 12 ist. Der Motor 10 von 11 ist wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel, das in 2 gezeigt ist, ein Außenrotortyp eines Synchronmotors und unterscheidet sich von der in 2 gezeigten Konfiguration lediglich hinsichtlich der Zahl von Polpaaren P. Die Pole 18a des Rotors 18 dieses modifizierten Ausführungsbeispiels sind durch ein Magnetjoch 18b verbunden.

In diesem Fall ist das niedrigste gemeinsame Vielfache K des Doppelten der Zahl von Polpaaren P (7) und der Zahl von Nuten S (12) 84. sodass (K – P) bzw. (K + P) 77 und 91 sind, während (K – S) und (K + S) 72 bzw. 96 sind. Basierend auf den vorhergehenden Gleichungen (6) bis (9) können, wie es für das erste Ausführungsbeispiel beschrieben ist, die variierenden elektromagnetischen 72-Ordnung- und 96-Ordnung-Kräfte unterdrückt werden, indem verursacht wird, dass alle jeweiligen U-, V-, W-Phasen-Ströme, die in den Statorwicklungen des Motors 10 strömen, einen Strom einer 77-sten harmonischen Frequenz und einen Strom einer 91-sten harmonischen Frequenz, die einem Grundfrequenzkurvenverlaufsstrom überlagert sind, haben.
Bei einem solchen Motor 10, der 14 Pole und 12 Nuten hat, wird die notwendige Bedingung erfüllt, wodurch keiner der Werte (K – S) und (K + S) ein positives ganzzahliges Vielfaches der Zahl von Polpaaren (7) ist.

(2) Die Erfindung ist nicht auf den Fall begrenzt, bei dem der vorgeschriebene Wert durch Multiplizieren des niedrigsten gemeinsamen Vielfachen K der Zahl von Nuten S und des Doppelten der Zahl von Polpaaren P mit einer positiven ganzen Zahl, die gleich 1 ist, erhalten wird. Es ist gleichermaßen möglich, das niedrigste gemeinsame Vielfache K mit einer positiven ganzen Zahl, die gleich 2 oder größer ist, zu multiplizieren.

Bei dem ersten Ausführungsbeispiel kann genauer gesagt, da das niedrigste gemeinsame Vielfache K 60 ist, der vorgeschriebene Wert auf 120, 180, 240, ... geändert sein. Wenn der vorgeschriebene Wert beispielsweise 120 ist, werden die vorgeschriebenen Winkelgeschwindigkeiten (120 ± 5) ωm, und die Unterdrückungszielwinkelgeschwindigkeiten werden (120 ± 12) ωm. Es wurde durch eine Untersuchung durch die Bevollmächtigten der vorliegenden Erfindung herausgefunden, dass in einem solchen Fall ebenfalls variierende elektromagnetische Kräfte, die auf den Rotor eines Synchronmotors wirken, selektiv unterdrückt werden können, wie es für die vorhergehenden Ausführungsbeispiele beschrieben ist.

(3) Der Schutzbereich der Erfindung ist nicht auf den Fall eines Synchronmotors, der 10 Pole und 12 Nuten oder 14 Pole und 12 Nuten hat, begrenzt. Es ist möglich, andere Werte für die Zahl von Polen und/oder die Zahl von Nuten des Motors zu verwenden, solange der Wert [K.n ± S] (wobei n eine positive ganze Zahl ist) nicht ein ganzzahliges Vielfaches der Zahl von Polpaaren P ist, und die Zahl von Nuten S größer als oder gleich 3 ist. Es wurde durch die Untersuchung der Bevollmächtigten der vorliegenden Erfindung herausgefunden, dass in einem solchen Fall ebenfalls variierende elektromagnetische Kräfte, die auf den Rotor eines Synchronmotors wirken, unterdrückt werden können, wie es für die vorhergehenden Ausführungsbeispiele beschrieben ist.

Die Erfindung ist nicht auf eine Anwendung bei einem 3-Phasen-Synchronmotor begrenzt, ist jedoch gleichermaßen allgemein auf eine drehende Mehrphasen-Synchronmaschine, die 3 oder mehr Phasen hat, anwendbar. Die Erfindung ist ferner nicht hinsichtlich der Anwendung auf einen Permanentmagnettyp einer Synchronmaschine, die Permanentmagnete hat, die an den Rotor gebaut sind, begrenzt, ist jedoch gleichermaßen auf einen Feldwicklungstyp einer Synchronmaschine anwendbar.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

JP 2013-244708 [0001]
JP 2014-229854 [0001]
JP 11-55986 [0003]

Claims

Steuervorrichtung (30) für eine drehende Synchronmaschine (10), wobei die drehende Maschine (10) einen Rotor (14; 16; 18), der P Polpaare hat, wobei P eine positive ganze Zahl ist, und einen Stator (12; 15), der S Nuten (12b; 15b) hat, wobei S eine positive ganze Zahl, die gleich 3 oder größer ist, ist, aufweist, wobei der Stator (12; 15) mit Statorwicklungen (12U, 12V, 12W) jeweiliger Phasen (U, V, W) bewickelt ist; wobei ein vorgeschriebener Wert als ein Wert bezeichnet ist, der durch Multiplizieren eines niedrigsten gemeinsamen Vielfachen K der Zahl von Nuten (12b; 15b) S und des Doppelten der Zahl von Polpaaren P mit einer positiven ganzen Zahl erhalten wird, ein Wert, der durch Multiplizieren einer Summe des vorgeschriebenen Werts und der Zahl von Nuten (12b; 15b) S mit einer mechanischen Winkelgeschwindigkeit (ω*) des Rotors (14; 16; 18) erhalten wird, und ein Wert, der durch Multiplizieren einer Differenz zwischen dem vorgeschriebenen Wert und der Zahl von Nuten (12b; 15b) S mit der mechanischen Winkelgeschwindigkeit (ω*) des Rotors (14; 16; 18) erhalten wird, als jeweilige Unterdrückungszielwinkelgeschwindigkeiten bezeichnet sind, und eine erste Winkelgeschwindigkeit und eine zweite Winkelgeschwindigkeit als jeweilige vorgeschriebene Winkelgeschwindigkeiten bezeichnet sind, wobei die erste Winkelgeschwindigkeit durch Multiplizieren einer Summe des vorgeschriebenen Werts und der Zahl von Polpaaren P mit der mechanischen Winkelgeschwindigkeit (ω*) des Rotors (14; 16; 18) erhalten wird, und die zweite Winkelgeschwindigkeit durch Multiplizieren einer Differenz zwischen dem vorgeschrieben Wert und der Zahl von Polpaaren P mit der mechanischen Winkelgeschwindigkeit (ω*) des Rotors (14; 16; 18) erhalten wird, die Steuervorrichtung (30) eine Strompassierschaltungsanordnung aufweist, die zum Passierenlassen von Grundfrequenzströmen mit einem sinusförmigen Kurvenverlauf durch die Statorwicklungen (12U; 12V; 12W) konfiguriert ist, wobei jedem Grundfrequenzstrom mit einem sinusförmigen Kurvenverlauf mindestens ein Strom (IkU, IkV; IkW) einer harmonischen Frequenz überlagert ist, der eine Winkelgeschwindigkeit hat, die gleich einer vorgeschriebenen Winkelgeschwindigkeit ist, um dadurch eine variierende elektromagnetische Kraft zu unterdrücken, die auf den Rotor (14; 16; 18) wirkt und eine Winkelvariationsgeschwindigkeit hat, die gleich einer Unterdrückungszielwinkelgeschwindigkeit ist.
Steuervorrichtung (30) für eine drehende Synchronmaschine (10) nach Anspruch 1, bei der ein Strom einer harmonischen Frequenz, der eine Winkelgeschwindigkeit hat, die gleich der ersten vorgeschriebenen Winkelgeschwindigkeit ist, und ein Strom einer harmonischen Frequenz, der eine Winkelgeschwindigkeit hat, die gleich der zweiten vorgeschriebenen Winkelgeschwindigkeit ist, jeweils jedem der Grundfrequenzströme mit einem sinusförmigen Kurvenverlauf überlagert sind.
Steuervorrichtung (30) für eine drehende Synchronmaschine (10) nach Anspruch 1, bei der die jeweiligen Werte der Zahl von Polpaaren S und der Zahl von Nuten (12b; 15b) vorbestimmt sind, um sicherzustellen, dass weder die Summe des vorgeschriebenen Werts und der Zahl von Nuten (12b; 15b) R noch die Differenz zwischen dem vorgeschriebenen Wert und der Zahl von Nuten (12b; 15b) S ein positives ganzzahliges Vielfaches der Zahl von Polpaaren P ist.
Steuervorrichtung (30) für eine drehende Synchronmaschine (10) nach Anspruch 3, bei der die Zahl von Polpaaren P 5 ist und die Zahl von Nuten (12b; 15b) S 12 ist.
Steuervorrichtung (30) für eine drehende Synchronmaschine (10) nach Anspruch 3, bei der die Zahl von Polpaaren P 7 ist und die Zahl von Nuten (12b) S 12 ist.
Steuervorrichtung (30) für eine drehende Synchronmaschine (10) nach Anspruch 1, bei der der Rotor (14; 18) eine ausgehöhlte Konfiguration hat.
Steuervorrichtung (30) für eine drehende Synchronmaschine (10) nach Anspruch 6, bei der die drehende Maschine (10) von einem Außenrotortyp ist, und bei der der Rotor (14; 18) eine toroidförmige Form hat, wobei der Stator (12) innerhalb einer Innenperipherie des Rotors (14; 16) angeordnet ist.
Steuervorrichtung (30) für eine drehende Synchronmaschine (10) nach Anspruch 1, bei der die Strompassierschaltungsanordnung folgende Merkmale aufweist: einen Speicher (33), in dem Treibstrominformationen (IU*, IV*, IW*) gespeichert sind, die die Grundfrequenzkurvenverlaufsströme als Signale mit einem sinusförmigen Kurvenverlauf ausdrücken, die jeweils eine Winkelgeschwindigkeit haben, die gleich einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit (ωe) des Rotors (14; 16; 18) ist, und ein Signal haben, das dem entspricht, dass ein Strom (Ströme) (IkU; IkV; IkW) einer harmonischen Frequenz überlagert ist (sind); Schaltelemente (SUp, SUn, SVp, SVn, SWp, SWn), die zum Passierenlassen eines Stroms durch die Statorwicklung (12U; 12V; 12W) der drehenden Maschine (10) steuerbar sind; und eine Betriebsschaltungsanordnung (36), die zum Steuern der Schaltelemente (SUp, SUn, SVp, SVn, SWp, SWn) konfiguriert ist, um gemäß den Treibstrominformationen (IU*, IV*, IW*), die in dem Speicher (33) gespeichert sind, Treibströme durch die Statorwicklungen (12U; 12V; 12W) passieren zu lassen.
Steuervorrichtung (30) für eine drehende Synchronmaschine (10) nach Anspruch 1, bei der die Strompassierschaltungsanordnung folgende Merkmale aufweist: eine Befehlsspannungsberechnungsschaltungsanordnung (35), die zum Berechnen eines Kurvenverlaufs einer Befehlsspannung mit einem trapezförmigen Kurvenverlauf und zum Erzeugen von Befehlsspannungssignalen (VU*, VV*, VW*), die jeweils den Kurvenverlauf der Befehlsspannung mit einem trapezförmigen Kurvenverlauf haben und mit einer Winkelvariationsgeschwindigkeit, die gleich einer elektrischen Winkelgeschwindigkeit (ωe) der drehenden Maschine (10) ist, variieren, konfiguriert ist. Schaltelemente (SUp, SUn, SVp, SVn, SWp, SWn), die zum Passierenlassen eines Stroms durch die Statorwicklung (12U; 12V; 12W) der drehenden Maschine (10) steuerbar sind, und eine Betriebsschaltungsanordnung (36), die zum Steuern der Schaltelemente (SUp, SUn, SVp, SVn, SWp, SWn) konfiguriert ist, um gemäß den Befehlsspannungssignalen (VU*, VV*, VW*) Treibströme durch die Statorwicklung (12U; 12V; 12W) passieren zu lassen.