WO2004055967A1 - 交流回転電機の磁気騒音低減方法、それを用いるモータ制御装置及び交流回転電機装置 - Google Patents

Abstract

交流回転電機の磁気騒音を低減又は変更する技術を提供する。多相の交流回転電機の電機子に通電される多相交流電流の基本周波数成分を基準としてｎ次（倍）の周波数の磁気騒音低減用高調波電流を多相交流電流に重畳することにより、交流回転電機の鉄心に径方向に発生する径方向磁気加振力のうちの基本周波数成分のｎ−１倍の高調波成分を低減又は変更する。磁気騒音は、ロータの起磁力により生じる鉄心の周方向振動と径方向振動の合成振動により生じるが、径方向振動の変更が磁気騒音変更に特に有効であり、ロータの起磁力は基本周波数の３倍、５倍、７倍、１３倍の周波数を有する高調波成分に起因する径方向磁気加振力の高調波成分は基本周波数の６倍又は１２倍の周波数となるので、ステータ電流に基本周波数の７倍、１３倍の周波数の電流を重畳することにより良好に低減又は変更することができる。

Description

明 細 書 交流回転電機の磁気騒音低減方法、 それを用いるモータ制御装置及 び交流回転電機装置 技術分野

本発明は、 交流回転電機の磁気騒音低減方法、 それを用いるモー タ制御装置及び交流回転電機装置に関する。 背景技術

近年、 電気自動車、 ハイブリ ッ ド自動車、 燃料電池自動車などが 実用レベル又は開発レベルとなっている。 これらの自動車では大出 力の交流回転電機が走行動力発生用の主要要素となっているが、 こ のような大出力交流回転電機ではその磁気騒音 （磁気音） が大きい という問題があった。 また、 種々の用途において、 静粛な交流モー タが要望されており、 交流回転電機の磁気騒音低減に関する種々の 技術が提案されている。 たとえば、 特許第 2 9 2 8 5 9 4号公報は 、 電動機の誘起電圧に含まれる高調波成分を打ち消す電圧成分をィ ンバータの出力電圧に重畳することによ り、 電動機へ通電する電流 の波形を正弦波に近づけて、 トルク脈動やそれによる騒音を低減す ることを提案している。

その他、 たとえば、 特開平 1 1 一 5 5 9 8 6号公報は、 通電電流 の基本周波数成分に対してその高調波成分 （以下、 単に高調波電流 ともいう） を積極的に重畳して電動機の トルク脈動の低減を図るこ とを提案している。

また、 特開平 4— 2 0 0 2 9 4号公報及び特公平 7— 8 9 7 5 3 号公報は、 P W M制御インバータのキヤリャ周波数を所定のパター ンで変更することによ り、 モータの電磁音を変更することを開示し ている。 発明の開示

しかしながら、 上記した従来の高調波重畳式磁気騒音低減技術に もかかわらず、 交流回転電機の低騒音化は満足できる水準に達して いると言えるものではなかった。 この理由について以下に説明する 騒音は振動体 （ここでは交流回転電機の鉄心） の機械的振動によ り発生するため、 何らかの振動手段を付加して、 減衰すべき周波数 の振動エネルギーと同一周波数、 逆位相、 等しい振幅をもつ振動ェ ネルギーを加えれば、 振動体のこの周波数における振動をキヤンセ ルできるはずである。 また、 電機子電流の基本周波数成分に対して なんらかの高調波成分を加えることにより磁気騒音を低減できる知 見自体は上記したよ うに以前より種々主張されている。

しかしながら、 これら先行技術文献は、 交流回転電機の所定周波 数の磁気騒音 （音響エネルギー） を低減するために、 その電機子コ ィルにどのよ うな周波数、 位相、 振幅' （大きさ） の電流や電力を重 畳すればよいか、 すなわち低減すべき音響 （振動エネルギー） と通 電電流 （または通電電力） との数量的関係について具体的に記載し ておらず、 ある特定周波数の磁気騒音を低減するためのどのような 霉流を流すべきかが不明であったため、 その実用化は困難であった 。 更に、 この磁気騒音とそれを抑制するための電流 （または電力） との間の関係は交流回転電機の構造やその使用状 、により種々変動 するはずであり、 その結果、 上記高調波重畳式磁気騒音低減技術は 理念と しては知られていてもいまだ実用ざれたものはなかった。

また、 上記した特開平 4 一 2 0 0 2 9 4号公報及ぴ特公平 7— 8 9 7 5 3号公報は、 モータの P W Mキヤ リャ信号の周波数を変更し てモータの電磁音の周波数を変更することを提案しているが、 P W Mキヤリャ信号の周波数の変更範囲には限界があるので、 目的とす る周波数の音を得るのが容易ではないという問題があった。

本発明は上記問題点.に鑑み、 種々の交流回転電機の磁気.騒音を簡 単確実に低減可能な交流回転電機の磁気騒音低減方法及びそれを用 いるモータ制御装置を提供することをその目的と している。

さらに本発明は、 種々の交流回転電機の電磁音を自在に変更可能 な交流回転電機装置を提供することをも目的と している。

請求項 1記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法は、 多相の交流 回転電機の電機子に通電される多相交流電流の基本周波数成分を基 準と して n ( nは自然数） 倍 （次） の周波数の径方向振動低減用高 調波電流を前記多相交流電流に重畳することによ り、 前記交流回転 電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力 によ り前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心と して放射状に発生 する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数成分の （n— 1 ) (倍） 次の高調波成分を減衰させることを特徴と している。 これ によ り、 種々の大きさ、 任意の出力状態の交流回転電機の磁気騒音 を良好に低減することが初めて可能となった。 なお、 オープン制御 によ り径方向振動低減用高調波電流の位相や振幅は予め定めた値と してもよく、 あるいはフィー ドバック制御によ り検出した径方向振 動低減用高調波電流の値を予め定めた値と してもよい。 ただし、 こ れら予め定めた値は、 予め記憶する基本波電流振幅や回転数と位相 や振幅とのマップに基づいて運転状態に応じて変更することができ る。

.以下、 更に詳しく説明する。

磁気騷音は、 交流回転電機の鉄心の磁気力 （磁気加振力） によ り 形成される振動 （磁気振動と もいう） に起因し、 この磁気振動は周 方向振動と径方向振動の合成振動となる。

鉄心の周方向振動は トルク リ ップルを生じさせるが、 ステータ鉄 心又はロータ鉄心はほぼ円筒形状又は円柱形状を有しているため、 これら鉄心が周方向に周期的に振動したと しても、 この振動による 鉄心に接する空気の捩動すなわち騒音は小さい。 これに対して、 鉄 心の径方向の捩動はステータ鉄心又はロータ鉄心の外周面又は内周 面の径方向振動を生じさせるが、 これら外周面又は内周面は空気に 接しているため、 ステータ鉄心又はロータ鉄心の径方向振動によ り 、 これら外周面又は内周面が径方向に振動し、 大きな騒音を生じさ せる。

すなわち、 磁気加振力の周方向成分を低減することによ り トルク 脈動が低減され、 磁気加振力の径方向成分を低減することによ り磁 気騒音が低減される。

本発明では、 通常はロータ起磁力及びステータ電流 （基本周波数 成分） によ り形成される磁気加振力の径方向成分 （径方向磁気的加 振力と もいう） の所定次数の高調波成分を低減するために、 この高 調波成分とのベタ トル和の振幅が小さ く なるよ うな位相、 振幅をも つこの所定次数の磁気加振力を追加するべく この次数よ り も 1 だけ 大きい次数の径方向振動低減用高調波電流を上記ステータ電流 （多 相交流電流） に重畳させる。 これによ り、 良好に'磁気騒音の低減を 実現するこ とができるこ とがわかった。 なお、 上記、 径方向振動低 減用高調波電流の重畳によ り、 上記ロータ起磁力及ぴステータ電流 (基本周波数成分） によ り形成される磁気加振力の径方向成分と同 様に、 交流回転電機のその他の径方向振動、 たとえば外部から入力 される径方向振動も低減するこ とができる。

すなわち、 この発明によれば、 基本周波数の n倍の周波数の径方 向振動低減用高調波電流が トルク形成のための通電電流に重畳され る。 これによ り、 通電電流の基本周波数の n — 1倍の周波数の径方 向振動の高調波成分を低減することができることがわかった。 この 理由については、 後述するものとする。

好適な態様 （請求項 2 ) において、 前記交流回転電機と しての三 相交流回転電機のステータ電流の基本周波数成分に対して 6 k + 1 ( kは自然数） 倍の周波数をもつ径方向振動低減用高調波電流を前 記ステータ電流に重畳することによ り、 前記基本周波数成分の 6 k 倍の周波数をもつ前記交流回転電機の径方向振動を前記重畳を行わ ない場合に比べて低減する。 これによ り、 三相交流回転電機におい て主要な磁気騒音を構成する磁気騒音の 6 k次の高調波成分を良好 に低減又はキャンセルすることができる。

好適な態様 （請求項 3 ) において、 7次の前記径方向振動低減用 高調波電流を重畳することによ り 、 前記径方向振動の 6次の高調波 成分を前記重畳を行わない場合より も減衰させる。 これにより、 従 来もっとも振幅が大きい磁気騒音成分であった径方向振動の 6次高 調波成分を良好に低減できる。

好適な態様 （請求項 4 ) において、 1 3次の前記径方向振動低減 用高調波電流を重畳することによ り、 前記径方向振動の 1 2次の高 調波成分を前記重畳を行わない場合より も減衰させる。 これによ り 、 従来において 2番目に耳障りな磁気騒音成分であった径方向振動 の 1 2次高調波成分を良好に低減できることがわかった。

.好適な態様 （請求項 5 ) において、 7次と 1 3次の前記径方向振 動低減用高調波電流を重畳するこ とによ り、 6次及び 1 2次の周波 数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合 よ り も同時に減衰させる。 これにより、 従来において 1 、 2番目に 耳障な磁気騒音成分であった径方向振動の 6次、 1 2次高調波成分 を良好に低減できることがわかった。

好適な態様 （請求項 6 ) において、 基本波、 7次、 1 3次の前記 径方向振動低減用高調波電流による 6次、 1 2次の前記径方向振動 の高調波成分と、 6次、 1 2次の前記径方向振動の高調波成分との ベタ トル和の振幅が所定値以下となるよ うに、 前記 7次、 1 3次の 径方向振動低減用高調波電流の位相、 振幅を設定する。 なお、 この よ うな 7次、 1 3次の径方向振動低減用高調波電流の位相、 振幅は 、 数式演算で求められてもよく、 有限要素法などにより演算しても よく、 実験的に決定されてもよレ、。 これにより、 従来において 1 、 2番目に耳障な磁気騒音成分であった径方向振動の 6次、 1 2次高 調波成分を良好に低減できることがわかった。

好適な態様 （請求項 7 ) において、 1 9次の前記径方向振動低減 用高調波電流を重畳することによ り、 1 8次の周波数を有する前記 径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合より も減衰させ る。 これによ り、 回転電機の静粛な運転が可能となる。

好適な態様 （請求項 8 ) において、 2 5次の前記径方向振動低減 用高調波電流を重畳することによ り、 2 4次の周波数を有する前記 径方向振動の高調波成分を前記重畳を行わない場合より も減衰させ る。 これにより 、 回転電機の静粛な運転が可能となる。

好適な態様 （請求項 9 ) において、 I 1 を前記基本周波数の振幅 、 I nを前記高調波電流の振幅、 t 、 x、 yをそれぞれ所定の位相 角と した場合に、 前記多相交流電流の基本波周波数成分は、 第 1相 基本周波数成分 I u l (= I 1 s i n ( θ ) 、 第 2相基本周波数成 分 I v l ( = 1 1 3 1 11 ( 0 — ） ） 、 第 3相基本周波数成分 I w 1 (= 1 1 s i η ( θ - y ) ) を含み、 前記 n倍の周波数の径方向 振動低減用高調波電流が、 第 1相高調波成分 I u n (= I n s i n n ( Θ + t ) ) 、 第 2相基本周波数成分 I v n (= I n s i n { n ( θ + t ) - x } ) 、 第 3相基本周波数成分 I w n ( = I n s i n { n ( Θ + t ) - y } ) を含み、 前記第 1相高調波成分 I u nは前 記第 1基本周波数成分 I u 1に、 前記第 2相高調波成分 I V nは前 記第 2基本周波数成分 I v 1に、 前記第 3相高調波成分 I w nは前 記第 3基本周波数成分 I w 1に重畳される。 このよ うにすれば、 各 相の基本周波数成分の回転順序すなわち位相順と各相の振動低減用 の n次高調波成分の回転順序とがー致するため、 良好に n— 1次径 方向振動を低減することができる。

なお、 上記説明では、 ステータ電流の基本周波数成分に対して n 一 1倍の周波数の径方向振動を低減するために基本周波数成分の相 電流に対して n倍の周波数用の高調波相電流を重畳することを説明 した。 もちろん、 更に加えて更なる次数の径方向振動低減のための それより 1つ次数が高い高調波電流を重畳してもよい。

本発明のモータ制御装置 （請求項 1 0 ) は、 M ( Mは 3以上の正 の整数） 相の車両用同期交流回転電機の回転位置を検出する回転位 置検出手段と、 検出された前記回転位置に基づいて前記交流回転電 機の電機子の各相卷線に所定の基本周波数及び振幅を有する所定の 相電流を個別に加えるモータ電流制御手段とを備えるモータ制御装 レヽ 、

前記モータ電流制御手段が、 前記相電流の基本周波数成分を基準 と して n倍 （次） の周波数の径方向振動低減用高調波電流を前記多 相交流電流に重畳することにより、 前記交流回転電機が発生する又 は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回 転電機の回転軸の軸心を中心と して放射状に発生する振動である径 方向振動のうちの前記基本周波数成分の n— 1 (次） 倍の高調波成 分を減衰させる。 これによ り、 本発明の磁気騒音低減方法を用いる ことによ り静粛な交流回転電機を実現することができる。 なお、 回転検出手段と しては、 ロータの回転角度を検出するたと えばレゾルバなどの回転角センサを採用することが通常であるが、 いわゆるセンサレス方式と して知られるモータ電流やモータ電圧の 位相に基づいてロータの回転角を推定する回路を採用してもよい。

好適な態様 （請求項 1 1 ) において、 前記モータ電流制御手段は 、 前記 7次の高調波成分及ぴ 1 3次の高調波成分の少なく とも一方 を前記相電流に重畳させることによ り、 前記交流回転電機と しての 三相交流回転電機に生じている前記径方向振動の 6、 1 2次の高調 波成分を前記重畳を行わない場合より も減衰させる。 この態様によ れば、 上記した磁気騒音低減方法を用いたモータ制御を行うので、 良好かつ確実に磁気騒音の低減を実現することができる。

好適な態様 （請求項 1 2 ) において、 前記モータ電流制御手段は 、 1 9次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより 、 1 8次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳 を行わない場合よ り も減衰させる。 これにより、 回転電機の静粛な 運転が可能となる。

好適な態様 （請求項 1 3 ) において、 前記モータ電流制御手段は 、 2 5次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより 、 2 4次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳 を行わない場合よ り も減衰させる。 これにより、 回転電機の静粛な 運転が可能となる。

好適な態様 （請求項 1 4 ) において、 前記交流回転電機は、 車両 用エンジンまたは及び Z又は車輪軸に、 連結され、 前記モータ電流 制御手段は、 前記車両用エンジンの停止時に前記径方向振動低減用 高調波電流を前記多相交流電流に重畳する。 これにより、 回転電機 の磁気騒音が目立ちやすいエンジン停止時の車両騒音に対する快適 性を向上することができる。 ' 好適な態様 （請求項 1 5 ) において、 前記交流回転電機は、 車両 用エンジン及び/又は車輪軸に回生制動可能に連結され、 前記モー タ電流制御手段は、 前記車両用エンジンの停止時及び回生制動時の 少なく ともいずれかにおいて前記径方向振動低減用高調波電流を前 記多相交流電流に重畳する。 これによ り、 回転電機の磁気騒音が目 立ちやすいエンジン停止時やエンジン騒音が小さい回生制動時の車 両騷音に対する快適性を向上することができる。

好適な態様 （請求項 1 6 ) において、 前記モータ電流制御手段は 、 少なく とも基本周波数と前記基本周波数成分の n倍の周波数の高 調波電流とを含む前記相電流 （本発明で言う径方向振動低減用高調 波電流を含まない） による前記基本周波数成分の n — 1倍の周波数 の径方向振動を低減乃至最小化する n倍の周波数の前記径方向振動 低減用高調波電流を求め、 前記径方向振動低減用高調波電流を前記 相電流に重畳する。 なお、 径方向振動低減用高調波電流は予め記憶 するマップから求めて計算式から演算してもよい。 重要な点は、 相 電流が基本周波数成分だけでなく、 その n倍の周波数の高調波電流 を含むことである。 そこで、 この態様では、 これら高調波電流も含 む相電流 （実際の相電流） による径方向振動低減を最小化乃至低減 する高調波電流すなわち径方向振動低減用高調波電流を上記相電流 に重畳する。 重畳するべき所定次数の径方向振動低減用高調波電流 の位相と振幅とは基本周波数成分の周波数、 振幅などに応じて変化 するので、 予め実験的に定めたり、 有限要素法により予め定めたり してマップと して記憶しておき、 基本周波数成分の周波数や振幅を 検出してこのマップに代入して読み出したり、 計算したりすること ができる。 これにより、 高調波を含む実際の相電流による径方向振 動を良好に低減することができる。

その他、 電機子電流は n次の高調波電流をもたないものと仮定し 、 検出するかあるいは求めた電機子電流の基本周波数成分に対して n - 1次の径方向振動が低減乃至最小となる n次の磁気騒音低減用 の高調波電流を演算し、 その後、 電機子電流に現在含まれているそ の高調波電流をこの磁気騒音低減用の高調波電流から減算して、 そ れを電機子電流に重畳してもよい。 たとえば、 オープン制御におい ては、 通電するべき電機子電流の基本周波数成分に対して発生する n一 1次の磁気騒音を最小化するための磁気騒音低減用の n次高調 波電流を求める。 また、 上記電機子電流の基本周波数成分によ り発 生するはずの n次の高調波電流を混入高調波電流と して予め記憶す るマップ又は計算式から求め、 上記磁気騒音低減用の高調波電流か ら混入高調波電流を減算した値を通電するべき電機子電流の基本周 波数成分に重畳して電機子電流制御の目標値とすればよい。

好適な態様 （'請求項 1 7 ) において、 前記モータ電流制御手段は 、 前記相電流に含まれる基本周波数成分の n倍の周波数の高調波電 流を混入高調波電流と して検出し、 前記相電流が前記混入高調波電 流を含まず前記基本周波数成分のみである場合にて前記径方向振動 の n — 1次の高調波成分を低減乃至最小化するための n次の前記径 方向振動低減用高調波電流をフィ一ドパック制御目標値と して求め 、 前記混入高調波電流と前記目標値との差を 0に収束させるフィー ドバック制御を行う。 このよ うにすれば、 磁気騒音低減の回路処理 を更に簡単とすることができる。

具体的に説明すると、 検出した電機子電流がその基本周波数成分 だけである場合の磁気騒音最小化を実現する磁気騒音低減用の高調 波電流を求める。 次に、 検出した電機子電流の高調波電流をこの磁 気騒音低減用の高調波電流から減算した差が 0 となるフィー ドバッ ク制御を行えばよい。

同様に検出した相電流からその基本周波数成分を除く高調波電流 (混入高調波電流という） を抽出する。 次に、 相電流がその基本周 波数成分だけである場合の一つないし複数の所定次数の径方向振動 を最小化するための一つないし複数の所定次数の径方向振動低減用 高調波電流を求め、 これをフィー ドバック 目標値とする。 次に、 混 入高調波電流とフィードバック 目標値との差を 0に収束させるベく フィードパック制御を行う。 このよ う にすれば、 検出した相電流に は最終的に相電流の基本周波数成分と径方向振動低減用高調波電流 とだけが存在することになるため、 径方向振動を簡素な構成にて最 小化することができる。

さらに、 請求項 1 8記載の交流回転電機装置は、 M ( Mは 3以上 の正の整数） 相のステータコイルを有する交流回転電機と、 前記同 期機の各相のステータ電流を断続制御する トランジスタ素子を有す るインパータと、 検出又は推定した前記交流回転電機の回転角に基 づいて前記トランジスタ素子を断続制御するィンバータ制御回路と を備える交流回転電機装置において、 前記インバータ制御回路が、 前記ステータ電流の基本周波数成分に対して n ( nは 2以上の整数 ) 倍の周波数をもつ高調波 P W M信号を前記ィンバータに出力する 処理を行う ことによ り、 前記基本周波数成分の （n— 1 ) 倍の周波 数をもつ前記交流回転電機の磁気音の振幅を前記処理を行わない場 合に比べて変更する高調波 P W M信号発生手段を有することを特徴 と している。

すなわち、 この発明によれば、 電動動作又は発電動作している交 流回転電機のステータ電流を制御するィンパータに、 .ステータ電流 の基本周波数成分の n倍の高調波 P W M信号を入力することによ り 、 基本周波数成分の （n— 1 ) 倍の周波数をもつ交流回転電機の磁 気音 （たとえば径方向磁気加振力） を通常時より も増加又は減少し 、 これによ り この交流回転電機の磁気音を増加又は減少させる。 こ れによ り、 きわめて静粛な交流回転電機を実現したり、 または所望 の磁気音を有する交流回転電機を実現したりすることができる。 たとえば、 ハイブリ ッ ド車において、 エンジンを停止して交流回 転電機で走行する場合に、 エンジン時と同様の回転音を発生させる ことによ り、 ドライバーに安心感を与えることができる。 この回転 音はエンジン音と類似させてもよいし、 交流回転電機独特のものと してもよい。 また、 車両や交流回転電機の異常発生時や運転条件の 変化時に、 これに応じて磁気音を変更させて ドライバーに情報を与 えることができる。 また、 運転者は、 その好みに合わせて、 磁気音 のレベルや周波数などは運転者が交流回転電機の運転状態 （回転数 や出力レベル） の範囲ごとに予め設定することができる。 高調波 P W M信号のレベルは、 それによる生じる トルク リ ップルの増加が所 定レベルを超えない範囲に設定されることが好ましい。

上述のように、 鉄心の周方向振動はトルク リ ップルを生じさせ、 鉄心の径方向の振動はステータ鉄心又はロータ鉄心の外周面又は内 周面の磁気音を生じさせる。 したがって、 磁気加振力の周方向成分 を変更することにより トルク脈動が変更され、 磁気加振力の径方向 成分を変更することによ り磁気音の変更が可能となる。

本発明では、 ロータ起磁力及びステータ電流 （基本周波数成分） により形成される磁気加振力の径方向成分 （径方向磁気加振力とも いう） の所定次数の高調波成分を変更するために、 この高調波成分 とのべク トル和の振幅が変化するような位相、 振幅をもつこの所定 次数の磁気加振力を追加するべく この次数より も 1だけ大きい次数 の高調波電流を上記ステータ電流 （多相交流電流） に重畳させる。 これにより、 良好に磁気音の変更を実現することができることがわ かった。

すなわち、 この発明によれば、 ステータ電流の基本周波数の n倍 の周波数の高調波電流が本来のステータ電流に付加される。 これに よ り、 通電電流の基本周波数の n— 1倍の周波数の径方向磁気加振 力を低減乃至増加することができることがわかった。 この理由につ いては、 後述するものとする。

好適な態様 （請求項 1 9 ) において、 前記高調波 PWM信号発生 手段は、 前記ステータ電流の基本周波数成分に対して n 1倍の周波 数をもつ第 1 の高調波 PWM信号と、 n 2倍の周波数をもつ第 2の 高調波 PWM信号とを前記ィンパータに出力する処理を行うことに より、 前記基本周波数成分の （n l — l ) 倍の周波数をもつ前記交 流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて増加 （又は 低減） し、 同時に、 前記基本周波数成分の （ n 2— 1 ) 倍の周波数 をもつ前記交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べ て低減 （又は増加） する。 これにより、 交流回転電機が発する複数 周波数の磁気音を個別に変更、 制御することができる。

好適な態様 （請求項 2 0 ) において、 前記イ ンバータ制御回路は 、 前記基本周波数成分を前記各ステータコイルに流すための基本 P WM信号を前記ィンバータに出力する基本 PWM信号発生手段を有 する。 これによ り、 交流回転電機のステータコイルにこの基本 PW M信号に対応する周波数 （基本周波数） の基本波電流を通電するこ とができる。 たとえば、 電動動作時にはこの基本周波数に対応する 回転数で回転を与えることができ、 発電時では、 この基本周波数を もつステータ電流を同期整流することができる。

好適な態様 （請求項 2 1 ) において、 前記高調波 PWM信号発生 手段は、 前記高調波 PWM信号発生手段の停止時より もその作動時 に前記交流回転電機の発生騒音を増大する。 これによ り、 たとえば 、 交流回転電機の所定の運転状況の発生時に、 又は、 運転者の趣味 に合わせて交流回転電機は本来より も大きな磁気音を発生すること ができる。

好適な態様 （請求項 2 2 ) において、 前記高調波 P W M信号発生 手段は、 前記高調波 P W M信号発生手段の停止時より もその作動時 に前記交流回転電機の磁気音を低減する。 これによ り、 従来に比較 して格段に静粛な交流回転電機を実現することができる。

好適な態様 （請求項 2 3 ) において、 前記高調波 P W M信号発生 手段は、 回転数に応じて前記ステータ電流に追加する高調波電流の 位相及び Z又は振幅を変更することにより前記磁気音を前記高調波 P W M信号発生手段の停止時より も低減又は増大する。 磁気音の原 因となるステータ電流中の高調波電流の振幅は、 回転数すわなちス テータ電流の基本波電流の周波数 （基本周波数） の変化により変化 するので、 それに応じて高調波 P W M信号を制御して高調波電流の . 位相又は振幅を調整する。 これによ り、 交流回転電機の回転数変化 が生じても常に磁気音低減効果を奏して静粛な交流回転電機、 又は 所定周波数の磁気音を発生する交流回転電機を実現することができ る。

好適な態様 （請求項 2 4 ) において、 前記インバータ制御回路は 、 前記ステータ電流の基本周波数成分に対して n = 6 k + 1 ( kは 自然数） 倍の周波数をもつ高調波 P WM信号を前記ィンパータに出 力する処理を行う ことにより、 前記基本周波数成分の 6 k倍の周波 数をもつ前記交流回転電機と しての三相交流回転電機の磁気音を前 記処理を行わない場合に比べて変更する高調波 P WM信号発生手段 を有する。 これにより、 三相交流回転電機において特に顕著となる 6 k次の高調波成分の低減又は増大、 すなわち変更を簡単に実現す ることができる。

好適な態様 （請求項 2 5 ) において、 前記高調波 P W M信号発生 手段は、 7次の高調波電流を前記ステータ電流の基本周波数成分に 重畳するための高調波 P W M信号を出力することによ り、 前記磁気 音の 6次の高調波成分を前記重畳を指令しない場合よ り も変更させ る。 これによ り、 三相交流回転電機の磁気音の 6次の高調波成分を 良好に変更することができる。 たとえば、 従来もっとも振幅が大き い磁気音成分を発生する径方向磁気加振力の 6次高調波成分を良好 に低減できる。

好適な態様 （請求項 2 6 ) において、 前記高調波 P W M信号発生 手段は、 1 3次の前記高調波電流前記ステータ電流の基本周波数成 分に重畳するための高調波 P W M信号を出力することによ り、 前記 磁気音の 1 2次の高調波成分を前記重畳を指令しない場合よ り も変 更させる。 これにより、 三相交流回転電機の磁気音の 1 2次の高調 波成分を良好に変更することができる。 たとえば、 従来二番目に耳 障りな磁気音成分を発生する径方向磁気加振力の 1 2次高調波成分 を良好に低減できる。

好適な態様 （請求項 2 7 ) において、 7次と 1 3次の前記高調波 電流を前記ステータ電流の基本周波数成分に重畳するための高調波 P W M信号を出力することにより、 6次及び 1 2次の周波数を有す る前記磁気音の高調波成分を前記重畳を指令しない場合より も変更 させる。 これによ り、 三相交流回転電機の磁気音の 6次及び 1 2次 の高調波成分を同時に変更することができる。 たとえば、 従来、 一 、 二番目に耳障りな磁気音成分を発生する径方向磁気加振力の 6次 及び 1 2次高調波成分を同時に良好に低減できる。

好適な態様 （請求項 2 8 ) において、 前記高調波 P W M信号発生 手段は、 1 9次及び Z又は 2 5次の前記高調波電流を前記ステータ 電流の基本周波数成分に重畳するための高調波 P W M信号を出力す ることによ り、 1 8次及び Z又は 2 4次の周波数を有する前記磁気 音の高調波成分を前記重畳を指令しない場合より も変更させる。 こ れによ り、 三相交流回転電機の磁気音の 1 8次及び Zまたは 2 4次 の高調波成分を変更するこ とができる。

好適な態様 （請求項 2 9 ) において、 前記 n 1は 6 k 1 + 1 ( k 1は自然数） と され、 前記 n 2は 6 k 2 + l ( k 2は自然数） と さ れ、 前記高調波 PWM信号発生手段は、 前記基本周波数成分の 6 k 1倍の周波数をもつ前記交流回転電機と しての三相交流回転電機の 磁気音を前記処理を行わない場合に比べて低減し、 同時に、 前記基 本周波数成分の 6 k 2 ( k 2は自然数） 倍の周波数をもつ前記交流 回転電機と しての三相交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない 場合に比べて増加する。

これによ り、 三相交流回転電機本来の磁気音を低減して、 所望の 周波数の磁気音を出力することができる。

'好適な態様 （請求項 3 0 ) において、 k 1 は 1 とされる。 これに より、 6次の磁気騒音を低減しつつ、 所望の磁気音を発生させるこ とができる。

好適な態様 （請求項 3 1 ) において、 k lは 2 と"される。 これに よ り、 1 2次の磁気騒音を低減しつつ、 所望の磁気音を発生させる ことができる。

好適な態様 （請求項 3 2 ) において、 k 1は 3 と される。 これに よ り、 1 8次の磁気騒音を低減しつつ、 所望の磁気音を発生させる こ とができる。

好適な態様 （請求項 3 3 ) において、 k lは 4 と される。 これに より、 2 4次の磁気騒音を低減しつつ、 所望の磁気音を発生させる こ とができる。

好適な態様 （請求項 3 4 ) において、 前記高調波 PWM信号発生 手段は、 前記ステータ電流の基本周波数成分に対して 7次及び 1 3 次の周波数をもつ高調波 P WM信号と 1 9次及び 2 5次の少なく と もいずれか周波数をもつ高調波 PWM信号とを、 前記インパータに 出力する処理を行う ことにより、 前記基本周波数成分の 6次及び 1 2次の周波数をもつ前記交流回転電機と しての三相交流回転電機の 磁気音と、 前記基本周波数成分の 1 9次及び 2 5次の少なく ともい ずれかの周波数をもつ前記交流回転電機と しての三相交流回転電機 め磁気音とを、 前記処理を行わない場合に比べて減衰させる。 これ により、 回転電機の更に一層静粛な運転が可能となる。

好適な態様 （請求項 3 5 ) において、 前記高調波 PWM信号発生 手段は、 I 1 を前記ステータ電流の前記基本周波数の振幅、 I nを 前記ステータ電流の高調波電流の振幅、 t 、 x、 yをそれぞれ所定 の位相角と した場合に、 前記ステータ電流の基本波周波数成分は、 第 1相基本周波数成分 I u l (= 1 1 s i n ( θ ) ) 、 第 2相基本 周波数成分 l v l (= l l s i n ( 0 _ x ) ) 、 第 3相基本周波数 成分 I w l (= 1 1 s i n ( θ - y ) ) を少なく とも含み、

n倍の周波数の前記高調波電流が、 第 1相高調波成分 I u n (= I n s i n n ( 6 + t ) ) 、 第 2相基本周波数成分 I v n (= I n s i n { n ( 0 + t ) _ x } ) 、 第 3相基本周波数成分 I w n ( = I n s i n { n ( Θ + t ) - y } ) を少なく とも含み、

前記第 1相高調波成分 I u nは前記第 1基本周波数成分 I u 1に 、 前記第 2相高調波成分 I V nは前記第 2基本周波数成分 I V 1 に 、 前記第 3相高調波成分 I w nは前記第 3基本周波数成分 I w 1 に 重畳される。 このよ う にすれば、 各相の基本周波数成分の回転順序 すなわち位相順と各相の振動低減用の n次高調波成分の回転順序と がー致するため、 良好に n— 1次径方向振動を低減することができ る。

好適な態様 （請求項 3 6 ) において、 前記交流回転電機は、 車両 用エンジンに連結解除可能に連結され、 前記インバータ制御回路は 、 前記車両用エンジンの停止時に前記高調波 P W M信号を前記ィン バータに出力する処理を行って前記磁気音を変更させる。 これによ り、 回転電機の磁気騒音が目立ちやすいエンジン停止時の車両騒音 に対する快適性を向上することができる。

好適な態様 （請求項 3 7 ) において、 前記交流回転電機は、 車両 用エンジン及び/又は車軸に回生制動可能に連結され、 前記ィンパ ータ制御回路は、 前記車両用エンジンの停止時及び回生制動時の少 なく ともいずれかにおいて前記高調波 P W M信号を前記ィンパータ に出力する処理を行って前記磁気音を変更させる。 これにより、 回 転電機の磁 '気騒音が目立ちやすいエンジン停止時やエンジン騒音が 小さい回生制動時の車両騒音に対する快適性を向上することができ る。

(変形態様）

1 . 上記した径方向振動低減用高調波電流 （及ぴ径方向振動変更 用高調波電流） の次数 （すなわち、 基本周波数成分の周波数に対す る径方向振動低減用高調波電流 （及び径方向振動変更用高調波電流 ) の周波数の倍率） である nは、 高調波電流発生回路の製造上の公 差を含むことができることは当然である。 たとえば、 nは、 （ n ) — 0 . 1〜 （ n ) + 0 . 1 の範囲と してもよレヽ。

2 . 上記各構成では、 径方向振動の低減及び変更について説明し たが、 同時に、 周方向磁気加振力 ( トルク リ ツプル) 低減及び変更 のための高調波電流を更に重畳することもできる。

3 . 交流回転電機と しては、 種々の形式の同期機を採用すること が好適であり、 動作モードは、 電動モー ドおよび発電モー ドのどち らで利用しても良い。

4 . また、 すべての回転域で径方向振動低減用高調波電流 （及び 径方向振動変更用高調波電流） を重畳してもよく 、 特に磁気騒音が 問題となる回転域でのみ径方向振動低減用高調波電流 （及び径方向 振動変更用高調波電流） を重畳してもよい。

+所定の一つの次数の径方向振動低減用高調波電流 （及ぴ径方向振 動変更用高調波電流） を重畳することによ り所定の一つの次数の径 方向振動を低減 （及び変更） してもよく、 複数の次数の径方向振動 低減用高調波電流 （及ぴ径方向振動変更用高調波電流） を重畳する ことにより複数の次数の径方向振動を低減及び変更してもよい。 回 転域により、 径方向振動低減用高調波電流 （及び径方向振動変更用 高調波電流） の重畳と トルク リ ップル低減 （及び変更） 用の高調波 電流の重畳とを切り替えてもよい。

5 . 重畳する高調波電流の位相、 振幅は、 後述する数式の演算で 求めても良く、 有限要素法によ り演算してもよく、 実験的に決定さ れてもよい。

6 . 回転検出には、 ロータの回転角度を検出するたとえばレゾル バなどの回転角センサを採用することが通常であるが、 いわゆるセ ンサレス方式と して知られるモータ電流やモータ電圧の位相に基づ いてロータの回転角を推定する回路を採用してもよい。

7 . 回転電機の電機子電流は、 その基本周波数成分の他に数次の 高調波電流を含んでおり、 高調波電流の大きさは回転電機の運転状 況などによ り変動する。 このよ うな複雑な波形の電機子電流に対し て磁気騒音低減用 （及び磁気騒音変更用） の高調波電流を計算する ことは非常に複雑となり、 回路規模も増大する。 そこで、 電機子電 流は n次の高調波電流をもたないものと仮定し、 検出するかあるい は求めた電機子電流の基本周波数成分に対して n — 1次の径方向振 動が低減乃至最小となる n次の磁気騒音低減用 （及び磁気騒音変更 用） 高調波電流を演算し、 その後、 電機子電流に現在含まれている その高調波電流をこの磁気騷音低減用 （及び磁気騒音変更用） の高 調波電流から減算して、 それを電機子電流に重畳する。 これによ り 、 電機子電流がその基本周波数成分の他に高調波成分を含んでいた と しても径方向振動低減用高調波電流 （及ぴ径方向振動変更用高調 波電流） の算出、 重畳処理を簡素化するこ とができる。 たとえば、 オープン制御においては、 通電するべき電機子電流の基本周波数成 分に対して発生する n— 1次の磁気騒音を最小化するための _n次の 磁気騒音低減用 （及び磁気騒音変更用） 高調波電流を求める。 また 、 上記電機子電流の基本周波数成分によ り発生するはずの n次の高 調波電流を混入高調波電流と して予め記憶するマップ又は計算式か ら求め、 上記磁気騒音低減用 （及び磁気騒音変更用） の高調波電流 から混入高調波電流を減算した値を通電するべき電機子電流の基本 周波数成分に重畳して電機子電流制御の目標値とすればよい。 図面の簡単な説明

図 1 は、 多相交流回転電機の一相分の磁気回路を模式図示した図 である。

図 2は、 図 1 の等価磁気回路図である。

'図 3は、 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例 を示すプロック回路図である。

図 4は、 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例 を示すブロック回路図である。

図 5は、 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例 を示すプロ ック回路図である。

図 6は、 本発明の磁気音変更方法を採用するモータ制御回路の例 を示すプロック回路図である。

図 7は、 本発明の磁気音変更方法を探用するモータ制御回路の例 を示すプロ ック回路図である。 図 8は、 実験に用いた三相同期機の模式径方向断面である。

.図 9は、 図 8の三相同期機の各相電流の波形図 （磁気騒音非低減 時） である。

図 1 0は、 図 8の三相同期機の各相電流の波形図 （磁気騒音低減 時） である。

図 1 1 は、 図 8の三相同期機の相電流の周波数スペク トル図 （磁 気騒音非低減時及び磁気騒音低減時） である。

図 1 2は、 図 8の三相同期機の径方向加振力の波形図 （磁気騒音 非低減時及ぴ磁気騒音低減時） である。

図 1 3は、 図 8の三相同期機の径方向加振力の周波数スぺク トル 図 （磁気騒音非低減時及び磁気騒音低減時） である。

図 1 4は、 図 8の三相同期機の磁気騒音 （磁気音） の測定結果 （ 電動時） を示す図であ.る。

図 1 5は、 図 8の三相同期機の磁気騒音 （磁気音） の測定結果 （ 発電時） を示す図である。

図 1 6は、 ロータ磁束の温度変化を捕償するためのフローチャー トである。

図 1 7は、 交流回転電機の動作モー ドに応じて磁気音の振幅を低 減するフ口一チヤ一 トである。

図 1 8は、 三相交流回転電機の磁気騒音を低減し、 所定周波数の 磁気音を発生させる制御動作を示すフローチャー トである。

図 1 9は、 エンジン走行車両に搭載した三相交流回転電機本来の 磁気騒音を好適な条件にて低減する制御動作を示すフローチャー ト である。

図 2 0は、 他の回路例を示すプロック回路図である。

図 2 1 は、 図 2 0に示す回路の一例を示すブロック回路図である 図 2 2は、 図 2 0における各部信号波形 （基本波回転座標系） を 示す波形図である。

図 2 3は、 図 2 0における各部信号波形 （静止座標系） を示す波 形図である。

図 2 4は、 他の実施例を示すプロック回路図である。

. 図 2 5は、 他の実施例を示すブロック回路図である。

図 2 6は、 他の実施例を示すフローチャー トである。 発明を実施するための最良の形態

以下、 本発明の好適態様を図面を用いて説明する。

(原理説明）

以下、 本発明を多相交流回転電機に適用した場合の原理を以下に 説明する。

図 1 は、 N相交流回転電機の一相分の磁気回路を模式図示した図 であり、 図 2は図 1の等価磁気回路図である。 同期機では磁束 φは ロータの磁極 （コイル又は永久磁石によ り形成される） によ り形成 され、 ロータ起磁力 F m a gは磁気回路におけるロータの磁極の起 磁力すなわち磁界強度であり、 ステータ起磁力 F c o i '1 は、 ステ ータ電流によ り磁気回路に形成される起磁力すなわち磁界強度であ る。 R gはステータとロータとの間のギヤップの磁気抵抗である。 図 1、 図 2から、 1相あたりの、 磁束 ψ、 磁気エネルギー W、 径 方向の磁気加振力 f は、

磁束

磁気エ

磁気加振力

dW 1 9 1

-" 2^ ^S(^Fmag +NI_coilT∞ (F +NI_coil)² =F†_nag +2NF_magI_coil+N^ZI^_oil 。ぶ Sx

( 3 ) によ り定義される。 すなわち、 磁気加振力 f は、 ロータ起磁力の 2乗と、 ステータ起磁力の 2乗と、 ロータ起磁力とステータ起磁力 との積との合計と して定義される。

上記図及び数式において、 I c o i 1 はステータ電流 （電機子の 相電流） 、 Xはギャップ幅、 Sはギャップ部対向面積、 0は空気 の透磁率、 Nは電機子の各相コイルのターン数、 Mは相数である。

この多相交流回転電機の第 1 (三相では U) 相、 第 2 (三相では V) 相、 第 M (三相では W) 相のロータ起磁力 F m a g とステ一タ 電流 （相電流） I c o i 1 とを、

u相

ロータ起磁力 _m = ^ sin(^ +a) + F sin j{6 + fi)+F_k sin k{9 + y) + F_l sin 1(θ + δ)

基本波（1次成分） j次高調波成分 k次高調波成分 L次高調波成分 ステータ電流 = sin(^ + s) + I_m sin πι(θ + t) + I„ sin η{θ + u)

基本波（ 1次成分） m次高調波成分 n次高調波成分 (4)

x

\ ^ (0 ΙΛ1509εΐ =-

II

に示す。 ロータ起磁力は、 ロータ回転を表すために三角関数にて 記載されている。 当業者であれば容易に理解されるので、 三相よ り 多相の場合における残りの相のロータ起磁力 F m a g及びステータ 電流 I c o i 1 の記載は省略する。 当然、 三相においては、 Xは、 3 6 0 / M= 1 2 0度となる。

なお、 F i ( i は下付き添え字である） はロータ起磁力の i 次成 分の振幅、 I i はステータ電流の i次成分の振幅、 Θはロータの回 転角、 α、 β、 γ、 δ 、 s 、 t 、 uは位相角、 j 、 k、 L、 mゝ n は整数値である。 .

これらの式において、 ロータ起磁力 F m a gは高調波と して ； j 、 k、 L次の高調波成分だけをもち、 ステータ電流 I c o i 1 は高調 波と して m、 n次の高調波成分だけをもっと したが、 更に他の高調 波をもっていてもよいことは明白である。 単純化のために、 三相交 流回転電機に限定すると、 式 （4 ) 、 式 （ 5 ) 、 式 （ 6 ) は下記の よ うになる。

u相

+ F_Jsm j{9 + ) + F_k sin k{0 + y) + F_t sin 1(θ + δ)

j次高調波成分 k次高調波成分 L次高調波成分

sin ηι(θ+ί)+Ι_η sin η{θ + u) ( 7 )

基本波（1次成分） m次高調波成分 n次高調波成分

6Z „s}}{){o) 10ssss+2 120+/in+ 120+ssin ^ y〜

ΐ ά/(¾さ))(<？0+sin/¾+ ;m 120 12 ^ Λ？ +η+辯 A口 ί

+ to

o εοεε蒙 oozdf/ェ:) d ■96SS0請 OAV w相

「 ロータ起磁力 F_mag = F_l s {0 + a - 240) + sin ]{θ+β- 240) +F_ksmk(0+y- 240) + F,sml(e+S- 240) lステータ電流 I_coil = 7, sin(0 +s- 240) + /„, sin{ + t) - 240} +I„sm{n(e+u)- 240} ( 9 )

o

式 （ 7 ) を式 （ 3 ) に代入して得られる式 （ 1 0 ) により U相加 振力 f uが得られる。

o

式 （ 8 ) を式 （ 3 ) に代入して得られる式 （ 1 1 ) により V相加 捩力 f Vが得られる。

. Uナ

eoeeTO/eoozdf/i3d ム 96SS0/t00Z OAV 式 （ 9 ) を式 （ 3 ) に代入して得られる式 （ 1 2 ) によ り W相加 振力 f wが得られる。

"-

式 （ 4 ) 〜式 （ 6 ) において、 ø は基本波の角度である。 e は基 本波の角速度を ω とすれば co tに等しく、 また基本波の周波数 （基 本周波数） を f とすれば 2 π f tに等しいことは当然である。 また 、 式 （ 4 ) 〜式 （ 6 ) において、 3 6 0、 1 2 0、 2 4 0 という数 値は、 実際の計算では、 2 π、 2 π Ζ 3、 4 π / 3にそれぞれ読み 替えるのが簡単である。

磁気音は上記各相加振力のべク トル和に正相関を有するわけであ るが、 各相加振力は、 式 （ 1 0 ) 、 式 （ 1 1 ) 、 式 （ 1 2 ) に示さ れるよ うに多数の項の一次関数 （和また差の式） となっている。 各 相加振力の合計は、 各相の各項を互いに同一の次数ごとに （各周波 数ごとに） 別々にベク トル加算した項 （以下、 ベク トル加算項とも いう） の一次関数 （和また差の式） となる。 磁気音は、 各ベク トル 加算項において、 ベタ トル加算項を構成する各項が同位相 （似た位 相） で強めあう場合に問題となり、 各ベク トル加算項を構成する各 項の位相が大きく異なる場合にはべク トル加算項の振幅が小さく な るため、 ほとんど問題とはならない。 - すなわち、 式 （ 1 0 ) 、 式 （ 1 1 ) 、 式 （ 1 2 ) を加算した場合 、 べク トル加算項を構成する各項が同位相となってべク トル加算項 の振幅が上記各項の振幅に対して大幅に大きく なるのは、 （m— 1 ) 次、 （ n— 1 ) 次、 （ n— m ) 次となる。

'式 （ 1 0 ) 、 式 （ 1 1 ) 、 式 （ 1 2 ) から、 ステータ電流 I c o i 1 に m次高調波電流成分、 n次高調波電流成分を重畳すると、 常 に、 （πι— 1 ) 次、 （n— 1 ) 次、 （ n— m) 次の加振力成分を顕 著に生じさせることがわかる。

という ことは、 ある位相をもつ X次の高調波電流成分を重畳する ことによ り、 （ X — 1 ) 次の加振力を発生することができることが わ力、る。 したがって、 現在発生している磁気音の原因となる磁気音の （ X

- 1 ) 次成分をキャンセルするために、 この磁気音の （ X — 1 ) 次 成分と逆位相、 等振幅をもつ加振力を発生する X次の高調波電流を 重畳することによ り、 磁気音をキャンセルすることができる。 また 、 位相が完全に逆位相となっていなくても、 振幅が完全に等しくな くても、 ベタ トル加算されたそれらの和の振幅を小さくすることに よ り、 大幅に低減することができる。

また、 現在発生している磁気音の原因となる磁気音の （ X — 1 ) 次成分を変.更 （増大又は低減） するために、 この磁気音の （ X — 1 ) 次成分を発生する X次の高調波電流をステータ電流の基本周波数 成分に重畳することにより、 磁気音を変更 （増大又は低減） するこ とができる。 つま り、 ベク トル加算されたそれらの和の振幅が増加 したり、 減少したりすることができる。

交流回転電機の （ X — 1 ) 次の磁気音を増加又は低減するために 、 X次の高調波電流を好適位相、 好適振幅で重畳すればよいという 知見は、 従来知られていなかつたものであり、 今後の低騒音モータ の開発において非常に重要である。

同様に、 式 （ 1 0 ) 、 式 （ 1 1 ) 、 式 （ 1 2 ) から、 ステータ電 流 I c o i 1 に m次高調波電流成分と n次高調波電流成分とを重畳 することによ り、 （m— 1 ) 次、 （n — 1 ) 次、 （ n — m) 次の磁 気加振力成分を同時に変更 （増加又は低減） することもできる。 た だし、 この場合、 重畳する m次高調波電流成分の位相及び振幅と、 n次高調波電流成分の位相及び振幅とによって、 （m— 1 ) 次、 （ n — 1 ) 次、 （ n — m) 次の加振力が生じるために、 これらの加振 力と、 本来存在する （m— 1 ) 次、 （ n — 1 ) 次、 （n — m) 次の 磁気音とのそれぞれの次数でのべク トル和がすべて 0 となることは 容易ではない。 しかし、 各次の加振力のべク トル和の振幅ができる だけ小さく なるよ う.にもしくは所望の大きさになるよ うに重畳電流 の位相及び振幅を調整することができる。

交流回転電気の （m— 1 ) 次、 （n— 1 ) 次、 （η—πι) 次の磁 気音を同時に変更 （低減又は増大） するために、 m次、 n次の高調 波電流を好適位相、 好適振幅にて加算すればよいという知見は、 従 来知られていなかつたものであり、 今後の低騒音モータの開発にお いて非常に重要である。

式 （ 1 0 ) 、 式 （ 1 1 ) 、 式 （ 1 2 ) にて表される各項のうち、 ベタ トル和が 0 となる項を消去して簡略化した式を以下に示す。

0

CO

C0CCT0/£00idf/X3d

Zf

C0CCT0/C00idf/X3d .96SS0/1-00Z 三相交流回転電機の口ータ起磁力 F m a gの高調波と しては、 極 数、 ステータスロッ ト数にもよるが、 一般的に 3次高調波成分と 5 次高調波成分と 7次高調波成分がほかの次数の高調波成分より も格 段に優勢であるので、 ロータ起磁力 F m a gの基本波成分と 3次高 調波成分と 5次高調波成分と 7次高調波成分とをもち、 磁気音変更 のための高調波電流を重畳しない場合について、 生じる磁気音 （磁 気音） を以下に説明する。

整数値 （次数値） は、 ； i = 3、 k = 5、 L = 7 となるので、 これ を式 （ 7 ) 〜式 （ 9 ) に代入すると、 下記の式となる。

ロータ起磁力 =^3Ϊη(^+α)+ 3ίη3( +;?)+^8Ϊη5( +) +^Ρ₇3ίη7(0+(5)

U½ } 基本波（1次成分） 3次高調波成分 5次高調波成分 7次高調波成分 ステータ電流 ·,= in (^ ）

基本波（1次成分）

口ータ起磁力 F =F_lsixi(0+a-l2O)+F₃sm3(e+fi-l2O)+F₅sm5(e + y-12O)+F₇sm7(0+S-l2O) v相- ステータ ：流

( 1 7 )

cn

ロータ起磁力 F_mag = F, sm(8 + cc -240) + ₃ sin3(^ + ^ -240) + F₅ sin5(^ +7 -240) + ₇ sin7(^ +^ -240)

w相-

( 1 8 ) ステータ電流 =1^(6+5-240)

これら式 （ 1 6 ) 、 式 （ 1 7 ) 、 式 （ 1 8 ) を式 （ 3 ) に代入し 高調波電流重畳しないので、 m= 0 ( I m = 0 ) 、 n = 0 ( I n 0 ) とすれば、 下記の式が得られる。

¾来例 I U相加振力 fu

一巧 F₃[cos{46>+o+3/?}— cos{2S— α+3 η— ¾[cos{66»+a+5y}-2 _s_{46>— a+5y}]— F₇rcos{80+a+7<5}—cos{66i—

— ¾i¾[cos{8( +3 +5y}— cos{26>— 3 +5y}]— ¾ [cos{106>+38+7 }— cos{4 — 35+7<5}] - i¾ [cos{120+5y+7<5}—

纖！ -

[{OW— + £-6»Z}soo— {096— +^£+( 8}so。]¾"¾/— [{o — ん +»— (

[{08 ^+»-6^so3— {0 — +»+( 9}so。]¾^一 e

卜

^ ο

ο

OAV、： dr

2

[{08 _ ム+ —^}⁵0。—{088 — ム+ +^1}∞。』^¾"ー[{096—? + £—^}⁵⁰。—{001^— ん+6^+( 01}500] ^ -

[{081 ^— +ί^ε— ^}∞3_{θζ6Ι - +ίε+( 8 εοο]¾ ξ_ί— [{_01?w一？ _>+»— 6(₉}soo— {oz:6I— ん +»+6>8}so;]

[{096— »1^soo— {0忡1一 +»+ »9}s。。]¾k— [¾)8t7— +»— }so3— {096— ^£+»+01^0：3]£ —

て て 1

Z^d Z^d Z^J Z^{d 1}

3o Ά} if m^-^

式 （ 1 9 ) 、 式 （ 2 0 ) 、 式 （ 2 1 ) において、 ベク トル和が 0 となる項を消去し、 同位相で強め合う項と直流成分項とを抜粋する と、 下記の式となる。

Z

ll一 lly)(((7i5.y/ios¾+a5ios+5/c +N/cosc——-"

75yI()((575os12¾++ 5os6¾cos6¾ + a + + .P c c -

IS

εοεειο/εοοί<ίΓ/χ3<ι L96ii0I 00Z OAV V相加振

, ₅cos(6^+a+57)と同じ ^^03(6 +5)；+ と同じ E₇/_lCos(6^+7(5—

C71

CO

2

目 丛

したがって、 式 （ 2 2 ) 、 式 （ 2 3 ) 、 式 （ 2 4 ) を加算して得 られる各相加振力の合計は、 下記の式 （ 2 5 ) となる。

+ 3F, F₇ cos(66> -ct + 75)-3 _{5 7} cos(l 2θ+5γ+Ίδ) + 3N (- F₅I_l cos(6 + 5y + + ₇7, cos(66» + 1δ- s))

(4) (5) (6) (7)

(1)項：直流成分 脈動しないので、 磁気音にならない

(2)項： ロータ起磁力の 3次高調波により発生する 6次成分

(3)項： ロータ起磁力の 1次と 5次高調波により発生する 6次成分

(4)項： ロータ起磁力の 1次と 7次高調波により発生する 6次成分 この 6次、 12次の加振力脈動成分が

(5)項： ロータ起磁力の 5次と 7次高調波により発生する 12次成分 磁気音の原因となる

(6)項： ロータ起磁力の 5次とステータ電流の 1次より発生する 6次成分

(7)項： ロータ起磁力の 7次とステータ電流の 1次より発生する 6次成分

式 （ 2 5 ) において、 （ 1 ) 項で示される項は加振力合計の直流 成分項であり この項は脈動せず磁気音にならない。

一方、 （ 2 ) 項で示される項はロータ起磁力 F m a gの 3次の高 調波によ り生じる 6次の高調波成分、 （ 3 ) 項で示される項はロー タ起磁力 F m a gの 1 次と 5次の高調波によ り生じる 6次の高調波 成分、 （ 4 ) 項で示される項はロータ起磁力 F m a gの 1次と 7次 の高調波によ り生じる 6次の高調波成分、 （ 5 ) 項で示される項は ロータ起磁力 F m a g の 5次と 7次の高調波によ り生じる 1 2次の 高調波成分、 （ 6 ) 項で示される項はロータ起磁力 F m a gの 5次 の高調波とステータ電流の 1次電流成分 （基本波） によ り生じる 6 次の高調波成分、 （ 7 ) 項で示される項はロータ起磁力 F m a gの 7次の高調波とステータ電流の 1次電流成分 （基本波） によ り生じ る 6次の高調波成分となる。 これらの 6次、 1 2次の加振力脈動成 分が磁気音の原因となる。 - すなわち、 三相交流回転電機の磁気音は、 ロータ起磁力 F m a g の基本波成分と 3次高調波成分と 5次高調波成分と 7次高調波成分 によ り 、 6次と 1 2次の磁気音成分に起因するこ とが式 （ 2 5 ) か らゎカゝる。

そこで、' これら 6次と 1 2次の磁気音成分の変更 （低減又は増大 ) のために、 ステータ電流 I c o i 1 に 7次高調波成分と 1 3次高 調波成分を重畳した場合を以下に説明する。

この場合、 式 （ 7 ) 、 式 （ 8 ) 、 式 （ 9 ) において、 j = 3、 k = 5.、 L = 7、 m= 7、 n = 1 3 とすれば、 下記の式となる。 U相

基本波（1次成分） 7次高調波成分 13次高調波成分

∞

69

ドJ 3{s0}{() s7 +Iin+120+/ sin13 ？ s- έ

w相

厂ロータ起磁力 ^_Ω =/^ίη(^+α— 240)+F₃sin3(^+ — 240)+ ₅sin5(^+y— 240)+ ₇sin7( +<5— 240) 1ステータ電流 。 =ΐ_χ sm{e + 5-240) + Ι_η sin{7(^ +ή- 240} +I sin{l 3(0+u) - 240}

( 2 8 ) o

式 （ 2 6 ) 、 式 （ 2 7 ) 、 式 （ 2 8 ) を用いて、 式 （ 1 0 ) 、 式 (.1 1 ) 、 式 （ 1 2 ) を計算すると、 下記の式が得られる。

u相加振力 3相のベタ トル和が同位相で強めあう fuoc

-F₃F₇[cos{l0e+3fi + 7S}-cos{4e-3fi+ld}]-F₅F₇\cos{l29+5y+7S\-cos{2e-5y+7S\]

V相加振力 3相のベタ トル和が同位相で強めあう

f voc

-^^7ίοο5{80+ +7^-96Ο}-οο8{60-α+7(5-72Ο}1-^3^Ιοο5ί8^+3^+5 -96Ο}-οο5{2^-3^+5ν-24Ο

— ¾F₇[cos_lO0+3 +7<5 - 120(Η— cos{4(9— ¾9+75— 480 — [(；05{12 +52；+73— 144Q}— cos_{26»— 5y+7

i-/₁/₁3[cos{140 + 5+13M-24O}-cos{12^-j+13M}]-/₇/₁₃[cos{2O^+7t+13z/-24O}-cos{6^-7i+13

W相加振力 3相のベタ トル和が同位相で強めあう

f_woc

- [ 一 s^^L士 ⁷⁽⁵— ¹⁹²⁰}_^COS{⁶ — ^α+7<5一¹⁴⁴0}]— 3 5[^C0S{8e+3yS+5 1920}_cos{2 — 3 +5y— 4 —i¾ ₇[cos{10 +3 +7 — 2400}— cos{40— 3^ + 73—960}] - i¾F₇[cos{12 +5y+7S— 2880} - cos{20—5y+7

r2

I? „ I²

_+N2l k -(i/l +/7― +/¾)一- ^Lcos2(5+5-240) ^-cos{14(^ + ~480}―" ^-cos{26(5+_M)-480}-/₁/₇[cos{

2 2 _ 2__ _2_ __ _.

-/₁/₁₃[cos{146'+j+13M-480}-cos{12(9-j+13M}]-/₇/₁3[cos{20( + 7i+13M-480}-cos{66'-7i+1

式 （ 2 9 ) 、 式 （ 3 0 ) 、 式 （ 3 1 ) において、 3相のベク トル 和が同位相で強め合う項を実線、 べク トル和が 0 となる項を破線で 下線している。 式 （ 2 9 ) 、 式 （ 3 0 ) 、 式 （ 3 1 ) において、 ベ タ トル和が 0 となる項を消去し、 同位相で強め合う項と直流成分項 とを抜粋すると、 下記の式が得られる。

99

+

O

+

〕( + Os6773w /i1 0( 7十 "os75十—ー y(057 os :os12¾+7a十++ - o

757(y)((丫 0a F co a+7<？cosl57J. cos66+s FF++ f9+uoo-—

K3

t

00

CO

εοεε蒙 oozdf/ェ:) d ■96SS0請 OAV 2

( g g ) ("εΐ+ — 9)so3 /+("U+s— I)so。^£½+ ( +ί— 09)so。V/+(^/+ 〉 _ZN+

Λί

o

89

+

t

+

+ K3

t

3一l 1)()+/os667t/J :.y++/+N +-l 22 + )7) ¾)++ 714405S4 Xs。。 440+++131> 44—I - 3

ο

)(y(0)0 β .44os1257t :440 )s66a7 ++13Μ :+os+ ;-l IJ()7 :os? α+10 +FF644- sβ)β){ i 1440 。56+ 240

― t

t

C0CCl0/C00Zdf/X3d ■96SS0請 O W これらの式を式 （ 2 5 ) と同様に整理すると、 各相加振力の総和 は、 下記の式となる。

f u + f v + fw c

— 3 ( 2

2 +i¾² +i¾² + _JF₇ ²)+- V²(/₁ ² +ή +/₁ ² ₃)+3 ¾/₁ cos(a-s)+3NF₇I₇ cos(IS-7t)

r2

+N^( 3/₁/₇ cos(60-5+7 +3/₁/₁₃ cos(125-5+13M)+3/₇/₁₃ cos(6^+7t-13w)^ ( 3 5 )

( 13) (14) (15) ステータ電流の 7次と 13次の重量により発生した項

(1)項：直流成分 (8)項： ロータ起磁力の 1次とステ一タ電流の 7次により発生する 6次成分

(2)項： ロータ起磁力の 3次により発生する 6次成分 (9)項： ロータ起磁力の 1次とステ一タ電流の 13次により発生する 12次成分

(3)項： ロータ起磁力の 1次と 5次により発生する 6次成分 (10)項： ロータ起磁力の 5次とステ一タ電流の 7次により発生する 12次成分

(4)項： ロータ起磁力の 1次と 7次により発生する 6次成分 (11)項：ロータ起磁力の 5次とステータ電流の 13次により発生する 18次成分

(5)項： ロータ起磁力の 5次と 7次により発生する 12次成分 (12)項： ロータ起磁力の 7次とステ一タ電流の 13次より発生する 6次成分

(6)項：ロータ起磁力の 5次とステ一タ電流の 1次より発生する 6次成分 (13)項：ステータ電流の 1次と 7次より発生する 6次成分

ひ）項： ロータ起磁力の 7次とステ一タ電流の 1次より発生する 6次成分 (14)項：ステータ電流の 1次と 13次より発生する 12次成分

(15)項：ステータ電流の 7次と 13次より発生する 6次成分

この式 ( 3 5 ) において、

( 1 ) 項は直流成分項、 （ 2 ) 項はロータ起磁力 F m a gの 3次 の'高調波によ り生じる 6次の高調波成分、 （ 3 ) 項はロータ起磁力 F m a gの 1次と 5次の高調波によ り生じる 6次の高調波成分、 （ 4 ) 項はロータ起磁力 F m a gの 1次と 7次の高調波によ り生じる 6次の高調波成分、 （ 5 ) 項はロータ起磁力 F m a gの 5次と 7次 の高調波によ り生じる 1 2次の高調波成分、 （ 6 ) 項はロータ起磁 力 F m a gの 5次の高調波とステータ電流の 1次電流成分 （基本波 ) によ り生じる 6次の高調波成分、 （ 7 ) 項はロータ起磁力 F m a gの 7次の高調波とステータ電流の 1次電流成分 （基本波） によ り 生じる 6次の高調波成分となる。

( 8 ) 項はロータ起磁力 F m a gの 1次の成分 （基本波） とステ —タ電流の 7次の高調波によ り生じる 6次の高調波成分、 （ 9 ) 項 はロータ起磁力 F m a gの 1次の成分 （基本波） とステータ電流の 1 3次の高調波によ り生じる 1 2次の高調波成分、 （ 1 0 ) 項は口 ータ起磁力 F m a gの 5次の高調波とステータ電流の 7次の高調波 によ り生じる 1 2次の高調波成分、 （ 1 1 ) 項はロータ起磁力 F m a gの 5次の高調波とステータ電流の 1 3次の高調波によ り生じる 1 8次の高調波成分、 （ 1 2 ) 項はロータ起磁力 F m a gの 7次の 高調波とステータ電流の 1 3次の高調波によ り生じる 6次の高調波 成分、 （ 1 3 ) 項はステータ電流の 1次の成分 （基本波） と 7次の 成分によ り生じる 6次の高調波成分、 （ 1 4 ) 項はステータ電流の 1 次の成分 （基本波） と 1 3次の成分によ り生じる 1 2次の高調波 成.分、 （ 1 5 ) 項はステータ電流の 7次の成分と 1 3次の成分によ り生じる 6次の高調波成分である。

結局、 式 （ 3 5 ) で示される各相加捩力の合計は、 6次、 1 2次 の高調波となるので、 上記 （ 2 ) 項、 （ 3 ) 項、 （ 4 ) 項、 （ 6 ) 項、 （ 7 ) 項、 （ 8 ) 項、 （ 1 2 ) 項、 （ 1 3 ) 項、 （ 1 5 ) 項の 項の位相角や各振幅を設定すれば、 上記 （ 2 ) 項、 （ 3 ) 項、 （ 4 ) 項、 （ 6 ) 項、 （ 7 ) 項、 （ 8 ) 項、 （ 1 2 ) 項、 （ 1 3 ) 項、

( 1 5 ) 項の項のベク トル和を 0、 又は、 小さく したり、 又は、 大 きく したりすることができ、 磁気音の 6次の騒音をキャンセル乃至 低減 （乃至増大） を実現することができる。

同様に、 上記 （ 5 ) 項、 （ 9 ) ·項、 （ 1 0 ) 項、 （ 1 4 ) 項の項 の位相角や各振幅を設定すれば、 上記 （ 5 ) 項、 （ 9 ) 項、 （ 1 0 ) 項、 （ 1 4 ) 項の項のベク トル和を 0、 又は、 小さく したり、 又 は、 大きく したりすることができ、 磁気音の 1 2次の騒音をキャン セル乃至低減 （乃至增大） を実現することができる。

つまり、 式 （ 3 5 ) において 7次の高調波電流成分と 1 3次の高 調波電流成分との位相と振幅とを調整することにより、 式 （ 3 5 ) に示す直流項以外の項の和を 0 と して三相交流回転電機において最 も重要となる磁気音の 6次の高調波成分と 1 2次の高調波成分をキ ヤンセルしたり、 低減 （乃至増大） したりすることができる。

磁気音の 6次高調波のキャンセル条件を下記の式に示す。

( 1 ) 6次成分のキャンセル

磁気音項のベク トル和 （（2) + (3) + (4) + (6) + (7)) +キャンセル項のベ (15)) = 0が成立する時

3F?

^J- cos6( +β)- 3F_XF₅ cos(6^+a+ 5γ) + 3 cos(6^ -α+Ίδ)- ^NF^ cos(6^ +5y+s) + ΝΡ_ηΙ

2 一

磁気音項のベタ トル和

+M3 J₇cos(6e— a+7t)+3F ₁₃cos(6e— 73+13 〉 +N²〈3 ₇cos(6S -■s+7t)+3J₇/₁ cos(6e キャンセル項

式 （ 3 6 ) において、 破線にて示す各項の和または差は磁気音成 分となる径方向磁気加振力の 6次高調波のべク トル和を表し、 実線 にて示す各項の和または差はキャンセル用の高調波電流による加振 力の 6次高調波のベク トル和を示す。 したがって、 式 （ 3 6 ) にお いて、 これら両者のベタ トル和が 0 となるよ うに、 位相角と振幅を 定めればよい。 磁気音の 1 2次高調波のキヤンセル条件を下記の式 に示す。

( 2 ) 12次成分のキャンセル

磁気音項のベク トル和（5) +キャンセル項のベク トル和 （（9) + (10) + (14) ) = 0

-3 _{5 7}cos(12e+5y+7め

磁気音項のベタ トル和

- 1 +N^+3_JP₁/_rcos(12^-a+13«)-3 ₅/₇cos(12^+57+7 )+N²3/₁/₁₃cos(12^-5+13_W)^=0 ( 7 ) キヤンセノレ項

式 （ 3 7 ) において'、 破線にて示す各項の和または差は磁気音成 分となる 1 2次高調波のべク トル和を表し、 実線にて示す各項の和 または差はキャンセル用の高調波電流による加振力の 1 2次高調波 のべク トル和を示す。 したがって、 式 ( 3 7 ) において、 これら両 者のベタ トル和が 0 となるように、 位相角と振幅を定めればよい。

なお、 上記した式 （ 3 5 ) 、 式 （ 3 6 ) 、 式 （ 3 7 ) において、 回転数の関数と しての 0は刻々 と変化するので、 基本波の回転数や 位相や振幅の時間変化につれて、 式 （ 3 5 ) に示す磁気音の総和を 所定レベルとするための高調波電流の振幅と位相とは刻々と変化す る。 同様に、 式 （ 3 6 ) 、 式 （ 3 7 ) を満足する高調波電流の振幅 と位相も刻々 と変化する。 このため、 重畳する高調波電流の振幅と 位相とは、 基本波電流の周波数、 位相、 振幅に応じて所定時間ごと に演算される。

(回路構成例 1 )

上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図 3に示す。 このモー タ制御回路はモータ電流のフィ一ドパック制御を行う実施例である

1 0は三相同期機 1 0 7のモータ電流を制御するモータ電流制御 手段であり、 以下の構成をもつ。

1 0 0は、 基本波に相当する電流指令値 （三相交流座標系） の振 幅、 位相を指示する振幅 ·位相指令用の回路ブロックである。 1 0 1は、 所定次数の高調波電流 （三相交流座標系） の振幅、 位相を指 示する振幅 · 位相指令用の回路ブロ ックである。

振幅 ·位相指令用の回路プロック 1 0 0は、 たとえば車両制御 E C Uなどの外部制御装置から受け取った電流指令 （基本波） に基づ いて上記振幅、 位相を決定する。 また、 回路ブロック 1 0 0がこの 車両制御 E C Uにより構成されてもよい。 この外部制御装置は三相 同期機 1 0 7の回転角信号 （回転位置信号） 及びトルク指令に基づ いてこの基本波と しての電流指令値を演算する。

回路プロック 1 0 1は、 上記した電流指令 （基本波） 電流の周波 数、 振幅、 位相を上記した式 （ 1 3 ) 又は式 （ 1 4 ) 又は式 （ 1 5 ) に入力して演算することにより、 あらかじめ定められた所定次数 の高調波電流の周波数、 振幅、 位相を決定し、 それらを指示する振 幅 · 位相指令を出力する。 これら数式のうちの他の定数は目的に応 じて予め設定されている。

たとえば、 6次及び 1 2次の磁気音を低減又はキャンセルする場 合には、 式 （ 3 6 ) 、 式 （ 3 7 ) の式の計算値が所定値以下又は 0 となるよ うに、 7次/又は 1 3次の高調波電流の振幅と位相とを決 定する。 他の定数は交流回転電機に特有の数値と して予め設定され ている。

それに応じて、 6次の磁気音だけをキャンセルする場合には、 式 ( 3 6 ) の式の計算値が所定値以下又は 0 となるように、 高調波電 流の振幅と位相とを決定する。 1 2次の磁気音だけをキャンセルす る場合には、 式 （ 3 7 ) の式の計算値が所定値以下又は 0 となるよ うに、 高調波電流の振幅と位相とを決定する。 いずれにせよ、 これ らの式において、 重畳する 7次及び Z又は 1 3次の高調波電流の位 相及び Z振幅を調整することにより、 6次/又は 1 2次の磁気音す なわち磁気音の大部分を増幅したり、 低減し.たり、 キャンセルした りすることができる。

なお、 上記数式の計算の代わりに、 予めこれらの数式に相当する ' マップ又はテーブルに上記基本周波数成分の周波数、 位相、 振幅を 代入して、 7次及び 又は 1 3次の高調波電流の位相、 振幅の値を サーチしてもよい。 また、 回路ブロック 1 0 0が、 演算されたステ ータ電流の基本周波数成分の振幅及び位相に基づいてその現在値を 算出して出力し、 回路プロ ック 1 0 1が、 演算された高調波電流の 振幅及び位相に基づいて高調波電流の現在値を算出して出力するこ ともできる。

これら基本波電流及び高調波電流に関する指令は、 回路ブロック

1 0 2に入力される。 回路ブロック 1 0 2は、 入力された情報に基 づいて決定される各相の基本波電流値及び高調波電流値を相ごとに 加算して、 定期的に合成三相交流電流値を算出する。

算出した合成三相交流電流値は座標軸変換用の回路プロック 1 0

3により d— q軸系に座標変換され、 減算器 1 0 4にてそれらの検 出値 （ d— q軸） と比較され、 それらの差が電流増幅器 4 0 0によ りゲイン調節された後、 座標軸変換用の回路プロック 1 0 4 Aにて 三相交流電流値に出力される。

回路プロック 1 0 4 Aは、 上記差を消去する各相の P W M制御電 圧を回路ブロック 1 0 5にて発生させ、 この三相 P W M制御電圧に より三相ィ ンパータ 1 0 6 のスィ ツチング素子を断続制御し、 この 三相イ ンバータ 1 0 6 の出力電圧を発電電動機である三相同期機 1

0 7 のステータコイルに印加する制御を行い、 三相同期機 1 0 7に 流れる三相交流電流を回路プロック 1 0 0、 1 0 1で指定される周 波数、 振幅、 位相をもつ基本波電流と高調波電流との合計とする。 この種の P W Mフィードバック制御自体はもはや周知であるので、 詳細な説明は省略する。

三相同期機 1 0 7は回転角センサ 1 0 8を内蔵しており、 速度 . 位置信号処理用回路ブロック 1 0 9は、 回転角センサ 1 0 8から出 力される回転位置信号から速度信号と位置信号とを抽出し、 それら を、 回路ブロック 1 0 4 Aに入力する。 また、 三相同期機 1 0 7の ステータコイル電流は、 電流センサ 1 1 0にて検出され、 座標軸変 換用回路ブロ ック 1 1 1 にて d軸電流検出値と q軸電流検出値とに 変換され、 減算器 1 0 4に入力される。

(回路構成例 2 )

上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図 4に示す。

1 0 0は、 基本波に相当する電流指令値 （三相交流座表系） と し ての振幅、 位相を指示する振幅 ·位相指令用の回路ブロックである 。 回路ブロック 1 0 0から出力された指令値は回路構成例 1 と同様 に三相交流座標系を d— q軸系に変換する回路プロ ック 3 0 0を介 して減算器 1 0 4 aに出力する。 F F T 1 1 1は、 電流検出から出 力された相電流からその基本波成分 （三相交流座標系） の検出値を 抽出する。 この検出値は、 三相交流座標系を d— q軸系に変換する 回路ブロック 4 0 3により座標変換された後、 減算器 1 0 4 aにて 上記電流指令値と比較され、 それらの差をゲイン調整用の電流制御 器 4 0 1 を通じて座標軸変換用の回路プロック 1 0 4 Bに出力する 。 回路ブロック 1 0 4 Bは上記差を解消する三相交流電流指令値を 加算器 1 1 2に出力する。

1 0 1は、 所定次数の高調波に相当する電流指令値 （三相交流座 標系） と しての振幅、 位相を指示する振幅 · 位相指令用の回路プロ ッ.クである。 回路プロ ック 1 0 0から出力された指令値は回路構成 例 1 と同様に三相交流座標系を d _ q軸系に変換する回路ブロック 3 0 0を介して減算器 1 0 4 aに出力する。 F F T 1 1 1は、 モー タ電流から上記所定次数の高調波成分 （三相交流座標系） の検出値 を抽出する。 この検出値は、 三相交流座標系を d— q軸系に変換す る回路ブロック 4 0 4によ り座標変換された後、 減算器 1 0 4 bに て上記電流指令値と比較され、 それらの差をゲイン調整用の電流制 御器 4 0 2を通じて座標軸変換用の回路プロック 1 0 4 Cに出力す る。 回路ブロック 1 0 4 Bは上記差を解消する三相交流電流指令値 を加算器 1 1 2に出力する。 回路プロック 1 0 4 Cは上記差を解消する三相交流電流指令値を 加算器 1 1 2に出力する。 回路ブロック 1 0 9が検出した回転位置 信号から位置信号と速度信号とを抽出して上記座標変換をなすため の回路プロック 1 0 4 B、 1 0 4 C、 3 0 0、 3 0 1 に出力する。 加算器 1 1 2にて加算された合成の三相交流電流指令値に対応す る各相の PWM制御電圧を回路ブロック 1 0 5にて発生させ、 この 三相 PWM制御電圧によ り三相ィンバータ 1 0 6のスィツチング素 子を断続制御し、 この三相インバータ 1 0 6の出力電圧を発電電動 機である三相同期機 1 0 7のステータコイルに印加する制御を行い 、 三相同期機 1 0 7に流れる三相交流電流を回路プロック 1 0 0、 1 0 1で指定される周波数、 振幅、 位相をもつ基本波電流と高調波 電流との合計とする。

(回路構成例 3 )

上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図 5に示す。 この回路 は、 図 4に示す F F T 1 1 1 に代えてフィルタ 1 1 3を採用し、 基 本波電流検出値と高調波電流検出値とを抽出するものである。

電流センサ 1 1 0にて検出された相電流信号からその基本波成分 (三相交流座標系） の検出値を抽出する。 この検出値は、 三相交流 座標系を d— q軸系に変換する回路プロック 4 0 3によ り座標変換 された後、 減算器 1 0 4 aにて基本波用の電流指令値と比較され、 それらの差をゲイン調整用の電流制御器 4 0 1 を通じて座標軸変換 用の回路ブロック 1 0 4 Bに出力する。 回路プロック 1 0 4 Bは上 記差を解消する三相交流電流指令値を加算器 1 1 2に出力する。 減算器 1 1 7は、 電流センサ 1 1 0 にて検出された相電流信号 （ 三相交流座標系） からその基本波成分 （三相交流座標系） を減算し 、 その高調波成分を抽出する。 検出された高調波成分は、 三相交流 座標系を d— q軸系に変換する回路プロック 4 0 4により座標変換 された後、 減算器 1 0 4 bにて高調波用の電流指令値と比較され、 それらの差をゲイン調整用の電流制御器 4 0 2を通じて座標軸変換 用の回路ブロ ック 1 0 4 Cに出力する。 回路ブロック 1 0 4 Cは上 記差を解消する三相交流電流指令値を加算器 1 1 2に出力する。

これによ り回路構成例 2 と同様の動作を行う ことができる。

(回路構成例 4 )

上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図 6に示す。 このモー タ制御回路は三相交流座標系のみにてモータ電流のフイードパック 制御を行う実施例である。

1 0 0は、 基本波に相当する電流指令値 （三相交流座標系） と し ての振幅、 位相を指示する振幅 ·位相指令用の回路ブロックである 。 1 0 1は、 所定次数の高調波電流 （三相交流座標系） と しての振 幅、 位相を指示する振幅 ·位相指令用の回路ブロックである。 これ らの回路ブロ ックの機能は、 図 3の場合と同じであり、 高調波プロ ック 1 0 1は、 回路プロ ックから出力される周波数、 位相、 振幅を 式 （ 1 3 ) 又は式 （ 1 4 ) 又は式 （ 1 5 ) に代入して高調波の振幅 、 .位相を決定するか、 実質的に同じ演算処理をマップ又はテーブル を用いて行う。

回路ブロ ック 1 0 0、 1 0 1から出力された振幅 '位相指令は、 回路ブロック 1 0 2に入力される。 回路プロック 1 0 2は、 入力さ れた基本波電流指令値の振幅 ，位相指令と高調波電流指令値の振幅

• 位相指令、 並びに、 検出された回転位置信号に基づいて基本波電 流指令値 （三相交流座標系） と高調波電流指令値 （三相交流座標系 ) とを U相と V相とでそれぞれ加算して U相合成電流指令値 （三相 交流座標系） i u、 V相合成電流指令値 （三相交流座標系） i v と して出力する。

減算器 3 0 0は、 検出された U相電流検出値 i u， と上記 U相合 成電流指令値 i u との差を求め、 この差を電流制御器をなす回路ブ ロック 3 0 2に出力する。 減算器 3 0 1は、 検出された V相電流検 出値 i v ' と上記 V相合成電流指令値 i V との差を求め、 この差を 電流制御器をなす回路ブロック 3 0 2に出力する。 回路ブロック 3 0 2は上記差を解消する U相電圧、 V相電圧を形成し、 回路プロッ ク 1 0 5はこれら U相電圧、 V相電圧に相当する U相、 V相の P W M電圧を演算出力する。 また、 減算反転回路 3 0 3は、 上記 U相電 圧、 V相電圧の差のアナログ反転信号を W相電圧と して算出し、 回 路ブロ ック 1 0 5はこの W相電圧の P W M電圧を演算出力する。 こ れら三相の P W M電圧に相当するデューティに応じて三相インバー タ 1 0 6が断続制御される。

(回路構成例 5 )

上記した高調波電流の重畳を行う回路例を図 7に示す。 この回路 は、 図 3に示す回路をオープン制御に変更したものである。

基本波回路ブロック 1 0 0、 高調波回路プロック 1 0 1から出力 される基本波電流及び高調波電流に関する指令は、 回路ブロック 1 0 2に入力される。 回路ブロック 1 0 2は、 入力された情報に基づ いて決定される各相の基本波電流値及ぴ高調波電流値を相ごとに加 算して、 定期的に合成三相交流電流値を算出する。

算出した合成三相交流電流値は座標軸変換用の回路プロック 1 0 3 .によ り d— q軸系に座標変換され、 電流増幅器 4 0 0によりゲイ ン調節された後、 座標軸変換用の回路ブロック 1 0 4 Aにて三相交 流電流値に出力される。

回路ブロ ック 1 0 4 Aは、 各相の P W M制御電圧を回路ブロック 1 0 5にて発生させ、 この三相 P W M制御電圧により三相ィンバー タ 1 0 6 のスィ ツチング素子を断続制御し、 この三相インパータ 1 0 6の出力電圧を発電電動機である三相同期機 1 0 7のステータコ ィルに印加する制御を行い、 三相同期機 1 0 7に流れる三相交流電 流を回路ブロック 1 0 0、 1 0 1で指定される周波数、 振幅、 位相 をもつ基本波電流と高調波電流との合計とする。

三相同期機 1 0 7は回転角センサ 1 0 8を内蔵しており、 速度 · 位置信号処理用回路ブロック 1 0 9は、 回転角センサ 1 0 8から出 力される回転位置信号から速度信号と位置信号とを抽出し、 座標変 換のために回路ブロック 1 0 3、 1 0 4 Aにそれらを入力する。

(実験例）

上記磁気騒音低減のための実験を図 8に示す三相同期機 （ 8極、 2 4スロ ッ ト、 I P M ) を用いて行った。 なお、 基本波電流を 4 3 Aと し、 ロータ位相角は トルクが最大となる値に制御した。

図 9は、 この同期機のステータ電流に磁気騒音低減用の高調波電 流を重畳せずにモータ駆動した場合の三相電流波形を示す。 各相電 流は、 その基本周波数成分の他に比較的小さい高調波成分を含んで いる。 図 1 0は、 図 9に示すステータ電流に磁気騒音低減用の高調 波電流を重畳してモータ駆動した場合の三相電流波形を示す。 図 9 、 図 1 0において、 回転数は 1 7 0 0 r p mと した。 磁気騒音低減 用の高調波電流は、 図 3の回路を用いてフィードバック方式にて重 畳された。

それぞれ F F Tによ り求めた図 9に示す U相電流の周波数スぺク トル A、 及び、 図 1 0に示す磁気騒音低減用高調波成分重畳 U相電 流の周波数スぺク トル Bを、 図 1 1に示す。 図 1 1 において、 各次 数ごとに示された一対のパーのうち左側 （クロスハッチングのバー にて表示） は図 9に示す U相電流のスぺク トル Aを示し、 各次数ご とに示された一対のパーのうち右側 （横線のハツチングのパーにて 表示） は図 1 0に示す U相電流のスペク トル Bを示す。 図 9におい て、 7次電流 （ 7次高調波成分） は 1次電流 （基本周波数成分） の 振幅の 3 %の大きさの振幅を有している。 図 1 0において、 7次電 流 （ 7次高調波成分） は 1次電流 （基本周波数成分） の振幅の 1 2 %の大きさの振幅を有している。

図 9 の電流を通電した場合 （以下、 磁気騒音非低減モードと言う ) と図 1 0 の電流を通電した場合 （以下、 磁気騒音低減モードと言 う） とにおけるステータの互いに隣接する 3個のティースに加わる 半径方向 （径方向） 加振力のロータ回転角による変化を図 1 2に示 す。 図 1 2に示される二つの周期変化波形のうち大きな方の周期変 化波形 Cは図 9に示す磁気騒音非低減モードの径方向加振力の変化 を示し、 小さい方の周期変化波形 Dは図 1 0に示す磁気騒音非低減 モー ドの径方向加振力の変化を示す。 また、 Eは、 磁気騒音非低減 モードにおける径方向加振力の平均値を示す。 なお、 径方向加振力 はロータの永久磁石の吸引により直流成分を有している。

図 1 3において、 Fは示す磁気騒音非低減時の径方向加振力 （大 きい周期変化波形） Cの周波数スペク トルを示し、 Gは磁気騒音低 減時の径方向加振力 （小さい周期変化波形） Dの周波数スペク トル を示す。 周波数スぺク トル Fは、 各次数ごとに示された一対のパー のうち左側 （クロスハッチングのバーにて表示） のバーにより示さ れている。 周波数スペク トル Gは、 各次数ごとに示された一対のパ 一のうち右側 （横線のハッチングのパーにて表示） のバーにより示 されている。

上記実験機における回転数を変更した場合の 6次の磁気音 （周波 数 6 0 ) の測定結果 （電動時） を図 1 4に示す。 図 1 4から、 磁気 騒音が耳障り となる高回転域 （約 1 5 0 0 r p m以上） にて良好に 磁気騒音の 6次成分を低減できることがわかる。 上記実験機におけ る回転数を変更した場合の 6次の磁気音 （周波数 6 0 ) の測定結果 (発電時） を図 1 5に示す。 図 1 5から、 ほとんど全部の回転域に わたって磁気騒音の 6次成分を低減できることがわかる。 また、 磁 気騷音が最大となる回転域において、 磁気騒音低減用の高調波電流 の重畳により 6次磁気騒音を 2 0 d b も低減できることがわかる。 なお、 図 1 4、 図 1 5において一部の回転域において 6次の磁気騒 音は、 磁気騒音低減用の高調波電流の 7次成分の重畳により増加し ているが、 これは制御定数の設定が最適化されていないためであり 、 本質的なものではない。 また、 この磁気騒音の逆転は、 6次の磁 気騒音のレベルが小さいレベルで発生しており、 その絶対値も小さ いため問題とはならない。 もちろん、 この同期機において、 磁気騒 音低下があまり期待できない回転域において、 磁気騒音低減用の 7 次の高調波電流の重畳を停止することもできる。

(変形態様） '

なお、 上記実施例の回路による高調波の重畳技術を利用して、 す なわち周方向振動より次数が 1大きい高調波電流を基本周波数成分 に重畳することによ り、 磁気騒音低減をやめて必要に応じて トルク リ ップル低減を行う よ うに切り替えることもできる。 具体的には、 高調波電流の振幅と位相角を変更すればよい。

(変形態様）

上記各回路例の変形態様を以下に説明する。 各回路例における高 調波回路プロックは、 ロータに装備される永久磁石の温度特性を補 償する温度補償回路プロックを内蔵している。 この温度補償回路ブ ロ ックは交流回転電機 1 0 7に内蔵された温度センサの出力を読み 込んで、 上記永久磁石の残留磁束の温度変化を補償するために式 （ 3 5 ) 又は式 （ 3 6 ) 又は式 （ 3 7 ) における定数を変更する。 この温度補償回路プロ ックをマイコン構成と した場合の温度補償 制御動作ルーチンを図 1 6に示すフローチヤ一トを参照して説明す る。 このルーチンは定期的に実施される。 まず、 図示しない交流回転電機 1 0 7内蔵の温度センサの出力信 号からロータ温度を読み込み （ S 1 0 0 ) 、 このロータ温度を予め 記憶するロータ温度と定数との関係を示すマップに代入して定数を 求め （ S 1 0 2 ) 、 それを出力する （ S 1 0 4 ) 。 交流回転電機 1 0 7内蔵の温度センサの代わりに車両搭載の既存の温度センサを用 いてもよレヽ。

これによ り、 永久磁石温度の関数と してのロータ磁束 φの変化に よ り変更される上記数式の定数がわかるので、 この定数を用いて上 記数式を演算して高調波電流の位相、 振幅を設定する。

(変形態様）

上記各回路例の変形態様を以下に説明する。 この変形態様は、 交 流回転電機の動作モードの変更に基づいて、 磁気音のレベルを変更 するものである。

この磁気音のレベルを変更する回路プロックをマイコン構成と し た場合のルーチンを図 1 7に示すフローチャートを参照して説明す る。 このルーチンは定期的に実施される。

まず、 外部よ り入力される交流回転電機 1 0 7の軌作モード又は 交流回転電機 1 0 7の回転数を読み込み （ S 2 0 '0 ) 、 これらのデ 一.タ （すなわち交流回転電機 1 0 7の動作モード） を予め記憶する 動作モー ド.と定数との関係を示すマップに代入して定数を求め （ S 2 0 2 ) 、 それを出力する （ S 2 0 4 ) 。 これにより、 求めた定数 に基づいて上記数式を演算して所定次数の高調波電流の振幅、 位相 を決定することによ り、 磁気音の振幅を交流回転電機 1 0 7の動作 モードに応じて変更することができる。

'動作モードと して、 低回転域と高回転域とを設定することができ る。 この場合、 低回転域では主と して 1 2次の磁気音を低減するよ うに定数を設定し、 高回転域では主と して 6次の磁気音を低減する ように定数を設定してもよく、 その逆と してもよい。 つまり、 動作 モー ドの変更に応じて磁気音の振幅を変更する代わりに主となる磁 気音の次数を変更してもよい。 なお、 上記各図において、 インバー タ 1 0 6を除く回路ブロックはインパータ制御回路を構成する。

(変形態様）

式 （ 3 5 ) 又は式 （ 3 6 ) 又は式 （ 3 7 ) の式は、 ロータ起磁力 F m a gの高調波成分をステータ電流の基本波電流への高調波電流 の重畳によ りキャンセル乃至変更する例を示しているが、 実際の交 流回転電機の P W M制御では、 ィンバータのスィ ツチングにより基 本波電流に不可避的に高調波が重畳し、 これに起因して磁気音が生 じる。 この磁気音を更に減少するには、 このインバータのスィ ッチ ン.グによ りステータ電流に不可避的に重畳する高調波電流を上記数 式で求めた磁気音変更用の高調波電流からベタ トル減算した高調波 電流を基本波電流に重畳する演算を行えばよい。

(変形態様）

三相交流回転電機本来の磁気騒音を低減し、 所定周波数の磁気音 を発生させる制御動作を図 1 8に示すフローチャー トを参照して説 明する。

まず、 外部の車両用電子制御装置から、 指令を読み込み （ S 3 0 0 ) 、 読み込んだ指令が、 三相交流回転電機が現在発生している本 来の磁気音と異なる所望の所定の磁気音を発生させる指令であるか どうかを判定し （ S 3 0 2 ) 、 そうであれば、 上述の高調波回路ブ ロ ックを運転する。 なお、 実施例では、 この高調波回路プロックは 、 7次の高調波電流をそれぞれ所定位相、 所定振幅で重畳する回路 ブロ ックである。 この 7次の高調波電流の位相、 振幅は、 この重畳 によ り、 三相交流回転電機の本来の径方向磁気加振力 （磁気音） の 6次高調波成分を上述の式に基づいてキャンセルする大きさに設定 される。

(変形態様）

上記磁気騒音低減方式の回転電機をエンジン走行車両に搭載した 場合の制御動作を図 1 9に示すフローチャートを参照して説明する 。 なお、 この種の回転電機は、 たとえばハイブリ ッ ド車やトルクァ シス ト車用の発電電動機や電動エアコン等と して広く用いられ、 周 知となってレヽる。

まず、 ステップ S 4 0 0にて、 エンジン停止中で電動動作中カ 又は、 回生制動による発電中かどうかを調べ、 そうであれば、 上述 の高調波回路ブロ ックを運転し （ S 4 0 2 ) 、 そうでなければこの 高調波回路ブロックを運転しない （ S 4 0 2 ) 。 この高調波回路ブ ロックは、 7次の高調波電流を所定位相、 所定振幅で重畳する回路 ブロックである。 この 7次の高調波電流の位相、 振幅は、 この重畳 によ り、 三相交流回転電機の本来の径方向磁気加振力 （磁気音） の 6次高調波成分を上述の式に基づいてキャンセルする大きさに設定 ざれる。 これによ り、 エンジン騒音が存在せず発電電動機の磁気騒 音が耳障り となりやすいエンジン停止中における、 モータ走行中 （ 電動） や回生制動 （発電） 中の磁気騒音を低減して車両静粛性を向 上することができる。 また、 それ以外の運転時には、 高調波電流重 畳制御用の回路を休止させることができる。

(回路構成例 6 )

上記した高調波電流の他の重畳制御を図 2 0〜図 2 3を参照して 説明する。 図 2 0はこの実施例のモータ制御装置を示すプロック回 路図、 図 2 1 は座標変換回路 2の一例を示すブロック回路図、 図 2 2は回路各部の信号波形 （回転座標系表示） を示す波形図、 図 2 3 は回路各部の信号波形 （静止座標系表示） を示す波形図である。

'このモータ制御装置はモータ電流のフィー ドパック制御を行う実 施例であって、 1は基本波指令値発生回路、 2は高調波指令値発生 回路、 3、 4は加算器、 5、 6は減算器、 7、 8は P I アンプ （比 例一積分回路） 、 9は座標変換回路、 1 0は P W M電圧発生回路、 1 1は三相イ ンパータ、 1 2は 2つの電流センサ （相電流検出要素 ) 、 1 3は三相同期電動発電機 （車両用同期交流回転電機） 、 1 4 はレゾルバ （回転角検出要素） 、 1 5は位置信号処理回路、 1 6は 遅れ補償回路、 1 7は座標変換回路である。

上記各構成要素 1 〜 1 7のうち三相同期電動発電機 1 3を除く構 成要素は、 本発明で言うモータ制御装置を構成しており、 上記各構 成要素 1〜 1 7のう ち電流センサ （相電流検出要素） 1 2、 三相同 期電動発電機 （車両用同期交流回転電機） 1 3およびレゾルバ （回 転角検出要素） をのぞく構成要素 （回路） は、 本発明で言うモータ 電流制御要素又はモータ制御手段を構成している。

また、 構成要素 （回路） 1 7は本発明で言う相電流検出値座標系 変換要素を構成し、 構成要素 （回路） 1 は本発明で言う基本波指令 値出力要素を構成し、 構成要素 （回路） 2は本発明で言う高調波指 令値出力要素を構成し、 構成要素 （回路） 3〜 6は本発明で言う電 流偏差演算要素を構成し、 構成要素 （回路） 7〜 1 1は本発明で言 う相電圧制御要素を構成している。 いうまでもなく、 三相インバー タ 1 1は直流電源から給電されて三相交流電圧を発生する。

基本波指令値発生回路 （基本波指令値出力要素） 1 は、 入力され る トルク指令値および回転数指令値に対応する基本波電流の目標値 を、 その d軸電流成分である d軸基本波指令値 I d 1 *、 および、 その q軸電流成分である q軸基本波指令値 I q 1 *に変換する公知 の回路である。 上記トルク指令値は、 たとえば車両制御 E C Uなど の外部制御装置から入力され、 この基本波指令値発生回路 1はそれ にも基づいて d軸基本波指令値 I d 1 *および q軸基本波指令値 I q 1 *を決定する。 この 軸基本波指令値 I d 1 *および q軸基本 波指令値 I q 1 *の決定において必要であれば、 トルク指令値以外 に更に三相ィンパータ 1 1 の電圧ゃレゾルバ 1 4の出力信号などが 基本波指令値発生回路 1 に入力される。

高調波指令値発生回路 2 (高調波指令値出力要素） は、 あらかじ め設定された 6 k + l ( kは整数、 基本周波数成分の kは 0 ) 次の 高調波電流の目標値を、 その d軸電流成分である d軸高調波指令値 I d 6 k + 1 *、 および、 その q軸電流成分である q軸高調波指令 値 1 6 1£ + 1 *に変換する回路でぁる。 更に言えば、 この高調波 指令値発生回路 2は、 三相同期電動発電機 1 3の径方向振動を低減 する高調波電流指令値を発生するための回路である。

高調波指令値発生回路 2の具体例を図 2 1 に示すブロック図を参 照して説明する。 図 2 1 において、 2 1は 7次電流指令値発生回路 、 2 2は 1 3次電流指令値発生回路、 2 4、 2 5は座標変換回路、 2 7、 2 8は加算器である。 ただし、 この実施例では、 高調波指令 値発生回路 2は 6次および 1 2次の径方向振動低減のために 7次お よび 1 3次の高調波指令値だけを発生するが更に高次の高調波指令 値を発生して加算器 2 7、 2 8にて同様に重畳させてもよい。

7次電流指令値発生回路 2 1は、 基本波指令値発生回路 1から入 力される d軸指令値 I d *および q軸指令値 I q * と、 6次径方向 振動相殺用の 7次高調波指令値の振幅 I 7 *およぴ位相角 i3 7 * と の関係を記載するテーブルである。 すなわち、 7次高調波指令値の 振幅 I 7 *およぴ位相角 β 7 *は、 基本波回転座標系上の d軸指令 値 I d *および q軸指令値 I q *を変数とする関数値となる。 なお 、 ここでは、 7次高調波指令値の振幅 I 7 *および位相角 / 3 7 *は 基本波回転座標系上の値とするが、 静止座標系上においても同じ値 となる。 同じく、 1 3次電流指令値発生回路 2 2は、 基本波指令値発生回 路 1から入力される d軸指令値 I d *および q軸指令値 I q * と、 1 2次径方向振動相殺用の 1 3次高調波指令値の振幅 I 1 3 *およ び位相角；3 1 3 * との関係を記载するテーブルである。 すなわち、 1 3次高調波指令値の振幅 I 1 3 *および位相角；8 1 3 *は、 基本 波回転座標系上の d軸指令値 I d *および q軸指令値 I q *を変数 とする関数値となる。 なお、 ここでは、 1 3次高調波指令値の振幅' I I 3 *および位相角；8 1 3 *は基本波回転座標系上の値とするが 、 静止座標系上においても同じ値となる。 これらのデータ I 7 *、 ]3 7 *、 1 1 3 *、 /3 1 3 *は 7次、 1 3次電流指令値発生回路 2 1、 2 2の R OM (図示せず） に格納されている。 d軸指令値 I d *および q軸指令値 I q *を回路 2 1 、 2 2に代入して得られたこ れらのデータ 1 7 *、 7 *は座標変換回路 2 4へ 、 これらのデー タ 1 1 3 *、 ]3 1 3 *は座標変換回路 2 5に出力される。

座標変換回路 2 4は、 7次電流指令値発生回路 2 1から入力され た 7次高調波電流の振幅 I 7 *と位相角 （基本波の位相角 Θ を基準 と して決定する） ]3 7 * とにより基本波回転座標系 （ d— q軸座標 系又は基本波 d q座標系ともいう） 表示の 7次高調波電流指令値の d.軸成分である d軸高調波指令値 I d 7 *、 および、 その q軸成分 である q軸高調波指令値 I q 7 *を演算する。

座標変換回路 2 5は、 1 3次電流指令値発生回路 2 2から入力さ れた 1 3次高調波電流の振幅 I 1 3 * と位相角 （基本波の位相角 Θ を基準と して決定する） ]3 1 3 * とによ り基本波回転座標系 （ d— q軸座標系又は基本波 d q座標系ともいう） 表示の 1 3次高調波電 流指令値の d軸成分である d軸高調波指令値 I d 1 3 *、 および、 その q軸成分である q軸高調波指令値 I q 1 3 *を演算する。 この 演算は、 次に示す式 （ 3 8 ) の演算によ り行われる。 一

ノ ~

なお、 式 （ 3 8 ) において、 0 Vは、 後述する遅れ補償回路 （位 相補償回路） 1 6から出力されるモータ回転角 0 を位相補償して得 た位相補償回転角信号である。

ただし、 上記説明では、 回路 2 1、 2 2は、 d軸指令値 I d *、 q軸指令値 I q * と出力すべき高調波指令値の振幅、 位相角とのテ 一ブルを記憶したが、 この検出した回転角、 電圧、 電流と、 出力す べき高調波指令値の振幅、 位相角とのテーブルを記憶しておき、 こ のテーブルに回転角、 電圧、 電流の検出値を代入して出力すべき高 調波指令値の振幅、 位相角を演算してもよい。

次に、 7次 d軸高調波指令値 I d 7 * と 1 3次 d軸高調波指令値 I d 1 3 *とは加算器 2 7により加算されて d軸高調波指令値 I d 6 n + l * とされ、 7次 q軸高調波指令値 I q 7 *と 1 3次 q軸高 調波指令値 I q 1 3 * とは加算器 2 8により加算されて q軸高調波 指令値 I q 6 n + 1 * と される。 もちろん、 1 9次高調波指令値な ど更に高次の高調波指令値を形成して加算器 2 7、 2 8にて同様に 加算してもよレ、。

このよ うにして求めた d軸高調波指令値 I d 6 n + l *は加算器 3によ り d軸基本波指令値 I d 1 *に加算されて d軸指令値 I d * と され、 同様に、 q軸高調波指令値 I q 6 n + 1 *は加算器 4によ り q軸基本波指令値 I q 1 *に加算されて q軸指令値 I q * とされ る _¾ これにより、 簡単な演算により騒音キャンセル電流指令値を決 定することができる。 すなわち、 各次高調波指令値は式 （ 3 8 ) に 示すよ うに単一周波数成分だけを演算すればよいので簡単となる。 位置信号処理回路 1 5は、 レゾルバ 1 4からの回転角信号に基づ いて静止座標系の回転角 0 を演算し、 遅れ補償回路 1 6および座標 変換回路 1 7に出力する。 遅れ補償回路 1 6は、 位相補償回路であ つて、 位相補償された回転角 0 Vを座標変換回路 2 4、 2 5および 後述する座標変換回路 9に出力し、 これらの回路の演算遅れなどを 補償する。 座標変換回路 1 7は、 電流センサ 1 2で検出された U相 電流 I u と V相電流 I V とを座標変換処理することによ り、 回転座 標系表示の電流検出値と しての d軸検出値 I d と q軸検出値 I q と を出力する。

減算器 5は、 上記の演算によ り求められた d軸指令値 I d *から d軸検出値 I dを減算して偏差 Δ I dを求め、 減算器 6は、 q軸指 令値 I q *から q軸検出値 I qを減算して偏差 A l qを求める。 P I アンプ 7は、 偏差 Δ I dを 0に収束させるベく偏差 Δ I dを P I (比例一積分） 増幅して対応する d軸電圧 V dを出力し、 P I アン プ 8は、 偏差 Δ I qを 0に収束させるベく偏差 Δ I qを P I (比例 一積分） 増幅して対応する q軸電圧 V qを出力する。

座標変換回路 9は、 入力される位相補償回転角信号 θ Vを用いて これらの電圧 V d、 V qを回転座標系の三相交流電圧 V u、 V v、 Vwに変換し、 P WM電圧発生回路 1 0は三相交流電圧 V u、 V V 、 V wを P WM信号電圧 U u、 U v、 Uwに変換し、 三相インバー タ 1 1は入力される P WM信号電圧 U u、 U v、 Uwに基づいて内 蔵の 6つのスィツチング素子を断続制御して三相交流電圧を作成し 、 それを三相同期電動発電機 1 3の各相端子に印加する。 上記した モータ制御回路は、 高調波指令値発生回路 2をのぞいて通常のモー タ制御方式と同じであり、 この種の P WMフィードバック制御自体 はもはや周知であるので、 詳細な説明は省略する。

これにより、 モータにおいて騒音の主要要因となっている 6次、 1 2次高調波騷音のレベルを大幅に低減することができる。

以下、 この実施例の利点を以下に説明する。 まず、 この実施例によれば、 構成要素 （回路） 5〜 1 1、 1 7が 、 基本波指令値および高調波指令値の両方を一括してフィードパッ ク制御するので回路系を簡素化することができる。 したがって、 座 標変換回路 1 7には、 検出された三相交流電流 I u、 I Vを基本周 波数成分と高調波成分とに周波数分離せずにそのまま座標変換する こ とができるので、 この周波数分離のためのフィルタによる位相遅 れを防止することができ、 それによる演算誤差や制御遅れによる騒 音キャンセル効果の劣化を抑止することができる。

また、 高調波指令値の振幅、 位相角のテーブルは、 変動が少ない d軸基本波指令値 I d 1 *、 q軸基本波指令値 I q 1 *に対応して 設定されているため、 読み込み頻度を低減することができる。

(回路構成例 7 )

その他の実施例を図 2 4を参照して以下に説明する。 この回路構 成例は、 図 2 0に示すフィ一ドパック型の回路構成例 1の高調波指 令値発生回路 2で生成する _£1軸高調波指令値 1 (1 6 1_£ + 1 *、 およ び、 その q軸電流成分である q軸高調波指令値 I q 6 k + l *を、 座標変換回路 1 7で生成する回転座標系表示の電流検出値と しての d軸検出値 I dおよび q軸検出値 I qから、 減算器 2 0および 2 1 によ り減算し、 電流検出値と しての I d 1 と I q 1 を生成する。 上 記手段にて生成した I d 1、 I q l を減算器 5、 6にて減算し、 厶

I d と Δ I qを生成する。 その後段の処理は回路構成例 1の回路構 成と同じであるため、 説明を省略する。

(回路構成例 8 )

その他の実施例を図 2 5を参照して以下に説明する。 この回路構 成例は、 図 2 0に示すフィ一ドパック型の回路構成例 1から電流セ ンサ 1 2、 座標変換回路 1 7を省略し、 減算器 5、 6および P I T ンプ 7、 8を電流制御器 1 8に置換して、 オープン制御型の回路に 変更したものであり、 電流制御器 1 8は、 d軸指令値 I d *および q軸指令値 I q *をそれぞれ所定の大きさの d軸電圧指令値および q軸電圧指令値に変換し、 座標変換回路 9がこれらの回転座標系の 電圧指令値を静止座標系の電圧指令値 V u、 V v、 V wに変換する ものである。

(回路構成例 9 )

他の実施例を図 2 6に示すフローチャートを参照して以下に説明 する。

この回路構成例は、 図 2 1に示す基本波指令値発生回路 1および 高調波指令値発生回路 2をマイコンによるソフ トウエア処理と し、 かつ、 必要に応じて基本波指令値 （回転座標系表示） への高調波指 令値 （回転座標系表示） の重畳の実施を特定の条件に応じて行う も のである。

まず、 ステップ S 1 0 0にて基本波指令値を演算した後、 別に演 算した所定の判定結果に基づいて径方向振動低減のための高調波重 畳を行うか否かを判定 （ S 1 0 2 ) する。 高調波重畳処理を行わな いと判定した場合には、 ステップ S 1 0 3にて d軸指令値 I d *を d軸指令値 I d 1 * と し、 q軸指令値 I q *を q軸指令値 I q 1 * と して、 以下に説明する高調波重畳処理を行わない。 高調波重畳処 理を行う と判定した場合にはステップ S 1 0 4に進む。

なお、 この高調波重畳の実施の是非は、 たとえば回転数が所定値 未満かどうかを判定し、 そうであれば高調波重畳を指令し、 そうで なければ高調波重畳を行わないよ うにすればよい。 これによ り、 径 方向振動騒音が目立つ低回転数域での高調波重畳による騒音低減を 実現し、 それ以上の回転域では電力消費の低減などを図ることがで きる。 また、 エンジン始動時など必要発生トルクが所定値以上であ る場合に高調波重畳を禁止して、 モータの最大トルクを増加するこ とができる。

ステップ S 1 0 4では、 求めた基本波指令値 （ d軸指令値 I d 1 *、 q軸指令値 I q l * ) をテーブルに代入して 7次高調波指令値 の振幅、 位相角を求め、 この 7次高調波指令値の振幅およびその位 相角と入力された補正回転角度 Θ V とに基づいて基本波指令値の回 転座標系基準の 7次高調波指令値を求める。

ステップ S 1 0 8、 ステップ S 1 1 0における同様の処理にて 1 3次高調波指令値を求め、 更にステップ S 1 1 2、 ステップ S 1 1 4における同様の処理にて 6 k + 1次高調波指令値を求め、 ステツ プ S 1 1 6にてこれら各高調波指令値をすベて加算して、 合成 d軸 高調波指令値 I d 6 n + 1 *、 合成 q軸高調波指令値 I q 6 n + 1 *を求める。

次に、 ステップ S 1 1 8にて、 合成 d軸高調波指令値 I d 6 n + 1 *に d軸基本波指令値 I d 1 *を加算し、 合成 q軸高調波指令値 I q 6 n + 1 *に q軸基本波指令値 I q,l *を加算して、 d軸指令 値 I d * と q軸指令値 I q * とを求める。 なお、 ステップ S 1 1 6 、 ステップ S 1 1 8は一括して演算してもよく、 専用ハードウェア で演算してもよい。 更に、 ステップ S 1 0 4、 S 1 0 6 と、 ステツ プ S 1 0 8、 S I 1 0 とは専用ハ ードウエアにて並列に演算しても よく、 アナログ回路にて演算してもよい。

(変形態様）

上記した数式を用いた説明では、 3、 5、 7次高調波を含むロー タ起磁力 F m a gにより生じる 6次、 1 2次の磁気音を 7次、 1 3 次の高調波電流成分の重畳により キャンセル又は低減する場合を示 した。 上記と同様の計算を行った結果、 ある次数の高調波電流を重 畳することによ り、 少なく ともこの次数より 1だけ低い次数の磁気 騒音、 もしく は、 この次数より 1だけ低い次数の磁気騒音と他の次 数の磁気騒音とを低減乃至キャンセルできることがわかった。

たとえば、 上記と同様の演算により、 1 8次の磁気音を 1 9次の 高調波電流成分の重畳により、 2 4次の磁気音を 2 5次の高調波電 流成分の重畳によ りキヤンセル又は低減することができる。 'その他 、 上記説明した式において、 6次の磁気音 （磁気音） だけをキャン セル乃至低減することもでき、 1 2次のそれだけをキャンセル乃至 低減することも、 式 （ 2 6 ) 、 式 （ 2 7 ) 、 式 （ 2 8 ) の該当項を 0 とすることによ り簡単に実施することができる。 これらの結果、 三相回転電機において支配的な磁気騒音であ.る 6、 1 2、 1 8、 2 4次の磁気騒音を良好に低減することができる。

また、 上記数式を用いた説明では、'理論説明をわかりやすくする ために本来のステータ （電機子電流） と しては基本周波数成分だけ を想定し、 この基本周波数成分に m次、 n次の磁気騒音低減用の高 調波電流を重畳すると考えた。 しかし、 一般的に （この実施例の制 御を行わない場合） 、 実際のステータ電流にはロータ起磁力と同様 に高調波成分を含む _;ので、 式 （ 1 6 ) 、 式 （ 1 7 ) 、 式 （ 1 8 ) の ステータ電流は、 例と して j 次、 k次、 L次を含んだ場合、 式 （ 3 9 ) 、 式 （ 4 0 ) 、 式 （ 4 1 ) のようにあらわされる。 従って、 こ れを前述の数式によ り展開すればロータ起磁力の高調波成分によ り 発生した加振力と同様、 元来含有する高調波電流による加振力が発 生することは明らかである。 従って、 本発明で重畳する高調波電流 はそれを踏まえて、 次数、 振幅、 位相を決定することで磁気音を低 減あるいはキャンセルすることが可能であることは当然である。 （ これらの数式展開は前述の各式にあてはめてみればわかるため省略 する。 ）

U相電流

= /, sin(^ +s) + Ij sin j(6 +fi)+I_k smk(0 +γ)+Ι, sin/(^ + δ) ( 3 9 ) 纖 OAV！ -

(ΟΠ— / ^ui^s'/+(0n— +e) ^s +(0Π - +

( 0

(τ

本来の電機子電流に含まれる高調波電流の次数が低減すべき径方 向振動の高調波成分の次数よ り一つだけ大きい次数である場合には 、 上記数式にて演算した磁気騒音低減用の高調波電流からこの本来 の電機子電流に含まれる高調波電流を減算して本来の電機子電流の 基本周波数成分に重畳することが好適である。

また、 三相交流回転電機とは異なる多相交流回転電機であっても

、 ある次数の高調波電流を重畳することによ り、 この次数より 1だ け低い次数の磁気騒音 （磁気音） を低減できるという知見が成立す ることは、 上記各式を相変更に合わせて変更すればわかるであろう また、 分布巻きと呼ばれる多ス ロ ッ ト構成 （たとえば毎相毎極 2 ス ロ ッ ト以上の構成） においても、 この実施例を適用することがで きることは当然である。

上記した説明では、 ステータ電流 I c o i 1 と して静止座標軸 （ 角度 0 ) を基準に説明を行ったが、 ステータ電流 I c o i 1 と して 回転座標系 （ d、 q軸） を基準と して表示することも当然可能であ る。

その他、 電機子電流に重畳すべき磁気騒音低減用の高調波電流を 上記数式により算出する代わりに.、 上記数式の変数パラメ一タと磁 気騒音低減用の所定次数の高調波電流の振幅、 位相とのセッ トをテ 一ブルに記憶しておき、 このテーブルに変数パラメータを代入する ことによ り、 磁気騒音低減用の高調波電流の振幅、 位相を決定する ことも当然可能である。 磁気騒音低減のための上記処理は、 専用ハ 一ドウエアの他、 ソフ トウエアを用いても求めることができること は当然である。

以上、 本発明の好適な実施態様について詳述したが、 当業者が種 々 の修正及び変更をなし得ること、 並びに、 特許請求の範囲は本発 明の真の精神およぴ趣旨の範囲内にあるこの様な全ての修正及び変 更を包含することは、 本発明の範囲に含まれることは当業者に理解 されるべきものである。

Claims

n冃 求 の 範 囲

1 . 多相の交流回転電機の電機子に通電される多相交流電流の基 本周波数成分を基準と して n倍 （= _nは自然数） の周波数の径方向 振動低減用高調波電流を前記多相交流電流に重畳することによ り、 前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力 される加振力によ り前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心と して 放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数成 分の n— 1 (次） 倍の高調波成分を減衰させることを特徴とする交 流回転電機の磁気騒音低減方法。

2 . 請求項 1記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、 前記交流回転電機と しての三相交流回転電機のステータ電流の基 本周波数成分に対して 6 k + 1 ( kは自然数） 倍の周波数をもつ径 方向振動低減用高調波電流を前記ステータ電流に重畳することによ り、 前記基本周波数成分の 6 k倍の周波数をもつ前記交流回転電機 の径方向振動を前記重畳を行わない場合に比べて低減することを特 徴とする磁気騒音低減方法。

3 . 請求項 2記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、 7次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより、 前記径方向振動の 6次の高調波成分を前記重畳を行わない場合よ り も減衰させることを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。

4 . 請求項 2記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、

• 1 3次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することによ り 、 前記径方向振動の 1 2次の高調波成分を前記重畳を行わない場合 よ り も減衰させることを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方 法。 ·

-

5 . 請求項 2記載の交流回転電機の磁気騒音低減方法において、 7次と 1 3次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳すること によ り、 6次及び 1 2次の周波数を有する前記径方向振動の高調波 成分を前記重畳を行わない場合よ り も同時に減衰させることを特徴 とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。

.

6 . 請求項 2乃至 5のいずれか記載の交流回転電機の磁気騒音低 減方法において、

基本波、 7次、 1 3次の前記径方向振動低減用高調波電流により 形成される 6次、 1 2次の前記径方向振動の高調波成分と、 前記交 流回転電機に生じている 6次、 1 2次の前記径方向振動の高調波成 分とのベタ トル和の振幅が所定値以下となるように、 前記 7次、 1 3次の径方向振動低減用高調波電流の位相、 振幅を設定することを 特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。

7 . 請求項 2乃至 6のいずれか記載の交流回転電機の磁気騒音低 減方法において、

1 9次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより 、 1 8次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳 を行わない場合よ り も減衰させることを特徴'とする交流回転電機の 磁気騒音低減方法。

8 . 請求項 2乃至 7のいずれか記載の交流回転電機の磁気騒音低 減方法において、

2 5次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することによ り 、 2 4次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳 を行わない場合よ り も減衰させることを特徴とする交流回転電機の 磁気騒音低減方法。

9 . 請求項 1乃至 8のいずれか記載の交流回転電機の磁気騒音低 減方法において、

' I 1 を前記基本周波数の振幅、 I nを前記高調波電流の振幅、 t 、 x、 yをそれぞれ所定の位相角と した場合に、 前記多相交流電流 の基本波周波数成分は、 第 1相基本周波数成分 I u 1 ( = I 1 s i n ( 0 ) ) 、 第 2相基本周波数成分 I v l (= I 1 s i η ( θ - x ) ) 、 第 3相基本周波数成分 I w l (= l l s i n ( 0 _ y ) ) を 少なく とも含み、

前記 n倍の周波数の径方向振動低減用高調波電流が、 第 1相高調 波成分 I u n (= I n s i n n ( θ + t ) ) 、 第 2相基本周波数成 分 I v n (= I n s i n . { n ( θ + t ) - x } ) 、 第 3相基本周波 数成分 I w n (= I n s i n { n ( θ + t ) - y } ) を少なく とも 含み、

前記第 1相高調波成分 I u nは前記第 1基本周波数成分 I u 1 に 、 前記第 2相高調波成分 I V nは前記第 2基本周波数成分 I V 1 に 、 前記第 3相高調波成分 I w nは前記第 3基本周波数成分 I w 1に 重畳されることを特徴とする交流回転電機の磁気騒音低減方法。

1 0. M (Mは 3以上の正の整数） 相の車両用同期交流回転電機 の回転位置を検出する回転位置検出手段と、

検出された前記回転位置に基づいて前記交流回転電機の電機子の 各相卷線に所定の基本周波数及び振幅を有する所定の相電流を個別 に加えるモータ電流制御手段と、 '

' を備えるモータ制御装置において、

前記モータ電流制御手段は、

前記相電流の基本周波数成分を基準と して n倍 （nは自然数） の 周波数の径方向振動低減用高調波電流を前記多相交流電流に重畳す ることによ り、 前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流 回転電機に入力される加振力によ り前記交流回転電機の回転軸の軸 心を中心と して放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前 記基本周波数成分の n— 1 (次） 倍の高調波成分を減衰させること を特徴とするモータ制御装置。

1 1 . 請求項 1 0記載のモータ制御装置において、

前記モータ電流制御手段は、

前記 7次の高調波成分及び 1 3次の高調波成分の少なく とも一方 を前記相電流に重畳させることにより、 前記交流回転電機と しての 三相交流回転電機に生じている前記径方向振動の 6、 1 2次の高調 波成分を前記重畳を行わない場合より も減衰させることを特徴とす るモータ制御装置。

1 2 . 請求項 1 1記載のモータ制御装置において、

前記モータ電流制御手段は、

1 9次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより 、 1 8次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳 を行わない場合よ り も減衰させることを特徴とするモータ制御装置

1 3 . 請求項 1 1又は 1 2記載のモータ制御装置において、 前記モータ電流制御手段は、

2 5次の前記径方向振動低減用高調波電流を重畳することによ り、 2 4次の周波数を有する前記径方向振動の高調波成分を前記重畳を 行わない場合よ り も減衰させることを特徴とするモータ制御装置。

1 4 . 請求項 1 0乃至 1 3のいずれか記載のモータ制御装置にお いて、

前記交流回転電機は、 車両用エンジンに連結解除可能に連結され 前記モータ電流制御手段は、 前記車両用エンジンの停止時に前記 径方向振動低減用高調波電流を前記多相交流電流に重畳することを 特徴とするモータ制御装置。

1 5 . 請求項 1 0乃至 1 3のいずれか記載のモータ制御装置にお いて、

前記交流回転電機は、 車両用エンジン及び/又は車軸に回生制動 可能に連結され、

前記モータ電流制御手段は、 前記車両用エンジンの停止時及び回 生制動時の少なく ともいずれかにおいて前記径方向振動低減用高調 波電流を前記多相交流電流に重畳することを特徴とするモータ制御

1 6 . 請求項 1 0記載のモータ制御装置において、

前記モータ電流制御手段は、

少なく とも基本周波数成分と前記基本周波数成分の n倍の周波数 の高調波電流とを含む前記相電流による前記基本周波数成分の （ n 一 1 ) 倍の周波数の径方向振動を低減乃至最小化する n倍の前記径 方向振動低減用高調波電流を求め、

前記径方向振動低減用高調波電流を前記相電流に重畳することを 特徴とするモータ制御装置。

1 7 . 請求項 1 0記載のモータ制御装置において、

前記モータ電流制御手段は、

前記相電流に含まれる基本周波数成分の n倍の周波数の高調波電 流を混入高調波電流と して検出し、

前記相電流が前記混入高調波電流を含まず前記基本周波数成分の みである場合にて前記径方向振動の （ n— 1 ) 次の高調波成分を低 減乃至最小化するための n次の前記径方向振動低減用高調波電流を フィー ドバック制御目標値と して求め、

前記混入高調波電流と前記目標値との差を 0に収束させるフィー ドバック制御を行う ことを特徴とするモータ制御装置。

1 8 . M ( Mは 3以上の正の整数） 相のステータコイルを有する 交流回転電機と、 前記同期機の各相のステータ電流を断続制御する ト ラ ンジスタ素 子を有するィンバータと、

検出又は推定した前記交流回転電機の回転角に基づいて前記トラ ンジスタ素子を断続制御するィンバータ制御回路と、

を備える交流回転電機装置において、

前記ィンバータ制御回路は、

前記ステータ電流の基本周波数成分に対して n ( nは 2以上の整 数） 倍の周波数をもつ高調波 PWM信号を前記ィンバータに出力す る処理を行う ことによ り、 前記基本周波数成分の （n— 1 ) 倍の周 波数をもつ前記交流回転電機の磁気音の振幅を前記処理を行わない 場合に比べて変更する高調波 PWM信号発生手段を有することを特 徴とする交流回転電機装置。

1 9. 請求項 1 8記載の交流回転電機装置において、

前記高調波 PWM信号発生手段は、

前記ステータ電流の基本周波数成分に対して n 1倍の周波数をも つ第 1 の高調波 PWM信号と、 n 2倍の周波数をもつ第 2の高調波 P WM信号とを前記インパータに出力する処理を行う ことによ り、 前記基本周波数成分の （n l — l ) 倍の周波数をもつ前記交流回転 電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて増加 （又は低減） し、 同時に、 前記基本周波数成分の （n 2— l ) 倍の周波数をもつ 前記交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比べて低減 (又は増加） する交流回転電機装置。

2 0. 請求項 1 8記載の交流回転電機装置において、

前記ィンバータ制御回路は、

前記基本周波数成分を前記各ステータコイルに流すための基本 P WM信号を前記ィンパータに出力する基本 PWM信号発生手段を有 する交流回転電機装置。

2 1 . 請求項 1 8記載の交流回転電機装置において、 前記高調波 PWM信号発生手段は、

前記高調波 PWM信号発生手段の停止時より もその作動時に前記 交流回転電機の発生騒音を増大する交流回転電機装置。

2 2. 請求項 1 8記載の交流回転電機装置において、

前記高調波 PWM信号発生手段は、

前記高調波 PWM信号発生手段の停止時よ り もその作動時に前記 交流回転電機の磁気音を低減する交流回転電機装置。

2 3. 請求項 2 1又は 2 2記載の交流回転電機装置において、 前記高調波 PWM信号発生手段は、

回転数に応じて前記ステータ電流に追加する高調波電流の位相及 び/又は振幅を変更することによ り前記磁気音を前記高調波 PWM 信号発生手段の停止時より も増大又は低減する交流回転電機装置。

2 4. 請求項 1 8記載の交流回転電機装置において、 ' 前記高調波 PWM信号発生手段は、

前記ステータ電流の基本周波数成分に対して 6 k + 1 ( kは自然 数） 倍の周波数をもつ高調波 PWM信号を前記ィンバータに出力す る処理を行う ことにより、 前記基本周波数成分の 6 k倍の周波数を もつ前記交流回転電機と しての三相交流回転電機の磁気音を前記処 理を行わない場合に比べて変更する交流回転電機装置。

2 5. 請求項 2 4記載の交流回転電機装置において、

前記高調波 PWM信号発生手段は、

7次の高調波電流を前記ステータ電流の基本周波数成分に重畳す るための高調波 PWM信号を出力することにより、 前記磁気音の 6 次の高調波成分を前記重畳を指令しない場合より も変更させる交流 回転電機装置。

2 6 . 請求項 2 3記載の交流回転電機装置において、 前記高調波 P WM信号発生手段は、

1 3次の前記高調波電流を前記ステータ電流の基本周波数成分に 重畳するための高調波 PWM信号を出力することによ り、 前記磁気 音の 1 2次の高調波成分を前記重畳を指令しない場合よ り も変更さ せる交流回転電機装置。

.

2 7. 請求項 2 3記載の交流回転電機装置において、

前記高調波 PWM信号発生手段は、

7次と 1 3次の前記高調波電流を前記ステータ電流の基本周波数 成分に重畳するための高調波 PWM信号を出力するこ とによ り、 6 次及び 1 2次の周波数を有する前記磁気音の高調波成分を前記重畳 を指令しない場合よ り も変更させる交流回転電機装置。

2 8. 請求項 2 3乃至 2 7のいずれか記載の交流回転電機装置に おいて、

前記高調波 PWM信号発生手段は、

1 9次及び Z又は 2 5次の前記高調波電流を前記ステータ電流の 基本周波数成分に重畳するための高調波 PWM信号を出力すること により、 1 8次及び 又は 2 4次の周波数を有する前記磁気音の高 調波成分を前記重畳を指令しない場合より も変更させる交流回転電

2 9. 請求項 1 9記載の交流回転電機装置において、

前記 n l は 6 k 1 + 1 ( k l は自然数） と され、

前記 n 2は 6 k 2 + 1 ( k 2は自然数） と され、

前記高調波 PWM信号発生手段は、

前記基本周波数成分の 6 k 1倍の周波数をもつ前記交流回転電機 と しての三相交流回転電機の磁気音を前記処理を行わない場合に比 ベて低減し、 同時に、 前記基本周波数成分の 6 k 2倍の周波数をも つ前記交流回転電機と しての三相交流回転電機の磁気音を前記処理 を行わない場合に比べて増加する交流回転電機装置。

3 0. 請求項 2 9記載の交流回転電機装置において、

k 1 は 1 とされる交流回転電機装置。

3 1 . 請求項 2 9記載の交流回転電機装置にお.いて、

k 1 は 2 と される交流回転電機装置。

3 2. 請求項 2 9記載の交流回転電機装置において、

k 1は 3 と される交流回転電機装置。

3 3. 請求項 2 9記載の交流回転電機装置において、

k 1 は 4 と される交流回転電機装置。

3 4. 請求項 2 4記載の交流回転電機装置において、

前記高調波 PWM信号発生手段は、

前記ステータ電流の棊本周波数成分に対して 7次及び 1 3次の周 波数をもつ高調波 PWM信号と 1 9次及び 2 5次の少なく ともいず れか周波数をもつ高調波 PWM信号とを、 前記インバータに出力す る処理を行う ことにより、 前記基本周波数成分の 6次及び 1 2次の 周波数をもつ前記交流回転電機と しての三相交流回転電機の磁気音 と、 前記基本周波数成分の 1 9次及び 2 5次の少なく ともいずれか の周波数をもつ前記交流回転電機と しての三相交流回転電機の磁気 音とを、 前記処理を行わない場合に比べて減衰させる交流回転電機

3 5. 請求項 1 8記載の交流回転電機装置において、

前記高調波 PWM信号発生手段は、

I 1 を前記ステータ電流の前記基本周波数の振幅、 I nを前記ス テータ電流の高調波電流の振幅、 t 、 x、 yをそれぞれ所定の位相 角と した場合に、 前記ステータ電流の基本波周波数成分は、 第 1相 基本周波数成分 I u l (= l l s i n ( 0 ) ) 、 第 2相基本周波数 成分 I v l (= l l s i n ( 0 — x ) ) 、 第 3相基本周波数成分 I w 1 (= 1 1 s i n ( Θ - y ) ) を少なく とも含み、

n倍の周波数の前記高調波電流が、 第 1相高調波成分 I u n (= l n s i n n ( 0 + t ) ) 、 第 2相基本周波数成分 I v n (= I n s i n { n ( Θ + t ) - x } ) 、 第 3相基本周波数成分 I w n I n s i n { n ( Θ + t ) - y } ) を少なく とも含み、

前記第 1相高調波成分 I u nは前記第 1基本周波数成分 I u 1に 、 前記第 2相高調波成分 I v nは前記第 2基本周波数成分 I V 1に 、 前記第 3相高調波成分 I w nは前記第 3基本周波数成分 I w 1 に 重畳されることを特徴とする交流回転電機装置。

3 6. 請求項 1 8記載の交流回転電機装置において、

前記交流回転電機は、 車両用エンジンに連結解除可能に連結され 前記イ ンパータ制御回路は、 前記車両用エンジンの停止時に前記 ¾調波 P WM信号を前記ィンバータに出力する処理を行って前記磁 気音を変更させる交流回転電機装置。

3 7. 請求項 1 8記載のモータ制御装置において、

前記交流回転電機は、 車両用エンジン及び/又は車軸に回生制動 可能に連結され、

前記イ ンパータ制御回路は、 前記車両用エンジンの停止時及び回 生制動時の少なく ともいずれかにおいて前記高調波 PWM信号を前 記イ ンバータに出力する処理を行って前記磁気音を変更させる交流 回転電機装置。

3 8. m (mは 3以上の正の整数） 相の車両用同期交流回転電機 の回転位置を検出する回転角検出要素と、

検出された前記回転位置に基づいて前記交流回転電機の電機子の 各相卷線に所定の基本周波数及び振幅を有する相電流を個別に加え るモータ電流制御要素と、 を備えるモータ制御装置において、

前記各相卷線を流れる相電流を検出する相電流検出要素を有し、 前記モータ電流制御要素は、

前記回転角センサの出力信号により指定される前記相電流の基本 周波数成分の d— q軸座標系 （回転座標系） 上へ前記各相電流の検 出値 （静止座標系） を座標変換して、 d軸検出値 I dおよび（！軸検 出値 I qを出力する相電流検出値座標系変換要素と、

前記相電流の基本周波数成分の目標値である基本波指令値の前記 d— q軸座標系上の d、 q軸成分である d軸基本波指令値 I d 1 * および q軸基本波指令値 I q 1 *を出力する基本波指令値出力要素 と、

6 k + 1 ( kは整数、 基本周波数成分の kは 0 ) 次の高調波電流 成分の目標値である高調波指令値の前記 d— q軸座標系上の d、 q 軸成分である d軸高調波指令値 I d 6 k + 1 *および q軸高調波指 令値 I q 6 k + 1 *を出力する高調波指令値出力要素と、

( i d l * ) + ( I d 6 k + 1 * ) — ( I d ) を演算して d軸電 流偏差 A i dを求め、 かつ、 （ I q l * ) + ( I q 6 k + 1 * ) 一 ( I q ) を演算して q軸電流偏差 Δ I qを求める電流偏差演算要素 と、

前記 d軸電流偏差 Δ I dおよび q軸電流偏差 Δ I qに基づいて前 記各相卷線に印加する相電圧を制御して、 前記 d軸電流偏差 Δ I d および q軸電流偏差 Δ I qを 0に向けて収束させる相電圧制御要素 と、 . を備え、

前記高調波指令値出力要素は、

前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入 力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心と し て放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数 成分の 6 k (次） 倍の高調波成分を、 前記 d軸高調波指令値 I d 6 k + 1 *および q軸高調波指令値 I q 6 k + 1 *の前記 d軸基本波 指令値 I d *および q軸基本波指令値 I q *への重畳処理により減 衰させるものであることを特徴とするモータ制御装置。

3 9. m (mは 3以上の正の整数） 相の車両用同期交流回転電機 の回転位置を検出する回転角検出要素と、

検出された前記回転位置に基づいて前記交流回転電機の電機子の 各相卷線に所定の基本周波数及び振幅を有する相電流を個別に加え るモータ電流制御要素と、

を備えるモータ制御装置において、

前記モータ電流制御要素は、

前記相電流の基本周波数成分の目標値である基本波指令値の d— q軸座標系上の d、 q軸成分である d軸基本波指令値 I d 1 *およ び q軸基本波指令値 I q 1 *を出力する基本波指令値出力要素と、

6 k + 1 ( kは整数、 基本周波数成分の kは 0 ) 次の高調波電流 成分の目標値である高調波指令値の前記 d— q軸座標系上の d、 q 軸成分である d軸高調波指令値 I d 6 k + 1 *および q軸高調波指 令値 I q 6 k + l *を出力する高調波指令値出力要素と、

( i d l *) + ( I d 6 k + 1 * ) を演算して d軸電流指令値 I d *を求め、 かつ、 （ I q l * ) + ( I q 6 k + 1 * ) を演算して q軸電流指令値 I q *を求める電流指令値演算要素と、

d軸電流指令値 I d *および q軸電流指令値 I q *に基づいて前 記各相卷線に印加する相電圧を制御して、 前記相巻線に d軸電流指 令値 I d *および q軸電流指令値 I q *に相当する相電流を通電す る相電圧制御要素と、

を備え、 前記高調波指令値出力要素は、

前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入 力される加振力によ り前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心と し て放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数 成分の 6 k (次） 倍の高調波成分を、 前記 d軸高調波指令値 I d 6 k + 1 *および q軸高調波指令値 I q 6 k + 1 *の前記 d軸基本波 指令値 I d *および q軸基本波指令値 I q *への重畳処理により減 衰させるものであることを特徴とするモータ制御装置。

4 0 . 請求項 3 8又は 3 9記載のモータ制御装置において、 前記 kは 1および Z又は 2であることを特徴とするモータ制御装