JP2008054386A - 同期電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】制御アルゴリズムを複雑化することなく、固体ばらつきによる回転脈動を抑制することができる同期電動機の制御技術を提供する。
【解決手段】同期電動機の制御装置であるモータ・ドライブシステムにおいて、同期電動機５を駆動する交流周波数に対し、そのＮ倍の脈動成分を抑制するために、この脈動周波数に対する制御器の外乱応答の位相特性が、±４５度以内に収まる制御器２を備えることで、誘起電圧のひずみ、あるいは、相間ばらつきを起因として、発生するトルク脈動成分を抑制する。
【選択図】図１

Description

本発明は、同期電動機の制御技術に関し、特に、電動機駆動装置及び電動機駆動用集積回路装置に関して、例えば、ハードディスクドライバ（ＨＤＤ）、光ディスクドライバ等のスピンドルモータの回転制御技術に利用することで有効となる技術に関するものである。

例えば、ＨＤＤ装置のスピンドルモータの駆動方式では、回転脈動の低減が強く求められている。回転脈動が大きいと、読み取りや書き込みエラーの原因になり、また、記録密度を向上させる上で大きな障害になる。さらに、ＨＤＤ装置の発生する騒音を低減するためにも、回転脈動はできるだけ少ない方が良い。

これを受け、近年では、電動機の駆動電流波形を理想的な正弦波電流とするものが主流になっている（例えば特許文献１）。正弦波電流で電動機を駆動すれば、原理的には回転脈動を抑制することが可能である。

また、回転脈動そのものを抑制する駆動方法として、予め脈動パターンをテーブル化しておき、それを補正する方式（例えば特許文献２）や、脈動の要因である外乱トルク成分を、オブザーバで推定演算し、それを打ち消すように制御をかける方式（例えば特許文献３）等も提案されている。
特開２００５−１０２４４７号公報 特開平１１−１０３５８８号公報 特開２００１−３５２７８９号公報

ところで、前記のような駆動方法においては、電動機の駆動波形を正弦波状にすることで、原理的には脈動成分を零にすることができる。しかし、実際には、電動機そのものの特性によって、脈動成分が生じてしまう場合がある。

その第１の要因としては、電動機内部で発生する誘起電圧そのものがひずんでいる場合である。これは、電動機の固定子や回転子構造に起因する場合や、コイルの巻き方（分布巻／集中巻）に起因する場合があり、正弦波状の電圧を印加しても、ひずみ成分が発生して、回転脈動を引き起こしてしまう。この場合の脈動成分は、駆動周波数に対して６次の周波数成分が発生する。

第２の要因としては、製造上のばらつきに起因したものである。電動機の製造コスト削減が進むと、製造精度そのものが低下してしまい、結果として、相間のばらつきが発生してしまう。三相巻線間のばらつきがあると、第２次調波の脈動成分が発生し、大きな回転脈動になる。

これらの２次、あるいは６次の脈動成分を抑制するため、前記特許文献１では、駆動電圧の波形をわざと変形させ、この成分を抑制している。また、前記特許文献２でも、予め脈動成分を記憶しておき、その脈動を打ち消すような電流を流すことで、回転脈動を抑制している。いずれも、予めどのようなひずみが生じるのかを調査しておく必要がある。これらの方法では、ドライバを専用集積回路で実現する場合に、電動機固体のばらつきに対応することが困難になる。ドライバそのものに、学習機能を設けることも可能であるが、その場合には集積回路の規模は大幅に増加してしまうと同時に、複雑な制御処理を搭載する必要がある。

また、前記特許文献３のように、外乱そのものをオブザーバで観測し、それを抑制する手法であれば、固体ばらつきにも対応可能である。しかし、この手法も制御アルゴリズムが複雑であり、集積回路の規模が大幅に増大化する。

そこで、本発明の目的は、これらの問題に鑑み、制御アルゴリズムを複雑化することなく、固体ばらつきによる回転脈動を抑制することができる同期電動機の制御技術を提供することにある。

本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。

本発明は、同期電動機を駆動する交流周波数に対し、そのＮ倍の脈動成分を抑制するために、この脈動周波数に対する制御器の外乱応答の位相特性が、±４５度以内に収まる制御器を備えることで、誘起電圧のひずみ、あるいは、相間ばらつきを起因として、発生するトルク脈動成分を抑制する。

すなわち、誘起電圧のひずみ、あるいは、相間ばらつきを起因として、発生するトルク脈動成分は、その脈動源としては、速度起電圧のひずみとして捕らえることができる。そこで、本発明では、この速度起電圧の変動に対して、影響を受ける電流脈動と、トルク脈動との関係を明確にし、電流制御ゲインの設定を調整することで、トルク脈動を抑制する。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下のとおりである。

本発明によれば、制御構成を複雑化することなく、電流制御ゲインの調整作業のみで、脈動成分の抑制が実現できる。また、従来方式のように、予め脈動成分の波形情報（位相、振幅など）を取得する必要はなく、周波数情報のみでトルク脈動を最小化することが可能である。すなわち、最小化したい脈動成分の周波数のみを設定すれば、その成分の脈動は最小化され、固体毎の微調整は不要である。

また、本発明によれば、方式自体がシンプルであり、専用ＩＣ化する場合に非常に有効である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（本発明の実施の形態の概要）
本発明は、同期電動機と、同期電動機に接続された負荷装置と、同期電動機にパルス幅変調された電圧を印加し、同期電動機を交流で駆動するインバータと、インバータに電力を供給する直流電源と、同期電動機に流れる電流、あるいはインバータに供給される電流の少なくとも一方を検出する手段を備え、この検出した電流検出値に基づいて、インバータの出力する電圧を調整する制御器とからなる同期電動機の制御装置に適用される。以下において、各実施の形態を具体的に説明する。尚、各図における「＊」は指令を意味するものである。

（第１の実施の形態）
本発明における同期電動機の制御装置の第１の実施の形態であるモータ・ドライブシステムを、図１〜図６を用いて説明する。

図１は、本実施の形態のモータ・ドライブシステムの構成を示す。図１に示すモータ・ドライブシステムは、電動機のトルク相当の電流指令を発生するＩｑ＊発生器１と、電動機への印加電圧を演算し、インバータへのパルス幅変調波（ＰＷＭ）信号を生成する制御器２と、制御器２のＰＷＭ信号を受けて、直流電圧から交流電圧を発生するインバータ３と、インバータ３の電源である直流電源４と、これらによって制御される同期電動機５から成り立っている。なお、同期電動機５には、図示しない負荷装置が接続されている。

また、インバータ３は、６個のスイッチング素子Ｓｕｐ〜Ｓｗｎで構成されるインバータ主回路部６、インバータ主回路部６への供給電流Ｉ０を検出するワンシャント電流検出器７、ワンシャント電流検出器７の両端の電圧をサンプル・ホールドするサンプル・ホルダー８、インバータ主回路部６を直接駆動する出力プリドライバ９から構成されている。

Ｉｑ＊発生器１は、電動機のトルク電流に相当する電流指令Ｉｑ＊を発生する。制御器２の上位に位置する制御器である。この指令Ｉｑ＊に相当するトルクを電動機が発生するように、制御器２は動作する。

制御器２は、インバータ電流を検出するワンシャント電流検出器７、インバータ検出電流から、モータの相電流を再現する電流再現器１０、モータの相電流検出値であるＩｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃを、回転座標軸であるｄｑ座標上の値Ｉｄ，Ｉｑに変換するｄｑ変換器１１、ｄ軸電流の指令を発生するＩｄ＊発生器１２、電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、検出値Ｉｄ，Ｉｑの偏差を計算する減算器１３、この電流偏差に基づいて、ｄｑ座標軸上の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算するｄ軸電流制御器１４、ならびにｑ軸電流制御器１５、同期電動機の回転数ならびに回転位相角を演算する速度・位置演算器１６、ｄｑ座標上の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を三相交流座標上に変換するｄｑ逆変換器１７、三相交流電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に基づき、インバータ主回路部６をオン／オフするパルス幅変調信号を作成するＰＷＭ発生器１８、電流制御に用いる積分制御器のゲインを設定する積分ゲイン設定器１９、からなる。

次に、本実施の形態のモータ・ドライブシステムの基本動作について説明する。

図１から明らかなように、本実施の形態のモータ・ドライブシステムは、同期電動機のベクトル制御技術を基本としている。ベクトル制御技術は、交流モータである同期電動機のトルクを線形化する制御手法として、一般に知られている。その原理は、モータの回転子位置を基準とした回転座標上にて、トルクに寄与する電流Ｉｑと、磁束に寄与する電流Ｉｄとを独立に制御する手法であり、主として、図１の構成が用いられる。

図１において、Ｉｑ＊発生器１では、トルク電流に相当する電流指令Ｉｑ＊が演算され、そのＩｑ＊と、同期電動機５の実際のトルク電流Ｉｑが一致するように電流制御が行われる。Ｉｑ＊発生器１は、例えば、図２に示すような構成が用いられる。図２において、速度指令発生器２０では、同期電動機５の回転数指令ωｒ＊が与えられ、そのωｒ＊と実際の回転数ωｒの偏差を減算器１３にて演算し、この偏差を入力として、速度制御器２１にてトルク電流指令Ｉｑ＊が演算されるような構成を取る。図２のＩｑ＊発生器を用いることで、同期電動機５は、所望の回転速度ωｒ＊にて駆動される。

次に、本実施の形態の特徴部分である電流制御器（ｄ軸電流制御器１４、ｑ軸電流制御器１５）と、積分ゲイン設定器１９の動作について説明する。

ｄ軸電流制御器１４（ならびにｑ軸電流制御器１５）は、図３のような構成であり、比例積分制御（ＰＩ制御）が用いられている。図３の電流制御器は、ゲインをＫｐとする比例補償器２２、ならびに積分器２３、乗算器２４、加算器２５からなる。積分補償は、通常の積分補償器と異なり、外部からのゲイン設定値Ｋｉによって、積分ゲインを決定している。本実施の形態の特徴は、この積分ゲインの設定方法にある。

まず初めに、同期電動機の発生するトルク脈動について、簡単に述べる。

同期電動機の１相分の等価回路は、図４のように表すことができる。図４において、Ｅｍは同期電動機の誘起電圧であり、駆動周波数ω１（回転速度の電気角周波数換算値）と発電定数Ｋｅの積として発生する。また、図４におけるＲとＬは、同期電動機の巻線抵抗ＲとインダクタンスＬである。

同期電動機の回転脈動要因として、誘起電圧Ｋｅに脈動成分が含まれると仮定する。Ｋｅは、
Ｋｅ＝Ｋｅ０＋ΔＫｅ （数２）
ただし、Ｋｅ０：発電定数の平均値、ΔＫｅ：発電定数の脈動成分
と表すことができる。ΔＫｅは、電動機の構造（スロット形状、ロータ形状、極数等）によって生じたり、あるいは、製造ばらつきによって発生するものであり、電気角周波数に対して、６次や２次の高調波となって発生する。

ΔＫｅの影響は、誘起電圧の変動となって生じる。誘起電圧は、
Ｅｍ＝Ｅｍ０＋ΔＥｍ （数３）
ただし、Ｅｍ０：誘起電圧の平均値、ΔＥｍ：誘起電圧の脈動成分
と表現できる。この誘起電圧の脈動成分が、結果的にトルク脈動成分、さらには、回転脈動成分となって、モータ・ドライブシステムに影響する。

図５（ａ）に、これら回転脈動の発生原理を表現したブロック図を示す。電流制御器では、トルク電流指令Ｉｑ＊に、実際のＩｑが一致するように、ｑ軸電流制御器が電流制御を実施する。電流制御器の出力Ｖｑと、誘起電圧Ｅｍの差が、電動機のＲＬ回路に印加され、電流Ｉｑが発生する。この時、Ｅｍには、脈動成分ΔＥｍが含まれるため、電流Ｉｑにも脈動成分ΔＩｑが発生する。

また、電動機の発生トルクＴｍは、発電定数（磁石磁束）とトルク電流の積であるため、
Ｔｍ＝（３／２）（Ｐ／２）Ｋｅ×Ｉｑ （数４）
ただし、Ｐ：同期電動機の極数
で表される。上式のＫｅ、Ｉｑには、それぞれ脈動成分が含まれており、結果的に、
Ｔｍ＝Ｔｍ０＋ΔＴｍ （数５）
ただし、Ｔｍ０：発生トルクの平均値、ΔＴｍ：発生トルクの脈動成分
となる。トルク脈動成分の影響で、最終的には回転脈動Δωｒが発生し、振動、騒音や、ワウフラッターの劣化の原因となる。本実施の形態では、この脈動成分の根源であるΔＴｍを抑制することを目的としている。

（数４）に対し、（数２）ならびに（数３）を代入すると、
Ｔｍ＝（３／２）（Ｐ／２）（Ｋｅ０＋ΔＫｅ）（Ｉｑ０＋ΔＩｑ）
＝（３／２）（Ｐ／２）｛Ｋｅ０・Ｉｑ０＋Ｉｑ０・ΔＫｅ＋Ｋｅ０・ΔＩｑ
＋ΔＩｑ・ΔＫｅ｝ （数６）
となる。上式にて、右辺第１項は、トルクの基本成分であり、第２項、第３項が、トルク脈動成分として支配的なものである。右辺第４項は、微小であるとして、無視することが可能である。

よって、（数６）に従って、図５（ａ）を線形化し、発電定数の脈動成分ΔＫｅに対するブロック図に書き換えると、同図（ｂ）のようになる。さらに、等価変換によって、図５（ｃ）のように表すことができる。トルク脈動ΔＴｍは、
ΔＴｍ＝ΔＴｍ１−ΔＴｍ２ （数７）
ただし、
ΔＴｍ１＝（３・Ｐ・Ｉｑ０／４）・ΔＫｅ （数８）

となることがわかる。

ここで、ΔＴｍ１は、ΔＫｅと同位相の成分であることがわかる。また、ΔＴｍ２は、２次の伝達関数であり、ＫｐやＫｉといった電流制御ゲインによって、そのゲイン・位相特性が変わることがわかる。よって、電流制御ゲインであるＫｐ、Ｋｉを適切に調整し、（数９）のゲイン・位相特性を、（数８）と合致させることができれば、両者の合成分はキャンセル方向に作用する。

図６に、（数９）のゲイン・位相特性（周波数応答特性）を示す。

（数９）は、二次遅れ要素、微分要素、比例要素にそれぞれ分解でき、それらの総和は、固有周波数ωｎにてピークを持つゲイン特性となる。このピーク時の位相特性は「零度」となるので、仮に、ΔＫｅにωｎの脈動成分が存在すれば、その脈動成分はトルク脈動としてはキャンセルされることになる。

この特徴を活かし、脈動成分の周波数が、ωｎになるように電流制御ゲインを調整すれば、トルク脈動は抑制可能である。

（数９）における二次要素は、

であり、これを二次の一般式である下記式、

と照らし合わせて、位相を零度に設定すればよい。それには、
（ｓ／ωｎ）²＝ｓ²・（Ｌ／Ｋｉ）
∴ Ｋｉ＝ωｎ²・Ｌ （数１２）
となればよい。

（数１２）を具現化するブロックが、図１における積分ゲイン設定器１９である。よって、発電定数Ｋｅに含まれる脈動成分の周波数をωｎとして、積分ゲインＫｉを調整することで、トルク脈動Ｔｍは最小化されることになる。

この時、Ｋｉは厳密に（数１２）に一致している必要はなく、ほぼ（数１２）の関係が満たされていれば、ΔＴｍ２の位相は、ΔＴｍ１の位相に近付くため、打ち消しあう方向に作用する。これは、Ｋｅの脈動成分を外乱と考えたとき、その位相特性が、±４５度程度の範囲であれば、効果は期待できる（図６（ｂ））。

以上、本実施の形態によれば、電流制御器の位相特性を、抑制したい高調波成分に対して、±４５度の範囲になるように調整することで、トルク脈動を最小限に抑制することが可能となる。すなわち、モータ・ドライブシステムのトルク脈動、回転脈動をできるだけシンプルな構成で抑制することができる。それによって、ハードディスクや光ディスクのワウフラッターを改善し、低騒音化、記録密度の高密度化を実現することができる。

尚、本実施の形態では、ワンシャント電流検出器７の検出電流から、電流再現器１０において、モータの相電流を再現する手法を示したが、直接、相電流を検出する手段を用いても、何ら問題はない。

（第２の実施の形態）
本発明における同期電動機の制御装置の第２の実施の形態であるモータ・ドライブシステムを、図７を用いて説明する。

図７は、本実施の形態のモータ・ドライブシステムにおいて、制御器の構成を示す。

本実施の形態においては、同期電動機の制御器２Ｂを、図１の制御器２の代わりに用いることで、モータ・ドライブシステムを実現することができる。

図７において、符号１０〜１８のものは、図１の同じ符号のものと同一のものである。図１との大きな差異は、積分ゲイン設定器１９Ｂの動作の違いにある。

図１の第１の実施の形態では、ωｎの設定値に対して積分ゲインＫｉを決定するものであった。このため、脈動周波数が変わった場合には、設定値を変更する必要がある。実際の電動機の脈動成分は、電動機の駆動周波数の２倍や６倍の成分となるため、可変速駆動した場合にはωｎの値が変化することになる。

そこで、積分ゲイン設定器１９Ｂでは、駆動周波数ω１の関数として、Ｋｉを調整させる機能を持たせて、常に所定の次数の高調波を抑制する。

Ｋｉ＝（ω１・Ｎ）²・Ｌ （数１３）
ただし、Ｎ：任意の整数
（数１３）を、積分ゲイン設定器１９Ｂの内部にて演算することで、駆動周波数が変わった場合においても、常に特定の次数（Ｎ次）の高調波成分を抑制することが可能となる。特に、発電定数の高調波抑制としては、２〜６次程度の値にＮを設定すると効果が大きい。

（第３の実施の形態）
本発明における同期電動機の制御装置の第３の実施の形態であるモータ・ドライブシステムを、図８及び図９を用いて説明する。

図８は、本実施の形態のモータ・ドライブシステムにおいて、制御器の構成を示す。

本実施の形態においては、同期電動機の制御器２Ｃを、図１の制御器２の代わりに用いることで、モータ・ドライブシステムを実現することができる。

図８において、符号１０〜１３，１６〜１８，１９Ｃは、図１、ならびに図７の同じ符号のものと同一のものである。図１、７との大きな差異は、比例ゲイン設定器２６が新たに加わり、また、ｄ軸電流制御器１４Ｃ、ならびにｑ軸電流制御器１５Ｃの構成が変更されている点にある。

ｄ軸電流制御器１４Ｃ（ならびにｑ軸電流制御器１５Ｃ）は、図９のような構成である。図９において、符号２３〜２５は、図３のものと同一のものである。

図９における電流制御器の特徴は、積分制御に加えて、比例制御においても、外部からゲインＫｐを設定する仕組みになっている点である。

前記第１、第２の実施の形態では、ΔＴｍ１とΔＴｍ２の位相を揃えることで、全体のトルク脈動ΔＴｍを最小化するものであったが、本実施の形態では、大きさに関しても両者を一致させ、ΔＴｍをさらに抑制することを考慮する。

ΔＴｍ１の大きさは、（数８）より、
｜ΔＴｍ１｜＝（３・Ｐ・Ｉｑ０／４）｜ΔＫｅ｜ （数１４）
である。また、ΔＴｍ２の大きさは、（数９）に、（数１２）、ならびにｓ＝ｊωｎを代入して求めると、

となる。ここで、通常は、Ｒ＜＜Ｋｐであるので、
ΔＴｍ２＝｛（３・Ｐ・Ｋｅ０・ω１）／（４・Ｋｐ）｝ΔＫｅ （数１６）
と近似できる。よって、
｜ΔＴｍ２｜＝｛（３・Ｐ・Ｋｅ０・ω１）
／（４・Ｋｐ）｝｜ΔＫｅ｜ （数１７）
である。（数１４）と（数１７）から、両者が一致する条件は、
Ｋｐ＝Ｋｅ０・ω１／Ｉｑ０ （数１８）
となる。この比例ゲイン設定方法を具現化したものが、図８における比例ゲイン設定器２６である。Ｉｑ０は、トルク電流の平均値であるが、指令Ｉｑ＊を用いても問題ない。

図８の制御器２Ｃを用いることで、ΔＴｍ１、ΔＴｍ２の位相と振幅が一致し、ΔＴｍは原理上、完全に消去されることになる。この実施の形態によって、発電定数Ｋｅに含まれる脈動成分の影響は、完全に排除することが可能になる。

尚、Ｋｐは電流指令Ｉｑ＊に比例して変化することになり、不安定に陥る可能性もある。よって、フィルタを介して緩やかに変化させるか、あるいは、最も平均的に用いられる電流値に固定するなどの工夫をしてもよい。また、無負荷時にはＩｑ＊が零になるため、Ｋｐは無限大になってしまう。これを防止するため、下限値を設定してもよい。

（第４の実施の形態）
本発明における同期電動機の制御装置の第４の実施の形態であるモータ・ドライブシステムを、図１０を用いて説明する。

図１０は、本実施の形態のモータ・ドライブシステムの構成（図１の第１の実施の形態に対応）を実態的に表現したものである。

図１０においては、Ｉｑ＊発生器１と制御器２を、一つの集積回路（集積回路（ＩＣ）化）にて実現しており、ここから出力されるＰＷＭパルス波形によって、インバータを駆動する。インバータの部分は、インバータ主回路部６と出力プリドライバ９とが一体化しており（ワンパッケージ）、小型化を実現している。ワンシャント電流検出器７によってインバータ電流を検出し、サンプル・ホルダー８にて、電流をサンプル・ホールドして制御器２に読み込んでいる。

本実施の形態の特徴部分は、抑制高調波設定スイッチ２７を新たに追加した点にある。このスイッチにより、基本波周波数の何倍の高調波を削除するかを設定する。（数１３）に示したように、脈動成分ωｎを、ω１×Ｎとして表現し、その「Ｎ」を抑制高調波設定スイッチ２７にて設定する。設定後は、前記第１〜第３の実施の形態と同様にして、脈動成分の抑制が可能となる。

尚、図１０では、抑制高調波設定スイッチ２７としてディップスイッチの例を示したが、他のスイッチ、あるいはボリュームなどを用いても実現可能である。

（第５の実施の形態）
本発明における同期電動機の制御装置の第５の実施の形態であるモータ・ドライブシステムを、図１１を用いて説明する。

図１１は、本実施の形態のモータ・ドライブシステムの構成を実態的に表現したものである。

図１１においては、図１０とほぼ同じ構成であるが、図１０の抑制高調波設定スイッチ２７の代わりに、外部接続端子２８が設けられている。外部接続端子２８は、例えば、パソコン２９とシリアル通信で結ばれており、パソコン２９上から、高調波の抑制成分を設定する。これによって、例えば、２次脈動の大きなモータ、あるいは、６次脈動の大きなモータなど、異なる特性のモータに対して、設定の変更で最適化が可能になる。基板上にスイッチを設ける必要がないため、装置を組み込む上での小型化のメリットがある。

尚、通信方法としては、例えば、無線などを導入するのもよい。また、設定を行う機器として、パソコン以外の端末、リモコンなどを用いてもよい。

また、前記第４の実施の形態や本実施の形態におけるＩｑ＊発生器１、制御器２は、専用集積回路だけでなく、マイコンやＤＳＰなどの汎用プロセッサや、あるいはＦＰＧＡなどを用いても実現可能である。

（第６の実施の形態）
本発明における同期電動機の制御装置の第６の実施の形態であるモータ・ドライブシステムを、図１２を用いて説明する。

図１２は、本実施の形態のモータ・ドライブシステムの構成を実態的に表現したものである。

図１２においては、Ｉｑ＊発生器１、制御器２、インバータ３をワンチップ化して実現したものである。本実施の形態では、同期電動機５と直流電源を接続すれば、同期電動機５の可変速駆動が実現でき、小型の同期電動機を駆動する場合には、システム全体を小型化できるメリットがある。

また、Ｉｑ＊発生器１、制御器２等、制御部分を集積回路化する場合には、演算速度を数〜数１０μｓ以下の高速演算が可能である。本実施の形態を実施する場合、この演算速度によって、積分ゲインＫｉ（あるいは比例ゲインＫｐ）の上限が定まってしまうため、回転周波数が高速化する場合には高速演算処理が必要になる。マイコンやＤＳＰなどを制御に用いると、演算処理速度を高速化するのは困難であるが、制御部を専用の集積回路化によって、この問題は大幅に改善され、本実施の形態の効果が大きくなる。

例えば、１５０００ｒ／ｍｉｎで回転するモータの場合、極数を８極とすると、電動機の駆動周波数は、１ｋＨｚである。その場合、６次脈動は６ｋＨｚとなり、その周期は１６７μｓ程度になる。この周波数成分を抑制するには、約１／３〜１／５程度の短いサンプル周期で駆動する必要があるため、４０μｓ程度以下の演算処理周期が実現できれば、本実施の形態は十分な効果が得られる。

尚、前述したすべての実施の形態は、同期電動機の回転位置センサの有無（センサ付き、センサレス）には無関係に適用することが可能である。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。

本発明は、同期電動機の制御技術に関し、特に、電動機駆動装置及び電動機駆動用集積回路装置に関して、例えば、ＨＤＤ、光ディスクドライバ等のスピンドルモータの回転制御技術に利用可能である。

本発明における同期電動機の制御装置の第１の実施の形態であるモータ・ドライブシステムの構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第１の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、Ｉｑ＊発生器の構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第１の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、電流制御器の構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第１の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、永久磁石型同期電動機の等価回路を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第１の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、トルク脈動の発生原理（ａ）（ｂ）（ｃ）を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第１の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、トルク脈動ΔＴｍ２の周波数特性（ａ）（ｂ）を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第２の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、制御器の構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第３の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、制御器の構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第３の実施の形態であるモータ・ドライブシステムにおいて、電流制御器の構成を示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第４の実施の形態であるモータ・ドライブシステムの構成を実態的に示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第５の実施の形態であるモータ・ドライブシステムの構成を実態的に示す図である。 本発明における同期電動機の制御装置の第６の実施の形態であるモータ・ドライブシステムの構成を実態的に示す図である。

符号の説明

１…Ｉｑ＊発生器、２，２Ｂ，２Ｃ…制御器、３…インバータ、４…直流電源、５…同期電動機、６…インバータ主回路部、７…ワンシャント電流検出器、８…サンプル・ホルダー、９…出力プリドライバ、１０…電流再現器、１１…ｄｑ変換器、１２…Ｉｄ＊発生器、１３…減算器、１４，１４Ｃ…ｄ軸電流制御器、１５，１５Ｃ…ｑ軸電流制御器、１６…速度・位置演算器、１７…ｄｑ逆変換器、１８…ＰＷＭ発生器、１９，１９Ｂ，１９Ｃ…積分ゲイン設定器、２０…速度指令発生器、２１…速度制御器、２２…比例補償器、２３…積分器、２４…乗算器、２５…加算器、２６…比例ゲイン設定器、２７…抑制高調波設定スイッチ、２８…外部接続端子、２９…パソコン。

Claims (8)

1. 同期電動機と、前記同期電動機に接続された負荷装置と、前記同期電動機にパルス幅変調された電圧を印加し、前記同期電動機を交流で駆動するインバータと、前記インバータに電力を供給する電源と、前記同期電動機に流れる電流、あるいは前記インバータに供給される電流の少なくとも一方を検出する手段を備え、この検出した電流検出値に基づいて、前記インバータの出力する電圧を調整する制御器と、からなる同期電動機の制御装置であって、
   前記制御器は、前記同期電動機を駆動する交流電気角周波数に対し、その整数倍（Ｎ倍）の周波数に対する制御器の外乱応答特性が、±４５度以内に収まる位相特性を備えている制御器であることを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 請求項１記載の同期電動機の制御装置において、
   前記Ｎは２〜６であることを特徴とする同期電動機の制御装置。
3. 同期電動機と、前記同期電動機に接続された負荷装置と、前記同期電動機にパルス幅変調された電圧を印加し、前記同期電動機を交流で駆動するインバータと、前記インバータに電力を供給する電源と、前記同期電動機に流れる電流、あるいは前記インバータに供給される電流の少なくとも一方を検出する手段を備え、この検出した電流検出値に基づいて、前記インバータの出力する電圧を調整する制御器と、からなる同期電動機の制御装置であって、
   前記制御器として比例積分制御器を用いるものとし、前記同期電動機の駆動電気角周波数をω１、前記同期電動機のインダクタンスをＬ、任意の整数Ｎとした場合に、
   Ｋｉ＝（ω１・Ｎ）²・Ｌ （数１）
   （数１）に従って、前記比例積分制御器の積分ゲインＫｉを調整することを特徴とする同期電動機の制御装置。
4. 請求項３記載の同期電動機の制御装置において、
   前記Ｎは２〜６であることをを特徴とする同期電動機の制御装置。
5. 請求項３または４記載の同期電動機の制御装置において、
   前記制御器に用いられる前記比例積分制御器の比例ゲインを、前記同期電動機に印加している交流の電気角周波数の関数とする手段、あるいは駆動電流の関数とする手段の、少なくとも一方を備えていることを特徴とする同期電動機の制御装置。
6. 請求項３〜５のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置において、
   前記制御器は外部接続端子を備え、前記外部接続端子を直接操作することによって、あるいは、前記制御器へ外部からの通信信号を入力することによって、前記積分ゲインを自在に調整可能な機能を備えることを特徴とする同期電動機の制御装置。
7. 請求項１〜６のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置において、
   前記制御器は集積回路装置を用いて構成され、前記集積回路装置の演算処理時間が４０μｓ以下であることを特徴とする同期電動機の制御装置。
8. 請求項１〜７のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置において、
   前記インバータ、ならびに前記制御器は、同じ半導体基板上に形成されていることを特徴とする同期電動機の制御装置。

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