JP5835450B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、回転機の制御装置に関する。

従来、下記特許文献１に見られるように、永久磁石回転機のトルク脈動を低減させる技術が知られている。この技術について説明すると、固定子鉄心の巻線スロットによる磁気パーミアンスの変化又はコギングトルクに起因するトルク脈動データをトルク脈動記憶装置に記憶させておく。そして、記憶されたトルク脈動データに基づき、固定子巻線に流れる正弦波電流を、上記トルク脈動を低減させるように補正する。

特開平１１−５５９８６号公報

ところで、回転機の固定子に巻回された巻線に通電されて回転機が駆動されると、回転機において電磁力変動が発生する。ここで、電磁力変動の発生により、回転子に作用する吸引力及び反発力の電磁力分布が回転子の共振モードと一致する場合、回転機が発生する騒音（磁気音）が増大する懸念がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の回転子に作用する電磁力変動を好適に抑制することのできる回転機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、本発明は、極対数Ｐ（Ｐは正の整数）の磁極（１４ａ；１６ａ；１８ａ）を有する回転子（１４；１６；１８）と、Ｓ個（Ｓは３以上の整数）のスロット（１２ｂ；１５ｂ）が形成され、巻線（１２￥）が巻回された固定子（１２；１５）と、を備える回転機（１０）に適用され、前記極対数Ｐの２倍及び前記スロットの数Ｓの最小公倍数Ｋに正の整数Ｎを乗算した値を規定値とし、前記規定値に前記スロットの数Ｓを加算した値と前記回転機の機械角速度との乗算値、及び前記規定値から前記スロットの数Ｓを減算した値と前記機械角速度との乗算値の双方を抑制対象角速度とし、前記規定値に前記極対数Ｐを加算した値と前記機械角速度との乗算値、及び前記規定値から前記極対数Ｐを減算した値と前記機械角速度との乗算値のうち少なくとも一方を規定角速度とし、前記回転子に作用する電磁力であって、前記抑制対象角速度を変動角速度とする電磁力を抑制すべく、前記規定角速度を変動角速度とする高調波電流を基本波電流に重畳して前記巻線に流す電流流通手段を備えることを特徴とする。

「規定値＋極対数Ｐ」及び機械角速度の乗算値、又は「規定値−極対数Ｐ」及び機械角速度の乗算値を変動角速度とする高調波電流を巻線に流すと、「規定値±スロットの数Ｓ」及び機械角速度の乗算値を変動角速度とする電磁力が回転子に作用する。これは、巻線に上記高調波電流を流すことによって回転子に作用する電磁力であって、規定値及び機械角速度の乗算値を変動角速度とする電磁力が、スロットの数Ｓ及び機械角速度の乗算値で周波数変調されるためである。

この点に鑑み、上記発明では、電流流通手段を備えた。このため、回転子に作用する電磁力変動を抑制することができ、ひいては回転機が発生する騒音を低減させることができる。

第１の実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。 同実施形態にかかるモータの断面図。 同実施形態にかかるロータの共振モードを示す図。 同実施形態にかかる回転次数に対応する電磁力を示す図。 比較技術にかかる音圧レベルを示す図。 電磁力変動を抑制した場合の音圧レベルを示す図。 第２の実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。 同実施形態にかかるモータに印加する台形波を示す図。 第３の実施形態にかかるモータの断面図。 同実施形態にかかるモータの断面図。 その他の実施形態にかかるモータの断面図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を、車載空調装置を構成するブロワ用モータに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、車載モータ制御システムは、モータ１０、「電力変換回路」としての３相インバータ２０及び制御装置３０を備えている。モータ１０は、インバータ２０を介して「直流電源」としてのバッテリ４０に電気的に接続されている。

インバータ２０は、上アーム用スイッチング素子Ｓ￥ｐ（￥＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）及び下アーム用スイッチング素子Ｓ￥ｎの直列接続体を３組備えている。スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの接続点は、モータ１０のステータ１２（固定子）を構成するＵ相のステータ巻線１２Ｕ，Ｖ相のステータ巻線１２Ｖ，Ｗ相のステータ巻線１２Ｗの一端に接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相のステータ巻線１２Ｕ，１２Ｖ，１２Ｗの他端は、これらが中性点Ｎで接続されることによりスター結線されている。スイッチング素子Ｓ￥＃には、フリーホイールダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。ちなみに、上記スイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）としては、例えば、電圧制御形のスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ、又はＭＯＳＦＥＴ）を用いることができる。

ここで、本実施形態では、モータ１０として、永久磁石同期機を用いている。なお、モータ１０としては、集中巻きのものを用いてもよいし、分布巻きのものを用いてもよい。

本実施形態では、モータ１０として、図２に示すように、アウタロータ型のモータを採用する。ここで、図２は、モータ１０の軸方向（ロータ１４の回転軸方向）と直交する面でモータ１０を切断した横断面図を示している。なお、図２に示す中心点Ｏは、回転軸が通る点である。また、図２において、断面を表示するハッチングは省略している。

モータ１０は、１つのステータ１２と、ステータ１２に対して回転可能に配置された円環状のロータ１４を備えている。ロータ１４は、ロータ１４及びステータ１２の径方向において、ステータ１２の外側にステータ１２に対してギャップを有して配置されている。

ロータ１４は、複数（１０個）の永久磁石１４ａと、これら永久磁石１４ａを連結する軟磁性体からなるバックヨーク１４ｂとを備えている。これら永久磁石１４ａのそれぞれは、互いに同一形状をなしており、１つの磁極を構成している。永久磁石１４ａは、ロータ１４の径方向に着磁され、かつ、周方向に隣り合う永久磁石１４ａの極性は、互いに異なる、つまり、Ｓ極とＮ極とが交互に配置されている。なお、図２において、永久磁石１４ａに記載されている矢印の矢の部分はＮ極を示している。

ステータ１２は、１２個のティース１２ａを備えている。これにより、ステータ１２には、１２個のスロット１２ｂが形成されている。１２個のティース１２ａは、スロット１２ｂを介してステータ１２の周方向に等ピッチで配列されている。すなわち、本実施形態では、極対数Ｐが「５」で、スロット数Ｓが「１２」のモータ１０を採用している。

図１の説明に戻り、制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータ１０の制御量（本実施形態では回転角速度）をその指令値（以下、指令角速度ω＊）に制御すべく、インバータ２０を操作する。詳しくは、制御装置３０は、インバータ２０を構成する上，下アーム用スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎを操作すべく、上，下アーム用操作信号ｇ￥ｐ，ｇ￥ｎを生成して上，下アーム用スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎに対して出力する。ここで、上アーム用操作信号ｇ￥ｐと、対応する下アーム用操作信号ｇ￥ｎとは、互いに相補的な信号となっている。すなわち、上アーム用スイッチング素子Ｓ￥ｐと、これに直列接続された下アーム用スイッチング素子Ｓ￥ｎとは、交互にオン状態とされる。ちなみに、指令角速度ω＊は、例えば、車両おいて制御装置３０の外部に設けられ、制御装置３０よりも上位の外部装置から出力される。

制御装置３０には、ロータ１４の回転角（電気角θｅ）を検出する回転角センサ４２（例えばレゾルバ）や、モータ１０のＶ相，Ｗ相を流れるＶ相電流，Ｗ相電流を検出するＶ相，Ｗ相電流センサ４４Ｖ，４４Ｗの検出信号が入力される。なお、電気角θｅを極対数Ｐで除算した値が機械角θｍとなる。

続いて、制御装置３０によって実行されるモータ１０の制御について説明する。

Ｕ相電流算出部３１は、キルヒホッフの法則に基づき、Ｖ相、Ｗ相電流センサ４４Ｖ，４４Ｗによって検出されたＶ相電流ｉＶｒ，Ｗ相電流ｉＷｒからＵ相電流ｉＵｒを算出する。

電気角速度算出部３２は、回転角センサ４２によって検出された電気角θｅの時間微分値として電気角速度ωｅを算出する。なお、電気角速度ωｅを極対数Ｐで除算した値が機械角速度ωｍとなる。

記憶部３３は、指令角速度ω＊、電気角θｅ及び電気角速度ωｅに基づき、３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相指令電流ｉＵ＊，ｉＶ＊，ｉＷ＊を算出する。本実施形態において、記憶部３３は、不揮発性メモリによって構成されている。なお、本実施形態において、記憶部３３が「記憶手段」に相当する。また、記憶部３３については、後に詳述する。

Ｕ相偏差算出部３４Ｕは、Ｕ相電流算出部３１から出力されたＵ相電流ｉＵｒからＵ相指令電流ｉＵ＊を減算することで、Ｕ相偏差ΔＵを算出する。Ｖ相偏差算出部３４Ｖは、Ｖ相電流センサ４４Ｖによって検出されたＶ相電流ｉＶｒからＶ相指令電流ｉＶ＊を減算することで、Ｖ相偏差ΔＶを算出する。Ｗ相偏差算出部３４Ｗは、Ｗ相電流センサ４４Ｗによって検出されたＷ相電流ｉＷｒからＷ相指令電流ｉＷ＊を減算することで、Ｗ相偏差ΔＷを算出する。

指令電圧算出部３５は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相偏差ΔＵ，ΔＶ，ΔＷに基づき、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流ｉＵｒ，ｉＶｒ，ｉＷｒをＵ，Ｖ，Ｗ相指令電流ｉＵ＊，ｉＶ＊，ｉＷ＊にフィードバック制御するための操作量として、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を算出する。本実施形態において、指令電圧算出部３５は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相偏差ΔＵ，ΔＶ，ΔＷに基づく比例積分制御によってＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を算出する。

ＰＷＭ操作部３６は、インバータ２０のＵ，Ｖ，Ｗ相の出力電圧をＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を模擬した電圧とするための操作信号ｇＵ＃，ｇＶ＃，ｇＷ＃を生成する。本実施形態では、指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊及びキャリア信号ｔｃ（例えば、三角波信号）との大小比較に基づくＰＷＭ処理によって操作信号ｇＵ＃，ｇＶ＃，ｇＷ＃を生成する。なお、本実施形態において、ＰＷＭ操作部３６が「操作手段」に相当する。また、本実施形態において、ＰＷＭ操作部３６に加えて、記憶部３３が「電流流通手段」を構成する。

ところで、モータ１０において回転磁界が生成されると、ロータ１４に電磁力が作用する。詳しくは、スロット数Ｓの正の整数倍に機械角速度ωｍを乗算した値（１２ωｍ，２４ωｍ，３６ωｍ，４８ωｍ，６０ωｍ，７２ωｍ…）を変動角速度とする電磁力がロータ１４に作用する。ここで、ロータ１４に作用する吸引力及び反発力の電磁力分布がロータ１４の円環モードと一致する場合、モータ１０が発生する騒音（磁気音）が増大し得る。ここで、円環モードとは、ロータ１４の径方向に加わる加振力に起因して、弾性体としてのロータ１４に生じる周期的な変動のモードのことである。以下、円環モードについて説明する。

図３に、１〜４次の円環モードを示す。図示されるように、１次の円環モードは、加振力が加わらない状態での図中破線にて示す形状（以下、原形状）を維持しつつ、節を基準として振れまわるようにロータ１４が変位するモードである。ここで、節とは、図中２点鎖線にて示される部分であり、この部分は原形状からほとんど変化しない。

２次の円環モードは、原形状に対して、互いにπだけ離間した２箇所が径方向に伸張するとともに、それら伸張する箇所からπ／２だけ離間した２箇所が径方向に収縮するモードである。径方向に伸縮する箇所は、「腹」である。また、３次の円環モードは、原形状に対して同時に伸張する箇所の数が３個のモードであり、４次の円環モードは、形状に対して同時に伸張する箇所の数が４個のモードである。

ここで、各円環モードに応じた加振力とは、ステータ巻線１２￥に回転磁束を生成する電流を流すことで、機械角の１周期において生じる吸引力及び反発力の分布の周期で機械角の１周期を除算した値が、円環モードの次数となる力のことである。すなわち、例えば、２次の円環モードを生じさせる加振力は、機械角の１周期において、吸引力が増加する箇所と減少する箇所との角度間隔がπ／２となる力である。このため、吸引力が増加する一対の箇所によって区画される上記分布の周期は「π」となる。したがって、上記分布の周期「π」で機械角の１周期「２π」を除算した値は、円環モードの次数「２」となる。

これら各円環モードはそれぞれ固有の共振周波数を有している。そして、各円環モードに応じた加振力の周波数が、各円環モードに応じた共振周波数と一致することで、ロータ１４の共振現象が生じる。

加振力の実際の周波数が共振周波数と一致する場合、モータ１０が発生する磁気音が増大し、可聴周波数帯域におけるノイズレベルが大きくなる等の問題が発生し得る。

こうした問題に対処すべく、本実施形態では、制御装置３０に記憶部３３を備えている。記憶部３３には、磁気音の要因となる電磁力変動を抑制するための￥相指令電流ｉ￥＊が記憶されている。以下、電磁力変動を抑制するための電流について説明する。

ロータ１４の磁極に発生する加振力Ｆは、磁極の磁束φと、ステータ巻線１２￥の起磁力Ｈとのそれぞれに比例するため、下式（ｅｑ１）にて表すことができる。

上記起磁力Ｈは、パーミアンスＡ、ステータ巻線１２￥の巻数Ｎ及びステータ巻線１２￥に流れる電流Ｉのそれぞれに比例する。このため、上式（ｅｑ１）は、下式（ｅｑ２）のように変形できる。

パーミアンスＡは、スロット数Ｓのｍ倍（ｍは正の整数）の周期で変動するため、下式（ｅｑ３）にて表すことができる。

上式（ｅｑ３）において、「Ａ０」は、パーミアンスＡの平均値を示す。一方、ステータ巻線１２￥に流す高調波電流Ｉｋを下式（ｅｑ４）にて表す。

上式（ｅｑ４）において、「ｔ」は時間を示し、「Ｉａ」は高調波電流Ｉｋの振幅を示し、「Ｋ」は極対数Ｐの２倍とスロット数Ｓとの最小公倍数を示す。上記高調波電流Ｉｋをステータ巻線１２￥に流すことにより、ロータ１４の磁極に発生する加振力Ｆｋは、上式（ｅｑ２）〜（ｅｑ４）を用いて、下式（ｅｑ５）のように表すことができる。

本実施形態では、「Ｓ＝１２，Ｐ＝５，Ｋ＝６０」であるから、これらを上式（ｅｑ５）に代入すると、下式（ｅｑ６）が得られる。

ここで、ロータ１４が機械角速度ωｍで回転する場合、機械角θｍ及び機械角速度ωｍの関係が「θｍ＝ωｍ・ｔ」となる。このため、上式（ｅｑ６）は、下式（ｅｑ７）のように表すことができる。

三角関数の積和の公式から、上式（ｅｑ７）は、下式（ｅｑ８）のように表すことができる。

上式（ｅｑ６），（ｅｑ８）は、「最小公倍数Ｋ−極対数Ｐ」及び機械角速度ωｍの乗算値（以下、「Ｋ−Ｐ」次の角速度）を変動角速度とする高調波電流（以下、「Ｋ−Ｐ」次の高調波電流）、又は「Ｋ＋Ｐ」次の高調波電流をステータ巻線１２￥に流すと、「最小公倍数Ｋ±スロットの数Ｓ」及び機械角速度ωｍの乗算値、並びに最小公倍数Ｋ及び機械角速度ωｍの乗算値のそれぞれを変動角速度とする電磁力がロータ１４に作用することを表している。これは、ステータ巻線１２￥に「Ｋ−Ｐ」次の高調波電流、又は「Ｋ＋Ｐ」次の高調波電流を流すことにより、ロータ１４に作用するＫ次の電磁力が、スロットの数Ｓ及び機械角速度ωｍの乗算値で周波数変調されるためである。

すなわち、上式（ｅｑ６），（ｅｑ８）は、「Ｋ−Ｐ」次の高調波電流、又は「Ｋ＋Ｐ」次の高調波電流をステータ巻線１２￥に流すことにより、「Ｋ−Ｓ」次，Ｋ次，「Ｋ＋Ｓ」次の電磁力を制御できることを表している。なお、本実施形態において、「最小公倍数Ｋ±極対数Ｐ」及び機械角速度ωｍの乗算値が「規定角速度」に相当し、「最小公倍数Ｋ±スロットの数Ｓ」及び機械角速度ωｍの乗算値が「抑制対象角速度」に相当する。

本実施形態では、極対数「Ｐ＝５」及びスロット数「Ｓ＝１２」であるから、極対数Ｐの２倍及びスロット数Ｓの最小公倍数Ｋは「６０」となる。このため、５５次又は６５次の高調波電流をステータ巻線１２￥に流すことにより、４８，６０，７２次の電磁力を制御できる。

以上説明した事項に基づき、本実施形態では、ロータ１４に作用する電磁力のうち、４８次，７２次の電磁力を抑制可能な５５次，６５次の高調波電流が記憶部３３に記憶されている。詳しくは、記憶部３３には、下式（ｅｑ９）に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相それぞれについて、電気角速度ωｅを変動角速度とする正弦波信号としての基本波電流に、上記抑制可能な５５次，６５次の高調波電流ＩｋＵ，ＩｋＶ，ＩｋＷが重畳された電流が記憶されている。

上式（ｅｑ９）において、右辺第１項が基本波電流を示している。Ｕ，Ｖ，Ｗ相の基本波電流は、電気角θｅで位相が互いに１２０°ずれた波形となっている。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の高調波電流Ｉｋ￥（￥＝Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、４８，７２次の電磁力を打ち消すように設定されている。具体的には、高調波電流Ｉｋ￥は、４８，７２次の電磁力を打ち消すように、上式（ｅｑ５）に示した高調波電流の位相及び振幅が調整された波形となっている。また、本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の高調波電流Ｉｋ￥は、波形形状が互いに同一であってかつ、電気角θｅで位相が互いに１２０°ずれた波形となっている。基本波電流に高調波電流Ｉｋ￥が重畳されてなる￥相指令電流ｉ￥＊は、指令角速度ω＊、電気角θｅ（機械角θｍ）及び電気角速度ωｅ（機械角速度ωｍ）と関係付けられて記憶部３３にマップデータとして記憶されている。記憶部３３は、都度（例えば、制御装置３０の制御周期毎に）入力された指令角速度ω＊、電気角θｅ及び電気角速度ωｅに基づき、該当する指令電流ｉ￥＊を選択し、￥相偏差算出部３４￥に出力する。

図４〜図６を用いて、基本波電流に５５次の高調波電流を重畳した場合の効果について説明する。ここで、図４は、５５次の高調波電流を重畳しない場合の各周波数に対応する電磁力を示し、図５は、５５次の高調波電流を重畳しない比較技術にかかる騒音の実測結果を示し、図６は、５５次の高調波電流を重畳した場合における騒音の実測結果を示す。

図５，図６に示すように、基本波電流に５５次の高調波電流を重畳させることで、共振周波数近傍における騒音（音圧）のピーク値を１３ｄＢＡ低減できた。なお、図５，図６は、２次の円環モードにおける結果である。また、本実施形態において、共振周波数近傍の音圧の突出ピークの周波数２．３ｋＨｚは、５０次の角速度に対応する周波数（５０×ωｍ／（２π））である。これは、４８次の電磁力の周波数と２次の円環モードに対応する共振周波数２．２ｋＨｚとが一致したとき、増幅された２次の円環モードのロータ振動が回転移動することで、音圧の周波数が２次（円環モードの次数）に対応する周波数で変調されていることを示している。このことから、本実施形態によって低減効果の得られる突出ピークの周波数は、共振周波数と一致する電磁力の周波数が、円環モードの次数に対応する周波数で変調された周波数である。すなわち、本実施形態において、高調波電流Ｉｋ￥は、円環モードの次数「２」と機械角速度ωｍとの乗算値を４８次の角速度（抑制対象角速度）に加算した５０次の角速度に対応する周波数（以下、第１周波数ｆ１）でモータ１０が発生する騒音を低減できるように設定されている。

なお、低減対象とする騒音の周波数は、上述した第１周波数ｆ１に限らず、円環モードの次数と機械角速度ωｍとの乗算値を４８次の角速度から減算した４６次の角速度に対応する周波数（以下、第２周波数ｆ２）の場合もある。このとき、高調波電流Ｉｋ￥は、第２周波数ｆ２でモータ１０が発生する騒音を低減できるように設定すればよい。また、低減対象とする騒音の周波数が第１，第２周波数ｆ１，ｆ２の双方である場合、高調波電流Ｉｋ￥は、第１，第２周波数ｆ１，ｆ２でモータ１０が発生する騒音を低減できるように設定すればよい。

ちなみに、本実施形態では、実際の電磁力の周波数が共振周波数に近づくにつれて高調波電流Ｉｋ￥の重畳量（具体的には振幅）を増加させ、実際の電磁力の周波数が共振周波数から離れるにつれて高調波電流Ｉｋ￥の重畳量を減少させるように高調波電流Ｉｋ￥が設定されている。ここで、高調波電流Ｉｋ￥が電気角速度ωｅと関係付けられて記憶されていることから、実際の電磁力の周波数が共振周波数に近づいたり離れたりすることは、例えば電気角速度ωｅによって把握されることとなる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）４８次，７２次の電磁力を抑制すべく、５５次，６５次の高調波電流を基本波電流に重畳した。このため、ロータ１４に作用する電磁力変動を抑制することができ、ひいてはモータ１０が発生する磁気音を低減させることができる。

特に、本実施形態では、５５次，６５次の双方の高調波電流を基本波電流に重畳させた。こうした構成によれば、５５次，６５次の高調波電流のそれぞれに、４８次，７２次の電磁力を打ち消す役割を担わせることができる。このため、本実施形態によれば、５５次，６５次のいずれか一方の高調波電流を基本波電流に重畳させる構成と比較して、電磁力変動の抑制効果をより大きくできる。

（２）最小公倍数Ｋ「６０」±スロット数Ｓ「１２」の値が、極対数Ｐの正の整数倍とならないような１０極１２スロットのモータ１０を採用した。これに対し、上記特許文献１に記載されたモータは、８極４８スロットのモータである。このため、極対数の２倍及びスロット数の最小公倍数は「４８」となり、最小公倍数±スロット数の値は「０，９６」となる。すなわち、上記特許文献１に記載された技術は、最小公倍数±スロット数の値が、極対数の正の整数倍となるモータに適用されるものである。ここで、上記特許文献１に記載された技術を、本実施形態にかかるモータ１０に適用したとしても、スロット数の正の整数倍及び機械角速度の乗算値を変動角速度とする電磁力を適切に低減できない。したがって、１０極１２スロットのモータ１０に対しては、電磁力変動を抑制する本実施形態にかかる構成を適用するメリットが大きい。

（３）ロータ１４が中空形状をなすアウタロータ型のモータ１０を採用した。こうした構成では、共振現象発生時におけるロータ１４の変形量が大きく、可聴周波数帯域におけるノイズレベルが大きくなりやすい。このため、アウタロータ型のモータ１０に対しては、電磁力変動を抑制する本実施形態にかかる構成を適用するメリットが大きい。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、電磁力を抑制すべく、台形波状の電圧をステータ巻線１２￥に印加する。

図７に、本実施形態にかかるモータ制御システムを示す。なお、図７において、先の図１に示した部材等については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、制御装置３０は、電気角速度算出部３２及びＰＷＭ操作部３６に加えて、「指令電圧算出手段」としての指令電圧算出部３５ａを備えている。

指令電圧算出部３５ａは、台形波状のＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を算出する。ここで、台形波状の指令電圧Ｖ￥＊は、上記第１の実施形態で説明した４８次、７２次の電磁力変動を打ち消すための高調波電流を基本波電流に重畳した電流を、ステータ巻線１２￥に流すための電圧である。ここで、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖ￥＊は、同一の波形であり、位相が電気角θｅで互いに１２０°ずれた波形となっている。

具体的には、指令電圧算出部３５ａは、メモリ（例えば、不揮発性メモリ）によって構成され、指令角速度ω＊、電気角θｅ及び電気角速度ωｅと関係付けてＵ，Ｖ，Ｗ相指令電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊を記憶している。指令電圧算出部３５ａは、都度入力された指令角速度ω＊、電気角θｅ及び電気角速度ωｅに基づき、該当する￥相指令電圧Ｖ￥＊を選択し、ＰＷＭ操作部３６に出力する。以下、台形波状の指令電圧Ｖ￥＊について説明する。

本実施形態では、スイッチング素子Ｓ￥＃のオン操作指令及びオフ操作指令が電気角θｅで１８０°ずれてかつ、Ｕ，Ｖ，Ｗ相でオン操作指令の切り替えタイミングが電気角θｅで互いに１２０°すれた矩形波制御で用いられる矩形波をベースとして、図中実線にて示す台形波状の信号を指令電圧Ｖ￥＊として設定する。

ここで、台形波状の信号とするのは、基本波電流に５５次，６５次の高調波電流を重畳した電流をステータ巻線１２￥に流すためである。つまり、図８に示すように、矩形波の急峻な立ち上がり及び立ち上がりをスロープ状とすることで、電磁力変動を打ち消し可能なように５５次，６５次の高調波電流の振幅及び位相を調整することができる。

さらに、本実施形態では、電磁力変動を打ち消し可能なように５５次，６５次の高調波電流の振幅及び位相を調整する手法として、図中γにて示すように、台形波状の波形の一部を欠く手法も用いた。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図９に示すように、インナロータ型のモータ１０を採用する。なお、図９は、モータ１０の軸方向と直交する面でモータ１０を切断した横断面図を示している。また、図９において、断面を表示するハッチングは省略している。

図示されるように、モータ１０は、ステータ１５と、ステータ１５に対して回転可能に配置されたロータ１６を備えている。ロータ１６は、ロータ１６及びステータ１５の径方向において、ステータ１５の内側にステータ１５に対してギャップを有して配置されている。

ロータ１６は、複数（１０個）の永久磁石１６ａと、永久磁石１６ａを連結するためのロータコア１６ｂとを備えている。これら永久磁石１６ａのそれぞれは、互いに同一形状をなしており、１つの磁極を構成している。永久磁石１６ａは、ロータ１６の径方向に着磁され、かつ、周方向に隣り合う永久磁石１６ａの極性は、互いに異なる。一方、ステータ１５は、１２個のティース１５ａを備えている。これにより、ステータ１５には、１２個のスロット１５ｂが形成されている。１２個のティース１５ａは、スロット１５ｂを介してステータ１５の周方向に等ピッチで配列されている。

ここで、ロータ１６は、図１０に示すように、慣性モーメントの低減等を目的として、ざぐりによって中空形状とされている。ここで、図１０は、ロータ１６の回転軸を通ってかつ回転軸に平行な平面でモータ１０を切断した断面図を示している。また、図１０の一点鎖線は、ロータ１６の回転軸を示している。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態において、図１１に示すように、モータ１０として、極対数Ｐが「７」に設定されてかつスロット数Ｓが「１２」に設定されてなる１４極１２スロットのものを採用してもよい。ここで、図１１は、先の図２に対応している。また、図１１において、先の図２に示した部材と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。図示されるように、モータ１０は、円環状のロータ１８を備えている。ロータ１８は、１４個の永久磁石１８ａと、これら永久磁石１８ａを連結するバックヨーク１８ｂとを備えている。この場合、極対数（Ｐ＝７）の２倍及びスロット数（Ｓ＝１２）の最小公倍数Ｋは「８４」となる。このため、「Ｋ−Ｐ」次である７７次、又は「Ｋ＋Ｐ」次である９１次の高調波電流をステータ巻線１２￥に流すことにより、「Ｋ±Ｓ」次である７２次，９６次の電磁力を抑制できる。なお、１４極１２スロットのモータ１０は、「Ｋ±Ｓ」の値が極対数７の正の整数倍とならないようなモータである。

・上記第１の実施形態において、５５次又は６５次のいずれか一方の高調波電流を基本波電流に重畳させてもよい。この場合であっても、ロータに作用する電磁力変動の抑制効果を得ることはできる。

・「規定値」としては、極対数Ｐの２倍及びスロットの数Ｓの最小公倍数Ｋに正の整数「１」を乗算した値に限らない。例えば、上記最小公倍数Ｋに２以上の整数を乗算した値を規定値としてもよい。具体的には例えば、上記第１の実施形態において、最小公倍数Ｋが「６０」であることから、「１２０，１８０，２４０…」が規定値となる。ここで、規定値を１２０とする場合、規定角速度は、「（１２０±５）ωｍ」となり、抑制対象角速度は、「（１２０±１２）ωｍ」となる。こうした場合であっても、ロータに作用する電磁力変動を抑制できることが本発明者によって調べられている。

・「モータ」としては、１０極１２スロット、又は１４極１２スロットのものに限らない。「Ｋ・ｎ±Ｓ」（ｎは正の整数）が極対数Ｐの整数倍とならないような極対数Ｐ及びスロット数Ｓ（≧３）に設定されてなるモータであれば、１０極１２スロット、又は１４極１２スロット以外のモータを採用してもよい。こうした場合であっても、ロータに作用する電磁力変動を抑制できることが本発明者によって調べられている。

また、「モータ」としては、３相モータに限らず、４相以上の多相モータであってもよい。さらに、「モータ」としては、ロータに永久磁石を備える永久磁石界磁型同期機に限らず、例えば、ロータに界磁巻線を備える巻線界磁型同期機であってもよい。

１０…モータ、１２…ステータ、１４…ロータ。

Claims (10)

1. 極対数Ｐ（Ｐは正の整数）の磁極（１４ａ；１６ａ；１８ａ）を有する回転子（１４；１６；１８）と、
   Ｓ個（Ｓは３以上の整数）のスロット（１２ｂ；１５ｂ）が形成され、巻線（１２￥）が巻回された固定子（１２；１５）と、
   を備える回転機（１０）に適用され、
   前記極対数Ｐの２倍及び前記スロットの数Ｓの最小公倍数Ｋに正の整数を乗算した値を規定値とし、
   前記規定値に前記スロットの数Ｓを加算した値と前記回転機の機械角速度との乗算値、及び前記規定値から前記スロットの数Ｓを減算した値と前記機械角速度との乗算値の双方を抑制対象角速度とし、
   前記規定値に前記極対数Ｐを加算した値と前記機械角速度との乗算値、及び前記規定値から前記極対数Ｐを減算した値と前記機械角速度との乗算値のうち少なくとも一方を規定角速度とし、
   前記回転子に作用する電磁力であって、前記抑制対象角速度を変動角速度とする電磁力を抑制すべく、前記規定角速度を変動角速度とする高調波電流を基本波電流に重畳して前記巻線に流す電流流通手段を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記規定角速度は、前記規定値に前記極対数Ｐを加算した値と前記機械角速度との乗算値、及び前記規定値から前記極対数Ｐを減算した値と前記機械角速度との乗算値の双方である請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記高調波電流は、前記回転子の共振を表す円環モードの次数と前記機械角速度との乗算値を前記抑制対象角速度に加算した値に対応する周波数、及び前記円環モードの次数と前記機械角速度との乗算値を前記抑制対象角速度から減算した値に対応する周波数のうち、少なくとも一方の周波数で前記回転機が発生する音を低減できるように設定されている請求項１又は２記載の回転機の制御装置。
4. 前記電流流通手段は、前記回転子に作用する実際の電磁力の周波数が前記回転子の共振周波数に近づくにつれて前記高調波電流の重畳量を増加させ、前記実際の電磁力の周波数が前記共振周波数から離れるにつれて前記高調波電流の重畳量を減少させる請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記回転機は、前記規定値に前記スロットの数Ｓを加算した値、及び前記規定値から前記スロットの数Ｓを減算した値の双方が前記極対数Ｐの正の整数倍とならないような前記極対数Ｐ及び前記スロットの数Ｓに設定されてなる請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
6. 前記回転機は、前記極対数Ｐが「５」に設定されてかつ前記スロットの数Ｓが「１２」に設定され、又は前記極対数Ｐが「７」に設定されてかつ前記スロットの数Ｓが「１２」に設定されてなる請求項５記載の回転機の制御装置。
7. 前記回転子は、中空形状をなしている請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記回転機は、前記回転子が円環状をなし、前記固定子が前記回転子の内側に配置されたアウタロータ型である請求項７記載の回転機の制御装置。
9. 前記電流流通手段は、
   前記回転機の電気角速度を変動角速度とする正弦波信号としての前記基本波電流に、前記電磁力を抑制する前記高調波電流が重畳された電流を記憶する記憶手段（３３）と、
   前記巻線に実際に流れる電流を、前記記憶手段によって記憶された電流に制御すべく、前記巻線に接続された電力変換回路（２０）を構成するスイッチング素子（Ｓ￥＃）を操作する操作手段（３６）と、
   を備える請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記電流流通手段は、
    前記回転機の電気角速度を変動角速度とする正弦波信号としての前記基本波電流に前記高調波電流が重畳された電流を、前記巻線に流すための台形波状の指令電圧を算出する指令電圧算出手段（３５ａ）と、
    前記指令電圧算出手段によって算出された指令電圧を前記巻線に印加すべく、前記巻線に接続された電力変換回路（２０）を構成するスイッチング素子（Ｓ￥＃）を操作する操作手段（３６）と、
    を備える請求項１〜８のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

Images