JPH06315259A - Ｐｗｍ高調波ノイズ低減装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 パルス幅変調（ＰＷＭ）方式の電力制御装置
から出力される所定の高調波ノイズを完全に除去するこ
とができるノイズ低減装置を提供する。 【構成】 ＰＷＭ信号発生器ＰＳからのＰＷＭ信号Ｓｅ
により電力供給される負荷Ｌの電流経路に、負荷電流ｉ
ｇを検出する電流センサ１０を設ける。そして、この電
流センサ１０が検出した負荷電流ｉｇの周波数スペクト
ルを周波数分析部２０にて測定し、信号処理部３０，逆
フーリエ変換部４０及びＰＬＬ部５０において、その測
定した周波数スペクトルに基づき、所定の高調波ノイズ
を除去するためのノイズキャンセラ信号Ｓｄを生成し、
この信号ＳｄをＰＷＭ信号発生器ＰＳからの信号Ｓｅに
重畳する。この結果、ＰＷＭ信号Ｓｅからは所定の高調
波ノイズ成分が完全に消去されることとなり、この高調
波ノイズがラジオ受信機の受信性能等に影響を与えるの
を防止できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、パルス幅変調方式の電
力制御装置から出力される高調波ノイズを低減するＰＷ
Ｍ高調波ノイズ低減装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、パルス幅変調（ＰＷＭ:Ｐuls
e Ｗidth Ｍodulation）方式でモータなどの負荷に対す
る電力供給を最適に制御し、かつ装置自体の電力損失が
少ない電力制御装置が知られている。そして、この種の
電力制御装置は、近年、自動車にも搭載されて各部負
荷、例えばサイドミラー角度調整用やアンテナ伸縮用の
駆動モータなどへバッテリからの電力供給を制御するた
めの装置として広く採用されている。

【０００３】ところで、この種の電力制御装置では、多
くは正弦波基準信号を、それより高い周波数の三角波で
変調してパルス幅変調信号を生成し、この信号により駆
動回路をスイッチングさせて電源から負荷への供給電力
を制御するため、パルス幅変調信号を基準とするノイズ
が発生する。このノイズの周波数スペクトルは、基本波
であるスイッチング周波数と、その整数倍の周波数であ
る高調波とを成分としており、高調波の強度は周波数が
逓増するにしたがって逓減する。これらは、フーリエ級
数によって説明される公知事実である。

【０００４】フーリエ級数によれば、あらゆる信号は正
弦波信号の合成信号として表される。即ち、 ｆ(t) ＝Ａ0／2 ＋ Σ［Ａn cos(nωt) + Ｂnsin(nω
t)］ ここで、ｆ(t)は角周波数ωの任意波形の信号、Σの範
囲は n=１から n=∞ 、Ａ0，Ａn，Ｂn は次数(n) に対
応する定数である。

【０００５】また、フーリエ変換により、信号は、信号
を構成する成分の周波数分布、即ちスペクトルとして表
すことができ、周期関数のときには離散スペクトルとな
り、非周期関数のときは連続スペクトルとなる。例え
ば、方形波の場合、Ａ0=０,Ａ1=０,Ｂ1=４／π,Ａ2=０,
Ｂ2=０, …,Ａn=０,Ｂn=０（ただし、次数(n) が偶数の
とき、次数(n) が奇数のときは、Ｂn=４／(n×π)）で
あり、周波数強度（振幅）は、Ａn の自乗と、Ｂn と自
乗との和について平方根で表される。

【０００６】一例を挙げれば、振幅１、周期Ｔの方形波
は次式で表される。 ｆ(t)＝4／π（sin(ωt) + 1／3sin(ωt) + 1／5sin(ω
t) + …） ここで、sin(ωt)が基本波、他の項が高調波であり、周
波数強度は基本波から順に、4／π，4／3π，4／5πで
ある。なお一般に、フーリエ級数の演算は、実際の回路
構成においては必ず周波数応答の上限があるので、回路
が扱える高調波成分の範囲も限定され、演算回数は有限
になる。

【０００７】このようにパルス幅変調方式の電力制御装
置は、高調波ノイズを発生するが、この高調波がＡＭラ
ジオ受信機の受信帯域（例えば、国内では５３５ＫＨｚ
〜１６０５ＫＨｚ）に分布している場合、高調波が放送
電波と干渉してビート音を発生させるといった問題があ
った。さらに、自動選局機能をもつ受信機においては高
調波を放送電波と誤認して同調するために選局機能が働
かないといった問題もでていた。

【０００８】そして、従来では、これら問題の解決策と
して、ＰＷＭ電力制御装置から負荷への電源ラインや、
電源から負荷への電源ラインにインダクタやキャパシタ
からなるノイズフィルタを設ける方法や、装置全体をシ
ールドケースで包むことで装置外にでる高調波を抑制す
る方法等が採用されていた。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このようなノ
イズ対策には、サイズや容量が大きなインダクタ及びキ
ャパシタ、あるいは装置全体を覆うことのできるほど
の、サイズ、重量とも大きな金属シールドケースが必要
となるので、設置スペースの拡大という問題があった。
電力が増加すれば、高調波ノイズの強度も増大するの
で、上記問題はいっそう深刻になる。

【００１０】さらに、電磁シールドを施し得ない部分か
ら高調波が装置外へ放射され、ＡＭラジオにノイズとし
て入り込むといった問題も残されていた。具体的には、
高調波の大部分は、シールドケースに吸収されるが、Ｐ
ＷＭ電力制御装置と負荷やバッテリとの結線部分はシー
ルドされておらず、ここから高調波が放射され、ノイズ
源となるといった問題が生じた。

【００１１】そこで、本発明は電磁シールドなどの物理
的手段やノイズフィルタなどの受動的抑制手段によらず
高調波ノイズを能動的電気的に低減することができるＰ
ＷＭ高調波ノイズ低減装置を提供することを目的とす
る。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明の要旨とするとこ
ろは、図１に例示するように、パルス幅変調信号により
負荷への供給電力をデューティ制御する電力制御装置に
設けられ、該電力制御装置から出力される高調波ノイズ
を低減するＰＷＭ高調波ノイズ低減装置であって、上記
負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、該電
流検出手段により検出された負荷電流の周波数スペクト
ルを解析するスペクトル解析手段と、該スペクトル解析
手段の解析結果に基づき、所定の高調波ノイズを消去す
るための消去スペクトルを演算する消去スペクトル演算
手段と、該演算された消去スペクトルに対応する時間波
形を演算し、該演算結果に基づいて高調波ノイズ消去の
ための消去信号を発生する消去信号発生手段と、該消去
信号を上記パルス幅変調信号に重畳する信号重畳手段
と、を備えたことを特徴とするＰＷＭ高調波ノイズ低減
装置にある。

【００１３】

【作用】上記のように構成された本発明の装置によれ
ば、まずスペクトル解析手段が、電流検出手段により検
出された負荷電流の周波数スペクトルを解析する。する
と消去スペクトル演算手段が、その解析結果に基づき、
所定の高調波ノイズを消去するための消去スペクトルを
演算し、消去信号発生手段が、その演算された消去スペ
クトルに対応する時間波形を演算して、この時間波形に
基づいて高調波ノイズ消去のための消去信号を発生す
る。そして、信号重畳手段が、その消去信号をパルス幅
変調信号に重畳する。この結果、電力制御装置が発生し
たパルス幅変調信号から、高調波ノイズとなる周波数ス
ペクトルが消去されることとなる。

【００１４】

【実施例】以下に本発明の実施例を図面と共に説明す
る。まず、図２は本発明が適用された実施例のＰＷＭ高
調波ノイズ低減装置を表すブロック図である。なお、本
実施例のＰＷＭ高調波ノイズ低減装置１は、自動車に設
けられたＡＭラジオ受信機の受信特性を確保するため
に、ＡＭラジオ周波数帯域の高調波ノイズを低減するた
めのものである。

【００１５】図２に示すように、ＰＷＭ高調波ノイズ低
減装置１は、スイッチング周波数ｆ0 で動作して電力制
御用のパルス幅変調信号（以下、電力制御信号とい
う。）Ｓｅを発生する電力制御装置としてのＰＷＭ信号
発生器ＰＳと、ＰＷＭ信号発生器ＰＳからの電力制御信
号Ｓｅにより制御される駆動回路Ｄ及び負荷Ｌとの間に
設けられている。

【００１６】駆動回路Ｄ及び負荷Ｌは、例えば図３に示
すように、電力制御用の電界効果トランジスタＦＥＴ及
び直流モータＭであり、周知のフリーホイール・ダイオ
ードＦＤが付加されている。そして、ＰＷＭ信号発生器
ＰＳが出力する電力制御信号Ｓｅによって、電界効果ト
ランジスタＦＥＴが駆動されることで（ゲート電圧が制
御されることで）、直流電源Ｂから負荷Ｌに流れる電流
が増減制御される。

【００１７】ＰＷＭ高調波ノイズ低減装置１は、負荷Ｌ
に流れる負荷電流ｉｇを検出する電流検出手段としての
電流センサ１０と、負荷電流ｉｇの周波数スペクトルを
測定するスペクトル解析手段としての周波数分析部２０
と、測定された周波数スペクトルに基づいてノイズ除去
のための信号処理を実行する消去スペクトル演算手段と
しての信号処理部３０と、信号処理部３０によるノイズ
除去処理結果に基づいてノイズキャンセラ信号Ｓｄを発
生する消去信号発生手段としての逆フーリエ変換部４０
と、ノイズキャンセラ信号Ｓｄと負荷電流ｉｇとの位相
同期をとるためのＰＬＬ部５０と、ノイズキャンセラ信
号ＳｄとＰＷＭ信号発生器ＰＳから出力された電力制御
信号Ｓｅとを混合して出力信号Ｓｆを生成し、駆動回路
Ｄに出力する信号重畳手段としての混合部６０とを主要
部として構成されている。

【００１８】なお、電流センサ１０としてはホール素子
やカレント・トランスなどが用いられ、各部及び各部間
の結線には高周波実装のための周知技術が採用されてい
る。ＰＷＭ信号発生器ＰＳとＰＷＭ高調波ノイズ低減装
置１との結線は最短で行われる。あるいは、ＰＷＭ信号
発生器ＰＳとＰＷＭ高調波ノイズ低減装置１とを同一回
路基板上に構成してラインの結線自体を行わない。

【００１９】次に図４は、周波数分析部２０，信号処理
部３０及び逆フーリエ変換部４０の詳細構成を表すブロ
ック図である。図４に示すように、周波数分析部２０
は、電流センサ１０からの負荷電流検出信号Ｓａ（図５
のａ欄に示す）を所定レベルに増幅するアンプ２１、ア
ンプ２１からの増幅信号と局部発振器２３からの信号と
を混合するミキサ２２、中間周波数帯へ増幅信号を変換
するための局部発振器２３、中間周波数帯から特定の周
波数成分を抽出するローパスフィルタ２４、抽出された
周波数成分のレベル（強度）を検出する検波器２５、ア
ナログのレベル信号をサンプル・ホールドしてディジタ
ルのレベルデータに変換するＡ／Ｄ変換器２６、このレ
ベルデータを格納するためのメモリ２７と、ワンチップ
・コンピュータであり高速フーリエ変換の高速演算を行
うためのＦＦＴ演算ユニット２８などを主要部として構
成されている。

【００２０】ミキサ２２では、アンプ２１からの増幅入
力信号に、局部発振器２３からの信号を加え混合して両
信号の差成分を取って、ローパスフィルタ２４へ出力す
る。ローパスフィルタ２４では、ＦＦＴ演算ユニット２
８からの指令で順次、カットオフ周波数を切り替えて、
所定の周波数帯域の信号成分のみを抽出する。Ａ／Ｄ変
換器２６から得られたレベルデータはメモリに格納され
る。

【００２１】なお、ミキサ２２にはダブル・バランスド
・ミキサを用いるのが好ましい。局部発振器２３には、
ＬＣ発振器やＶＣＯなどを採用することができ、局部発
振器２３の周波数掃引は、周知のように、ＬＣ発振器の
ときには三角波の掃引信号で、ＶＣＯのときには電圧指
令信号で行う。また、ローパスフィルタ２４の選択周波
数及び分解能帯域幅や、局部発振器２３の発振周波数の
切り換え、検波器２５の検出レベルは、ＦＦＴ演算ユニ
ット２８からの指令で設定される。

【００２２】ＦＦＴ演算ユニット２８は、メモリ２７に
格納されたレベルデータについてフーリエ級数演算を実
行する。フーリエ級数によれば、あらゆる信号は周波数
の異なる正弦波が合成された波形として表される。周期
関数で表される信号（方形波信号もその一つ）であるな
らば、一般に基本波と、その整数倍の周波数をもつ正弦
波、即ち高調波の合成信号として表され、高調波が離散
的に展開される。それゆえ、それぞれの正弦波に分離し
て個々の強度（振幅）及び位相のデータを演算すること
ができる。これらの事柄から、ＡＭラジオ周波数帯域を
含む所定帯域のスペクトル分布（図５のｂ欄に示す）を
離散的に示すデータを演算できる。これらデータから、
ＡＭラジオ周波数帯域の中のｎ次の高調波ｎ×ｆ0 （ｎ
≧２）の強度及び位相を抽出して、信号処理部３０へ送
る。すなわち、ＡＭラジオ周波数帯域を閾値範囲とし、
この範囲内の周波数をもつ高調波についてのみ振幅及び
位相データを信号処理部３０へ送る。

【００２３】なお、スペクトル分布を求めるためのフー
リエ級数演算は公知事項であるので、詳細は省略する。
また、本実施例のようにＡＭラジオ周波数帯域における
高調波ノイズを消去する場合、ＡＭラジオ周波数帯域に
ある高調波強度についてのデータこそが必要であるの
で、周波数分析部２０は、ＦＦＴアナライザとしてみた
ときの周波数分解能を必用最低限として、フーリエ変換
の演算回数を必用最低限として高速で演算を実行するよ
うに構成するのが好ましい。

【００２４】次に信号処理部３０は、図４に示すよう
に、周知のＣＰＵ３１、ＲＯＭ３２、ＲＡＭ３３、及び
入出力インタフェース３４を中心に論理演算回路として
構成されている。信号処理部３０はノイズキャンセラ・
データを算出し、逆フーリエ変換部４０へ送る。

【００２５】ここで、信号処理部３０において実行され
るノイズキャンセラ処理について、図６に示すフローチ
ャートに沿って説明する。図６に示す如く、処理を開始
すると、まずステップ１１０で、周波数分析部２０から
ＡＭラジオ周波数帯域にある高調波について、それぞれ
のデータ（振幅ｒk 、位相θk ）をＲＡＭ３３の所定エ
リアに読み込む。続いてステップ１２０に進み、高調波
の初期次数を１をセットする。さらにステップ１３０に
進んで、ｋ次の高調波の振幅ｒk をＲk 倍するための乗
算処理（［ｒk ］＝ｒk ×Ｒk ）を実行し、続くステッ
プ１４０で、ｋ次の高調波の位相θk をφk だけシフト
させるための加算処理（［θk ］＝θk ＋φk ）を実行
する。なお、ｋ＝１，２，…ｎであり、［ｒk ］はＲk
倍された振幅ｒk 、［θk ］はφk だけシフトされた位
相θk を表す。

【００２６】次にステップ１４０からステップ１５０へ
進み、ｎ次の高調波までステップ１３０及びステップ１
４０の乗算及び加算の演算処理を実行したか否かを判断
する。ステップ１５０にて、上記演算処理が全ての高調
波について完了していないと判断したときには、ステッ
プ１７０に移行する。ステップ１７０では次数の値をイ
ンクリメントしてステップ１３０に戻る。

【００２７】一方ステップ１５０にて、演算完了したと
判断すると、ステップ１６０へ進む。ステップ１６０で
は、逆フーリエ変換部４０へ演算結果のデータを出力し
て処理を終了する。なお、振幅増幅及び位相シフトにつ
いては、実験において、もとのｋ次高調波に、振幅増幅
及び位相シフトされたｋ次高調波を重畳した信号を、Ｆ
ＦＴアナライザやスペクトルアナライザによって観測し
ながら、合成されたｋ次高調波が最も減衰するように、
定数ｋを設定する。

【００２８】上記処理の結果、図７に示すように、各々
の高調波についての振幅データ及び位相データが得られ
る。以下、これらデータを、ノイズキャンセラ・データ
という（図５のｃ欄に、ノイズキャンセラ・データに基
づくスペクトル分布を示す）。

【００２９】次に、逆フーリエ変換部４０は、図４に示
すように、ワンチップ・コンピュータでありノイズキャ
ンセラ・データからそのデータに対応する時間波形を算
出する逆フーリエ演算ユニット４１、算出された時間波
形データを格納するためのメモリ４２、時間波形データ
を図５のｄ欄に示すアナログ電圧信号（以下、ノイズキ
ャンセラ信号という。）に変換して出力するＤ／Ａ変換
器４３、ノイズキャンセラ信号増幅用のアンプ４４、及
び、ＰＬＬ部からの位相同期用のアナログ電圧信号をデ
ィジタル・データに変換するＡ／Ｄ変換器４５を主要部
として構成されている。

【００３０】そして、逆フーリエ演算ユニット４１は、
Ａ／Ｄ変換器４５を介して入力されたＰＬＬ部５０から
の電圧信号に基づいて、ノイズキャンセラ信号Ｓｄの位
相を制御して、出力信号Ｓｆ→負荷電流ｉｇ→ノイズキ
ャンセラ信号Ｓｄ→出力信号Ｓｆの閉ループ信号処理系
における位相同期をとる。

【００３１】なお、信号処理部３０から送られたノイズ
キャンセラ・データから時間波形を求める逆フーリエ変
換のための演算は公知事項なので、詳細は省略する。次
に、ＰＬＬ部５０は、出力信号Ｓｆと負荷電流検出信号
Ｓａとの位相を比較して、位相遅れに応じた電圧信号を
逆フーリエ変換部４０へ出力する。なお、ＰＬＬ部５０
はフェーズ・ロック・ループとして周知であるので、内
部構成及び動作詳細の説明は省略する。

【００３２】また、混合部６０は、ノイズキャンセラ信
号Ｓｄを、ＰＷＭ信号発生器ＰＳから出力された図５の
ｅ欄に示す電力制御信号Ｓｅに重畳し、図５のｆ欄に示
す出力信号Ｓｆを生成する。この出力信号Ｓｆは、駆動
回路Ｄに入力され、負荷Ｌへの供給電力を制御するのに
使用されるが、この出力信号Ｓｆにおいては、ノイズキ
ャンセラ信号Ｓｄにより電力制御信号Ｓｅ内のＡＭラジ
オ周波数帯域にある高調波成分が打ち消されているの
で、当該高調波の強度は減衰して負荷電流ｉｇから高調
波ノイズが除去される。このときの負荷電流ｉｇの波形
を図５のｇ欄に、そのスペクトル分布を図５のｈ欄に示
す。

【００３３】以上説明したように本実施例では、ＡＭラ
ジオ周波数帯域内の高調波について、それらの周波数ご
とに振幅及び位相を求め、これら振幅及び位相に基づい
て、当該高調波を最も減衰させる振幅と位相をもつ波形
を求めて、ノイズキャンセラ信号Ｓｄを生成し、この信
号ＳｄをＰＷＭ信号発生器ＰＳからの電力制御信号Ｓｅ
に重畳して、駆動回路Ｄに入力するので、ＡＭラジオ周
波数帯域内の高調波ノイズを抑制することができる。

【００３４】すなわち、ＰＷＭ方式の電力制御において
は、電力制御信号Ｓｅは、必ず高調波を含むが、本実施
例では、駆動回路Ｄ及び負荷Ｌの前段で、ＡＭラジオ周
波数帯域にある高調波を抑制してしまうので、その周波
数帯域において高調波ノイズは発生しないのである。

【００３５】従って、受動素子を使った電源フィルタに
よって高調波ノイズを抑制する従来装置では、高調波レ
ベルが上昇したときにはノイズ発生を抑止することがで
きなかったが、本実施例によれば、高調波レベルの上下
動にかかわらずノイズ発生を抑止することができる。ま
た、装置全体をシールド・ケースで覆う必要がないの
で、重量増加や設置スペースの拡大といった問題も防止
できる。

【００３６】なお本実施例では、周波数分析部２０、信
号処理部３０、逆フーリエ変換部４０でそれぞれ実行さ
れるデータ処理は、高調波ごとに行われたが、Ａ／Ｄ変
換のサンプリング周波数ごとに行ってもよい。また、本
実施例における信号処理系の遅れは、演算処理やデータ
転送によるものについては、定数として算出できるの
で、予め一定の遅れ要素を加算しておけばよい。

【００３７】さらに本実施例では、周波数分析部２０、
信号処理部３０、逆フーリエ変換部４０においてそれぞ
れ中央演算部が採用されているが、単一の中央演算部に
よるマルチタスク処理によって、各部のタスクを実行す
るように構成することもできる。また、ＦＦＴ（Fast F
ourier Transform）と呼ばれる高速フーリエ演算用の中
央演算処理ユニット（いわゆるＤＳＰ）を用いてフーリ
エ変換、逆フーリエ変換の演算を高速で実行してもよ
い。

【００３８】ここで本実施例では、ＰＷＭ高調波ノイズ
低減装置１とＰＷＭ信号発生器ＰＳとが分離の形態で構
成されていたが、両装置を一体化して、電源ラインを省
くように構成することも可能である。この場合には、電
源ラインから高調波ノイズが漏れることを完全に防ぐこ
とができる。

【００３９】また本発明は、ＰＷＭ高調波ノイズ低減装
置１、ＰＷＭ信号発生器ＰＳ及び電源を一体化して、い
わゆるスイッチング電源として構成するも可能である。

【００４０】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明のＰＷＭ高
調波ノイズ低減装置おいては、負荷電流の周波数スペク
トルを解析し、そのうちの消去すべき周波数スペクトル
に対応した消去信号を生成して、電力制御装置がするパ
ルス幅変調信号に重畳するため、パルス幅変調信号から
高調波ノイズとなるスペクトルを直接除去することがで
きる。このため、従来のように電磁シールドやノイズフ
ィルタ等を用いることなく、高調波ノイズを容易に且つ
確実に除去することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の構成を例示する基本的構成図である。

【図２】実施例のＰＷＭノイズ低減装置のブロック図で
ある。

【図３】駆動回路及び負荷の具体例を示す電気回路図で
ある。

【図４】ＰＷＭノイズ低減装置内の周波数分析部，信号
処理部，および逆フーリエ変換部の詳細構成を表すブロ
ック図である。

【図５】周波数スペクトルや波形などの説明図である。

【図６】ノイズキャンセラ処理を表すフローチャートで
ある。

【図７】ノイズキャンセラ・データを表す説明図であ
る。

【符号の説明】

１…ＰＷＭ高調波ノイズ低減装置 １０…電流センサ ２０…周波数分析部 ３０…信号処理部 ４０…逆
フーリエ変換部 ５０…ＰＬＬ部 ６０…混合部 ＰＳ…ＰＷＭ信号
発生器（電力制御装置） Ｄ…駆動回路 Ｌ…負荷

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 パルス幅変調信号により負荷への供給電
   力をデューティ制御する電力制御装置に設けられ、該電
   力制御装置から出力される高調波ノイズを低減するＰＷ
   Ｍ高調波ノイズ低減装置であって、 上記負荷に流れる負荷電流を検出する電流検出手段と、 該電流検出手段により検出された負荷電流の周波数スペ
   クトルを解析するスペクトル解析手段と、 該スペクトル解析手段の解析結果に基づき、所定の高調
   波ノイズを消去するための消去スペクトルを演算する消
   去スペクトル演算手段と、 該演算された消去スペクトルに対応する時間波形を演算
   し、該演算結果に基づいて高調波ノイズ消去のための消
   去信号を発生する消去信号発生手段と、 該消去信号を上記パルス幅変調信号に重畳する信号重畳
   手段と、 を備えたことを特徴とするＰＷＭ高調波ノイズ低減装
   置。