JP2007221876A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電磁ノイズの検出を容易にし、電磁ノイズを効果的に抑制できるようにする。
【解決手段】ダイオードブリッジ５ａ〜５ｆなるコンバータ部と、ＩＧＢＴ６ａ〜６ｆとダイオード７ａ〜７ｆとの逆並列接続回路からなるインバータ部と、からなる３相インバータ回路にスナバコンデンサ９を設けるとともに、電流検出手段１０を設けてスナバコンデンサ電流を検出し、その検出結果から周波数分析手段１１を用いて電磁ノイズの大小を判別し得るようにする。電磁ノイズの大小判別結果を利用することで、効果的に電磁ノイズが抑制できるようになる。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流モータドライブ用の電力変換装置、例えばインバータや無停電電源装置（ＵＰＳ）において、パワー半導体素子のスイッチング動作に伴う電磁ノイズを推定可能な電力変換装置に関する。

インバータやＵＰＳなどの電力変換装置では一般に、パワー半導体素子を数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚでスイッチングすることにより、電力変換を行なっている。電力変換装置の一般的な例を図９に示す。これは、３相交流電源１に接続された場合の例である。
すなわち、３相交流電源１は、ダイオードブリッジ回路５ａ〜５ｆで一旦直流電源（平滑用電解コンデンサ）８に変換される。整流された直流電源を、電力用半導体素子としての例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）６ａ〜６ｆにより、上下アーム交互にスイッチングして交流電力に変換し、負荷であるモータ２に交流電力を供給することにより、モータ２を可変周波数で駆動する。なお、ＩＧＢＴ素子６ａ〜６ｆにはそれぞれ逆並列にダイオード（フライホィールダイオード：ＦＷＤ）７ａ〜７ｆが接続されており、６ａ〜６ｆがオフした際には負荷電流を還流させる動作をする。

ＩＧＢＴのスイッチング方法としては、一般にＰＷＭ（パルス幅変調）制御により行なわれ、その変調信号は制御回路部４で作成され、この信号により直列接続されたＩＧＢＴ素子が交互にスイッチングを行なう。つまり、制御回路部４では基準正弦波４ａと出力電圧指令４ｂとの大小比較を比較演算部４ｃにより行なってスイッチングパターンを決定し、駆動回路部３ａにより増幅して駆動信号３ｂとして各ＩＧＢＴ素子に送られる。
また、直流電源８間には、正極側ＩＧＢＴのコレクタ端子および負極側ＩＧＢＴのエミッタ端子間に、配線上に存在する浮遊インダクタンスのスイッチングサージを吸収するためのスナバコンデンサ９が接続され、ＩＧＢＴのターンオンまたはターンオフ動作の際に生じるスパイク電圧を吸収し、ＩＧＢＴやＦＷＤが過電圧により破壊してしまうことを防止している。

以上のように、ＩＧＢＴなどのパワー半導体素子がスイッチングすることによって高いｄｖ／ｄｔ（電圧変化），ｄｉ／ｄｔ（電流変化）が発生し、これに伴い電磁ノイズが発生することにより、当該電力変換装置近傍に設置されているラジオなどに通信障害を生じさせたり、同一電源系統に接続されている他装置に対しても悪影響を及ぼしたりすることがある。ここで、その電磁ノイズの発生メカニズムについて考察する。

図９の一部を部分的に取り出して示す図１０のように、発生する主なノイズは直列接続されたＩＧＢＴ６ａ，６ｂと、直流電源８またはこれと並列に設けられたスナバコンデンサ（図示は省略）のループＬｏにおける浮遊インダクタンス，容量成分の直列ＬＣ共振によるものと考えられる。ＬＣ共振によって流れる電流ｉにより高周波磁界が発生し、電磁ノイズの源となるわけである。このＩＧＢＴとコンデンサとで構成されるループから放射される電磁ノイズの大きさＥｎは、マクスウェルの波動方程式より、
（１．３２×１０^-14／ｒ）×Ｓ×ｉ×ｆ²×ｓｉｎθ …（１）
のように表わされる。ここに、Ｓはループの面積、ｆは電磁ノイズ周波数、ｒはループからの距離、ｓｉｎθはループの角度である。

すなわち、電磁ノイズの大きさＥｎは共振電流値ｉおよびループ面積Ｓに比例するため、電磁ノイズを抑制するにはこれらを小さくするのが有効であるが、これに類する技術としては特許文献１，２および３に示すものなどがある。
特開２００５−１８３７７６号公報 特開２００４−４２０７３２号公報 特開平１１−００８９６８号公報

上記特許文献１は、ＩＧＢＴの端子部に環状磁性体を嵌入することにより、磁性体のＬＲ成分を上述のようなＬＣ共振ループに挿入するものである。磁性体のＬＲ成分を利用することで共振周波数を低くし、共振自体を減衰させることにより、電磁ノイズの抑制を図るものである。
しかし、この方法は浮遊インダクタンス成分が増加するため、ＩＧＢＴやＦＷＤがスイッチングする際に生じるスパイク電圧が逆に増加するという問題がある。つまり、スパイク電圧はスイッチングの際に生じるｄｉ／ｄｔとインダクタンス値との積（Ｌ×ｄｉ／ｄｔ）により決定されるため、磁性体によるインダクタンスの増加はスパイク電圧の増加となり、ＩＧＢＴやＦＷＤ素子が電圧破壊してしまう可能性がある。そのため、素子の電圧定格を高くする必要があり、高価格な素子を適用しなければならないなどの不都合が生じることになる。

一方、上記特許文献２には、上述のような磁性体を、ＩＧＢＴチップなどと同一容器にパッケージングする技術が開示されている。しかし、高温時には一般的にＩＧＢＴのスイッチングスピードが遅くなるため、電磁ノイズ対策が不要となる場合も多い。しかるに、特許文献２ではすべてパッケージングされるため、実運転時には不要な場合も有り得る磁性体を常に内蔵することになり、モジュールのコストアップを招いたり、また上述のように、インダクタンスの増加によりスパイク電圧が増大したりするという問題が発生する。さらには、このようなモジュールが適用される回路条件は様々であるため、多種の装置に応じた最適な磁性体設計が必要になるという問題も発生する。

また、上記特許文献３は、上記のような共振ループ内にインダクタを挿設することにより、特許文献１と同じく共振周波数を低くしノイズを抑制するものである。しかし、スイッチング回路と直列にインダクタンス分が挿入されるため、スイッチング時のスパイク電圧が増加するという問題がある。
したがって、この発明の課題は、電磁ノイズの検出を容易にし、電磁ノイズを効果的に抑制できるようにすることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直流電源の正負極間に直列列接続された半導体素子をスイッチングすることで電力変換を行なう電力変換装置において、
直流電源と半導体素子とで構成される一巡経路における電流を検出する電流検出手段と、
この電流検出手段にて検出される電流を周波数分析する周波数分析手段とを設け、この周波数分析手段からの出力により電磁ノイズレベルを推定することを特徴とする。

請求項２の発明では、直流電源の正負極間に直列接続された半導体素子をスイッチングすることで電力変換を行なう電力変換装置において、
前記直流電源間に接続されたコンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段を設けたことを特徴とする。
この請求項２の発明においては、前記電流検出手段にて検出される電流を周波数分析する周波数分析手段を設け、この周波数分析手段からの出力により電磁ノイズレベルを推定することができる（請求項３の発明）。

請求項４の発明では、直流電源の正負極間に直列接続された半導体素子をスイッチングすることで電力変換を行なう電力変換装置において、
前記半導体素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、検出された電流を周波数分析する周波数分析手段とを設け、この周波数分析手段からの出力により電磁ノイズレベルを推定することを特徴とする。
上記請求項３または請求項４の発明においては、前記推定された電磁ノイズレベルに基づき電力変換装置の運転状態を変更し、ノイズの低減を図ることができる（請求項５の発明）。

この発明によれば、スナバコンデンサまたは半導体素子の高周波電流を検出し、電磁ノイズを推定するようにしたので、電磁ノイズを簡単，安価に検出することができる。その結果、検出したノイズレベルに応じて装置の運転状況を変更することなどにより低ノイズ化が実現でき、従来のように、ノイズ抑制のために磁性体のインダクタンスを増大させたりする必要がないので、簡単かつ安価に低ノイズ化が可能となる。

図１はこの発明の実施の形態を示す回路構成図で、先の図８の改良例を示す。
図１からも明らかなように、この回路は図８のスナバコンデンサ９に対し変流器のような電流検出手段１０を設け、これにより検出されるコンデンサ電流をフィルタを含む周波数分析部１１にてスペクトル解析することで電磁ノイズを計測し、信号Ｎとして出力するようにした点が特徴である。図２にコンデンサ電流の波形例を示す。同図には、ＩＧＢＴがスイッチングするごとに充放電が繰り返される様子が示されている。

図２に示す電流波形のうち、一番長い周期（図中のｆ０）はキャリア信号の周期、すなわちＩＧＢＴのスイッチング周期であり、通常はおよそ数ｋＨｚ〜数十Ｈｚである。また、二番目に長い周期（図中のｆ１）は電解コンデンサ８およびスナバコンデンサ９によりなる閉ループにおいて、その間の配線上に存在する浮遊インダクタンスとで決定されるＬＣ共振の周期であり、一般的に数百ｋＨｚ〜数ＭＨｚで現われる。

一番短い周期（図中のｆ２）は電磁ノイズとして問題となる、ＩＧＢＴなどの半導体素子の寄生容量と、スナバコンデンサ９との間に存在する浮遊インダクタンスによって生じる高周波の共振周期である。共振の周波数ｆ２は、素子の寄生容量をＣｄ、浮遊インダクタンスをＬｓとすれば、
ｆ２＝１／２π√（Ｃｄ×Ｌｓ）…（２）
で表わされる。

図１の周波数分析部１１は、上記のようなコンデンサ電流波形に含まれる高周波成分を例えばフーリエ解析する。その波形例を図３（ａ）に示す。
図３（ａ）のようなスペクトル波形の例えば共振周波数値（ｆ１およびｆ２）においては、波形に含まれている周波数の成分（レベル）が高いため、ピークを生じる。特に、電流波形のフーリエ解析スペクトルのうち、高い周波数値ｆ２のレベルは、上記（１）式のように電磁ノイズの大きさに比例するため、ｆ２付近の周波数における電流レベルを電磁ノイズレベルとみなすことが可能である。すなわち、電流の高周波成分レベルが高いときは電磁ノイズ発生量も多く、電流レベルが低いときは電磁ノイズ発生量も少ないと言うことができる。

以上のことから、図１では電流検出手段１０によってコンデンサ電流を検出し、検出された電流データから周波数分析部１１は高周波電流成分のみを取り出し、そのレベルを電磁ノイズ信号Ｎとして外部に出力する。このため、周波数分析部１１にハイパスフィルタ機能を持たせることにより、低周波成分を減衰させるようにする。図３（ｂ）に、ハイパスフィルタ出力の周波数スペクトルを示しており、電磁ノイズの主要因である高周波電流成分の検出例を示す。この周波数分析部１１の出力を電磁ノイズ信号Ｎとすることにより、電磁ノイズの発生が検出でき、その大きさが計測できる。

図４に図１の変形例を示す。図４からも明らかなように、電流検出手段として抵抗１４を用いた例である。すなわち、抵抗の両端電圧を検出して電流を測定するもので、検出した抵抗電圧を絶縁アンプ１３により主回路側から絶縁した後、図１の場合と同様の信号処理をすることにより、電磁ノイズ検出が可能となる。なお、主回路側との絶縁が不要な場合は、絶縁アンプ１３を省略可能なのは言うまでもない。

図５に図１の他の変形例を示す。これは、電流検出手段１０を用い、図１のようなコンデンサ電流の代わりに、ＩＧＢＴに流れる電流を検出するようにしたもので、この点にて相違する外は図１と全く同じなので、詳細は省略する。
図６にスイッチングＩＧＢＴの電流波形例を示す。電磁ノイズ源となる高周波電流は、ＩＧＢＴとスナバコンデンサの間のループを流れる。従って、図６に示すように高周波の共振成分は、ＩＧＢＴのコレクタ電流上でも計測できることは明らかであり、図１の場合と同様にして電磁ノイズ信号を得ることができる。

図７はこの発明の別の実施の形態を示す構成図である。
これは、図１のようにして得た電磁ノイズ信号Ｎの利用例を示すもので、電磁ノイズが高い場合には例えばＩＧＢＴのゲート抵抗を大きくし、ゲートの充放電を緩やかに行なわせることで、スイッチングを遅くして電磁ノイズを低減しようとするものである。すなわち、通常はゲート抵抗を小さくして運転し、電磁ノイズが高くなった場合にのみゲート抵抗を大きくするために、例えば比較器１６および基準レベル信号Ｖｒを設け、電磁ノイズ信号Ｎと基準レベル信号Ｖｒとを比較するようにしている。

図７では、電磁ノイズが基準レベルよりも高くなったと判別されたときに、比較器１６はゲート抵抗を切り替えるための信号Ｇを送出することで、駆動回路部３ａではゲート抵抗を大きくし、運転を継続できるようにする。つまり、電磁ノイズが高いときのみゲート抵抗を大きくするので、通常はゲート抵抗を小さく保持することができ、ＩＧＢＴを高速にスイッチングさせることができ、ＩＧＢＴやＦＷＤのスイッチング損失を小さくすることができる。

図８にゲート抵抗と電磁ノイズとの関係を示す。すなわち、ＩＧＢＴのスイッチング特性には図示のように温度依存性があり、従って電磁ノイズもＩＧＢＴの温度により変化する。一般的には、ＩＧＢＴの温度が高いほどスイッチングは緩慢になり、ノイズも低下する。なお、基準レベル信号Ｖｒに相当する電磁ノイズレベルを、点線にて示している。
つまり、低温時には基準レベルを超える高い電磁ノイズが発生する。そこで、ゲート抵抗値を図８に示す大きな抵抗値に切り替えることにより、電磁ノイズレベルを基準レベル以下に抑制することができる。一方、高温時にはノイズレベルが小さいため、ゲート抵抗値は小さくてもノイズレベルを基準レベル以下に抑制できる。なお、ゲート抵抗を大小２種類でなく３種類以上とし、細かく切り替えるようにしても良い。

また、電磁ノイズ信号Ｎとして、図１の代わりに図４や図５の構成により得るようにしても良いのは言うまでもない。また、ゲート抵抗を切り替えて運転状況を変更する代わりに、スイッチング周波数（ＰＷＭ制御のためのキャリア周波数）の変更、電流制限またはアラームの出力などを行なうようにしても良い。

以上のように、電流検出手段は電磁ノイズの発生ループとなるスナバコンデンサまたはＩＧＢＴのどこに挿入しても良く、図５のように負極側のＩＧＢＴ電流でなく正極側のＩＧＢＴ電流でも良く、またはＩＧＢＴ個別の電流を検出するようにしても良い。また、周波数分析部にはハイパスフィルタのほかにバンドパスフィルタを用いても良い。

この発明の実施の形態を示す回路構成図 図１におけるスナバコンデンサ電流の波形例説明図 スナバコンデンサ電流波形の周波数分析例と周波数スペクトル波形例図 図１の変形例を示す回路構成図 図１の別の変形例を示す回路構成図 図５におけるＩＧＢＴのコレクタ電流を示す波形図 この発明の他の実施の形態を示す回路構成図 ゲート抵抗と電磁ノイズとの関係説明図 一般的な３相インバータ回路構成図 図９におけるノイズ電流の説明図

符号の説明

１…３相交流電源、２…モータ、３ａ…駆動回路部、４…制御回路部、４ａ…基準正弦波、４ｂ…出力電圧指令、４ｃ…比較演算部、５ａ〜５ｆ…ダイオードブリッジ、６ａ〜６ｆ…ＩＧＢＴ、７ａ〜７ｆ…ダイオード（ＦＷＤ）、８…平滑コンデンサ（電解コンデンサ：直流電源）、９…スナバコンデンサ、１０…電流検出手段、１１…周波数分析部、１３…絶縁アンプ、１４…抵抗、１５…リアクトル、１６…比較器、Ｎ…電磁ノイズ信号。

Claims (5)

1. 直流電源の正負極間に直列列接続された半導体素子をスイッチングすることで電力変換を行なう電力変換装置において、
   直流電源と半導体素子とで構成される一巡経路における電流を検出する電流検出手段と、
   この電流検出手段にて検出される電流を周波数分析する周波数分析手段とを設け、この周波数分析手段からの出力により電磁ノイズレベルを推定することを特徴とする電力変換装置。
2. 直流電源の正負極間に直列接続された半導体素子をスイッチングすることで電力変換を行なう電力変換装置において、
   前記直流電源間に接続されたコンデンサに流れる電流を検出する電流検出手段を設けたことを特徴とする電力変換装置。
3. 前記電流検出手段にて検出される電流を周波数分析する周波数分析手段を設け、この周波数分析手段からの出力により電磁ノイズレベルを推定することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 直流電源の正負極間に直列接続された半導体素子をスイッチングすることで電力変換を行なう電力変換装置において、
   前記半導体素子に流れる電流を検出する電流検出手段と、検出された電流を周波数分析する周波数分析手段とを設け、この周波数分析手段からの出力により電磁ノイズレベルを推定することを特徴とする電力変換装置。
5. 前記推定された電磁ノイズレベルに基づき電力変換装置の運転状態を変更し、ノイズの低減を図ることを特徴とする請求項３または請求項４に記載の電力変換装置。
   
   

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