次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。
図1は、本発明の第1実施例としての駆動装置20の構成の概略を示す構成図である。第1実施例の駆動装置20は、電気自動車やハイブリッド自動車に搭載され、図示するように、モータ32と、インバータ34と、バッテリ36と、平滑コンデンサ39と、電子制御ユニット50とを備える。
モータ32は、同期発電電動機として構成されており、回転子コアに永久磁石が埋め込まれた回転子と、固定子コアに三相コイルが巻回された固定子とを備える。このモータ32の回転子は、駆動輪にデファレンシャルギヤを介して連結された駆動軸に接続されている。
インバータ34は、モータ32の駆動に用いられる。このインバータ34は、電力ライン38を介してバッテリ36に接続されており、6つのスイッチング素子としてのトランジスタT11〜T16と、6つのトランジスタT11〜T16のそれぞれに並列に接続された6つのダイオードD11〜D16とを有する。トランジスタT11〜T16は、それぞれ、電力ライン38の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるように2個ずつペアで配置されている。また、トランジスタT11〜T16の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ32の三相コイル(U相、V相、W相のコイル)の各々が接続されている。したがって、インバータ34に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット50によって、インバータ34の対となるトランジスタT11〜T16のオン時間の割合が調節されることにより、モータ32の三相コイルに回転磁界が形成され、モータ32の回転子が回転駆動される。
バッテリ36は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、上述したように、電力ライン38を介してインバータ34に接続されている。このバッテリ36は、内部抵抗36rや内部インダクタンス36lを有する。平滑コンデンサ39は、電力ライン38の正極母線と負極母線とに取り付けられている。
電子制御ユニット50は、CPU51を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、CPU51に加えて、処理プログラムを記憶するROM52や、データを一時的に記憶するRAM53、入出力ポートを備える。電子制御ユニット50には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力される。電子制御ユニット50に入力される信号としては、例えば、モータ32の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ(例えばレゾルバ)32aからのモータ32の回転子の回転位置θmや、モータ32のV相、W相に取り付けられた電流センサ32v,32wからのモータ32のV相、W相の電流IV,IWに対応するAD値(アナログからデジタルに変換した電圧値)ADIV,ADIWを挙げることができる。また、平滑コンデンサ39の端子間に取り付けられた電圧センサ39aからの平滑コンデンサ39(電力ライン38)の電圧VHも挙げることができる。イグニッションスイッチ60からのイグニッション信号や、シフトレバー61の操作位置を検出するシフトポジションセンサ62からのシフトポジションSPも挙げることができる。アクセルペダル63の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ64からのアクセル開度Accや、ブレーキペダル65の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ66からのブレーキペダルポジションBP、車速センサ68からの車速Vも挙げることができる。
電子制御ユニット50からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力される。電子制御ユニット50から出力される信号としては、例えば、インバータ34のトランジスタT11〜T16へのスイッチング制御信号を挙げることができる。電子制御ユニット50は、回転位置検出センサ32aからのモータ32の回転子の回転位置θmに基づいてモータ32の電気角θeや機械角速度ωm、電気角速度ωe、回転数Nmを演算している。
こうして構成された第1実施例の駆動装置20では、電子制御ユニット50は、アクセル開度Accと車速Vとに基づいて駆動軸に要求される要求トルクTd*を設定し、設定した要求トルクTd*が駆動軸に出力されるようにモータ32のトルク指令Tm*に設定し、モータ32がトルク指令Tm*で駆動されるようにインバータ34のトランジスタT11〜T16のスイッチング制御を行なう。第1実施例では、インバータ34をパルス幅変調(PWM)制御モードで制御するものとした。
次に、こうして構成された第1実施例の駆動装置20の動作、特に、インバータ34の制御について説明する。図2は、電子制御ユニット50によりインバータ34をPWM制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図2に示すように、電子制御ユニット50は、制御ブロックとして、オフセット部70と、オフセット部実行判定部75と、相電流物理値演算部76と、電流制御部77とを備える。オフセット部70は、電気1次変動成分検出部71と、インバータ母線電流推定部72と、相電流オフセット推定部73と、相電流オフセット制御部74とを有する。
電気1次変動成分検出部71は、モータ32の電気角θeとインバータ34の出力電圧のq軸に対する電圧位相φqと平滑コンデンサ39の電圧VHとに基づいて、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分に関する値としてのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算する。
インバータ母線電流推定部72は、電気1次変動成分検出部71で演算した平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHとモータ32の電気角速度ωeとに基づいて、インバータ34の母線電流(入力電流)Imの電気1次変動成分に関する値としてのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算する。
相電流オフセット推定部73は、インバータ母線電流推定部72で演算したインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImとインバータ34の出力電圧の変調度Vrとに基づいて、V相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを演算する。
相電流オフセット制御部74は、相電流オフセット推定部73で演算したV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsに基づいて、相電流物理値演算部76で用いるためのV相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofsを演算する。
オフセット部実行判定部75は、モータ32の電気角速度ωeとインバータ34の出力電圧の変調度Vrとに基づいて、オフセット部70の各処理(電気1次変動成分検出部71、インバータ母線電流推定部72、相電流オフセット推定部73、相電流オフセット制御部74)を実行するか否かを判定する。
相電流物理値演算部76は、相電流オフセット制御部74で演算したV相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofsを用いて、または、V相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofsを共に値0として、電流センサ32v,32wからのAD値ADIV,ADIWを電流制御部77で用いるためのV相およびW相の制御用電流IVcon,IWconに変換する。
電流制御部77は、相電流物理値演算部76で演算したV相およびW相の制御用電流IVcon,IWconに基づいて、モータ32がトルク指令Tm*で駆動されるようにインバータ34のトランジスタT11〜T16のスイッチング制御を行なう。
以下、電気1次変動成分検出部71〜電流制御部77のそれぞれの詳細について順に説明する。電気1次変動成分検出部71について説明する。図3は、電気1次変動成分検出部71により実行される電気1次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、モータ32の電気角θeにおける360°/N(値Nは360の約数であり、例えば、3,6,12など)の周期で繰り返し実行される。なお、「電気1次変動成分」は、モータ32の電気周波数に等しい周波数の変動成分を意味する。
図3の電気1次変動成分検出処理では、電気1次変動成分検出部71は、最初に、モータ32の電気角θeや、インバータ34の出力電圧のq軸に対する電圧位相φq、平滑コンデンサ39の電圧VHなどのデータを入力する(ステップS100)。ここで、モータ32の電気角θeは、回転位置検出センサ32aからのモータ32の回転子の回転位置θmに基づいて演算した値を入力するものとした。インバータ34の出力電圧の電圧位相φqは、電流制御部77で演算した値を入力するものとした。平滑コンデンサ39の電圧VHは、電圧センサ39aにより検出された値を入力するものとした。
続いて、バッファインデックスnを値1だけインクリメントして更新し(ステップS110)、更新後のバッファインデックスnを上述の値Nと比較する(ステップS120)。そして、バッファインデックスnが値N未満のときには、そのバッファインデックスnについて、平滑コンデンサ39の電圧VHとモータ32の電気角θeとインバータ34の出力電圧の電圧位相φqとを用いて式(1−1)および式(1−2)により平滑コンデンサ39の電圧VHの正弦成分バッファVHSIN[n]および余弦成分バッファVHCOS[n]を更新する(ステップS140,S150)。
ステップS120でバッファインデックスnが値N以上のときには、バッファインデックスnを値0にリセットし(ステップS130)、そのバッファインデックスnについて、式(1−1)および式(1−2)により平滑コンデンサ39の電圧VHの正弦成分バッファVHSIN[n]および余弦成分バッファVHCOS[n]を更新する(ステップS140,S150)。
そして、平滑コンデンサ39の電圧VHの正弦成分バッファVHSIN[i](i=0,・・・,N−1)を用いて式(1−3)により平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ正弦係数bVHを演算する(ステップS160)。そして、平滑コンデンサ39の電圧VHの余弦成分バッファVHCOS[i]を用いて式(1−4)により平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHを演算して(ステップS170)、図3の電気1次変動成分検出処理を終了する。
ここで、平滑コンデンサ39の電圧VHの正弦成分バッファVHSIN[n]や余弦成分バッファVHCOS[n]、フーリエ正弦係数bVH、フーリエ余弦係数aVHは、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分に関する値である。式(1−1)〜(1−4)の導出方法について説明する。最初に、フーリエ級数展開の定義について説明する。周期が2πの周期関数f(x)は、式(1−5)のように展開することができ、元の周波数の整数倍の周波数成分に分解することができる。ここで、式(1−5)における「an」および「bn」は、それぞれ式(1−6)および式(1−7)のように表わすことができる。
続いて、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分の抽出について説明する。平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分は、式(1−8)のように表わすことができる。式(1−8)における「aVH」および「bVH」は、それぞれ電圧VHの1次フーリエ余弦係数および1次フーリエ正弦係数と呼ばれる。この電圧VHの1次フーリエ余弦係数aVH、1次フーリエ正弦係数bVHは、上述の式(1−6)および式(1−7)の「n」を1とし、「dt」を「dθ」に置き換え、「f(t)」を「VH(θ)」に置き換えると、式(1−9)および式(1−10)のように表わすことができる。
そして、角度をradからdegに変更し、式(1−9)および式(1−10)をモータ32の電気角θeにおける360°/Nの区間で離散化すると、式(1−11)および式(1−12)が得られる。この式(1−11)および式(1−12)から式(1−1)〜式(1−4)を導出することができる。以上のことを踏まえて、電気1次変動成分検出部71(図3の電気1次変動成分検出処理)では、式(1−1)〜式(1−4)を用いて平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ正弦係数bVHおよびフーリエ余弦係数aVHを演算するものとした(ステップS140〜S170)。なお、ステップS140,S150の処理では、式(1−8)における「θ」を「θe+φq+180°」としてフーリエ級数展開するものとした。この理由については後述する。
発明者らは、実験や解析により、モータ32のトルク変動を抑制するには、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分だけを抽出し、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分とモータ32の各相の電流IU,IV,IWのオフセット量との関係に基づいて、モータ32の各相の電流IU,IV,IWのオフセット量が小さくなる(好ましくは値0になる)ことにより平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分が小さくなる(好ましくは値0になる)ようにモータ32を駆動するのがよいことを見出した。しかし、一般に、モータ32を駆動する際には、図4に示すように、平滑コンデンサ39の電圧VHの変動成分として、電気1次以外の次数(電気2次や電気6次など)の変動成分も発生する。このため、平滑コンデンサ39の電圧VHの変動成分のうち電気1次以外の次数の成分を精度よく除去することが求められる。
平滑コンデンサ39の電圧VHの変動成分のうち電気1次以外の次数の成分を除去する手法としては、式(1−13)に示すようなバンドパスフィルタ(BPF)を用いることも考えられる。この式(1−13)において、「ωe」はモータ32の電気角速度であり、「s」はラプラス演算子であり、「ξ」は、所望のバンド幅を得るように設計される定数である。図5は、第1実施例および比較例の手法の実行結果としての周波数と減衰比との関係の一例を示す説明図である。図中、実線は、フーリエ級数展開を用いる第1実施例の手法の実行結果を示し、一点鎖線は、バンドパスフィルタを用いる比較例の手法の実行結果を示す。図5から、第1実施例の手法では、比較例の手法に比して、平滑コンデンサ39の電圧VHの変動成分のうち電気1次以外の次数の成分を精度よく除去することができ、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分の検出精度を向上させることができることが解る。
次に、インバータ母線電流推定部72について説明する。図6は、インバータ母線電流推定部72により実行されるインバータ母線電流推定処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、図3の電気1次変動成分検出処理の実行周期よりも長い周期(例えば、電気1次変動成分検出処理の実行周期が1msecのときに2msec程度)で繰り返し実行される。
図6のインバータ母線電流推定処理では、インバータ母線電流推定部72は、最初に、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHや、モータ32の電気角速度ωeなどのデータを入力する(ステップS200)。ここで、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHは、電気1次変動成分検出部71(図3の電気1次変動成分検出処理)で演算した値を入力するものとした。モータ32の電気角速度ωeは、回転位置検出センサ32aからのモータ32の回転子の回転位置θmに基づいて演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したモータ32の電気角速度ωeに基づいて、バッテリ36から平滑コンデンサ39までの回路の周波数特性としての、インバータ34の母線電流(直流側の電流、図1参照)Imと平滑コンデンサ39の電圧VHとの振幅比Aおよび位相差Δθを設定する(ステップS210)。ここで、振幅比Aおよび位相差Δθは、モータ32の電気角速度ωeと振幅比Aおよび位相差Δθとの関係を予め定めてマップ(ボード線図)としてROM52に記憶しておき、モータ32の電気角速度ωeが与えられると、このマップから対応する振幅比Aおよび位相差Δθを導出して設定するものとした。図7は、モータ32の電気角速度ωeと振幅比Aおよび位相差Δθとの関係を定めたマップの一例を示す説明図である。このマップの作成方法については後述する。
続いて、振幅比Aおよび位相差Δθと電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHとを用いて式(2−1)および式(2−2)によりインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算して(ステップS220,S230)、図6のインバータ母線電流推定処理を終了する。
ここで、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImは、インバータ34の母線電流Im(図1参照)の電気1次変動成分に関する値である。モータ32の各相の電流IU,IV,IWにオフセットが発生すると、インバータ34の母線電流Imが変動し、バッテリ36の電流IB(図1参照)とインバータ34の母線電流Imとの差分である平滑コンデンサ39の電流Ic(図1参照)が変動し、これにより、平滑コンデンサ39の電圧VHが変動する。即ち、平滑コンデンサ39の電圧VHの変動は、モータ32の各相の電流IU,IV,IWのオフセット量の影響に加えて、直流回路からのバッテリ36の電流IBの影響も受けている。このため、モータ32の各相の電流IU,IV,IWのオフセット量をより精度よく演算するには、直流回路の影響を除去するのが好ましい。第1実施例では、これを踏まえて、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分に関する電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHから、インバータ34の母線電流Im(図1参照)の電気1次変動成分に関する値としてのインバータ34の母線電流Imのフーリエ正弦係数bImおよびフーリエ余弦係数aImに変換するものとした。
この変換のために、第1実施例では、図8の回路に対して伝達関数Im/VHを演算して図7のマップ(ボード線図)を作成するものとした。図8の回路は、駆動装置20のインバータ34を電流源34iとみなすと共に直流成分を除去した回路に相当する。この図8の回路では、伝達関数Im/VHを式(2−3)のように表わすことができる。式(2−3)において、「CH」は、平滑コンデンサ39の容量値であり、「RB」は、バッテリ36の内部抵抗36rの抵抗値であり、「LB」は、バッテリ36の内部インダクタンス36lのインダクタンス値であり、「s」はラプラス演算子である。なお、図7のマップは、図8の回路の伝達関数Im/VHを演算して作成するのに代えて、実験や解析により作成するものとしてもよい。
続いて、式(2−1)および式(2−2)の導出方法について説明する。平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分は、上述の式(1−8)のように表わすことができる。伝達関数Im/VH(式(2−3)参照)の周波数特性により、平滑コンデンサ39の電圧VHの変動に対して振幅比Aおよび位相差Δθの補正を加えたものがインバータ34の母線電流Imの変動となるから、インバータ34の母線電流Imの電気1次変動成分Im1は、式(2−4)のように表わすことができる。
そして、式(2−4)に加法定理を用いて整理すると、式(2−5)が得られる。この式(2−5)の右辺第1項のcosθに対する係数が、式(2−1)に示したように、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImとして得られ、式(2−5)の右辺第2項のsinθに対する係数が、式(2−2)に示したように、インバータ34の母線電流Imのフーリエ正弦係数bImとして得られる。したがって、式(2−5)を整理すると、式(2−6)のように表わすことができる。以上のことを踏まえて、インバータ母線電流推定部72(図6のインバータ母線電流推定処理)では、式(2−1)および式(2−2)によりインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算するものとした(ステップS220,S230)。
次に、相電流オフセット推定部73について説明する。図9は、相電流オフセット推定部73により実行される相電流オフセット推定処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、図6のインバータ母線電流推定処理と同一の周期で繰り返し実行される。
図9の相電流オフセット推定処理では、相電流オフセット推定部73は、最初に、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImや、インバータ34の出力電圧の変調度Vrなどのデータを入力する(ステップS300)。ここで、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImは、インバータ母線電流推定部72(図6のインバータ母線電流推定処理)で演算した値を入力するものとした。インバータ34の出力電圧の変調度Vrは、電流制御部77で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImとインバータ34の出力電圧の変調度Vrとを用いて式(3−1)および式(3−2)によりV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを演算して(ステップS310,S320)、図9の相電流オフセット推定処理を終了する。
ここで、式(3−1)および式(3−2)は、インバータ34の母線電流Imの電気1次変動成分をV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsに変換する式である。式(3−1)および式(3−2)の導出方法について説明する。最初に、各相の電流IU,IV,IWにオフセットが発生したと仮定したときの各相の電流IU,IV,IWを式(3−3)〜式(3−5)で表わす。式(3−3)〜式(3−5)において、「I1」は、3相交流電流の基本波成分の最大値であり、モータ32の仕様により定められる。「β」は、U相を基準とした電流位相(β=0のとき、IU=0)である。
負荷のインピーダンスが平衡している場合、オフセットした電流分により負荷に印加される電圧も異なるから、各相の電圧VU,VV,VWにもオフセットが発生する。このときの各相の電圧VU,VV,VWは、式(3−6)〜式(3−8)により表わす。式(3−6)〜式(3−8)において、「V1」は、3相交流電圧の基本波成分の最大値であり、モータ32の仕様により定められる。「α」は、U相を基準とした電圧位相(α=0のとき、VU=0)である。
電力は電流と電圧との積であるから、モータ32の各相の電力PU,PV,PWの和(モータ32の電力)は、式(3−9)ひいては式(3−10)のように表わすことができる。式(3−10)の第2項および第3項を、モータ32の各相の電力PU,PV,PWの和の電気1次変動成分P1として考えることができる。
モータ32の各相の電力PU,PV,PWの和の電気1次変動成分P1を式(3−11)に示すように電圧位相に同期した成分PV1と電流位相に同期した成分PI1とに分けて考える(成分PV1と成分PI1との和として考える)と、電圧位相に同期した成分PV1は、式(3−12)のように表わすことができ、電流位相に同期した成分PI1は、式(3−13)のように表わすことができる。
続いて、電圧位相に同期した成分PV1と電流位相に同期した成分PI1との何れが支配的であるかを考えるために、成分PV1の値V1IUofsと成分PI1の値VUofsI1とを比較する。電圧位相に同期した成分PV1が電流位相に同期した成分PI1に比して大きくなる条件としては、式(3−14)が成立すると考えられる。3相の負荷のインピーダンスが平衡している場合、モータ32の各相の抵抗値Rを用いて式(3−15)が成立すると考えられるから、式(3−14)から式(3−16)ひいては式(3−17)が得られる。ここで、値V1は、一般に式(3−18)のように表わすことができるから、式(3−17)および式(3−18)から式(3−19)が得られる。
即ち、インバータ34の出力電圧の変調度Vrが或る値以上のときには、モータ32の各相の電力PU,PV,PWの和の電気1次変動成分P1のうち電圧位相に同期した成分PV1が支配的であるから、式(3−19)の左辺が右辺に比して十分に大きい場合に限定して考えると、式(3−20)が成立する。そして、式(3−19)を各相の電流の和が0(IUofs=−IVofs−IWofs)を用いて変形すると、式(3−21)が得られる。
そして、モータ32の各相の電力PU,PV,PWの和の電気1次変動成分P1を平滑コンデンサ39の電圧VHを用いて式(3−22)によりインバータ34の母線電流Imの電気1次変動成分Im1に変換する。そして、式(3−22)に式(3−18)を代入すると、式(3−23)が得られる。
この式(3−23)と上述の式(2−6)に基づいて得られる式(3−24)とから、「θe+α=150°」のときには、式(3−25)および式(3−26)が得られ、これらから上述の式(3−2)が得られる。また、式(3−23)と式(3−24)とから、「θe+α=210°」のときには、式(3−27)および式(3−28)が得られ、これらから上述の式(3−1)が得られる。以上のことを踏まえて、相電流オフセット推定部73(図9の相電流オフセット推定処理)では、式(3−1)および式(3−2)を用いてV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを演算するものとした(ステップS310,S320)。
なお、「θe+α」は、モータ32の電気角と、U相の電圧VUが値0になる電圧位相と、の和を意味する。通常、モータ32はd軸およびq軸を用いて制御され、q軸基準の電圧位相φqに変換すると、「θe+α=θe+φq+180°」となる。第1実施例では、これを踏まえて、電気1次変動成分検出部71(図3の電気1次変動成分検出処理のステップS140,S150の処理)で「θe+φq+180°」としてフーリエ級数展開するものとした。
次に、相電流オフセット制御部74について説明する。図10は、相電流オフセット制御部74により実行される相電流オフセット制御処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、図6のインバータ母線電流推定処理と同一の周期で繰り返し実行される。
図10の相電流オフセット制御処理では、相電流オフセット制御部74は、最初に、V相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを入力する(ステップS400)。ここで、V相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsは、相電流オフセット推定部73(図9の相電流オフセット推定処理)で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したV相の電流オフセット推定値IVofsを用いて式(4−1)によりV相のオフセット補正量ADVofsを演算すると共に(ステップS410)、W相の電流オフセット推定値IWofsを用いて式(4−2)によりW相のオフセット補正量ADWofsを演算して(ステップS420)、図10の相電流オフセット制御処理を終了する。
ここで、V相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofsは、それぞれ相電流物理値演算部76でV相およびW相の電流センサ32v,32wからのAD値ADIV,ADIWをV相およびW相の制御用電流IVcon,IWconに変換する際に用いる補正量である。式(4−1)および式(4−2)は、それぞれV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsが値0になるようにオフセット補正量ADVofs,ADWofsを演算するためのフィードバック制御の関係式である。式(4−1)および式(4−2)において、「KP」は比例項のゲインであり、「KI」は積分項のゲインである。
次に、オフセット部実行判定部75について説明する。図11は、オフセット部実行判定部75により実行されるオフセット部実行判定処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、図6のインバータ母線電流推定処理と同一の周期で繰り返し実行される。
図11のオフセット部実行判定処理では、オフセット部実行判定部75は、最初に、モータ32の電気角速度ωeやインバータ34の出力電圧の変調度Vrなどのデータを入力する(ステップS500)。ここで、モータ32の電気角速度ωeは、回転位置検出センサ32aからのモータ32の回転子の回転位置θmに基づいて演算した値を入力するものとした。インバータ34の出力電圧の変調度Vrは、電流制御部77で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したモータ32の電気角速度ωeを閾値ωerefと比較すると共に(ステップS510)、インバータ34の出力電圧の変調度Vrを閾値Vrrefと比較する(ステップS520)。ここで、閾値ωerefや閾値Vrrefは、オフセット部70の各処理(電気1次変動成分検出部71、インバータ母線電流推定部72、相電流オフセット推定部73、相電流オフセット制御部74)を実行するか否かを判定するのに用いられる閾値である。
ステップS510の処理について説明する。オフセット部70の各処理を実行するには、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分を検出する必要がある(図4参照)。また、モータ32を低回転数で駆動すると、モータ32のトルク指令Tm*の変化により発生する平滑コンデンサ39の電圧VHの変動とモータ32の各相の電流IU,IV,IWのオフセットにより発生する平滑コンデンサ39の電圧VHの変動とが混在し、オフセット補正量ADVofs,ADWofsを正しく設定することができずに、相電流物理値演算部76でV相およびW相の電流センサ32v,32wからのAD値ADIV,ADIWをオフセット補正量ADVofs,ADWofsを用いてV相およびW相の制御用電流IVcon,IWconに変換する際の精度が低下する可能性がある。これらを踏まえて、閾値ωerefは、モータ32の各相の電流IU,IV,IWのオフセットにより発生する平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分の周波数が、モータ32のトルク指令Tm*の変化により発生する平滑コンデンサ39の電圧VHの変動成分の周波数に比してある程度大きくなる電気角速度として定められ、例えば、80Hzや100Hz、120Hzなどに相当する電気角速度が用いられる。
ステップS520の処理について説明する。相電流オフセット推定部73で、式(3−19)の左辺が右辺に比して十分に大きい場合を前提として図9の相電流オフセット推定処理のステップS310,S320の処理で用いる式(式(3−1)および式(3−2)参照)を導出しているから、インバータ34の出力電圧の変調度Vrが低くなると、これらの式が成立しなくなる。閾値Vrrefは、これらの式が成立する範囲の下限やそれよりも若干大きい値などが定められる。
ステップS510でモータ32の電気角速度ωeが閾値ωeref以上で、且つ、ステップS520でインバータ34の出力電圧の変調度Vrが閾値Vrref以上のときには、オフセット部70の各処理(電気1次変動成分検出部71、インバータ母線電流推定部72、相電流オフセット推定部73、相電流オフセット制御部74)を実行すると判定して(ステップS530)、図11のオフセット部実行判定処理を終了する。
ステップS510でモータ32の電気角速度ωeが閾値ωeref未満のときや、ステップS520でインバータ34の出力電圧の変調度Vrが閾値Vrref未満のときには、オフセット部70の各処理を実行しないと判定して(ステップS540)、図11のオフセット部実行判定処理を終了する。
次に、相電流物理値演算部76について説明する。図12は、相電流物理値演算部76により実行される相電流物理値演算処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、図6のインバータ母線電流推定処理と同一の周期で繰り返し実行される。
図12の相電流物理値演算処理では、相電流物理値演算部76は、最初に、電流センサ32v,32wからのモータ32のV相、W相の電流IV,IWに対応するAD値ADIV,ADIWを入力し(ステップS600)、オフセット部70の各処理を実行しているか否かを判定する(ステップS610)。
オフセット部70の各処理を実行していると判定したときには、V相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofsを入力する(ステップS620)。ここで、V相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofsは、相電流オフセット制御部74(図10の相電流オフセット制御処理)で演算した値を入力するものとした。
続いて、V相のオフセット補正量ADVofsを用いてAD値ADIVを式(5−1)によりV相の制御用電流IVconに変換すると共に(ステップS640)、W相のオフセット補正量ADWofsを用いてAD値ADIWを式(5−2)によりW相の制御用電流IWconに変換して(ステップS650)、図12の相電流物理値演算処理を終了する。式(5−1)および式(5−2)における「ADVgain」および「ADWgain」はゲインである。
図13は、電流センサ32v,32wの特性の一例を示す説明図である。第1実施例の電流センサ32v,32wは、図13に示すように、V相およびW相の電流IV,IWとAD値ADIV,ADIWとの関係が線形性を有し且つV相およびW相の電流IV,IWが−100A、0A、+100AのときにそれぞれAD値ADIV,ADIWが0V、2.5V、5Vとなるように構成されるものとした。このとき、式(5−1)および式(5−2)におけるゲインADVgain,ADWgainは、共に200/5=40[A/V]となる。
図14は、V相のオフセット補正量ADVofsが0.5VのときのV相の電流IVとAD値ADIVとの関係を示す説明図である。なお、図14では、電流センサ32vの特性について、破線で図示した。このようにして得られるV相およびW相の制御用電流IVcon,IWcon(電子制御ユニット50が認識するV相およびW相の電流)は、V相およびW相の電流IV,IW(実際の値)に対して、V相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsが値0となるように補正した値となる。
V相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofsを用いてAD値ADIV,ADIWをV相およびW相の制御用電流IVcon,IWconに変換すると、V相およびW相の制御用電流IVcon,IWconのオフセット量が一時的に変化するものの、後述の電流制御部77の処理により、V相およびW相の制御用電流IVcon,IWconのオフセット量が値0になるように制御される。このため、V相およびW相の電流IV,IWのオフセット量(実際のオフセット量)は、V相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofsに応じて変化する。
ステップS610で、オフセット部70の各処理を実行していないと判定したときには、V相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofsに前回のV相およびW相のオフセット補正量(前回ADVofs),(前回ADWofs)をそれぞれ設定し(ステップS630)、上述のステップS640,S650により、V相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofs(共に値0)を用いてAD値ADIV,ADIWをV相およびW相の制御用電流IVcon,IWconに変換して、図12の相電流オフセット制御処理を終了する。
次に、電流制御部77について説明する。図15は、電流制御部77により実行される各処理を説明するための制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図15に示すように、電流制御部77は、ローパスフィルタ(LPF)81と、電流指令生成部82と、座標変換部83と、減算部84d,84qと、フィードバック制御(PI制御)部85d,85qと、座標変換部86と、PWM信号生成部87と、電圧位相演算部88と、変調度演算部89とを有する。
ローパスフィルタ81は、モータ32のトルク指令Tm*に対してローパスフィルタ処理を施してフィルタ後トルク指令Tmf*を生成する。電流指令生成部82は、フィルタ後トルク指令Tmf*とd軸およびq軸の電流指令Id*,Iq*との関係を定めたマップにフィルタ後トルク指令Tmf*を適用してd軸およびq軸の電流指令Id*,Iq*を生成する。座標変換部83は、各相の電流の和が0であるとして、モータ32の電気角θeを用いてモータ32のV相およびW相の制御用電流IVcon,IWconをd軸およびq軸の電流Id,Iqに座標変換(3相−2相変換)する。
減算部84d,84qは、d軸およびq軸の電流指令Id*,Iq*と電流Id,Iqとの差分ΔId,ΔIqを演算する。フィードバック制御(PI制御)部85d,85qは、差分ΔId,ΔIqが値0になるように電流フィードバック制御によりd軸およびq軸の電圧指令Vd*,Vq*を演算する。
座標変換部86は、d軸およびq軸の電圧指令Vd*,Vq*を各相の電圧指令VU*,VV*,VW*に座標変換(2相−3相変換)する。PWM信号生成部87は、各相の電圧指令VU*,VV*,VW*と三角波とを用いてトランジスタT11〜T16のPWM信号を生成してトランジスタT11〜T16のスイッチング制御を行なう。V相およびW相の制御用電流IVcon,IWcon(電子制御ユニット50が認識するV相およびW相の電流)のオフセット量は、座標変換(3相−2相変換)によりd軸およびq軸の電流Id,Iqの電気1次変動成分として現われるものの、電流フィードバック制御によるモータ32の応答性が十分に良好である場合、d軸およびq軸の電流Id,Iqが電流指令Id*,Iq*に一致するようにインバータ34が制御され、d軸およびq軸の電流Id,Iqの電気1次変動が十分に小さくなる(理想的には値0になる)。
電圧位相演算部88は、d軸およびq軸の電圧指令Vd*,Vq*を用いて式(6−1)によりインバータ34の出力電圧のq軸に対する電圧位相φqを演算する。変調度演算部89は、d軸およびq軸の電圧指令Vd*,Vq*と平滑コンデンサ39の電圧VHとを用いて式(6−2)によりインバータ34の出力電圧の変調度Vrを演算する。
以上説明した第1実施例の駆動装置20では、電圧センサ39aからの平滑コンデンサ39の電圧VHに対してフーリエ級数展開を実行し、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分に関する値としてのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算する。続いて、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHに基づいて、インバータ34の母線電流(入力電流)Imの電気1次変動成分に関する値としてのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算する。そして、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImに基づいてV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを演算し、V相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsが値0になるようにV相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofsを演算する。そして、電流センサ32v,32wからのモータ32のV相、W相の電流IV,IWに対応するAD値ADIV,ADIWを、V相およびW相のオフセット補正量ADVofs,ADWofsを用いた補正を伴ってV相およびW相の制御用電流IVcon,IWconに変換し、変換したV相およびW相の制御用電流IVcon,IWconに基づいてモータ32がトルク指令Tm*で駆動されるようにインバータ34のトランジスタT11〜T16のスイッチング制御を行なう。したがって、平滑コンデンサ39の電圧VHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分を抽出するから、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分以外の成分(例えば、電気2次変動成分や電気6次変動成分など)を十分に除去することができ、平滑コンデンサ39の電圧変動やモータ32のトルク変動をより抑制することができる。
次に、第2実施例の駆動装置120について説明する。図16は、第2実施例の駆動装置120の構成の概略を示す構成図である。第2実施例の駆動装置120は、バッテリ36の出力端子に取り付けられた電流センサ36aを更に有する点を除いて、図1に示した第1実施例の駆動装置20と同一のハード構成である。したがって、第2実施例の駆動装置120のうち第1実施例の駆動装置20と同一のハード構成の部分については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。電子制御ユニット50には、電流センサ36aからのバッテリ36の電流IBも入力ポートを介して入力される。
続いて、第2実施例の駆動装置120の電子制御ユニット50によるインバータ34の制御について説明する。図17は、第2実施例の駆動装置120の電子制御ユニット50によりインバータ34をPWM制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図17の制御ブロック図は、オフセット部70の電気1次変動成分検出部71およびインバータ母線電流推定部72をオフセット部170の電気1次変動成分検出部171およびインバータ母線電流推定部172に置き換えた点(入力データや出力データの変更を含む)を除いて、図2の制御ブロック図と同一である。したがって、電気1次変動成分検出部171やインバータ母線電流推定部172について説明する。
電気1次変動成分検出部171について説明する。図18は、電気1次変動成分検出部171により実行される電気1次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。図18の電気1次変動成分検出処理は、ステップS100の処理に代えてステップS100bの処理を実行する点や、ステップS172b〜S178bの処理を追加した点を除いて、図3の電気1次変動成分検出処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図18の電気1次変動成分検出処理では、電気1次変動成分検出部171は、最初に、モータ32の電気角θeや、インバータ34の出力電圧のq軸に対する電圧位相φq、平滑コンデンサ39の電圧VH、バッテリ36の電流IBなどのデータを入力する(ステップS100b)。ここで、バッテリ36の電流IB以外のデータの入力方法については上述した。バッテリ36の電流IBは、電流センサ36aにより検出された値を入力するものとした。
そして、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算すると(ステップS160,S170)、バッテリ36の電流IBとモータ32の電気角θeとインバータ34の出力電圧の電圧位相φqとを用いて式(7−1)および式(7−2)によりバッテリ36の電流IBの正弦成分バッファIBSIN[n]および余弦成分バッファIBCOS[n]を更新する(ステップS172b,S174b)。
そして、バッテリ36の電流IBの正弦成分バッファIBSIN[i](i=0,・・・,N−1)を用いて式(7−3)によりバッテリ36の電流IBのフーリエ正弦係数bIBを演算する(ステップS176b)。そして、バッテリ36の電流IBの余弦成分バッファIBCOS[i]を用いて式(7−4)によりバッテリ36の電流IBのフーリエ余弦係数aIBを演算して(ステップS178b)、図18の電気1次変動成分検出処理を終了する。ここで、バッテリ36の電流IBの正弦成分バッファIBSIN[n]や余弦成分バッファIBCOS[n]、フーリエ正弦係数bIB、フーリエ余弦係数aIBは、バッテリ36の電流IBの電気1次変動成分に関する値である。式(8−1)〜式(8−4)の導出方法は、式(1−1)〜式(1−4)の導出方法と同様である。
インバータ母線電流推定部172について説明する。図19は、インバータ母線電流推定部172により実行されるインバータ母線電流推定処理の一例を示すフローチャートである。図19のインバータ母線電流推定処理では、最初に、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHや、モータ32の電気角速度ωe、バッテリ36の電流IBのフーリエ余弦係数aIBおよびフーリエ正弦係数bIBなどのデータを入力する(ステップS200b)。ここで、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHやモータ32の電気角速度ωeの入力方法については上述した。バッテリ36の電流IBのフーリエ余弦係数aIBおよびフーリエ正弦係数bIBは、電気1次変動成分検出部171(図18の電気1次変動成分検出処理)で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したバッテリ36の電流IBのフーリエ余弦係数aIBとモータ32の電気角速度ωeと平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ正弦係数bVHとを用いて式(7−5)によりインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImを演算する(ステップS220b)。そして、バッテリ36の電流IBのフーリエ正弦係数bIBとモータ32の電気角速度ωeと平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHとを用いて式(7−6)によりインバータ34の母線電流Imのフーリエ正弦係数bImを演算して(ステップS230b)、図19のインバータ母線電流推定処理を終了する。式(7−5)および式(7−6)における「CH」は、平滑コンデンサ39の容量値である。
ここで、式(7−5)および式(7−6)の導出方法について説明する。平滑コンデンサ39の周辺では、バッテリ36の電流IBと平滑コンデンサ39の電流Icとインバータ34の母線電流Imとについて、式(7−7)が成立する。また、平滑コンデンサ39の電流Icと電圧VHとについて、平滑コンデンサ39の容量値CHを用いて式(7−8)が成立する。
平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分VH1は、式(7−9)のように表わすことができるから、平滑コンデンサ39の電圧VHについて、電気1次変動成分VH1だけに着目する場合、式(7−8)および式(7−9)から、平滑コンデンサ39の電流Icの電気1次変動成分Ic1は、式(7−10)のように表わすことができる。そして、式(7−11)のように定義すると、式(7−10)から式(7−12)が得られる。
また、バッテリ36の電流IBの電気1次変動成分IB1は、式(7−13)のように表わすことができる。したがって、バッテリ36の電流IBおよび平滑コンデンサ39の電圧VHについて、電気1次変動成分IB1,VH1だけに着目する場合、式(7−7)と式(7−12)と式(7−13)とから、インバータ34の母線電流Imの電気1次変動成分Im1は、式(7−14)のように表わすことができる。
この式(7−14)を整理すると、式(7−15)が得られる。式(7−15)の右辺第1項のcosθに対する係数が、式(7−5)に示したように、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImとして得られ、式(7−15)の右辺第2項のsinθに対する係数が、式(7−6)に示したように、インバータ34の母線電流Imのフーリエ正弦係数bImとして得られる。したがって、式(7−15)を整理すると、式(7−16)のように表わすことができる。以上のことを踏まえて、インバータ母線電流推定部172(図19のインバータ母線電流推定処理)では、式(7−5)および式(7−6)を用いてインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算するものとした(ステップS220b,S230b)。
このように、バッテリ36の電流IB(バッテリ36の電流IBのフーリエ余弦係数aIBおよびフーリエ正弦係数bIB)を用いてインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算することにより、バッテリ36の内部抵抗36rの抵抗値RBおよび内部インダクタンス36lのインダクタンス値LBを用いずに、即ち、これらのバラツキの影響を受けずに、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算することができる。
以上説明した第2実施例の駆動装置120では、第1実施例の駆動装置20と同様に、電圧センサ39aからの平滑コンデンサ39の電圧VHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算し、この平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHに基づいてインバータ34を制御する。これにより、第1実施例の駆動装置20と同様に、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分以外の成分(例えば、電気2次変動成分や電気6次変動成分など)を十分に除去することができ、平滑コンデンサ39の電圧変動やモータ32のトルク変動をより抑制することができる。
また、第2実施例の駆動装置120では、バッテリ36の電流IBのフーリエ余弦係数aIBおよびフーリエ正弦係数bIBに基づいてインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算する。これにより、バッテリ36の内部抵抗36rの抵抗値RBおよび内部インダクタンス36lのインダクタンス値LBを用いずに、即ち、これらのバラツキの影響を受けずに、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算することができる。
次に、第3実施例の駆動装置220について説明する。図20は、第3実施例の駆動装置220の構成の概略を示す構成図である。第3実施例の駆動装置220は、昇圧コンバータ240や平滑コンデンサ246を追加すると共に電力ライン38のうち昇圧コンバータ240よりもインバータ34側、バッテリ36側をそれぞれ高電圧側電力ライン38a、低電圧側電力ライン38bという点を除いて、図1に示した第1実施例の駆動装置20と同一のハード構成である。したがって、第3実施例の駆動装置220のうち第1実施例の駆動装置20と同一のハード構成の部分については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。
昇圧コンバータ240は、高電圧側電力ライン38aを介してインバータ34に接続されていると共に低電圧側電力ライン38bを介してバッテリ36に接続されている。この昇圧コンバータ240は、2つのスイッチング素子としてのトランジスタT31,T32と、2つのトランジスタT31,T32のそれぞれに並列に接続された2つのダイオードD31,D32と、リアクトル242とを有する。トランジスタT31は、高電圧側電力ライン38aの正極側ラインに接続されている。トランジスタT32は、トランジスタT31と、高電圧側電力ライン38aおよび低電圧側電力ライン38bの負極側ラインと、に接続されている。リアクトル242は、トランジスタT31,T32同士の接続点と、低電圧側電力ライン38bの正極側ラインと、に接続されている。このリアクトル242は、抵抗成分242rおよびインダクタンス成分242lを有する。昇圧コンバータ240は、電子制御ユニット50によって、トランジスタT31,T32のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧側電力ライン38bの電力を昇圧して高電圧側電力ライン38aに供給したり、高電圧側電力ライン38aの電力を降圧して低電圧側電力ライン38bに供給したりする。平滑コンデンサ246は、低電圧側電力ライン38bの正極母線と負極母線とに取り付けられている。
この駆動装置220では、電子制御ユニット50は、駆動装置20と同様に、アクセル開度Accと車速Vとに基づいて駆動軸に要求される要求トルクTd*を設定し、設定した要求トルクTd*が駆動軸に出力されるようにモータ32のトルク指令Tm*に設定し、モータ32がトルク指令Tm*で駆動されるようにインバータ34のトランジスタT11〜T16のスイッチング制御を行なう。また、電子制御ユニット50は、モータ32をトルク指令Tm*で駆動できるように平滑コンデンサ39(高電圧側電力ライン38a)の目標電圧VH*を設定し、平滑コンデンサ39の電圧VHが目標電圧VH*となるようにデューティ指令Dを設定し、設定したデューティ指令Dを用いて昇圧コンバータ240のトランジスタT31,T32のスイッチング制御を行なう。デューティ指令Dは、トランジスタT31のオン時間とトランジスタT32のオン時間との和に対するトランジスタT31のオン時間の割合に100を乗じた値として定義される。
次に、第3実施例の駆動装置220の電子制御ユニット50によるインバータ34の制御について説明する。図21は、第3実施例の駆動装置220の電子制御ユニット50によりインバータ34をPWM制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図21の制御ブロック図は、オフセット部70のインバータ母線電流推定部72とオフセット部実行判定部75とをオフセット部270のインバータ母線電流推定部272とオフセット部実行判定部275とに置き換えた点(入力データの変更を含む)を除いて、図2の制御ブロック図と同一である。したがって、インバータ母線電流推定部272やオフセット部実行判定部275について説明する。
インバータ母線電流推定部272について説明する。インバータ母線電流推定部272は、インバータ母線電流推定部72と同様に、図6のインバータ母線電流推定処理を実行する。ただし、インバータ母線電流推定部72とは、バッテリ36から平滑コンデンサ39までの回路の周波数特性、詳細には、ステップS210の処理で用いるマップ(ボード線図)が異なる。図22は、この場合のモータ32の電気角速度ωeと振幅比Aおよび位相差Δθとの関係を定めたマップの一例を示す説明図である。図22のマップは、図23の回路に対して伝達関数Im/VHを演算して作成するものとした。図23の回路は、昇圧コンバータ240による昇圧動作の停止中(デューティ指令Dが100%のとき)の、駆動装置220のインバータ34を電流源34iとみなすと共に直流成分を除去した回路に相当する。この図23の回路では、伝達関数Im/VHを式(8−1)のように表わすことができる。式(8−1)において、「CH」および「CF」は、平滑コンデンサ39,246の容量値であり、「RB」は、バッテリ36の内部抵抗36rの抵抗値であり、「LB」は、バッテリ36の内部インダクタンス36lのインダクタンス値であり、「RR」は、リアクトル242の抵抗成分242rの抵抗値であり、「LR」は、リアクトル242のインダクタンス成分242lのインダクタンス値であり、「s」はラプラス演算子である。なお、図22のマップは、図23の回路の伝達関数Im/VHを演算して作成するのに代えて、実験や解析により作成するものとしてもよい。
オフセット部実行判定部275について説明する。図24は、オフセット部実行判定部275により実行されるオフセット部実行判定処理の一例を示すフローチャートである。図24のオフセット部実行判定処理は、ステップS500の処理に代えてステップS500cの処理を実行する点およびステップS522cの処理を追加した点を除いて、図11のオフセット部実行判定処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図24のオフセット部実行判定処理では、オフセット部実行判定部275は、モータ32の電気角速度ωeやインバータ34の出力電圧の変調度Vr、昇圧コンバータ240のデューティ指令Dなどのデータを入力する(ステップS500c)。ここで、モータ32の電気角速度ωeやインバータ34の出力電圧の変調度Vrの入力方法については上述した。昇圧コンバータ240のデューティ指令Dは、上述のように設定した値を入力するものとした。
こうしたデータを入力すると、入力したモータ32の電気角速度ωeを閾値ωerefと比較し(ステップS510)、インバータ34の出力電圧の変調度Vrを閾値Vrrefと比較し(ステップS520)、デューティ指令Dが100%であるか否かを判定する(ステップS522c)。
そして、ステップS510でモータ32の電気角速度ωeが閾値ωeref以上で、且つ、ステップS520でインバータ34の出力電圧の変調度Vrが閾値Vrref以上で、且つ、ステップS522cでデューティ指令Dが100%であるときには、オフセット部70の各処理(電気1次変動成分検出部71、インバータ母線電流推定部72、相電流オフセット推定部73、相電流オフセット制御部74)を実行すると判定して(ステップS530)、図24のオフセット部実行判定処理を終了する。
ステップS510でモータ32の電気角速度ωeが閾値ωeref未満のときや、ステップS520でインバータ34の出力電圧の変調度Vrが閾値Vrref未満のとき、ステップS522cでデューティ指令Dが100%でないときには、オフセット部70の各処理を実行しないと判定して(ステップS540)、図24のオフセット部実行判定処理を終了する。
ステップS522cの処理を行なうのは、昇圧コンバータ240による昇圧動作の停止中(デューティ指令Dが100%のとき)にだけ、インバータ母線電流推定部272で、図23の回路に基づく図22のマップを用いた振幅比Aおよび位相差Δθの設定、ひいては、この振幅比Aおよび位相差Δθを用いたインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImの演算を適切に行なうことができるためである。
以上説明した第3実施例の駆動装置220では、第1実施例の駆動装置20と同様に、電圧センサ39aからの平滑コンデンサ39の電圧VHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算し、この平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHに基づいてインバータ34を制御する。これにより、第1実施例の駆動装置20と同様に、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分以外の成分(例えば、電気2次変動成分や電気6次変動成分など)を十分に除去することができ、平滑コンデンサ39の電圧変動やモータ32のトルク変動をより抑制することができる。
次に、第4実施例の駆動装置320について説明する。図25は、第4実施例の駆動装置320の構成の概略を示す構成図である。第4実施例の駆動装置320は、昇圧コンバータ240のリアクトル242の直列に取り付けられた電流センサ244を更に有する点を除いて、図20に示した第3実施例の駆動装置220と同一のハード構成である。したがって、第4実施例の駆動装置320のうち第3実施例の駆動装置220と同一のハード構成の部分については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。電子制御ユニット50には、電流センサ244からのリアクトル242の電流ILも入力ポートを介して入力される。
続いて、第4実施例の駆動装置320の電子制御ユニット50によるインバータ34の制御について説明する。図26は、第4実施例の駆動装置320の電子制御ユニット50によりインバータ34をPWM制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図26の制御ブロック図は、オフセット部70の電気1次変動成分検出部71およびインバータ母線電流推定部72をオフセット部370の電気1次変動成分検出部371およびインバータ母線電流推定部372に置き換えた点(入力データや出力データの変更を含む)を除いて、図2の制御ブロック図と同一である。したがって、電気1次変動成分検出部371やインバータ母線電流推定部372について説明する。
電気1次変動成分検出部371について説明する。図27は、電気1次変動成分検出部371により実行される電気1次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。図27の電気1次変動成分検出処理は、ステップS100の処理に代えてステップS100dの処理を実行する点や、ステップS172d〜S178dの処理を追加した点を除いて、図3の電気1次変動成分検出処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図27の電気1次変動成分検出処理では、電気1次変動成分検出部371は、最初に、モータ32の電気角θeや、インバータ34の出力電圧のq軸に対する電圧位相φq、平滑コンデンサ39の電圧VH、リアクトル242の電流ILなどのデータを入力する(ステップS100d)。ここで、リアクトル242の電流IL以外のデータの入力方法については上述した。リアクトル242の電流ILは、電流センサ244により検出された値を入力するものとした。
そして、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算すると(ステップS160,S170)、リアクトル242の電流ILとモータ32の電気角θeとインバータ34の出力電圧の電圧位相φqとを用いて式(9−1)および式(9−2)によりリアクトル242の電流ILの正弦成分バッファILSIN[n]および余弦成分バッファILCOS[n]を更新する(ステップS172d,S174d)。
そして、リアクトル242の電流ILの正弦成分バッファILSIN[i](i=0,・・・,N−1)を用いて式(9−3)によりリアクトル242の電流ILのフーリエ正弦係数bILを演算する(ステップS176d)。そして、リアクトル242の電流ILの余弦成分バッファILCOS[i]を用いて式(9−4)によりリアクトル242の電流ILのフーリエ余弦係数aILを演算して(ステップS178d)、図27の電気1次変動成分検出処理を終了する。ここで、リアクトル242の電流ILの正弦成分バッファILSIN[n]や余弦成分バッファILCOS[n]、フーリエ正弦係数bIL、フーリエ余弦係数aILは、リアクトル242の電流ILの電気1次変動成分に関する値である。式(9−1)〜式(9−4)の導出方法は、式(1−1)〜式(1−4)の導出方法と同様である。
インバータ母線電流推定部372について説明する。図28は、インバータ母線電流推定部372により実行されるインバータ母線電流推定処理の一例を示すフローチャートである。図28のインバータ母線電流推定処理では、最初に、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHや、モータ32の電気角速度ωe、リアクトル242の電流ILのフーリエ余弦係数aILおよびフーリエ正弦係数bILなどのデータを入力する(ステップS200d)。ここで、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHやモータ32の電気角速度ωeの入力方法については上述した。リアクトル242の電流ILのフーリエ余弦係数aILおよびフーリエ正弦係数bILは、電気1次変動成分検出部371(図27の電気1次変動成分検出処理)で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したリアクトル242の電流ILのフーリエ余弦係数aILとモータ32の電気角速度ωeと平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ正弦係数bVHとを用いて式(9−5)によりインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImを演算する(ステップS220d)。そして、リアクトル242の電流ILのフーリエ正弦係数bILとモータ32の電気角速度ωeと平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHとを用いて式(9−6)によりインバータ34の母線電流Imのフーリエ正弦係数bImを演算して(ステップS230d)、図28のインバータ母線電流推定処理を終了する。式(9−5)および式(9−6)における「CH」は、平滑コンデンサ39の容量値である。
ここで、式(9−5)および式(9−6)の導出方法について説明する。平滑コンデンサ39の周辺では、昇圧コンバータ240の供給電流ICNVと平滑コンデンサ39の電流Icとインバータ34の母線電流Imとについて、式(9−7)が成立する。また、平滑コンデンサ39の電流Icと電圧VHとについて、平滑コンデンサ39の容量値CHを用いて式(9−8)が成立する。
平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分VH1は、式(9−9)のように表わすことができるから、平滑コンデンサ39の電圧VHについて、電気1次変動成分VH1だけに着目する場合、式(9−8)および式(9−9)から、平滑コンデンサ39の電流Icの電気1次変動成分Ic1は、式(9−10)のように表わすことができる。そして、式(9−11)のように定義すると、式(9−10)から式(9−12)が得られる。
また、昇圧コンバータ240の供給電流ICNVは、リアクトル242の電流ILとデューティ指令Dとを用いて式(9−13)のように近似することができ、リアクトル242の電流ILの電気1次変動成分IL1は、式(9−14)のように表わすことができる。したがって、昇圧コンバータ240の供給電流ICNV(リアクトル242の電流IL)および平滑コンデンサ39の電圧VHについて、電気1次変動成分ICNV1,VH1だけに着目する場合、式(9−7)と式(9−12)〜式(9−14)とから、インバータ34の母線電流Imの電気1次変動成分Im1は、式(9−15)のように表わすことができる。
この式(9−15)を整理すると、式(9−16)が得られる。式(9−16)の右辺第1項のcosθに対する係数が、式(9−5)に示したように、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImとして得られ、式(9−16)の右辺第2項のsinθに対する係数が、式(9−6)に示したように、インバータ34の母線電流Imのフーリエ正弦係数bImとして得られる。したがって、式(9−16)を整理すると、式(9−17)のように表わすことができる。以上のことを踏まえて、インバータ母線電流推定部372(図28のインバータ母線電流推定処理)では、式(9−5)および式(9−6)を用いてインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算するものとした(ステップS220d,S230d)。
このように、リアクトル242の電流IL(リアクトル242の電流ILのフーリエ余弦係数aILおよびフーリエ正弦係数bIL)を用いてインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算することにより、バッテリ36の内部抵抗36rの抵抗値RBおよび内部インダクタンス36lのインダクタンス値LBや、リアクトル242の抵抗成分242rの抵抗値RRおよびインダクタンス成分242lのインダクタンス値LRを用いずに、即ち、これらのバラツキの影響を受けずに、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算することができる。
以上説明した第4実施例の駆動装置320では、第1実施例の駆動装置20と同様に、電圧センサ39aからの平滑コンデンサ39の電圧VHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算し、この平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHに基づいてインバータ34を制御する。これにより、第1実施例の駆動装置20と同様に、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分以外の成分(例えば、電気2次変動成分や電気6次変動成分など)を十分に除去することができ、平滑コンデンサ39の電圧変動やモータ32のトルク変動をより抑制することができる。
また、第4実施例の駆動装置320では、リアクトル242の電流IL(リアクトル242の電流ILのフーリエ余弦係数aILおよびフーリエ正弦係数bIL)を用いてインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算する。これにより、バッテリ36の内部抵抗36rの抵抗値RBおよび内部インダクタンス36lのインダクタンス値LBや、リアクトル242の抵抗成分242rの抵抗値RRおよびインダクタンス成分242lのインダクタンス値LRを用いずに、即ち、これらのバラツキの影響を受けずに、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算することができる。
次に、第5実施例の駆動装置420について説明する。第5実施例の駆動装置420は、図16に示した第2実施例の駆動装置120と同一のハード構成である。したがって、第5実施例の駆動装置420のハード構成についての詳細な説明を省略する。
続いて、第5実施例の駆動装置420の電子制御ユニット50によるインバータ34の制御について説明する。図29は、第5実施例の駆動装置420の電子制御ユニット50によりインバータ34をPWM制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図29の制御ブロック図は、オフセット部70のインバータ母線電流推定部72および相電流オフセット推定部73をオフセット部470のインバータ母線電力推定部472および相電流オフセット推定部473に置き換えた点(入力データや出力データの変更を含む)を除いて、図2の制御ブロック図と同一である。したがって、インバータ母線電力推定部472や相電流オフセット推定部473について説明する。
インバータ母線電力推定部472について説明する。図30は、インバータ母線電力推定部472により実行されるインバータ母線電力推定処理の一例を示すフローチャートである。図30のインバータ母線電力推定処理は、ステップS200に代えてステップS200eの処理を実行する点や、ステップS240e〜S248eの処理を追加した点を除いて、図6のインバータ母線電流推定処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図30のインバータ母線電力推定処理では、インバータ母線電力推定部472は、最初に、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHや、モータ32の電気角速度ωe、バッテリ36の電流IB、平滑コンデンサ39の電圧VHなどのデータを入力する(ステップS200e)。ここで、各データの入力方法については上述した。
そして、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImを演算すると(ステップS220,S230)、バッテリ36の電流IBにローパスフィルタ処理を施してバッテリ36の電流IBの0次変動成分IB0を抽出すると共に(ステップS240e)、抽出したバッテリ36の電流IBの0次変動成分IB0をインバータ34の母線電流Imの0次変動成分Im0に設定する(ステップS242e)。ステップS242eの処理は、平滑コンデンサ39が直流電流を流さないから極低周波数領域に限定すると「IB=Im」が成立することを踏まえた処理である。
続いて、平滑コンデンサ39の電圧VHにローパスフィルタを施して0次変動成分VH0を抽出する(ステップS244e)。そして、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImと平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよび0次変動成分VH0とインバータ34の母線電流Imの0次変動成分Im0とを用いて式(10−1)によりインバータ34の母線電力Pmのフーリエ余弦係数aPmを演算する(ステップS246e)。そして、インバータ34の母線電流Imのフーリエ正弦係数bImと平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ正弦係数bVHおよび0次変動成分VH0とインバータ34の母線電流Imの0次変動成分Im0とを用いて式(10−2)によりインバータ34の母線電力Pmのフーリエ正弦係数bPmを演算して(ステップS248b)、図30のインバータ母線電力推定処理を終了する。式(10−1)および式(10−2)は、インバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImをインバータ34の母線電力Pmのフーリエ余弦係数aPmおよびフーリエ正弦係数bPmに変換する式である。
ここで、式(10−1)および式(10−2)の導出方法について説明する。モータ32の各相の電流IU,IV,IWにオフセットが発生したときのインバータ34の母線電力Pmの電気1次変動成分P1は、上述の式(3−21)のように表わすことができる。また、平滑コンデンサ39の電圧VHおよびインバータ34の母線電流Imは、電気0次成分と電気1次成分とに分けると、それぞれ式(10−3)および式(10−4)のように表わすことができる。式(10−3)における平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHは、上述の式(1−1)〜式(1−4)により表わされる。式(10−4)におけるインバータ34の母線電流Imのフーリエ余弦係数aImおよびフーリエ正弦係数bImは、上述の式(2−1)および式(2−2)により表わされる。
平滑コンデンサ39の電圧VHとインバータ34の母線電流Imとの積の電気1次変動成分P1は、式(10−3)および式(10−4)の0次変動成分と1次変動成分との積の和となるから、式(10−5)ひいては式(10−6)が得られる。
この式(10−6)の右辺第1項のcos(θe+α)に対する係数が、式(10−1)に示したように、インバータ34の母線電力Pmのフーリエ余弦係数aPmとして得られ、式(10−6)の右辺第2項のsin(θe+α)に対する係数が、式(10−2)に示すように、インバータ34の母線電力Pmのフーリエ正弦係数bPmとして得られる。したがって、式(10−6)を整理すると、式(10−7)のように表わすことができる。以上のことを踏まえて、インバータ母線電力推定部472(図30のインバータ母線電力推定処理)では、式(10−1)および式(10−2)によりインバータ34の母線電力Pmのフーリエ余弦係数aPmおよびフーリエ正弦係数bPmを演算するものとした(ステップS246e,248e)。
相電流オフセット推定部473について説明する。図31は、相電流オフセット推定部473により実行される相電流オフセット推定処理の一例を示すフローチャートである。図31の相電流オフセット推定処理では、相電流オフセット推定部473は、最初に、インバータ34の母線電力Pmのフーリエ余弦係数aPmおよびフーリエ正弦係数bPmや、インバータ34の出力電圧の変調度Vr、平滑コンデンサ39の電圧VHなどのデータを入力する(ステップS300e)。ここで、インバータ34の出力電圧の変調度Vr、平滑コンデンサ39の電圧VHの入力方法については上述した。インバータ34の母線電力Pmのフーリエ余弦係数aPmおよびフーリエ正弦係数bPmは、インバータ母線電力推定部472(図30のインバータ母線電力推定処理)で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、インバータ34の出力電圧の変調度Vrと平滑コンデンサ39の電圧VHとを用いて式(10−8)により3相交流電圧の基本波成分の最大値としての基本波電圧振幅V1を演算する(ステップS302e)。続いて、インバータ34の母線電力Pmのフーリエ余弦係数aPmおよびフーリエ正弦係数bPmと基本波電圧振幅V1とを用いて式(10−9)および式(10−10)によりV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを演算して(ステップS310e,S320e)、図31の相電流オフセット推定処理を終了する。
ここで、式(10−9)および式(10−10)の導出方法について説明する。上述の式(3−21)および式(10−7)から、「θe+α=150°」のときには、式(10−11)および式(10−12)が得られ、これらから上述の式(10−10)が得られる。また、式(3−21)および式(10−7)から、「θe+α=210°」のときには、式(10−13)および式(10−14)が得られ、これらから上述の式(10−9)が得られる。以上のことを踏まえて、相電流オフセット推定部473(図31の相電流オフセット推定処理)では、式(10−9)および式(10−10)を用いてV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを演算するものとした(ステップS310e,S320e)。このようにV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを演算することにより、インバータ34の母線電流Imの変動および平滑コンデンサ39の電圧VHの変動を共に考慮することになるから、V相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsの精度を高くすることができる。
以上説明した第5実施例の駆動装置420では、第1実施例の駆動装置20と同様に、電圧センサ39aからの平滑コンデンサ39の電圧VHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算し、この平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHに基づいてインバータ34を制御する。これにより、第1実施例の駆動装置20と同様に、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分以外の成分(例えば、電気2次変動成分や電気6次変動成分など)を十分に除去することができ、平滑コンデンサ39の電圧変動やモータ32のトルク変動をより抑制することができる。
また、第5実施例の駆動装置420では、インバータ34の母線電力Pmのフーリエ余弦係数aPmおよびフーリエ正弦係数bPmを演算し、このインバータ34の母線電力Pmのフーリエ余弦係数aPmおよびフーリエ正弦係数bPmに基づいてV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを演算する。これにより、インバータ34の母線電流Imの変動および平滑コンデンサ39の電圧VHの変動を共に考慮することになり、V相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsの精度を高くすることができる。
第5実施例の駆動装置420では、図16に示した第2実施例の駆動装置120と同一のハード構成をしており、インバータ母線電力推定部472により実行される図30のインバータ母線電流推定処理のステップS240e,242eの処理で、バッテリ36の電流IBにローパスフィルタ処理を施してバッテリ36の電流IBの0次変動成分IB0を抽出すると共に抽出したバッテリ36の電流IBの0次変動成分IB0をインバータ34の母線電流Imの0次変動成分Im0に設定するものとした。しかし、図25に示した第4実施例の駆動装置320と同一のハード構成の場合、リアクトル242の電流ILとデューティ指令Dとの積として得られる昇圧コンバータ240の供給電流ICNVにローパスフィルタ処理を施して昇圧コンバータ240の供給電流ICNVの0次変動成分ICNV0を抽出すると共に抽出した昇圧コンバータ240の供給電流ICNVの0次変動成分ICNV0をインバータ34の母線電流Imの0次変動成分Im0に設定するものとしてもよい。また、図1に示した第1実施例の駆動装置20と同一のハード構成や図20に示した第3実施例の駆動装置220と同一のハード構成の場合(電流センサ36aも電流センサ244も有しない場合)、モータ32のトルク指令Tm*および機械角速度ωmと平滑コンデンサ39の電圧VHの0次変動成分VH0とを用いて式(10−15)によりインバータ34の母線電流Imの0次変動成分Im0を演算するものとしてもよい。したがって、図1に示した第1実施例の駆動装置20や、図20に示した第3実施例の駆動装置220、図25に示した第4実施例の駆動装置320と同一のハード構成の場合でも、インバータ34の母線電力Pmのフーリエ余弦係数aPmおよびフーリエ正弦係数bPmを演算すると共に演算したインバータ34の母線電力Pmのフーリエ余弦係数aPmおよびフーリエ正弦係数bPmを用いてV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを演算することができる。
次に、第6実施例の駆動装置520について説明する。図32は、第6実施例の駆動装置520の構成の概略を示す構成図である。図32は、電圧センサ39aを電圧センサ540に置き換えた点を除いて、図1に示した第1実施例の駆動装置20と同一のハード構成である。したがって、第6実施例の駆動装置520のうち第1実施例の駆動装置20と同一のハード構成の部分については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。
電圧センサ540は、アンプ541と、ローパスフィルタ542とを有する。アンプ541は、平滑コンデンサ39の端子間の電圧を増幅して出力する。ローパスフィルタ542は、抵抗素子543と、コンデンサ544とを有する。抵抗素子543は、一方の端子がアンプ541の出力側に接続されていると共に他方の端子が電子制御ユニット50に接続されている。コンデンサ544は、一方の端子が抵抗素子543の他方の端子に接続されていると共に他方の端子が接地されている。ローパスフィルタ542は、アンプ541の出力に対してローパスフィルタ処理を施して平滑コンデンサ39の電圧VHとして電子制御ユニット50に出力する。
図33は、モータ32の電気角速度ωeと、ローパスフィルタ542の入力と出力との振幅比および位相差と、の関係の一例を示す説明図である。図33から、モータ32の電気角速度ωe(電気1次)が大きくなるにつれて、平滑コンデンサ39の電圧についての実値(実電圧VHact)と電圧センサ540の検出値(電圧VH)とのずれ(変動成分の振幅や位相のずれ)が大きくなることが解る。
次に、第6実施例の駆動装置520の電子制御ユニット50によるインバータ34の制御について説明する。図34は、第6実施例の駆動装置520の電子制御ユニット50によりインバータ34をPWM制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図34の制御ブロック図は、オフセット部70の電気1次変動成分検出部71をオフセット部570の電気1次変動成分検出部571に置き換えた点(入力データの変更を含む)を除いて、図2の制御ブロック図と同一である。したがって、電気1次変動成分検出部571について説明する。
図35は、電気1次変動成分検出部571により実行される電気1次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。図35の電気1次変動成分検出処理は、ステップS100の処理に代えてステップS100fの処理を実行する点や、ステップS160,S170の処理に代えてステップS160f〜S176fの処理を実行する点を除いて、図3の電気1次変動成分検出処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図35の電気1次変動成分検出処理では、電気1次変動成分検出部571は、最初に、モータ32の電気角θeや、インバータ34の出力電圧のq軸に対する電圧位相φq、平滑コンデンサ39の電圧VH、モータ32の電気角速度ωeなどのデータを入力する(ステップS100f)。ここで、各データの入力方法については上述した。
そして、平滑コンデンサ39の電圧VHの正弦成分バッファVHSIN[n]および余弦成分バッファVHCOS[n]を更新すると(ステップS140,S150)、平滑コンデンサ39の電圧VHの正弦成分バッファVHSIN[i](i=0,・・・,N−1)を用いて式(11−1)により平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ正弦係数bVHの一時値(仮値)としてのフーリエ正弦係数一時値bVHtmpを演算する(ステップS160f)。そして、平滑コンデンサ39の電圧VHの余弦成分バッファVHCOS[i]を用いて式(11−2)により平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHの一時値としてのフーリエ余弦係数一時値aVHtmpを演算する(ステップS170f)。
続いて、モータ32の電気角速度ωeに基づいて、電圧センサ39aからの平滑コンデンサ39の電圧VHの平滑コンデンサ39の実電圧VHactに対するずれを補正するための補正用振幅比AVHおよび補正用位相差ΔθVHを設定する(ステップS172f)。ここで、補正用振幅比AVHおよび補正用位相差ΔθVHは、モータ32の電気角速度ωeと補正用振幅比AVHおよび補正用位相差ΔθVHとの関係を予め定めてマップとしてROM52に記憶しておき、モータ32の電気角速度ωeが与えられると、このマッップから対応する補正用振幅比AVHおよび補正用位相差ΔθVHを導出して設定するものとした。図36は、モータ32の電気角速度ωeと補正用振幅比AVHおよび補正用位相差ΔθVHとの関係を定めたマップの一例を示す説明図である。図36は、電圧センサ540のローパスフィルタ542が時定数Tの1次遅れ系で設計されているとき、即ち、ローパスフィルタ542の入力VHfiと出力VHfo(電圧VH)との関係を式(11−3)のように表わすことができるときのモータ32の電気角速度ωeと補正用振幅比AVHや補正用位相差ΔθVHとの関係を示す。
そして、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数一時値aVHtmpおよびフーリエ正弦係数一時値bVHtmpと補正用振幅比AVHおよび補正用位相差ΔθVHとを用いて式(11−4)および式(11−5)により平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算して(ステップS174f,S176f)、図35の電気1次変動成分検出処理を終了する。
こうしたステップS172f〜S176fの処理により、ローパスフィルタ542の特性を踏まえて電圧センサ540からの電圧VHを実電圧VHactにより近い値に変換して、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算することができる。
以上説明した第6実施例の駆動装置520では、第1実施例の駆動装置20と同様に、電圧センサ39aからの平滑コンデンサ39の電圧VHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算し、この平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHに基づいてインバータ34を制御する。これにより、第1実施例の駆動装置20と同様に、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分以外の成分(例えば、電気2次変動成分や電気6次変動成分など)を十分に除去することができ、平滑コンデンサ39の電圧変動やモータ32のトルク変動をより抑制することができる。
また、第6実施例の駆動装置520では、電圧センサ540の周波数特性を考慮して、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算する。これにより、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHをより精度よく演算することができる。
第6実施例の駆動装置520では、図32に示した駆動装置520において、電圧センサ540の特性を考慮して平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算する場合について説明した。しかし、図16に示した第2実施例の駆動装置120において、電流センサ36aの特性を考慮してバッテリ36の電流IBのフーリエ余弦係数aIBおよびフーリエ正弦係数bIBを演算する場合や、図25に示した第4実施例の駆動装置320において、電流センサ244の特性を考慮してリアクトル242の電流ILのフーリエ余弦係数aILおよびフーリエ正弦係数bILを演算する場合なども、同様に考えることができる。
次に、第7実施例の駆動装置620について説明する。第7実施例の駆動装置620は、図1に示した第1実施例の駆動装置20と同一のハード構成である。したがって、第7実施例の駆動装置620のハード構成についての詳細な説明を省略する。
続いて、駆動装置620の電子制御ユニット50によるインバータ34の制御について説明する。図37は、第7実施例の駆動装置620の電子制御ユニット50によりインバータ34をPWM制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図37の制御ブロック図は、オフセット部70の相電流オフセット制御部74、相電流物理値演算部76、電流制御部77をオフセット部670の相電流オフセット制御部674、相電流物理値演算部676、電流制御部677に置き換えた点を除いて、図2の制御ブロック図と同一である。したがって、相電流オフセット制御部674や相電流物理値演算部676、電流制御部677について説明する。
相電流オフセット制御部674について説明する。図38は、相電流オフセット制御部674により実行される相電流オフセット制御処理の一例を示すフローチャートである。図38の相電流オフセット制御処理では、相電流オフセット制御部674は、最初に、V相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを入力する(ステップS400)。
こうしてデータを入力すると、入力したV相の電流オフセット推定値IVofsを用いて式(12−1)によりV相の電圧オフセット補正量VVofsを演算すると共に(ステップS410g)、W相の電流オフセット推定値IWofsを用いて式(12−2)によりW相の電圧オフセット補正量VWofsを演算して(ステップS420g)、図38の相電流オフセット制御処理を終了する。
ここで、V相およびW相の電圧オフセット補正量VVofs,VWofsは、それぞれ電流制御部677でV相およびW相の電圧指令Vv*,Vw*の補正に用いる補正量である。式(12−1)および式(12−2)は、それぞれV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsが値0になるように電圧オフセット補正量ADVofs,ADWofsを演算するためのフィードバック制御の関係式である。式(12−1)および式(12−2)において、「KP2」は比例項のゲインであり、「KI2」は積分項のゲインである。
相電流物理値演算部676について説明する。図39は、相電流物理値演算部676により実行される相電流物理値演算処理の一例を示すフローチャートである。図39の相電流物理値演算処理は、ステップS610〜S650の処理に代えてステップS640g,S650gの処理を実行する点を除いて、図12の相電流物理値演算処理と同一である。
図39の相電流物理値演算処理では、相電流物理値演算部676は、最初に、電流センサ32v,32wからのモータ32のV相、W相の電流IV,IWに対応するAD値ADIV,ADIWを入力する(ステップS600)。続いて、式(12−3)によりAD値ADIVをV相の制御用電流IVconに変換すると共に(ステップS640g)、式(14−2)によりAD値ADIWをW相の電流IWconに変換して(ステップS650g)、図39の相電流物理値演算処理を終了する。
ここで、式(12−3)は、式(5−1)におけるV相のオフセット補正量ADVofsを値0としたものに相当し、式(12−4)は、式(5−2)におけるW相のオフセット補正量ADWofsを値0としたものに相当する。したがって、各相の電流IU,IV,IWにオフセットが生じているときには、電流センサ32v,32wからのAD値ADIV,ADIW、ひいては、V相およびW相の制御用電流IVcon,IWcon(電子制御ユニット50が認識するV相およびW相の電流)にも、V相およびW相の電流IV,IWに含まれるオフセット量(実際のオフセット量)が反映される。
電流制御部677について説明する。図40は、電流制御部677により実行される各処理を説明するための制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図40の制御ブロック図は、加算部90v,90wを更に有する点を除いて、図15の制御ブロック図と同一である。したがって、加算部90v,90wについて説明する。
加算部90v,90wは、座標変換部86からのV相およびW相の電圧指令VV*,VW*に電圧オフセット補正量VVofs,VWofsを加えることによりV相およびW相の電圧指令VV*,VW*を補正し、補正後のV相およびW相の電圧指令VV*,VW*をPWM信号生成部87に出力する。
以上説明した第7実施例の駆動装置620では、第1実施例の駆動装置20と同様に、電圧センサ39aからの平滑コンデンサ39の電圧VHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算し、この平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHに基づいてインバータ34を制御する。これにより、第1実施例の駆動装置20と同様に、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分以外の成分(例えば、電気2次変動成分や電気6次変動成分など)を十分に除去することができ、平滑コンデンサ39の電圧変動やモータ32のトルク変動をより抑制することができる。
次に、第8実施例の駆動装置720について説明する。第8実施例の駆動装置720は、図1に示した第1実施例の駆動装置20と同一のハード構成である。したがって、第8実施例の駆動装置720のハード構成についての詳細な説明を省略する。
続いて、駆動装置720の電子制御ユニット50によるインバータ34の制御について説明する。図41は、第8実施例の駆動装置720の電子制御ユニット50によりインバータ34を矩形波制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図41の制御ブロック図は、オフセット部70の相電流オフセット制御部74、相電流物理値演算部76、電流制御部77をオフセット部770の相電流オフセット制御部774、相電流物理値演算部776、トルク制御部777に置き換えた点を除いて、図2の制御ブロック図と同一である。したがって、相電流オフセット制御部774や相電流物理値演算部776、トルク制御部777について説明する。
相電流オフセット制御部774について説明する。図42は、相電流オフセット制御部774により実行される相電流オフセット制御処理の一例を示すフローチャートである。図42の相電流オフセット制御処理では、相電流オフセット制御部774は、最初に、V相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsを入力する(ステップS400)。
こうしてデータを入力すると、入力したV相の電流オフセット推定値IVofsを用いて式(15−1)によりV相のパルス幅補正量θVofsを演算すると共に(ステップS410h)、W相の電流オフセット推定値IWofsを用いて式(15−2)によりW相のパルス幅補正量θWofsを演算して(ステップS420h)、図42の相電流オフセット制御処理を終了する。
ここで、V相およびW相のパルス幅補正量θVofs,θWofsは、それぞれトルク制御部777でV相およびW相の矩形波パルス信号のパルス幅の補正に用いる補正量である。式(15−1)および式(15−2)は、それぞれV相およびW相の電流オフセット推定値IVofs,IWofsが値0になるようにパルス幅補正量θVofs,θWofsを演算するためのフィードバック制御の関係式である。式(15−1)および式(15−2)において、「KP3」は比例項のゲインであり、「KI3」は積分項のゲインである。
相電流物理値演算部776について説明する。相電流物理値演算部776は、第7実施例の駆動装置620の相電流物理値演算部676と同様に、図39の相電流物理値演算処理を実行する。
トルク制御部777について説明する。図43は、トルク制御部777により実行される各処理を説明するための制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図43に示すように、トルク制御部777は、ローパスフィルタ(LPF)781と、座標変換部782と、トルク推定部783と、減算部784と、フィードバック制御(PI制御)部785と、上下限制限部786と、矩形波パルス生成部787とを有する。
ローパスフィルタ781は、モータ32のトルク指令Tm*に対してローパスフィルタ処理を施してフィルタ後トルク指令Tmf*を生成する。座標変換部782は、各相の電流の和が0であるとして、モータ32の電気角θeを用いてモータ32のV相およびW相の制御用電流IVcon,IWconをd軸およびq軸の電流Id,Iqに座標変換(3相−2相変換)する。トルク推定部783は、d軸およびq軸の電流Id,Iqに基づいてモータ32のトルク推定値Tmesを求める。減算部784は、モータ32のフィルタ後トルク指令Tmf*とトルク推定値Tmesとの差分ΔTmを演算する。
フィードバック制御部785は、差分ΔTmが値0になるようにトルクフィードバック制御によりインバータ34の出力電圧の電圧位相φqの仮値としての仮電圧位相φqtmpを演算する。上下限制限部786は、仮電圧位相φqtmpに上下限ガードを施して電圧位相φqを設定する。
矩形波パルス生成部787は、モータ32の電気角θeとインバータ34の出力電圧の電圧位相φqとV相およびW相のパルス幅補正量θVofs,θWofsとを用いてトランジスタT11〜T16の矩形波パルスを生成してトランジスタT11〜T16のスイッチング制御を行なう。
図44は、モータ32の角度(θe+φq)とトランジスタT11〜T16の矩形波パルス信号との関係の一例を示す説明図である。図44は、V相およびW相のパルス幅補正量θVofs,θWofsが共に正のときを示す。図44に示すように、V相のパルス幅補正量θVofsに基づいてトランジスタT12,T15のオンオフ切替タイミングが調整され、W相のパルス幅補正量θWofsに基づいてトランジスタT13,T16のオンオフ切替タイミングが調整される。
以上説明した第8実施例の駆動装置720では、第1実施例の駆動装置20と同様に、電圧センサ39aからの平滑コンデンサ39の電圧VHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算し、この平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHに基づいてインバータ34を制御する。これにより、第1実施例の駆動装置20と同様に、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分以外の成分(例えば、電気2次変動成分や電気6次変動成分など)を十分に除去することができ、平滑コンデンサ39の電圧変動やモータ32のトルク変動をより抑制することができる。
次に、第9実施例の駆動装置820について説明する。第9実施例の駆動装置820は、図1に示した第1実施例の駆動装置120と同一のハード構成である。したがって、第9実施例の駆動装置820のハード構成についての詳細な説明を省略する。
続いて、第9実施例の駆動装置820の電子制御ユニット50によるインバータ34の制御について説明する。図45は、第9実施例の駆動装置820の電子制御ユニット50によりインバータ34をPWM制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図45の制御ブロック図は、オフセット部70の電気1次変動成分検出部71をオフセット部870の電気1次変動成分検出部871に置き換えた点を除いて、図2の制御ブロック図と同一である。したがって、電気1次変動成分検出部871について説明する。
図46は、電気1次変動成分検出部871により実行される電気1次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。図46の電気1次変動成分検出処理は、ステップS120,S160,S170の処理に代えてステップS120i,S160i,S170iの処理を実行する点を除いて、図3の電気1次変動成分検出処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図46の電気1次変動成分検出処理では、電気1次変動成分検出部871は、バッファインデックスnを値1だけインクリメントして更新すると(ステップS110)、更新後のバッファインデックスnを上述の値Nと値Mとの積と比較する(ステップS120i)。ここで、値Mは、値2以上の整数である。したがって、値Nと値Mとの積は、モータ32の電気角θeについての周期数を意味する。
ステップS120iでバッファインデックスnが値Nと値Mとの積未満のときには、そのバッファインデックスnについて、平滑コンデンサ39の電圧VHの正弦成分バッファVHSIN[n]および余弦成分バッファVHCOS[n]を更新する(ステップS140,S150)。一方、バッファインデックスnが値Nと値Mとの積以上のときには、バッファインデックスnを値0にリセットし(ステップS130)、そのバッファインデックスnについて、平滑コンデンサ39の電圧VHの正弦成分バッファVHSIN[n]および余弦成分バッファVHCOS[n]を更新する(ステップS140,S150)。
そして、平滑コンデンサ39の電圧VHの正弦成分バッファVHSIN[i](i=0,・・・,N×M−1)を用いて式(16−1)により平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ正弦係数bVHを演算する(ステップS160i)。そして、平滑コンデンサ39の電圧VHの余弦成分バッファVHCOS[i]を用いて式(16−2)により平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHを演算して(ステップS170i)、図45の電気1次変動成分検出処理を終了する。
図47は、第1実施例および第9実施例の手法の実行結果としての周波数と減衰比との関係の一例を示す説明図である。図中、実線は、モータ32の電気1周期(値Mを値1としたとき)の信号(平滑コンデンサ39の電圧VHの正弦成分バッファVHSIN[i]や余弦成分バッファVHCOS[i])を用いて電気1次でフーリエ級数展開を行なった結果を示し、破線は、モータ32の電気2周期(値Mを値2としたとき)の信号を用いて電気1次でフーリエ級数展開を行なった結果を示す。図47から、フーリエ級数展開に用いる信号数を増加させることにより、除去できる周波数成分(電気1次を除く)が増加し、電気1次として認識する帯域をより狭くすることができ、電気1次周辺(電気1次を除く)のノイズをより十分に除去できると考えられる。そして、発明者らは、実験や解析により、モータ32の電気M周期の信号を用いて電気1次でフーリエ級数展開を行なうことにより、電気1次を除く、電気周波数/Mの整数倍の周波数成分を除去できることを確認した。
以上説明した第9実施例の駆動装置820では、第1実施例の駆動装置20と同様に、電圧センサ39aからの平滑コンデンサ39の電圧VHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算し、この平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHに基づいてインバータ34を制御する。これにより、第1実施例の駆動装置20と同様に、平滑コンデンサ39の電圧VHの電気1次変動成分以外の成分(例えば、電気2次変動成分や電気6次変動成分など)を十分に除去することができ、平滑コンデンサ39の電圧変動やモータ32のトルク変動をより抑制することができる。
また、第9実施例の駆動装置820では、モータ32の電気角θeでのM(M≧2)周期のデータを用いて平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHを演算する。これにより、平滑コンデンサ39の電圧VHのフーリエ余弦係数aVHおよびフーリエ正弦係数bVHをより精度よく演算することができる。
第1〜第9実施例の駆動装置20,120,220,320,420,520,620,720,820では、オフセット部実行判定部75,275により実行される図11や図24のオフセット部実行判定処理により、モータ32の電気角速度ωeやインバータ34の出力電圧の変調度Vr、昇圧コンバータ240のデューティ指令Dに基づいてオフセット部70,170,270,370,470,570,670,770,870で各処理を実行するか否かを判定するものとした。しかし、オフセット部実行判定部75,275を有しない、即ち、モータ32の電気角速度ωeやインバータ34の出力電圧の変調度Vr、昇圧コンバータ240のデューティ指令Dに拘わらずに、オフセット部70,170,270,370,470,570,670,770,870で各処理を実行するものとしてもよい。
実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ32が「モータ」に相当し、インバータ34が「インバータ」に相当し、平滑コンデンサ39が「平滑コンデンサ」に相当し、電流センサ32v,32wが「電流センサ」に相当し、電子制御ユニット50が「制御装置」に相当し、電圧センサ39aが「電圧センサ」に相当する。
なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。
以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。