JP2017192202A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】フィルタによるサンプリングにおいて１次電流を高精度に検出する交流電動機の制御装置を提供する。【解決手段】インバータ制御部のスペクトル演算部４０１は、ＭＧ８０に流れる相電流のスペクトルを検出する。「フィルタ」としての１次電流演算部５１は、電気１周期を「分割数Ｎ（Ｎは２以上の整数）」で分割したサンプリング間隔で相電流Ｉｖ、Ｉｗをサンプリングし、サンプリングした相電流値に基づいて、相電流の１次成分を抽出する。分割数選択部５３は、「相電流の１次成分に重畳した特定次数の高次成分を分割数Ｎでサンプリングした値」が「相電流の１次成分を分割数Ｎでサンプリングした値」に一致することを避けるように、スペクトル演算部４０１が検出した相電流のスペクトルに基づいて、分割数Ｎを設定する。これにより、特定次数の高次成分が誤って１次成分として認識されることを防止し、１次電流の検出精度を向上させることができる。【選択図】図９

Description

本発明は、交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

従来、電流センサが検出した相電流検出値に基づいてフィードバック制御を行う交流電動機の制御装置において、相電流の１次成分に重畳する高次成分の影響を低減する技術が知られている。
例えば特許文献１に開示された交流電動機の制御装置は、相電流検出値をフーリエ級数展開して１次成分を抽出し、抽出した１次電流に基づいてフィードバック制御を行う。このとき、例えば電気１周期を分割数Ｎで分割したサンプリング間隔でサンプリングされた値に基づく算出値を積算することにより、フーリエ係数を演算する。

特許第５７４１９６６号公報

特許文献１には、１次電流の検出精度を確保するため、交流電動機の回転数又は電気周波数によって、分割数Ｎを変更してもよいと記載されている。この従来技術の知見によると、回転数に応じて処理可能な範囲で分割数Ｎを最大に設定することにより、より多くのサンプリング値を用いてフーリエ係数を演算し、１次電流の検出精度を向上させることができるように思われる。

しかし、高次成分の次数と分割数Ｎとの関係によっては、相電流の特定次数の高次成分を分割数Ｎでサンプリングした値が、相電流の１次成分を分割数Ｎでサンプリングした値に一致する場合がある。例えば、相電流の１１次成分又は１３次成分を分割数１２でサンプリングした値は、相電流の１次成分を分割数１２でサンプリングした値に一致する。

すると、本来、フィルタで除去されるはずの高次成分が誤って１次成分として認識されることになる。その結果、フーリエ級数展開で演算される１次電流の検出値が真の値よりも大きくなる。したがって、従来技術のように回転数のみに基づいて分割数Ｎを決定すると、１次電流の振幅に誤差が生じ、検出精度が低下するおそれがある。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、フィルタによるサンプリングにおいて１次電流を高精度に検出する交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明の交流電動機の制御装置は、複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給するインバータ（２０）と、フィードバックされた相電流に基づいてインバータを操作し、交流電動機の通電を制御するインバータ制御部（３０）とを備える。
本明細書で「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータの通電を制御する制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。

インバータ制御部は、フィルタ（５１）と、スペクトル演算部（４０１、４０３、４０４）と、分割数設定部（５３、５４）とを有する。
スペクトル演算部は、交流電動機に流れる相電流のスペクトルを検出又は推定する。
フィルタは、電気１周期を「分割数Ｎ（Ｎは２以上の整数）」で分割したサンプリング間隔で相電流をサンプリングし、サンプリングした相電流値に基づいて、相電流の１次成分を抽出する。
分割数選択部は、「相電流の１次成分に重畳した特定次数の高次成分を分割数Ｎでサンプリングした値」が「相電流の１次成分を分割数Ｎでサンプリングした値」に一致することを避けるように、スペクトル演算部が検出又は推定した相電流のスペクトルに基づいて、分割数Ｎを設定する。

好ましくは、本発明のフィルタは、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開した１次成分を抽出し、当該相の１次電流を算出する１次電流演算部（５１）である。
この１次電流演算部は、サンプリング間隔でサンプリングされた相電流検出値に基づく算出値を電気１周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算し、当該フーリエ係数を基に１次電流を算出する。

このように本発明では、フィルタによるサンプリングにおいて、分割数Ｎは、相電流のスペクトルに基づいて設定される。このとき、分割数Ｎは、「相電流の１次成分に重畳した特定次数の高次成分を分割数Ｎでサンプリングした値」が「相電流の１次成分を分割数Ｎでサンプリングした値」に一致することを避けるように設定される。これにより、特定次数の高次成分が誤って１次成分として認識されることを防止し、１次電流の検出精度を向上させることができる。

各実施形態の交流電動機の制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図。 第１、第２実施形態によるインバータ制御部の制御ブロック図。 第１、第２実施形態による変調器の制御ブロック図。 フーリエ係数演算処理における分割数を説明する図。 相電流の（ａ）１１次成分、（ｂ）１３次成分を分割数１２（サンプリング間隔３０ｄｅｇ）でサンプリングしたときの検出値を示す図。 分割数１２のフィルタ特性と相電流スペクトルとの関係を示す図。 相電流の（ａ）１１次成分、（ｂ）１３次成分を分割数２４（サンプリング間隔１５ｄｅｇ）でサンプリングしたときの検出値を示す図。 分割数２４のフィルタ特性と相電流スペクトルとの関係を示す図。 第１実施形態による電流処理部の制御ブロック図。 第１実施形態による分割数設定例を説明する図。 第１実施形態による分割数設定処理のフローチャート。 第２実施形態による電流処理部の制御ブロック図。 第２実施形態による分割数設定例を説明する図。 第２実施形態による分割数設定処理のフローチャート。 第３実施形態によるインバータ制御部の制御ブロック図。 第３実施形態による変調器の制御ブロック図。 第３実施形態による電流処理部の制御ブロック図。 パルスパターン記憶部が記憶する分割数マップの例を示す図。 第４実施形態によるインバータ制御部の制御ブロック図。 第４実施形態による変調器の制御ブロック図。 第５実施形態によるインバータ制御部の制御ブロック図。

以下、交流電動機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。また、以下の第１〜第５実施形態を包括して「本実施形態」という。
本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、三相交流モータであるＭＧの通電を制御する装置である。各実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、特許請求の範囲に記載の「交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。

［システム構成］
まず、各実施形態のＭＧ制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの全体構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。
ＭＧ駆動システム９０は、充放電可能な二次電池である「電源」としてのバッテリ１１の直流電力をインバータ２０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給するシステムである。ＭＧ駆動システム９０においてＭＧ制御装置１０は、主にインバータ２０及びインバータ制御部３０を含む。なお、ＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。
なお、ＭＧ制御装置１０は、バッテリ１１の電圧を昇圧してインバータ２０に出力するコンバータを備えたＭＧ駆動システムに適用されてもよい。また、ＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。

ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。

ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち二相の巻線に接続される電流経路には、相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ８７、８８が設けられており、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
ＭＧ８０の電気角θｅは、例えばレゾルバ等の回転角センサ８５により検出される。

インバータ２０は、上下アームの６つのスイッチング素子２１−２６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子２１、２２、２３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子２４、２５、２６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子２１−２６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

インバータ２０は、インバータ制御部３０からのゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１−２６が動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ制御部３０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。平滑コンデンサ１５は、インバータ２０に入力されるシステム電圧Ｖｓｙｓを平滑化する。システム電圧Ｖｓｙｓは、特許請求の範囲に記載の「インバータ電圧」に相当する。
電圧センサ２７はシステム電圧Ｖｓｙｓを検出する。

インバータ制御部３０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

インバータ制御部３０は、各センサが検出したシステム電圧Ｖｓｙｓ、二相の相電流Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θｅを取得する。また、インバータ制御部３０は、微分器８６により電気角θｅが時間微分された電気角速度ω［ｄｅｇ／ｓ］を取得する。なお、インバータ制御部３０の内部に微分器８６を有してもよい。
電気角速度ωは、比例定数を乗じることにより、回転数Ｎｒ［ｒｐｍ］に換算される。本明細書では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して、適宜「回転数ω」といい、「回転数ω」と「回転数Ｎｒ」とを併用する。特に「回転数Ｎｒ」は、後述の電流処理部にて分割数上限値Ｎｌｉｍを算出する場面で用いる。それ以外のモータ制御の説明では、主に「回転数ω」を用いる。

さらにインバータ制御部３０は、上位制御回路からトルク指令Ｔｒｑ^*が入力される。
インバータ制御部３０は、これらの情報に基づいて、インバータ２０を操作するゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。インバータ２０は、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子２１−２６が動作することにより、バッテリ１１から入力される直流電力を交流電力に変換しＭＧ８０に供給する。

［インバータ制御部の構成］
以下、インバータ制御部３０の構成について実施形態毎に説明する。各実施形態のインバータ制御部の符号として、「３０」に続く３桁目に実施形態の番号を付して区別する。また、各実施形態のインバータ制御部に含まれる変調器、スペクトル演算部、電流処理部の符号として、それぞれ「６０」、「４０」、「５０」に続く３桁目に実施形態の番号を付して区別する。ただし、それらの構成が前出の実施形態の構成と実質的に同一である場合、前出の構成の符号を援用する。

（第１実施形態）
第１、第２実施形態に共通のインバータ制御部及び変調器の構成について、図２、図３を参照して説明する。
図２に示すように、インバータ制御部３０１は、一般的なフィードバック制御（図中、「ＦＢ制御」）の構成として、ｄｑ変換部３１、トルク推定部３２、トルクフィードバック制御部３４０、電流指令演算部３５、電流フィードバック制御部３８０、変調器６０１及びゲート信号生成部７９を含む。また、インバータ制御部３０１は、特徴構成として、スペクトル演算部４０１、及び、第１実施形態の電流処理部５０１若しくは第２実施形態の電流処理部５０２を含む。以下、第１、第２実施形態の電流処理部５０１、５０２に共通の事項については、「電流処理部５０１」として記載する。

まず、一般的なフィードバック制御の構成について説明する。本実施形態は、ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３に流れる電流のうち少なくとも一相の電流がフィードバックされる構成において成立する。したがって、インバータ制御部３０１は、電流フィードバック制御部３８０のみを備え、トルクフィードバック制御部３４０を備えなくてもよい。或いは、図２に示すように、フィードバック電流に基づいてトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出する構成のトルクフィードバック制御部３４０のみを備えてもよい。

ただし、ハイブリッド自動車のＭＧ駆動システム９０に現実に適用される構成として、トルクフィードバック制御部３４０と電流フィードバック制御部３８０との両方を備える構成が一般的であるため、ここでは、その構成を代表的な実施形態として説明する。
この構成では、演算した電圧ベクトルの振幅Ｖｒとシステム電圧Ｖｓｙｓとから算出される変調率に応じて、電圧ベクトルを演算するフィードバック方式が切り替えられる。すなわち、トルクフィードバック制御部３４０と電流フィードバック制御部３８０とが協働して電圧ベクトルを演算する場合と、電流フィードバック制御部３８０が単独で電圧ベクトルを演算する場合とがある。

トルクフィードバック制御部３４０は、トルク減算器３３及び制御器３４を有する。
電流フィードバック制御部３８０は、電流減算器３６、制御器３７、制御器３８、電圧振幅／位相演算部３９を有する。このうち、制御器３７と、制御器３８及び電圧振幅／位相演算部３９とは、上述の二つのフィードバック方式に応じて選択的に設けられる。

最初に、両方のフィードバック方式に共通の構成を説明する。
ｄｑ変換部３１は、電気角θｅに基づき、電流処理部５０１が出力した１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓをｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換し、電流減算器３６にフィードバックする。
電流指令演算部３５は、トルク指令Ｔｒｑ^*に基づき、例えば電流当たり最大トルクが得られるように、マップや数式を用いてｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。
電流フィードバック制御部３８０の電流減算器３６は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、ｄｑ変換部３１からフィードバックされるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。

続いて、トルクフィードバック制御部３４０と電流フィードバック制御部３８０とが協働して電圧ベクトルを演算する場合の構成を説明する。
トルク推定部３２は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ、及び、ＭＧ８０のモータ定数に基づき、式（１）を用いてトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出する。
Ｔｒｑ＿ｅｓｔ＝ｐ×｛Ｉｑ×ψ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝ ・・・（１）
ただし、
ｐ ：ＭＧの極対数
ψ ：逆起電圧定数
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス

トルクフィードバック制御部３４０のトルク減算器３３は、トルク指令Ｔｒｑ^*とトルク推定値Ｔｒｑ＿ｅｓｔとのトルク偏差ΔＴｒｑを算出する。制御器３４は、トルク偏差ΔＴｒｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧位相φを演算し、変調器６０１に出力する。
また、電流フィードバック制御部３８０の制御器３７は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算により電圧振幅Ｖｒを演算し、変調器６０１に出力する。

次に、電流フィードバック制御部３８０が単独で電圧ベクトルを演算する場合の構成を説明する。
電流フィードバック制御部３８０の制御器３８は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算によりｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。電圧振幅／位相演算部３９は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φに変換し、変調器６０１に出力する。なお、図２には、電圧位相φをｄ軸基準で定義する例を参考に示しているが、ｑ軸基準で電圧位相を定義してもよい。

こうして変調器６０１は、いずれかのフィードバック方式で演算された電圧振幅Ｖｒ及び電圧位相φが入力される。また、変調器６０は、システム電圧Ｖｓｙｓ、電気角θｅ、回転数Ｎｒ等の情報が入力される。
変調器６０１は、これらの情報に基づき、インバータ２０を操作するパルス電圧の出力波形として、パルスパターン又はＰＷＭ信号をゲート信号生成部７９に出力する。
ゲート信号生成部７９は、変調器６０１が出力したパルスパターン又はＰＷＭ信号に基づいて、ゲート信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ２０のスイッチング素子２１−２６に出力する。

図３に示すように、変調器６０１は、変調率算出部６１、方式切替部６２、同期数設定部６３、パルスパターン選択部６４、パルスパターン記憶部６５、ＰＷＭ信号生成部６６及び搬送波周波数設定部６７を有する。
このうち、同期数設定部６３、パルスパターン選択部６４及びパルスパターン記憶部６５は、パルスパターンを生成するブロックであり、ＰＷＭ信号生成部６６及び搬送波周波数設定部６７は、ＰＷＭ信号を生成するブロックである。第１実施形態では、変調器６０１は、少なくともいずれか一方のブロックを含めばよい。本明細書では、パルスパターンに、電気１周期に１パルスの矩形波を出力するパターンを含むものとする。

変調率算出部６１は、電流フィードバック制御部３８０が出力した電圧振幅Ｖｒとシステム電圧Ｖｓｙｓとの比から、式（２）により変調率ｍを算出する。
ｍ＝２√（２／３）×（Ｖｒ／Ｖｓｙｓ） ・・・（２）
方式切替部６２は、変調率ｍ等に基づいて、電圧波形の特定方式を切り替える。
同期数設定部６３、パルスパターン選択部６４及びパルスパターン記憶部６５については、後述の第３実施形態で説明する。

ＰＷＭ信号生成部６６は、インバータ２０が出力する電圧波形を特定する方式として、電流フィードバック制御部３８０の出力に基づいて算出される相電圧と搬送波とを比較しＰＷＭ信号を生成する。インバータ２０が出力する電圧波形を特定する。
詳しくは、ＰＷＭ信号は、相電圧が換算されたｄｕｔｙと、三角波等の搬送波とが比較されることにより生成される。
搬送波周波数設定部６７は、ＰＷＭ信号生成部６６が用いる搬送波の周波数（以下「搬送波周波数」）Ｆｃを設定する。

図２に戻り、次に、本実施形態の特徴構成であるスペクトル演算部４０１及び電流処理部５０１について説明する。
各実施形態のスペクトル演算部は、ＭＧ８０に流れる一相以上の相電流のスペクトルを検出又は推定する。特に第１実施形態のスペクトル演算部４０１は、電流センサ８７、８８が検出した相電流検出値Ｉｖ、Ｉｗを取得し、当該相電流のスペクトルを検出する。

電流処理部５０１には、電流センサ８７、８８が検出した相電流検出値Ｉｖ、Ｉｗに加え、電気角θｅ及び回転数Ｎｒが入力される。
ところで、従来技術である特許文献１（特許第５７４１９６６号公報）に記載されている通り、ＭＧ制御装置では、フィードバックされる相電流に高次成分が重畳したり、相電流がオフセットしたりする場合がある。そこで、相電流検出値をフーリエ級数展開して抽出した１次電流演算値を用いてフィードバック制御することで、高次成分による騒音を低減し、相電流のオフセットによるトルク変動やパワー変動を抑制可能となる。

本実施形態の電流処理部５０１は、従来技術の「１次電流演算部」の基本構成を基に、さらに他の機能部が付加されたものである。電流処理部５０１は、従来技術が備えない特徴として、特に、スペクトル演算部４０１が検出した相電流スペクトルの情報を取得し、それに基づいて、フーリエ級数展開における「分割数Ｎ（Ｎは２以上の整数）」を設定する。そして、電流処理部５０１は、取得した情報に基づいて演算した１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓをｄｑ変換部３１に出力する。

電流処理部５０１の全体的な構成は、図９を参照して後述する。その前に、電流処理部５０１の「１次電流演算部５１」について、ここで説明する。
１次電流演算部５１は、従来技術と同様に、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開した１次成分を抽出し、当該相の１次電流を算出するものであり、特許請求の範囲に記載の「フィルタ」として機能する。１次電流演算部５１は、電気１周期を分割数Ｎで分割したサンプリング間隔でサンプリングされた相電流検出値に基づく算出値を電気１周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算し、当該フーリエ係数を基に１次電流を算出する。

なお、特許文献１では、「電気１周期を分割数Ｎで分割したサンプリング間隔」を「積算角の間隔」と表している。積算角の考え方やフーリエ係数の演算式、及び、フーリエ係数を用いた１次電流の演算式等については特許文献１の開示内容に準ずるものとし、本明細書では詳細な説明を省略する。また、特許文献１に記載された「電気角ｋ周期」について、本明細書では、「ｋ＝１」として考える。

従来技術の第２実施形態では、積算角の間隔は、電気１周期を分割数Ｎで等分割した一定間隔に設定される。例えば図４に示すように、分割数Ｎが１２のとき、積算角の間隔は３０ｄｅｇとなる。この場合、電気１周期につき１２個の電気角θｅ及びＶ相電流Ｉｖのデータに基づいて、フーリエ係数が演算される。

また、特許文献１の段落［００８４］には、次のように記載されている。
「分割数Ｎを固定した場合、回転数Ｎｒに応じて積算タイミングの周期が変動する。そこで、積算の精度を適正に確保できるよう、交流電動機の回転数Ｎｒ、又は電気周波数によって、分割数Ｎを変更してもよい。具体的には、回転数Ｎｒ又は電気周波数が高くなるほど分割数Ｎを少なくし、回転数Ｎｒ又は電気周波数が低くなるほど分割数Ｎを多くするとよい。」
この従来技術の知見によると、回転数に応じて処理可能な範囲で分割数Ｎを最大に設定することにより、より多くのサンプリング値を用いてフーリエ係数を演算し、１次電流の検出精度を向上させることができるように思われる。

しかし、高次成分の次数と分割数Ｎとの関係によっては、「相電流の特定次数の高次成分を分割数Ｎでサンプリングした値」が「相電流の１次成分を分割数Ｎでサンプリングした値」に一致し、１次電流を正しく演算することができない場合がある。これについて、図５〜図８を参照して説明する。

図５（ａ）、（ｂ）には、相電流の１１次成分及び１３次成分を分割数１２（すなわちサンプリング間隔３０ｄｅｇ）でサンプリングしたときの検出値を示す。サンプリングされた１２個の点の軌跡は、１次のｓｉｎ波を描く。すなわち、相電流の１１次成分及び１３次成分を分割数１２でサンプリングした値は、相電流の１次成分を分割数Ｎでサンプリングした値に一致する。そのため、電気１周期に１２個のサンプリング値からでは、１次成分と１１次、１３次成分とを区別することができない。

図６は、この現象を相電流スペクトルとフィルタ特性との関係で表した図である。
フィルタ特性は、分割数１２の場合における、各次数成分の「フィルタ処理前の振幅に対するフィルタ処理後の振幅の減衰率」を示す。例えば、減衰率が−２０［ｄＢ］とは、フィルタ前の振幅がフィルタ後に１０分の１に減衰することを意味する。また、減衰率が０［ｄＢ］とは、フィルタ前の振幅がフィルタ後に全く減衰されないことを意味する。
図６には、０次から３０次まで、０．２５次毎に算出した減衰率の点をつないだ特性線を示す。１次を除くと、１１次、１３次、２３次、２５次で減衰率が０［ｄＢ］となる。一方、１次と１１次との間、１３次と２３次との間、２５次から３０次までの区間では、減衰率の絶対値が大きくなっている。

また、相電流スペクトルは、説明のために示した仮想のスペクトルであり、実際には、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）等の手段によって検出される周波数スペクトルに相当する。
図６では、相電流検出値に含まれる１１次成分及び１３次成分のスペクトル振幅が比較的大きい状態を仮に想定する。なお、１次、１１次、１３次以外の比較的振幅の小さい次数成分は、単に「その他の次数成分」が存在していることを示しているに過ぎず、次数の値自体に意味は無い。

このように、スペクトル振幅が比較的大きい１１次成分及び１３次成分について、フィルタ特性の減衰率が０［ｄＢ］であると、１１次成分及び１３次成分は、誤って１次成分として認識される。その結果、誤って認識された高次成分の振幅が１次電流の振幅に加算される。したがって、フィルタが検出した１次電流の振幅Ａ_snsは、真の振幅Ａ_realに対しプラス側に誤差が生じるため、１次電流の検出精度が低下する。

次に、図７（ａ）、（ｂ）には、それぞれ１１次成分、１３次成分を分割数２４（すなわちサンプリング間隔１５ｄｅｇ）でサンプリングしたときの電流値を示す。この場合、サンプリングされた２４個の点の軌跡は、フィルタ前の電流波形にある程度追従しており、１次成分の電流波形と区別可能である。
図８に示すように、分割数２４の場合のフィルタ特性によると、１１次、１３次成分の減衰率は−３０［ｄＢ］より負側にあり、絶対値が３０を超えている。このことは、相電流検出値を分割数２４でサンプリングしたとき、１１次成分、１３次成分が適切に除去されることを意味している。その結果、フィルタが検出した１次電流の振幅Ａ_snsは、真の振幅Ａ_realに精度良く一致する。

要するに、フーリエ級数展開の分割数Ｎの設定にあたっては、従来技術のように回転数Ｎｒのみによって判断すればよいわけでなく、相電流スペクトルの振幅と、注目する次数成分の減衰率との関係を考慮することが重要である。
そこで本実施形態は、１次電流演算部５１がフーリエ級数展開に用いる分割数Ｎを適切に設定するための電流処理部の構成及び作用に特徴を有する。

第１実施形態の電流処理部５０１の構成、及び、電流処理部５０１による分割数設定例について、図９、図１０、図１１を参照して説明する。
図１０に示す設定例では、１回目に設定した分割数「Ｎ＝２４」が不適当であるため、２回目に分割数「Ｎ＝１８」に変更する。このように、第１実施形態では、「設定し、不適当ならば変更する」というトライアンドエラーの思想に基づき分割数Ｎを設定する。

図１１のフローチャートには、第１実施形態による分割数設定処理のルーチンを示す。以下のフローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。
図１０中の「Ｓ２−１」、「Ｓ７−２」等は、図１１における同番号のステップに対応する。例えば「Ｓ２−１」は、１回目のループの「Ｓ２」を意味し、「Ｓ７−２」は、２回目のループの「Ｓ７」を意味する。

図９に示すように、電流処理部５０１は、１次電流演算部５１、スペクトル比較部５２、分割数設定部５３、減衰率取得部５５、非減衰成分特定部５６及び分割数制限部５７を有する。
１次電流演算部５１の一般的な説明は上述の通りである。図９に示すように、１次電流演算部５１は、例えばＶ相、Ｗ相電流の検出値Ｉｖ、Ｉｗ、及び電気角θｅの情報が入力され、これらの情報に基づいてフーリエ級数展開した１次成分を抽出する。そして、この例では、Ｖ相、Ｗ相の１次電流Ｉｖ１ｓ、Ｉｗ１ｓを算出し、フィードバック電流としてｄｑ変換部３１に出力する。

スペクトル比較部５２は、スペクトル演算部４０１が検出した相電流スペクトルの振幅と判定閾値Ａｔｈとを比較する。第１実施形態では、非減衰成分特定部５６が特定した非減衰成分についてのスペクトル振幅を判定閾値Ａｔｈと比較する。
分割数設定部５３は、まず、ある分割数Ｎを設定する。この分割数Ｎは、例えば、従来技術のように回転数Ｎｒのみから算出してもよいし、或いは、以前の制御で使用した値を流用してもよい。検出精度を向上させる観点から、分割数Ｎは、原則として、回転数Ｎｒに応じて処理可能な範囲で可及的に大きく設定することが好ましい。
その後、分割数設定部５３は、スペクトル比較部５２によるスペクトル振幅の比較結果に基づき、設定した分割数Ｎが不適当であると判断された場合、分割数Ｎを変更する。

分割数制限部５７は、電流処理部５０１の処理時間Ｔｃ及びＭＧ８０の回転数Ｎｒに基づいて分割数の上限値Ｎｌｉｍを算出し、分割数設定部５３が設定可能な分割数Ｎを上限値Ｎｌｉｍ以下に制限する。ここで、以下のように記号を定義する。
Ｔｃ：処理時間［ｓ］
Ｔ ：電気１周期の時間［ｓ］
ｐ ：ＭＧの極対数［−］
Ｎｒ：回転数［ｒｐｍ］
θｓ：サンプリング間隔［ｄｅｇ］（＝３６０／Ｎ）
θｓｌｉｍ：サンプリング間隔の下限値［ｄｅｇ］

ＭＧ８０の回転数Ｎｒに応じて、電気１周期の時間Ｔは、式（３）で算出される。
Ｔ＝６０／（ｐ×Ｎｒ） ・・・（３）
分割数Ｎは、電気１周期の時間Ｔ内に処理時間Ｔｃの処理を繰り返し可能な回数以下とする必要があるから、式（４）が得られる。
Ｎ≦Ｔ／Ｔｃ＝６０／（ｐ×Ｎｒ×Ｔｃ）＝Ｎｌｉｍ ・・・（４）
なお、式（４）は、サンプリング間隔の下限値θｓｌｉｍの式（５）に書き換えることができる。
θｓ≧（３６０／６０）×ｐ×Ｎｒ×Ｔｃ＝６（ｐ×Ｎｒ×Ｔｃ）＝θｓｌｉｍ
・・・（５）

減衰率取得部５５は、分割数設定部５３が設定した分割数Ｎでサンプリングされる一つ以上の次数の高次成分について、フィルタ処理前の振幅に対するフィルタ処理後の振幅の減衰率を取得する。
図５〜図８に例示した通り、高次成分の次数と分割数Ｎとの関係によって、各次数成分の減衰率は理論的に求められる。そのため、減衰率取得部５５は、例えば高次成分の次数毎に分割数Ｎと減衰率との関係を規定したマップ等を記憶してもよい。

非減衰成分特定部５６は、減衰率取得部が取得した減衰率の絶対値が閾値Ｒｔｈ未満である次数の高次成分を「非減衰成分」として特定する。以下、閾値Ｒｔｈとの大小比較については、減衰率の絶対値により表現するものとし、「絶対値」の記載を適宜省略する。したがって、「減衰率が閾値Ｒｔｈ未満」であるとは、負の値である閾値Ｒｔｈよりも減衰率が０に近いこと、すなわち、ほとんど減衰しないことを意味する。

次に、図９〜図１１を合わせて参照しつつ、図１１のフローチャートに沿って、分割数Ｎの設定手順を説明する。
まず、ルーチン全体の流れを一通り説明してから、図１０に示す具体例を対照する。
Ｓ１で、分割数制限部５７は、処理時間Ｔｃ及び回転数Ｎｒを取得し、それらの情報に基づいて分割数上限値Ｎｌｉｍを算出する。なお、１回のルーチン中に処理時間Ｔｃ及び回転数Ｎｒは変化しないことを前提とする。

Ｓ２で、分割数設定部５３は分割数Ｎを設定する。なお、破線枠内の注記については後述する。
Ｓ３では、設定された分割数Ｎが上限値Ｎｌｉｍ以下であるか判定される。Ｓ３でＮＯの場合、Ｓ２に戻り、分割数設定部５３は分割数Ｎを再設定する。Ｓ３でＹＥＳの場合、Ｓ４に移行する。

Ｓ４、Ｓ５で、スペクトル演算部４０１は、一相以上の電流を取得し、スペクトルを検出する。
Ｓ６で、減衰率取得部５５及び非減衰成分特定部５６は、分割数Ｎに応じた減衰率を取得し、減衰率が閾値Ｒｔｈ未満である「非減衰成分」を特定する。

Ｓ７で、スペクトル比較部５２は、非減衰成分のスペクトル振幅が判定閾値Ａｔｈ未満であるか判定する。Ｓ７でＮＯの場合、Ｓ２に戻り、分割数設定部５３は分割数Ｎを再設定する。Ｓ７でＹＥＳの場合、Ｓ１０に移行する。
Ｓ１０では、１次電流演算部５１は、決定された分割数Ｎを用いてフーリエ係数を演算し、フーリエ級数展開により１次電流を演算する。

続いて図１０を参照し、具体例を説明する。この例のＳ３では、１回目、２回目ともＹＥＳと判定される。Ｓ７では、１回目のＳ７−１でＮＯと判定された後、２回目のＳ７−２でＹＥＳと判定される。
１回目のＳ２−１で、分割数設定部５３は、分割数Ｎを２４（すなわち、サンプリング間隔１５ｄｅｇ）に設定する。Ｓ６−１では、「Ｎ＝２４」のフィルタ特性により、２３次成分及び２５次成分が非減衰成分として特定される。

Ｓ７−１で、スペクトル比較部５２は、２３次成分及び２５次成分について、スペクトル振幅を判定閾値Ａｔｈと比較する。すると、２３次成分及び２５次成分のスペクトル振幅が判定閾値Ａｔｈ以上であるため、Ｓ７−１で「ＮＯ」と判定される。よって、分割数２４の不採用が決定される。
次に２回目のＳ２−２で、分割数設定部５３は、分割数Ｎを２４から１８（すなわち、サンプリング間隔２０ｄｅｇ）に変更し再設定する。Ｓ６−２では、「Ｎ＝１８」のフィルタ特性により、１７次成分及び１９次成分が非減衰成分として特定される。

Ｓ７−２で、スペクトル比較部５２は、１７次成分及び１９次成分について、スペクトル振幅を判定閾値Ａｔｈと比較する。すると、１７次成分及び１９次成分のスペクトル振幅が判定閾値Ａｔｈ未満であるため、Ｓ７−２で「ＹＥＳ」と判定される。こうして、分割数１８が採用される。
この例が示すように、分割数Ｎは大きいほど良いとは限らない。例えば分割数Ｎを２４から１８に減らした方が、検出精度が向上する場合がある。

再び図１１を参照し、Ｓ２の破線枠内に記載した注記について説明する。この注記は、Ｓ７でＮＯと判定されＳ２に戻ったとき、分割数Ｎの再設定条件を既定するものである。
分割数設定部５３は、分割数Ｎを相対的に大きい値から小さい値に変更するとき、変更後の分割数Ｎ（ｘ）を変更前の分割数Ｎ（ｘ−１）の「約数以外の値」に設定する。

例えば図１０の例の通り、１回目のループで分割数Ｎを２４に設定したとき、非減衰成分である２３次成分及び２５次成分のスペクトル振幅が判定閾値Ａｔｈ以上であるため、Ｓ７−１でＮＯと判定された場合を想定する。
この場合、図６に示すように、２４の約数である分割数１２のフィルタ特性では、２３次成分及び２５次成分は、やはり非減衰成分となり除去されない。したがって、２回目のループで分割数Ｎを１２に設定してもＳ７の肯定条件に適合しない。これは、他の２４の約数である８、６、４、３、２に変更した場合も同様である。
そこで、変更後の分割数Ｎ（ｘ）を設定するとき、変更前の分割数Ｎ（ｘ−１）の約数を予め除外することで、変更後の分割数Ｎ（ｘ）を効率的に再設定することができる。

（効果）
第１実施形態の効果について説明する。
（１）第１実施形態以下の各実施形態では、１次電流演算部５１による相電流サンプリングにおいて、分割数Ｎは、相電流のスペクトルに基づいて設定される。このとき、分割数Ｎは、「相電流の１次成分に重畳した特定次数の高次成分を分割数Ｎでサンプリングした値」が「相電流の１次成分を分割数Ｎでサンプリングした値」に一致することを避けるように設定される。これにより、特定次数の高次成分が誤って１次成分として認識されることを防止し、１次電流の検出精度を向上させることができる。

（２）非減衰成分特定部５６は、減衰率取得部５５が取得した減衰率の絶対値が閾値Ｒｔｈ未満である次数の高次成分を「非減衰成分」として特定する。
また、第１実施形態の分割数設定部５３は、設定した分割数Ｎに応じて特定された非減衰成分について、相電流のスペクトル振幅が判定閾値Ａｔｈ以上となる場合、分割数Ｎを変更し再設定する。
このように、全周波数域のスペクトル振幅を漫然と評価するのでなく、フィルタ特性として影響の大きい非減衰成分について集中的に振幅を評価することにより、適切に分割数Ｎを設定し、１次電流の検出精度を向上させることができる。

（３）分割数設定部５３は、分割数Ｎを相対的に大きい値から小さい値に変更するとき、変更後の分割数Ｎ（ｘ）を変更前の分割数Ｎ（ｘ−１）の約数以外の値に設定する。これにより、変更後の分割数Ｎ（ｘ）を効率的に再設定することができる。
（４）分割数制限部５７は、電流処理部５０１の処理時間Ｔｃ及びＭＧ８０の回転数Ｎｒに基づいて分割数の上限値Ｎｌｉｍを算出し、分割数設定部５３が設定可能な分割数Ｎを上限値Ｎｌｉｍ以下に制限する。これにより、制御の破綻を防止することができる。

（第２実施形態）
第２実施形態について、図１２〜図１４を参照して説明する。
第２実施形態は、インバータ制御部３０１及び変調器６０１の構成について、図２、図３に示す第１実施形態の構成と共通である。また、第２実施形態の図１２、図１３、図１４は、それぞれ、第１実施形態の図９、図１０、図１１に対応する。

図１３に示す相電流スペクトル及びフィルタ特性は、図１０に示すものと同一である。図１４では、図１１と実質的に同一のステップに同一のステップ番号を付し、説明の一部を省略する。図１３中の「Ｓ８」、「Ｓ９」は、図１４における同番号のステップに対応する。
第２実施形態では、分割数設定部５４は、予め記憶している複数の分割数Ｎの候補の中から、相電流のスペクトル振幅が判定閾値以上となる高次成分の次数に応じて分割数Ｎを「選択」する。

図１２に示すように、第２実施形態の電流処理部５０２は、第１実施形態の電流処理部５０１に対し非減衰成分特定部５６を有していない。また、減衰率取得部５５は、取得した減衰率を分割数設定部５４に通知する。
以下、図１２〜図１４を合わせて参照する。
図１４のＳ１で、分割数制限部５７は、分割数上限値Ｎｌｉｍを算出する。Ｓ４、Ｓ５で、スペクトル演算部４０１は、一相以上の電流を取得し、スペクトルを検出する。

Ｓ８で、スペクトル比較部５２は、全周波数域にわたって各次数成分のスペクトル振幅を判定閾値Ａｔｈと比較し、スペクトル振幅が判定閾値Ａｔｈ以上となる「高振幅成分」を特定する。図１３に示す例では、２３次成分及び２５次成分が高振幅成分として特定される。スペクトル比較部５２は、この特定結果を分割数設定部５４に通知する。

分割数設定部５４は、複数の分割数Ｎの候補を予め記憶している。そのうち、上限値Ｎｌｉｍ以下である分割数Ｎのフィルタ特性に関し、高振幅成分の減衰率を減衰率取得部５５から読み出す。図１３の例では、２３次成分及び２５次成分の減衰率が評価される。
すると、分割数Ｎが２４のとき、２３次成分、２５次成分の減衰率は閾値Ｒｔｈ未満であり、フィルタで除去されない。一方、分割数Ｎが１８のとき、２３次成分、２５次成分の減衰率は閾値Ｒｔｈ以上であり、フィルタで除去される。その他の分割数Ｎのフィルタ特性についても、２３次成分及び２５次成分の減衰率が同様に評価される。

その結果、Ｓ９で、分割数設定部５４は、「上限値Ｎｌｉｍ以下、且つ、高振幅成分の減衰率が閾値Ｒｔｈ以上」となる分割数Ｎとして「Ｎ＝１８」を選択する。
１次電流演算部５１は、選択された分割数１８を用いて、相電流Ｉｖ、Ｉｗをフーリエ級数展開し、１次電流を抽出する。
第２実施形態は、第１実施形態の効果（１）、（４）を共通に奏する。また、第２実施形態では、複数回の処理ループを繰り返すことなく、一回のシーケンスで分割数Ｎを選択するため、処理時間のばらつきを低減することができる。

（第３実施形態）
第３実施形態について図１５〜図１８を参照して説明する。
図１５に示すように、第３実施形態のインバータ制御部３０３では、スペクトル演算部４０３は、変調器６０３から取得したパルスパターンの電圧波形に基づいて、相電流スペクトルを推定する。つまり、第３実施形態は、スペクトル演算部４０３によるスペクトルの演算構成が第１実施形態と異なる。なお、第３実施形態の電流処理部の構成は、第１又は第２実施形態の電流処理部５０１、５０２と共通である。

第３実施形態の変調器６０３は、パルスパターンを生成するブロックの作用が特徴であるため、図１５において「パルスパターン」の文字を丸で囲む。また、図１６において、ＰＷＭ信号を生成するブロックを二点鎖線で記す。図１６に示すように、変調器６０３のパルスパターン選択部６４が選択した電圧波形がスペクトル演算部４０３に出力される。

ここで、第１実施形態の説明で省略した同期数設定部６３、パルスパターン選択部６４及びパルスパターン記憶部６５について説明する。
同期数設定部６３は、回転数ωに基づいて、同期数ｓ、すなわち電気１周期の最大パルス数を設定する。
パルスパターン選択部６４は、変調率算出部６１が算出した変調率ｍ、及び、同期数設定部６３が設定した同期数ｓに基づいて、パルスパターン記憶部６５に記憶された複数のパルスパターンからいずれかのパルスパターンを選択する。

パルスパターン記憶部６５は、インバータ２０が出力可能な電圧波形として複数のパルスパターンを予め記憶している。なお、パルスパターン記憶部６５は、ＰＷＭ制御で搬送波比較により生成される電圧波形をパルスパターンとして記憶してもよい。
図１６では、パルスパターン選択部６４とパルスパターン記憶部６５との間の入出力の関係を双方向の矢印で表す。

各パルスパターンは、電気１周期の同期数、各パルスの位置及び幅が規定されており、これらの値に応じて、相電流に含まれる各次数の高次成分の振幅が決まる。したがって、スペクトル演算部４０３は、パルスパターン選択部６４が選択したパルスパターンの電圧波形に基づいて、相電流のスペクトルを推定することができる。
図１７に示すように、スペクトル演算部４０３が推定した相電流スペクトルに基づいて、第１実施形態と同様の電流処理部５０１の分割数設定部５３が分割数Ｎを変更しつつ設定してもよい。或いは、これに代えて、第２実施形態と同様の電流処理部５０２の分割数設定部５４が分割数Ｎを選択してもよい。

さらに、第３実施形態の変形例について説明する。
この変形例では、パルスパターン記憶部６５は、パルスパターン毎に、１次電流演算部５１が相電流のサンプリングに用いる分割数Ｎを記憶している。
例えば図１８に示すように、パルスパターン記憶部６５は、同期数ｓ及び変調率ｍと、パルスパターンの電圧波形及び分割数Ｎとを関連付けたマップを記憶している。図１８中の分割数「Ｎ＿＊＃」は、変調率ｍが第＊行の値であり、同期数ｓが第＃列の値であるときに選択されるパルスパターンに対応する分割数Ｎを意味する。

このマップは、パルスパターンと分割数Ｎとの関係が製造時にデフォルトとして記憶されてもよい。また、実際に使用されたパルスパターンと、そのとき設定された分割数Ｎとを関連付けて都度学習するようにしてもよい。
また、同期数ｓ及び変調率ｍと分割数Ｎとの対応関係は、一対一に限らない。例えば、ある範囲の変調率ｍに対して第１の分割数Ｎ１を対応させ、それ以外の範囲の変調率ｍに対して第２の分割数Ｎ２を対応させてもよい。

さらに、図１５、図１６、図１７に破線で示すように、この変形例では、パルスパターン選択部６４がパルスパターンを選択したとき、パルスパターン記憶部６５が記憶している分割数Ｎが電流処理部５０１の分割数設定部５３に通知される。そのため、スペクトル演算部４０３により、常に相電流スペクトルを推定する必要はないように考えられる。
ただし、少なくともパルスパターンと分割数Ｎとの関係を記憶する段階では、「非減衰成分の相電流スペクトルの振幅を判定閾値未満にする」という技術的思想に基づいて分割数Ｎが設定される。したがって、この変形例の構成も、特許請求の範囲に記載された「スペクトル演算部を備える構成」に該当するものである。

（第４実施形態）
第４実施形態について、図１９、図２０を参照して説明する。
図１９に示すように、第４実施形態のインバータ制御部３０４では、スペクトル演算部４０４は、変調器６０４から取得した搬送波周波数Ｆｃ及び変調率ｍに基づいて、相電流スペクトルを推定する。つまり、第４実施形態は、スペクトル演算部４０４によるスペクトルの演算構成が第１、第３実施形態と異なる。なお、第４実施形態の電流処理部の構成は、第１又は第２実施形態の電流処理部５０１、５０２と共通である。

第４実施形態の変調器６０４は、ＰＷＭ信号を生成するブロックの作用が特徴であるため、図１９において「ＰＷＭ信号」の文字を丸で囲む。また、図２０において、パルスパターンを生成するブロックを二点鎖線で記す。図２０に示すように、変調器６０４の搬送波周波数設定部６７が設定した搬送波周波数Ｆｃ、及び、変調率算出部６１が算出した変調率ｍがスペクトル演算部４０４に出力される。

ＰＷＭ制御では、搬送波周波数Ｆｃ及び変調率ｍに応じて、電圧波形の同期数、各パルスの位置及び幅が規定されるため、相電流に含まれる各次数の高次成分の振幅が決まる。したがって、スペクトル演算部４０４は、搬送波周波数Ｆｃ及び変調率ｍに基づいて、相電流のスペクトルを推定することができる。

（第５実施形態）
第５実施形態について、図２１を参照して説明する。第５実施形態のインバータ制御部３０５は、図２に示す第１実施形態のインバータ制御部３０１に対し、電流処理部５０１及びｄｑ変換部３１を統合した電流処理部５９を備えている。電流処理部５９は、相電流検出値Ｉｖ、Ｉｗから１次成分を抽出し、ｄｑ変換するまでの演算を一連の処理として実行する。その他、第５実施形態の作用効果は、第１実施形態と同様である。
また、他の実施形態についても同様に、電流処理部及びｄｑ変換部を統合してもよい。

（その他の実施形態）
（ａ）上記実施形態では、特許請求の範囲に記載の「フィルタ」として、フーリエ級数展開により１次成分を抽出する「１次電流演算部」を用いている。これに限らず、本発明は、フーリエ級数展開以外のフィルタに適用されてもよい。
（ｂ）スペクトル演算部によるスペクトルの演算方法は、上記実施形態で説明した方法に限らず、どのような方法で相電流スペクトルを検出又は推定してもよい。

（ｃ）上記実施形態では、スペクトル演算部４０１等はインバータ制御部３０等に含まれる。しかし、それは機能上の関連性があることを意味しているに過ぎず、例えば物理的に同一基板上に設けられる形態に限定されない。
（ｄ）本発明が適用されるシステムにおいて駆動される交流電動機の相の数は、三相に限らず何相でもよい。また、交流電動機は、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。

（ｅ）本発明による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、一般機械用等、どのような用途の交流電動機の駆動システムに適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０・・・ＭＧ制御装置（交流電動機の制御装置）、
２０・・・インバータ、 ２１−２６・・・スイッチング素子、
３０１、３０３、３０４、３０５・・・インバータ制御部、
４０１、４０３、４０４・・・スペクトル演算部、
５１・・・１次電流演算部（フィルタ）、
５３、５４・・・分割数設定部、
７０・・・スペクトル演算部、
８０・・・ＭＧ（交流電動機）。

Claims (12)

1. 複数のスイッチング素子（２１−２６）の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機（８０）に供給するインバータ（２０）と、
   フィードバックされた相電流に基づいて前記インバータを操作し、前記交流電動機の通電を制御するインバータ制御部（３０）と、
   を備え、
   前記インバータ制御部は、
   前記交流電動機に流れる相電流のスペクトルを検出又は推定するスペクトル演算部（４０１、４０３、４０４）と、
   電気１周期を分割数Ｎ（Ｎは２以上の整数）で分割したサンプリング間隔で相電流をサンプリングし、サンプリングした相電流値に基づいて、相電流の１次成分を抽出するフィルタ（５１）と、
   相電流の１次成分に重畳した特定次数の高次成分を前記分割数でサンプリングした値が相電流の１次成分を前記分割数でサンプリングした値に一致することを避けるように、前記スペクトル演算部が検出又は推定した相電流のスペクトルに基づいて、前記分割数を設定する分割数選択部（５３、５４）と、
   を有する交流電動機の制御装置。
2. 前記フィルタは、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開した１次成分を抽出し、当該相の１次電流を算出する１次電流演算部（５１）であり、
   前記１次電流演算部は、
   前記サンプリング間隔でサンプリングされた相電流検出値に基づく算出値を電気１周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算し、当該フーリエ係数を基に１次電流を算出する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記インバータ制御部は、
   前記分割数設定部が設定した前記分割数でサンプリングされる一つ以上の次数の高次成分について、フィルタ処理前の振幅に対するフィルタ処理後の振幅の減衰率を取得する減衰率取得部（５５）をさらに有する請求項１または２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記インバータ制御部は、
   前記減衰率取得部が取得した減衰率の絶対値が閾値（Ｒｔｈ）未満である次数の高次成分を非減衰成分として特定する非減衰成分特定部（５６）をさらに有し、
   前記分割数設定部（５３）は、
   設定した前記分割数に応じて特定された前記非減衰成分について、相電流のスペクトル振幅が判定閾値（Ａｔｈ）以上となる場合、前記分割数を変更し再設定する請求項３に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記分割数設定部は、前記分割数を相対的に大きい値から小さい値に変更するとき、
   変更後の分割数（Ｎ（ｘ））を変更前の分割数（Ｎ（ｘ−１））の約数以外の値に設定する請求項４に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記分割数設定部（５４）は、
   予め記憶している複数の前記分割数の候補の中から、相電流のスペクトル振幅が判定閾値（Ａｔｈ）以上となる高次成分である高振幅成分の次数に応じて、前記分割数を選択する請求項１〜３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記インバータ制御部は、
   前記インバータが出力可能な電圧波形として複数のパルスパターンを予め記憶したパルスパターン記憶部（６５）と、
   前記交流電動機の回転数、及び、前記相電圧とインバータ電圧との比から算出される変調率に基づいて、前記パルスパターン記憶部に記憶された複数のパルスパターンからいずれかのパルスパターンを選択するパルスパターン選択部（６４）と、
   をさらに有する請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
8. 前記パルスパターン記憶部は、
   前記パルスパターン毎に、前記フィルタが相電流のサンプリングに用いる前記分割数を記憶している請求項７に記載の交流電動機の制御装置。
9. 前記スペクトル演算部（４０１）は、
   一つ以上の電流センサ（８７、８８）が検出した一相以上の相電流検出値を取得し、当該相電流のスペクトルを検出する請求項１〜８のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
10. 前記スペクトル演算部（４０３）は、
    前記パルスパターン選択部が選択したパルスパターンの電圧波形に基づいて、相電流のスペクトルを推定する請求項７または８に記載の交流電動機の制御装置。
11. 前記インバータ制御部は、
    電流フィードバック制御により演算された相電圧と搬送波とを比較してＰＷＭ信号を生成し、前記インバータが出力する電圧波形を特定するＰＷＭ信号生成部（６６）をさらに有し、
    前記スペクトル演算部（４０４）は、
    前記ＰＷＭ信号の生成に用いられる搬送波周波数、及び、前記相電圧とインバータ電圧との比から算出される変調率に基づいて、相電流のスペクトルを推定する請求項１〜６のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
12. 前記インバータ制御部は、
    当該制御装置の処理時間（Ｔｃ）及び前記交流電動機の回転数（Ｎｒ）に基づいて前記分割数の上限値（Ｎｌｉｍ）を算出し、前記分割数設定部が設定可能な前記分割数を前記上限値以下に制限する分割数制限部（５７）をさらに有する請求項１〜１１のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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