JP7143778B2 - 駆動装置 - Google Patents

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Description

本発明は、駆動装置に関する。
従来、この種の駆動装置としては、モータと、モータを駆動するインバータと、インバータの直流側に取り付けられた平滑コンデンサと、モータの各相の電流を検出する電流センサと、平滑コンデンサの電圧を検出する電圧センサと、を備えるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この駆動装置では、最初に、電流センサの検出値から生成される３つの相電圧指令信号に基づいて、信号レベルが最大でなく且つ最小でない第１相電圧指令信号との差分が最も大きい第２相電圧指令信号の相であるターゲット相を特定する。続いて、ＢＰＦ（Band Pass Filter）により、電圧センサの検出値から３つの相電圧指令信号の周波数と同一周波数の電圧成分を抽出する。そして、抽出した電圧成分の電圧値が所望電圧値と一致するようにターゲット相の電流センサの検出値を補正する。
特開２０１５－５６９１９号公報
モータの駆動時には、平滑コンデンサの電圧の変動として、３つの相電圧指令信号の周波数と同一周波数の電圧成分（電気１次変動成分）だけでなく、電気２次変動成分や電気６次変動成分なども生じるものの、ＢＰＦでは電気１次変動成分以外の次数の変動成分を十分に除去することが困難である。このため、ターゲット相の電流センサの検出値を適切に補正できずに、平滑コンデンサの電圧変動やモータのトルク変動を十分に抑制できない可能性がある。
本発明の駆動装置は、平滑コンデンサの電圧変動やモータのトルク変動をより抑制することを主目的とする。
本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。
本発明の駆動装置は、
モータと、
前記モータを駆動するインバータと、
前記インバータに電力ラインを介して接続された蓄電装置と、
前記電力ラインに取り付けられた平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサの電圧を検出する電圧センサと、
前記モータの各相の電流を検出する電流センサと、
前記電流センサの検出値に基づいて前記インバータを制御する制御装置と、
を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、
前記電圧センサの検出値に対してフーリエ級数展開を実行して前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分を演算し、
前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分が値０になるように前記インバータを制御する、
ことを要旨とする。
この本発明の駆動装置では、電圧センサの検出値に対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分を演算し、演算した平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分が値０になるようにインバータを制御する。これにより、平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分以外の成分（例えば、電気２次変動成分や電気６次変動成分など）を十分に除去することができるから、平滑コンデンサの電圧変動やモータのトルク変動をより抑制することができる。
こうした本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記電流センサの検出値のオフセット量の調整により前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分が値０になるように前記インバータを制御するものとしてもよい。こうすれば、電流センサの検出値のオフセット量の調整により、平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分をより抑制することができる。
本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に基づいて前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算し、前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分に基づいて前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分が値０になるように前記インバータを制御するものとしてもよい。こうすれば、インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算して用いることにより、平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分をより抑制することができる。
平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に基づいてインバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算する態様の本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分と、前記蓄電装置から前記平滑コンデンサまでの回路の周波数特性と、に基づいて前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算するものとしてもよい。こうすれば、蓄電装置から平滑コンデンサまでの回路の周波数特性を考慮してインバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算することができる。この場合、前記制御装置は、前記蓄電装置から前記平滑コンデンサまでの回路の周波数特性として、前記インバータの母線電流と前記平滑コンデンサの電圧との振幅比および位相差を用いるものとしてもよい。
平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に基づいてインバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算する態様の本発明の駆動装置において、前記電力ラインにおける前記インバータおよび前記平滑コンデンサと前記蓄電装置との間に設けられ、上アームおよび下アームのスイッチング素子とリアクトルとを有する昇圧コンバータを備え、前記制御装置は、前記上アームをオンで保持しているときに、前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分と、前記蓄電装置から前記平滑コンデンサまでの回路の周波数特性と、に基づいて前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算するものとしてもよい。こうすれば、昇圧コンバータの上アームをオンで保持しているときに、蓄電装置から平滑コンデンサまでの回路の周波数特性を考慮してインバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算することができる。この場合、前記制御装置は、前記蓄電装置から前記平滑コンデンサまでの回路の周波数特性として、前記インバータの母線電流と前記平滑コンデンサの電圧との振幅比および位相差を用いるものとしてもよい。
平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に基づいてインバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算する態様の本発明の駆動装置において、前記蓄電装置の電流を検出する第２電流センサを備え、前記制御装置は、前記第２電流センサの検出値に対してフーリエ級数展開を実行して前記蓄電装置の電流の電気１次変動成分を演算し、前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分と前記蓄電装置の電流の電気１次変動成分とに基づいて前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算するものとしてもよい。こうすれば、蓄電装置の電流の電気１次変動成分を考慮してインバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算することができる。
平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に基づいてインバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算する態様の本発明の駆動装置において、前記電力ラインにおける前記インバータおよび前記平滑コンデンサと前記蓄電装置との間に設けられ、上アームおよび下アームのスイッチング素子とリアクトルとを有する昇圧コンバータと、前記リアクトルの電流を検出する第３電流センサと、を備え、前記制御装置は、前記第３電流センサの検出値に対してフーリエ級数展開を実行して前記リアクトルの電流の電気１次変動成分を演算し、前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分と前記リアクトルの電流の電気１次変動成分と前記昇圧コンバータの制御に用いるデューティ指令とに基づいて前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算するものとしてもよい。こうすれば、昇圧コンバータのリアクトルの電流の電気１次変動成分を考慮してインバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算することができる。
平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に基づいてインバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算する態様の本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分に基づいて前記電流センサの検出値のオフセット量を推定し、前記電流センサの検出値のオフセット量が値０になるように前記電流センサの検出値を補正して各相の制御用電流を演算し、前記各相の制御用電流に基づいて前記インバータを制御するものとしてもよい。
平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に基づいてインバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算する態様の本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記インバータをパルス幅変調制御モードで制御する際には、前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分に基づいて前記電流センサの検出値のオフセット量を推定し、前記電流センサの検出値のオフセット量が値０になるように前記モータの各相の電圧指令を補正して前記インバータを制御するものとしてもよい。
平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に基づいてインバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分を演算する態様の本発明の駆動装置において、前記インバータは、各相の上下アームのスイッチング素子を有し、前記制御装置は、前記インバータを矩形波制御モードで制御する際には、前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分に基づいて前記電流センサの検出値のオフセット量を推定し、前記電流センサの検出値のオフセット量が値０になるように前記各相の上下アームのパルス幅を補正して前記インバータを制御するものとしてもよい。
本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記モータの電気角速度が所定角速度以上であり且つ前記インバータの出力電圧の変調度が所定変調度以上のときに、前記電圧センサの検出値に対してフーリエ級数展開を実行して前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分を演算し、前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分が値０になるように前記インバータを制御するものとしてもよい。
本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記電圧センサの周波数特性を考慮して、前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分を演算するものとしてもよい。こうすれば、平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分をより精度よく演算することができる。
本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記電圧センサの検出値に対するフーリエ級数展開を前記モータの電気角での複数周期のデータを用いて実行するものとしてもよい。こうすれば、平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分をより精度よく演算することができる。
本発明の第１実施例としての駆動装置２０の構成の概略を示す構成図である。 電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 電気１次変動成分検出部７１により実行される電気１次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。 モータ３２を駆動する際に生じる平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動成分の一例を示す説明図である。 第１実施例および比較例の手法の実行結果としての周波数と減衰比との関係の一例を示す説明図である。 インバータ母線電流推定部７２により実行されるインバータ母線電流推定処理の一例を示すフローチャートである。 モータ３２の電気角速度ωeと振幅比Ａおよび位相差Δθとの関係を定めたマップの一例を示す説明図である。 駆動装置２０における駆動装置２０のインバータ３４を電流源３４ｉとみなすと共に直流成分を除去した回路を示す回路図である。 相電流オフセット推定部７３により実行される相電流オフセット推定処理の一例を示すフローチャートである。 相電流オフセット制御部７４により実行される相電流オフセット制御処理の一例を示すフローチャートである。 オフセット部実行判定部７５により実行されるオフセット部実行判定処理の一例を示すフローチャートである。 相電流物理値演算部７６により実行される相電流物理値演算処理の一例を示すフローチャートである。 電流センサ３２ｖ，３２ｗの特性の一例を示す説明図である。 Ｖ相のオフセット補正量ＡＤVofsが０．５ＶのときのＶ相の電流ＩVとＡＤ値ＡＤIVとの関係を示す説明図である。 電流制御部７７により実行される各処理を説明するための制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 第２実施例の駆動装置１２０の構成の概略を示す構成図である。 第２実施例の駆動装置１２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 電気１次変動成分検出部１７１により実行される電気１次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。 インバータ母線電流推定部１７２により実行されるインバータ母線電流推定処理の一例を示すフローチャートである。 第３実施例の駆動装置２２０の構成の概略を示す構成図である。 第３実施例の駆動装置２２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 モータ３２の電気角速度ωeと振幅比Ａおよび位相差Δθとの関係を定めたマップの一例を示す説明図である。 昇圧コンバータ２４０による昇圧動作の停止中（デューティ指令Ｄが１００％のとき）の、駆動装置２２０のインバータ３４を電流源３４ｉとみなすと共に直流成分を除去した回路に相当する。 オフセット部実行判定部２７５により実行されるオフセット部実行判定処理の一例を示すフローチャートである。 第４実施例の駆動装置３２０の構成の概略を示す構成図である。 第４実施例の駆動装置３２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 電気１次変動成分検出部３７１により実行される電気１次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。 インバータ母線電流推定部３７２により実行されるインバータ母線電流推定処理の一例を示すフローチャートである。 第５実施例の駆動装置４２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 インバータ母線電力推定部４７２により実行されるインバータ母線電力推定処理の一例を示すフローチャートである。 相電流オフセット推定部４７３により実行される相電流オフセット推定処理の一例を示すフローチャートである。 第６実施例の駆動装置５２０の構成の概略を示す構成図である。 モータ３２の電気角速度ωeと、ローパスフィルタ５４２の入力と出力との振幅比および位相差と、の関係の一例を示す説明図である。 第６実施例の駆動装置５２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 電気１次変動成分検出部５７１により実行される電気１次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。 モータ３２の電気角速度ωeと補正用振幅比ＡVHおよび補正用位相差ΔθVHとの関係を定めたマップの一例を示す説明図である。 第７実施例の駆動装置６２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 相電流オフセット制御部６７４により実行される相電流オフセット制御処理の一例を示すフローチャートである。 相電流物理値演算部６７６により実行される相電流物理値演算処理の一例を示すフローチャートである。 電流制御部６７７により実行される各処理を説明するための制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 第８実施例の駆動装置７２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４を矩形波制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 相電流オフセット制御部７７４により実行される相電流オフセット制御処理の一例を示すフローチャートである。 トルク制御部７７７により実行される各処理を説明するための制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 モータ３２の角度（θe＋φq）とトランジスタＴ１１～Ｔ１６の矩形波パルス信号との関係の一例を示す説明図である。 第９実施例の駆動装置８２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。 電気１次変動成分検出部８７１により実行される電気１次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。 第１実施例および第９実施例の手法の実行結果としての周波数と減衰比との関係の一例を示す説明図である。
次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。
図１は、本発明の第１実施例としての駆動装置２０の構成の概略を示す構成図である。第１実施例の駆動装置２０は、電気自動車やハイブリッド自動車に搭載され、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、バッテリ３６と、平滑コンデンサ３９と、電子制御ユニット５０とを備える。
モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、回転子コアに永久磁石が埋め込まれた回転子と、固定子コアに三相コイルが巻回された固定子とを備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪にデファレンシャルギヤを介して連結された駆動軸に接続されている。
インバータ３４は、モータ３２の駆動に用いられる。このインバータ３４は、電力ライン３８を介してバッテリ３６に接続されており、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１～Ｔ１６と、６つのトランジスタＴ１１～Ｔ１６のそれぞれに並列に接続された６つのダイオードＤ１１～Ｄ１６とを有する。トランジスタＴ１１～Ｔ１６は、それぞれ、電力ライン３８の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。また、トランジスタＴ１１～Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のコイル）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、インバータ３４の対となるトランジスタＴ１１～Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、モータ３２の三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２の回転子が回転駆動される。
バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、上述したように、電力ライン３８を介してインバータ３４に接続されている。このバッテリ３６は、内部抵抗３６ｒや内部インダクタンス３６ｌを有する。平滑コンデンサ３９は、電力ライン３８の正極母線と負極母線とに取り付けられている。
電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５１を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５１に加えて、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５２や、データを一時的に記憶するＲＡＭ５３、入出力ポートを備える。電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力される。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θmや、モータ３２のＶ相、Ｗ相に取り付けられた電流センサ３２ｖ，３２ｗからのモータ３２のＶ相、Ｗ相の電流ＩV，ＩWに対応するＡＤ値（アナログからデジタルに変換した電圧値）ＡＤIV，ＡＤIWを挙げることができる。また、平滑コンデンサ３９の端子間に取り付けられた電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９（電力ライン３８）の電圧ＶHも挙げることができる。イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号や、シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰも挙げることができる。アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃや、ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ、車速センサ６８からの車速Ｖも挙げることができる。
電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力される。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１～Ｔ１６へのスイッチング制御信号を挙げることができる。電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θmに基づいてモータ３２の電気角θeや機械角速度ωm、電気角速度ωe、回転数Ｎmを演算している。
こうして構成された第１実施例の駆動装置２０では、電子制御ユニット５０は、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに基づいて駆動軸に要求される要求トルクＴd＊を設定し、設定した要求トルクＴd＊が駆動軸に出力されるようにモータ３２のトルク指令Ｔm＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔm＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１～Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。第１実施例では、インバータ３４をパルス幅変調（ＰＷＭ）制御モードで制御するものとした。
次に、こうして構成された第１実施例の駆動装置２０の動作、特に、インバータ３４の制御について説明する。図２は、電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図２に示すように、電子制御ユニット５０は、制御ブロックとして、オフセット部７０と、オフセット部実行判定部７５と、相電流物理値演算部７６と、電流制御部７７とを備える。オフセット部７０は、電気１次変動成分検出部７１と、インバータ母線電流推定部７２と、相電流オフセット推定部７３と、相電流オフセット制御部７４とを有する。
電気１次変動成分検出部７１は、モータ３２の電気角θeとインバータ３４の出力電圧のｑ軸に対する電圧位相φqと平滑コンデンサ３９の電圧ＶHとに基づいて、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分に関する値としてのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算する。
インバータ母線電流推定部７２は、電気１次変動成分検出部７１で演算した平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHとモータ３２の電気角速度ωeとに基づいて、インバータ３４の母線電流（入力電流）Ｉmの電気１次変動成分に関する値としてのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算する。
相電流オフセット推定部７３は、インバータ母線電流推定部７２で演算したインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImとインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrとに基づいて、Ｖ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを演算する。
相電流オフセット制御部７４は、相電流オフセット推定部７３で演算したＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsに基づいて、相電流物理値演算部７６で用いるためのＶ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsを演算する。
オフセット部実行判定部７５は、モータ３２の電気角速度ωeとインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrとに基づいて、オフセット部７０の各処理（電気１次変動成分検出部７１、インバータ母線電流推定部７２、相電流オフセット推定部７３、相電流オフセット制御部７４）を実行するか否かを判定する。
相電流物理値演算部７６は、相電流オフセット制御部７４で演算したＶ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsを用いて、または、Ｖ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsを共に値０として、電流センサ３２ｖ，３２ｗからのＡＤ値ＡＤIV，ＡＤIWを電流制御部７７で用いるためのＶ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconに変換する。
電流制御部７７は、相電流物理値演算部７６で演算したＶ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconに基づいて、モータ３２がトルク指令Ｔm＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１～Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。
以下、電気１次変動成分検出部７１～電流制御部７７のそれぞれの詳細について順に説明する。電気１次変動成分検出部７１について説明する。図３は、電気１次変動成分検出部７１により実行される電気１次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、モータ３２の電気角θｅにおける３６０°／Ｎ（値Ｎは３６０の約数であり、例えば、３，６，１２など）の周期で繰り返し実行される。なお、「電気１次変動成分」は、モータ３２の電気周波数に等しい周波数の変動成分を意味する。
図３の電気１次変動成分検出処理では、電気１次変動成分検出部７１は、最初に、モータ３２の電気角θeや、インバータ３４の出力電圧のｑ軸に対する電圧位相φq、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHなどのデータを入力する（ステップＳ１００）。ここで、モータ３２の電気角θeは、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θmに基づいて演算した値を入力するものとした。インバータ３４の出力電圧の電圧位相φqは、電流制御部７７で演算した値を入力するものとした。平滑コンデンサ３９の電圧ＶHは、電圧センサ３９ａにより検出された値を入力するものとした。
続いて、バッファインデックスｎを値１だけインクリメントして更新し（ステップＳ１１０）、更新後のバッファインデックスｎを上述の値Ｎと比較する（ステップＳ１２０）。そして、バッファインデックスｎが値Ｎ未満のときには、そのバッファインデックスｎについて、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHとモータ３２の電気角θeとインバータ３４の出力電圧の電圧位相φqとを用いて式（１－１）および式（１－２）により平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの正弦成分バッファＶＨＳＩＮ［ｎ］および余弦成分バッファＶＨＣＯＳ［ｎ］を更新する（ステップＳ１４０，Ｓ１５０）。
Figure 0007143778000001
ステップＳ１２０でバッファインデックスｎが値Ｎ以上のときには、バッファインデックスｎを値０にリセットし（ステップＳ１３０）、そのバッファインデックスｎについて、式（１－１）および式（１－２）により平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの正弦成分バッファＶＨＳＩＮ［ｎ］および余弦成分バッファＶＨＣＯＳ［ｎ］を更新する（ステップＳ１４０，Ｓ１５０）。
そして、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの正弦成分バッファＶＨＳＩＮ［ｉ］（ｉ＝０，・・・，Ｎ－１）を用いて式（１－３）により平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ正弦係数ｂVHを演算する（ステップＳ１６０）。そして、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの余弦成分バッファＶＨＣＯＳ［ｉ］を用いて式（１－４）により平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHを演算して（ステップＳ１７０）、図３の電気１次変動成分検出処理を終了する。
Figure 0007143778000002
ここで、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの正弦成分バッファＶＨＳＩＮ［ｎ］や余弦成分バッファＶＨＣＯＳ［ｎ］、フーリエ正弦係数ｂVH、フーリエ余弦係数ａVHは、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分に関する値である。式（１－１）～（１－４）の導出方法について説明する。最初に、フーリエ級数展開の定義について説明する。周期が２πの周期関数ｆ（ｘ）は、式（１－５）のように展開することができ、元の周波数の整数倍の周波数成分に分解することができる。ここで、式（１－５）における「ａn」および「ｂn」は、それぞれ式（１－６）および式（１－７）のように表わすことができる。
Figure 0007143778000003
続いて、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分の抽出について説明する。平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分は、式（１－８）のように表わすことができる。式（１－８）における「ａVH」および「ｂVH」は、それぞれ電圧ＶHの１次フーリエ余弦係数および１次フーリエ正弦係数と呼ばれる。この電圧ＶHの１次フーリエ余弦係数ａVH、１次フーリエ正弦係数ｂVHは、上述の式（１－６）および式（１－７）の「ｎ」を１とし、「ｄｔ」を「ｄθ」に置き換え、「ｆ（ｔ）」を「ＶＨ（θ）」に置き換えると、式（１－９）および式（１－１０）のように表わすことができる。
Figure 0007143778000004
そして、角度をｒａｄからｄｅｇに変更し、式（１－９）および式（１－１０）をモータ３２の電気角θeにおける３６０°／Ｎの区間で離散化すると、式（１－１１）および式（１－１２）が得られる。この式（１－１１）および式（１－１２）から式（１－１）～式（１－４）を導出することができる。以上のことを踏まえて、電気１次変動成分検出部７１（図３の電気１次変動成分検出処理）では、式（１－１）～式（１－４）を用いて平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ正弦係数ｂVHおよびフーリエ余弦係数ａVHを演算するものとした（ステップＳ１４０～Ｓ１７０）。なお、ステップＳ１４０，Ｓ１５０の処理では、式（１－８）における「θ」を「θｅ＋φｑ＋１８０°」としてフーリエ級数展開するものとした。この理由については後述する。
Figure 0007143778000005
発明者らは、実験や解析により、モータ３２のトルク変動を抑制するには、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分だけを抽出し、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分とモータ３２の各相の電流ＩU，ＩV，ＩWのオフセット量との関係に基づいて、モータ３２の各相の電流ＩU，ＩV，ＩWのオフセット量が小さくなる（好ましくは値０になる）ことにより平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分が小さくなる（好ましくは値０になる）ようにモータ３２を駆動するのがよいことを見出した。しかし、一般に、モータ３２を駆動する際には、図４に示すように、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動成分として、電気１次以外の次数（電気２次や電気６次など）の変動成分も発生する。このため、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動成分のうち電気１次以外の次数の成分を精度よく除去することが求められる。
平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動成分のうち電気１次以外の次数の成分を除去する手法としては、式（１－１３）に示すようなバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を用いることも考えられる。この式（１－１３）において、「ωe」はモータ３２の電気角速度であり、「ｓ」はラプラス演算子であり、「ξ」は、所望のバンド幅を得るように設計される定数である。図５は、第１実施例および比較例の手法の実行結果としての周波数と減衰比との関係の一例を示す説明図である。図中、実線は、フーリエ級数展開を用いる第１実施例の手法の実行結果を示し、一点鎖線は、バンドパスフィルタを用いる比較例の手法の実行結果を示す。図５から、第１実施例の手法では、比較例の手法に比して、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動成分のうち電気１次以外の次数の成分を精度よく除去することができ、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分の検出精度を向上させることができることが解る。
Figure 0007143778000006
次に、インバータ母線電流推定部７２について説明する。図６は、インバータ母線電流推定部７２により実行されるインバータ母線電流推定処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、図３の電気１次変動成分検出処理の実行周期よりも長い周期（例えば、電気１次変動成分検出処理の実行周期が１ｍｓｅｃのときに２ｍｓｅｃ程度）で繰り返し実行される。
図６のインバータ母線電流推定処理では、インバータ母線電流推定部７２は、最初に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHや、モータ３２の電気角速度ωeなどのデータを入力する（ステップＳ２００）。ここで、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHは、電気１次変動成分検出部７１（図３の電気１次変動成分検出処理）で演算した値を入力するものとした。モータ３２の電気角速度ωeは、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θmに基づいて演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したモータ３２の電気角速度ωeに基づいて、バッテリ３６から平滑コンデンサ３９までの回路の周波数特性としての、インバータ３４の母線電流（直流側の電流、図１参照）Ｉmと平滑コンデンサ３９の電圧ＶHとの振幅比Ａおよび位相差Δθを設定する（ステップＳ２１０）。ここで、振幅比Ａおよび位相差Δθは、モータ３２の電気角速度ωeと振幅比Ａおよび位相差Δθとの関係を予め定めてマップ（ボード線図）としてＲＯＭ５２に記憶しておき、モータ３２の電気角速度ωeが与えられると、このマップから対応する振幅比Ａおよび位相差Δθを導出して設定するものとした。図７は、モータ３２の電気角速度ωeと振幅比Ａおよび位相差Δθとの関係を定めたマップの一例を示す説明図である。このマップの作成方法については後述する。
続いて、振幅比Ａおよび位相差Δθと電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHとを用いて式（２－１）および式（２－２）によりインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算して（ステップＳ２２０，Ｓ２３０）、図６のインバータ母線電流推定処理を終了する。
Figure 0007143778000007
ここで、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImは、インバータ３４の母線電流Ｉm（図１参照）の電気１次変動成分に関する値である。モータ３２の各相の電流ＩU，ＩV，ＩWにオフセットが発生すると、インバータ３４の母線電流Ｉmが変動し、バッテリ３６の電流ＩB（図１参照）とインバータ３４の母線電流Ｉmとの差分である平滑コンデンサ３９の電流Ｉc（図１参照）が変動し、これにより、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHが変動する。即ち、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動は、モータ３２の各相の電流ＩU，ＩV，ＩWのオフセット量の影響に加えて、直流回路からのバッテリ３６の電流ＩBの影響も受けている。このため、モータ３２の各相の電流ＩU，ＩV，ＩWのオフセット量をより精度よく演算するには、直流回路の影響を除去するのが好ましい。第１実施例では、これを踏まえて、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分に関する電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHから、インバータ３４の母線電流Ｉm（図１参照）の電気１次変動成分に関する値としてのインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ正弦係数ｂImおよびフーリエ余弦係数ａImに変換するものとした。
この変換のために、第１実施例では、図８の回路に対して伝達関数Ｉm／ＶHを演算して図７のマップ（ボード線図）を作成するものとした。図８の回路は、駆動装置２０のインバータ３４を電流源３４ｉとみなすと共に直流成分を除去した回路に相当する。この図８の回路では、伝達関数Ｉm／ＶHを式（２－３）のように表わすことができる。式（２－３）において、「ＣH」は、平滑コンデンサ３９の容量値であり、「ＲB」は、バッテリ３６の内部抵抗３６ｒの抵抗値であり、「ＬB」は、バッテリ３６の内部インダクタンス３６ｌのインダクタンス値であり、「ｓ」はラプラス演算子である。なお、図７のマップは、図８の回路の伝達関数Ｉm／ＶHを演算して作成するのに代えて、実験や解析により作成するものとしてもよい。
Figure 0007143778000008
続いて、式（２－１）および式（２－２）の導出方法について説明する。平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分は、上述の式（１－８）のように表わすことができる。伝達関数Ｉm／ＶH（式（２－３）参照）の周波数特性により、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動に対して振幅比Ａおよび位相差Δθの補正を加えたものがインバータ３４の母線電流Ｉmの変動となるから、インバータ３４の母線電流Ｉmの電気１次変動成分Ｉm1は、式（２－４）のように表わすことができる。
Figure 0007143778000009
そして、式（２－４）に加法定理を用いて整理すると、式（２－５）が得られる。この式（２－５）の右辺第１項のｃｏｓθに対する係数が、式（２－１）に示したように、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImとして得られ、式（２－５）の右辺第２項のｓｉｎθに対する係数が、式（２－２）に示したように、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ正弦係数ｂImとして得られる。したがって、式（２－５）を整理すると、式（２－６）のように表わすことができる。以上のことを踏まえて、インバータ母線電流推定部７２（図６のインバータ母線電流推定処理）では、式（２－１）および式（２－２）によりインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算するものとした（ステップＳ２２０，Ｓ２３０）。
Figure 0007143778000010
次に、相電流オフセット推定部７３について説明する。図９は、相電流オフセット推定部７３により実行される相電流オフセット推定処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、図６のインバータ母線電流推定処理と同一の周期で繰り返し実行される。
図９の相電流オフセット推定処理では、相電流オフセット推定部７３は、最初に、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImや、インバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrなどのデータを入力する（ステップＳ３００）。ここで、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImは、インバータ母線電流推定部７２（図６のインバータ母線電流推定処理）で演算した値を入力するものとした。インバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrは、電流制御部７７で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImとインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrとを用いて式（３－１）および式（３－２）によりＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを演算して（ステップＳ３１０，Ｓ３２０）、図９の相電流オフセット推定処理を終了する。
Figure 0007143778000011
ここで、式（３－１）および式（３－２）は、インバータ３４の母線電流Ｉmの電気１次変動成分をＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsに変換する式である。式（３－１）および式（３－２）の導出方法について説明する。最初に、各相の電流ＩU，ＩV，ＩWにオフセットが発生したと仮定したときの各相の電流ＩU，ＩV，ＩWを式（３－３）～式（３－５）で表わす。式（３－３）～式（３－５）において、「Ｉ1」は、３相交流電流の基本波成分の最大値であり、モータ３２の仕様により定められる。「β」は、Ｕ相を基準とした電流位相（β＝０のとき、ＩU＝０）である。
Figure 0007143778000012
負荷のインピーダンスが平衡している場合、オフセットした電流分により負荷に印加される電圧も異なるから、各相の電圧ＶU，ＶV，ＶWにもオフセットが発生する。このときの各相の電圧ＶU，ＶV，ＶWは、式（３－６）～式（３－８）により表わす。式（３－６）～式（３－８）において、「Ｖ1」は、３相交流電圧の基本波成分の最大値であり、モータ３２の仕様により定められる。「α」は、Ｕ相を基準とした電圧位相（α＝０のとき、ＶU＝０）である。
Figure 0007143778000013
電力は電流と電圧との積であるから、モータ３２の各相の電力ＰU，ＰV，ＰWの和（モータ３２の電力）は、式（３－９）ひいては式（３－１０）のように表わすことができる。式（３－１０）の第２項および第３項を、モータ３２の各相の電力ＰU，ＰV，ＰWの和の電気１次変動成分Ｐ1として考えることができる。
Figure 0007143778000014
モータ３２の各相の電力ＰU，ＰV，ＰWの和の電気１次変動成分Ｐ1を式（３－１１）に示すように電圧位相に同期した成分ＰV1と電流位相に同期した成分ＰI1とに分けて考える（成分ＰV1と成分ＰI1との和として考える）と、電圧位相に同期した成分ＰV1は、式（３－１２）のように表わすことができ、電流位相に同期した成分ＰI1は、式（３－１３）のように表わすことができる。
Figure 0007143778000015
続いて、電圧位相に同期した成分ＰV1と電流位相に同期した成分ＰI1との何れが支配的であるかを考えるために、成分ＰV1の値Ｖ1ＩUofsと成分ＰI1の値ＶUofsＩ1とを比較する。電圧位相に同期した成分ＰV1が電流位相に同期した成分ＰI1に比して大きくなる条件としては、式（３－１４）が成立すると考えられる。３相の負荷のインピーダンスが平衡している場合、モータ３２の各相の抵抗値Ｒを用いて式（３－１５）が成立すると考えられるから、式（３－１４）から式（３－１６）ひいては式（３－１７）が得られる。ここで、値Ｖ1は、一般に式（３－１８）のように表わすことができるから、式（３－１７）および式（３－１８）から式（３－１９）が得られる。
Figure 0007143778000016
Figure 0007143778000017
即ち、インバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrが或る値以上のときには、モータ３２の各相の電力ＰU，ＰV，ＰWの和の電気１次変動成分Ｐ1のうち電圧位相に同期した成分ＰV1が支配的であるから、式（３－１９）の左辺が右辺に比して十分に大きい場合に限定して考えると、式（３－２０）が成立する。そして、式（３－１９）を各相の電流の和が０（ＩUofs＝－ＩVofs－ＩWofs）を用いて変形すると、式（３－２１）が得られる。
Figure 0007143778000018
そして、モータ３２の各相の電力ＰU，ＰV，ＰWの和の電気１次変動成分Ｐ1を平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨを用いて式（３－２２）によりインバータ３４の母線電流Ｉmの電気１次変動成分Ｉm1に変換する。そして、式（３－２２）に式（３－１８）を代入すると、式（３－２３）が得られる。
Figure 0007143778000019
この式（３－２３）と上述の式（２－６）に基づいて得られる式（３－２４）とから、「θｅ＋α＝１５０°」のときには、式（３－２５）および式（３－２６）が得られ、これらから上述の式（３－２）が得られる。また、式（３－２３）と式（３－２４）とから、「θｅ＋α＝２１０°」のときには、式（３－２７）および式（３－２８）が得られ、これらから上述の式（３－１）が得られる。以上のことを踏まえて、相電流オフセット推定部７３（図９の相電流オフセット推定処理）では、式（３－１）および式（３－２）を用いてＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを演算するものとした（ステップＳ３１０，Ｓ３２０）。
Figure 0007143778000020
Figure 0007143778000021
なお、「θｅ＋α」は、モータ３２の電気角と、Ｕ相の電圧ＶUが値０になる電圧位相と、の和を意味する。通常、モータ３２はｄ軸およびｑ軸を用いて制御され、ｑ軸基準の電圧位相φqに変換すると、「θｅ＋α＝θｅ＋φｑ＋１８０°」となる。第１実施例では、これを踏まえて、電気１次変動成分検出部７１（図３の電気１次変動成分検出処理のステップＳ１４０，Ｓ１５０の処理）で「θｅ＋φｑ＋１８０°」としてフーリエ級数展開するものとした。
次に、相電流オフセット制御部７４について説明する。図１０は、相電流オフセット制御部７４により実行される相電流オフセット制御処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、図６のインバータ母線電流推定処理と同一の周期で繰り返し実行される。
図１０の相電流オフセット制御処理では、相電流オフセット制御部７４は、最初に、Ｖ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを入力する（ステップＳ４００）。ここで、Ｖ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsは、相電流オフセット推定部７３（図９の相電流オフセット推定処理）で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したＶ相の電流オフセット推定値ＩVofsを用いて式（４－１）によりＶ相のオフセット補正量ＡＤVofsを演算すると共に（ステップＳ４１０）、Ｗ相の電流オフセット推定値ＩWofsを用いて式（４－２）によりＷ相のオフセット補正量ＡＤWofsを演算して（ステップＳ４２０）、図１０の相電流オフセット制御処理を終了する。
Figure 0007143778000022
ここで、Ｖ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsは、それぞれ相電流物理値演算部７６でＶ相およびＷ相の電流センサ３２ｖ，３２ｗからのＡＤ値ＡＤIV，ＡＤIWをＶ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconに変換する際に用いる補正量である。式（４－１）および式（４－２）は、それぞれＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsが値０になるようにオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsを演算するためのフィードバック制御の関係式である。式（４－１）および式（４－２）において、「ＫP」は比例項のゲインであり、「ＫI」は積分項のゲインである。
次に、オフセット部実行判定部７５について説明する。図１１は、オフセット部実行判定部７５により実行されるオフセット部実行判定処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、図６のインバータ母線電流推定処理と同一の周期で繰り返し実行される。
図１１のオフセット部実行判定処理では、オフセット部実行判定部７５は、最初に、モータ３２の電気角速度ωeやインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrなどのデータを入力する（ステップＳ５００）。ここで、モータ３２の電気角速度ωeは、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θmに基づいて演算した値を入力するものとした。インバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrは、電流制御部７７で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したモータ３２の電気角速度ωeを閾値ωeｒｅｆと比較すると共に（ステップＳ５１０）、インバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrを閾値Ｖrｒｅｆと比較する（ステップＳ５２０）。ここで、閾値ωeｒｅｆや閾値Ｖrｒｅｆは、オフセット部７０の各処理（電気１次変動成分検出部７１、インバータ母線電流推定部７２、相電流オフセット推定部７３、相電流オフセット制御部７４）を実行するか否かを判定するのに用いられる閾値である。
ステップＳ５１０の処理について説明する。オフセット部７０の各処理を実行するには、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分を検出する必要がある（図４参照）。また、モータ３２を低回転数で駆動すると、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の変化により発生する平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動とモータ３２の各相の電流ＩU，ＩV，ＩWのオフセットにより発生する平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動とが混在し、オフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsを正しく設定することができずに、相電流物理値演算部７６でＶ相およびＷ相の電流センサ３２ｖ，３２ｗからのＡＤ値ＡＤIV，ＡＤIWをオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsを用いてＶ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconに変換する際の精度が低下する可能性がある。これらを踏まえて、閾値ωeｒｅｆは、モータ３２の各相の電流ＩU，ＩV，ＩWのオフセットにより発生する平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分の周波数が、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊の変化により発生する平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動成分の周波数に比してある程度大きくなる電気角速度として定められ、例えば、８０Ｈｚや１００Ｈｚ、１２０Ｈｚなどに相当する電気角速度が用いられる。
ステップＳ５２０の処理について説明する。相電流オフセット推定部７３で、式（３－１９）の左辺が右辺に比して十分に大きい場合を前提として図９の相電流オフセット推定処理のステップＳ３１０，Ｓ３２０の処理で用いる式（式（３－１）および式（３－２）参照）を導出しているから、インバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrが低くなると、これらの式が成立しなくなる。閾値Ｖrｒｅｆは、これらの式が成立する範囲の下限やそれよりも若干大きい値などが定められる。
ステップＳ５１０でモータ３２の電気角速度ωeが閾値ωeｒｅｆ以上で、且つ、ステップＳ５２０でインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrが閾値Ｖrｒｅｆ以上のときには、オフセット部７０の各処理（電気１次変動成分検出部７１、インバータ母線電流推定部７２、相電流オフセット推定部７３、相電流オフセット制御部７４）を実行すると判定して（ステップＳ５３０）、図１１のオフセット部実行判定処理を終了する。
ステップＳ５１０でモータ３２の電気角速度ωeが閾値ωeｒｅｆ未満のときや、ステップＳ５２０でインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrが閾値Ｖrｒｅｆ未満のときには、オフセット部７０の各処理を実行しないと判定して（ステップＳ５４０）、図１１のオフセット部実行判定処理を終了する。
次に、相電流物理値演算部７６について説明する。図１２は、相電流物理値演算部７６により実行される相電流物理値演算処理の一例を示すフローチャートである。このルーチンは、図６のインバータ母線電流推定処理と同一の周期で繰り返し実行される。
図１２の相電流物理値演算処理では、相電流物理値演算部７６は、最初に、電流センサ３２ｖ，３２ｗからのモータ３２のＶ相、Ｗ相の電流ＩV，ＩWに対応するＡＤ値ＡＤIV，ＡＤIWを入力し（ステップＳ６００）、オフセット部７０の各処理を実行しているか否かを判定する（ステップＳ６１０）。
オフセット部７０の各処理を実行していると判定したときには、Ｖ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsを入力する（ステップＳ６２０）。ここで、Ｖ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsは、相電流オフセット制御部７４（図１０の相電流オフセット制御処理）で演算した値を入力するものとした。
続いて、Ｖ相のオフセット補正量ＡＤVofsを用いてＡＤ値ＡＤIVを式（５－１）によりＶ相の制御用電流ＩVconに変換すると共に（ステップＳ６４０）、Ｗ相のオフセット補正量ＡＤWofsを用いてＡＤ値ＡＤIWを式（５－２）によりＷ相の制御用電流ＩWconに変換して（ステップＳ６５０）、図１２の相電流物理値演算処理を終了する。式（５－１）および式（５－２）における「ＡＤVgain」および「ＡＤWgain」はゲインである。
Figure 0007143778000023
図１３は、電流センサ３２ｖ，３２ｗの特性の一例を示す説明図である。第１実施例の電流センサ３２ｖ，３２ｗは、図１３に示すように、Ｖ相およびＷ相の電流ＩV，ＩWとＡＤ値ＡＤIV，ＡＤIWとの関係が線形性を有し且つＶ相およびＷ相の電流ＩV，ＩWが－１００Ａ、０Ａ、＋１００ＡのときにそれぞれＡＤ値ＡＤIV，ＡＤIWが０Ｖ、２．５Ｖ、５Ｖとなるように構成されるものとした。このとき、式（５－１）および式（５－２）におけるゲインＡＤVgain，ＡＤWgainは、共に２００／５＝４０［Ａ／Ｖ］となる。
図１４は、Ｖ相のオフセット補正量ＡＤVofsが０．５ＶのときのＶ相の電流ＩVとＡＤ値ＡＤIVとの関係を示す説明図である。なお、図１４では、電流センサ３２ｖの特性について、破線で図示した。このようにして得られるＶ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWcon（電子制御ユニット５０が認識するＶ相およびＷ相の電流）は、Ｖ相およびＷ相の電流ＩV，ＩW（実際の値）に対して、Ｖ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsが値０となるように補正した値となる。
Ｖ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsを用いてＡＤ値ＡＤIV，ＡＤIWをＶ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconに変換すると、Ｖ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconのオフセット量が一時的に変化するものの、後述の電流制御部７７の処理により、Ｖ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconのオフセット量が値０になるように制御される。このため、Ｖ相およびＷ相の電流ＩV，ＩWのオフセット量（実際のオフセット量）は、Ｖ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsに応じて変化する。
ステップＳ６１０で、オフセット部７０の各処理を実行していないと判定したときには、Ｖ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsに前回のＶ相およびＷ相のオフセット補正量（前回ＡＤVofs），（前回ＡＤWofs）をそれぞれ設定し（ステップＳ６３０）、上述のステップＳ６４０，Ｓ６５０により、Ｖ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofs（共に値０）を用いてＡＤ値ＡＤIV，ＡＤIWをＶ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconに変換して、図１２の相電流オフセット制御処理を終了する。
次に、電流制御部７７について説明する。図１５は、電流制御部７７により実行される各処理を説明するための制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図１５に示すように、電流制御部７７は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８１と、電流指令生成部８２と、座標変換部８３と、減算部８４ｄ，８４ｑと、フィードバック制御（ＰＩ制御）部８５ｄ，８５ｑと、座標変換部８６と、ＰＷＭ信号生成部８７と、電圧位相演算部８８と、変調度演算部８９とを有する。
ローパスフィルタ８１は、モータ３２のトルク指令Ｔm＊に対してローパスフィルタ処理を施してフィルタ後トルク指令Ｔmf＊を生成する。電流指令生成部８２は、フィルタ後トルク指令Ｔmf＊とｄ軸およびｑ軸の電流指令Ｉd＊，Ｉq＊との関係を定めたマップにフィルタ後トルク指令Ｔmf＊を適用してｄ軸およびｑ軸の電流指令Ｉd＊，Ｉq＊を生成する。座標変換部８３は、各相の電流の和が０であるとして、モータ３２の電気角θeを用いてモータ３２のＶ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconをｄ軸およびｑ軸の電流Ｉd，Ｉqに座標変換（３相－２相変換）する。
減算部８４ｄ，８４ｑは、ｄ軸およびｑ軸の電流指令Ｉd＊，Ｉq＊と電流Ｉd，Ｉqとの差分ΔＩd，ΔＩqを演算する。フィードバック制御（ＰＩ制御）部８５ｄ，８５ｑは、差分ΔＩd，ΔＩqが値０になるように電流フィードバック制御によりｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖd＊，Ｖq＊を演算する。
座標変換部８６は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖd＊，Ｖq＊を各相の電圧指令ＶU＊，ＶV＊，ＶW＊に座標変換（２相－３相変換）する。ＰＷＭ信号生成部８７は、各相の電圧指令ＶU＊，ＶV＊，ＶW＊と三角波とを用いてトランジスタＴ１１～Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成してトランジスタＴ１１～Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。Ｖ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWcon（電子制御ユニット５０が認識するＶ相およびＷ相の電流）のオフセット量は、座標変換（３相－２相変換）によりｄ軸およびｑ軸の電流Ｉd，Ｉqの電気１次変動成分として現われるものの、電流フィードバック制御によるモータ３２の応答性が十分に良好である場合、ｄ軸およびｑ軸の電流Ｉd，Ｉqが電流指令Ｉd＊，Ｉq＊に一致するようにインバータ３４が制御され、ｄ軸およびｑ軸の電流Ｉd，Ｉqの電気１次変動が十分に小さくなる（理想的には値０になる）。
電圧位相演算部８８は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖd＊，Ｖq＊を用いて式（６－１）によりインバータ３４の出力電圧のｑ軸に対する電圧位相φqを演算する。変調度演算部８９は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖd＊，Ｖq＊と平滑コンデンサ３９の電圧ＶHとを用いて式（６－２）によりインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrを演算する。
Figure 0007143778000024
以上説明した第１実施例の駆動装置２０では、電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９の電圧ＶHに対してフーリエ級数展開を実行し、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分に関する値としてのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算する。続いて、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHに基づいて、インバータ３４の母線電流（入力電流）Ｉmの電気１次変動成分に関する値としてのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算する。そして、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImに基づいてＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを演算し、Ｖ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsが値０になるようにＶ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsを演算する。そして、電流センサ３２ｖ，３２ｗからのモータ３２のＶ相、Ｗ相の電流ＩV，ＩWに対応するＡＤ値ＡＤIV，ＡＤIWを、Ｖ相およびＷ相のオフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsを用いた補正を伴ってＶ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconに変換し、変換したＶ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconに基づいてモータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１～Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。したがって、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分を抽出するから、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分以外の成分（例えば、電気２次変動成分や電気６次変動成分など）を十分に除去することができ、平滑コンデンサ３９の電圧変動やモータ３２のトルク変動をより抑制することができる。
次に、第２実施例の駆動装置１２０について説明する。図１６は、第２実施例の駆動装置１２０の構成の概略を示す構成図である。第２実施例の駆動装置１２０は、バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ａを更に有する点を除いて、図１に示した第１実施例の駆動装置２０と同一のハード構成である。したがって、第２実施例の駆動装置１２０のうち第１実施例の駆動装置２０と同一のハード構成の部分については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。電子制御ユニット５０には、電流センサ３６ａからのバッテリ３６の電流ＩBも入力ポートを介して入力される。
続いて、第２実施例の駆動装置１２０の電子制御ユニット５０によるインバータ３４の制御について説明する。図１７は、第２実施例の駆動装置１２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図１７の制御ブロック図は、オフセット部７０の電気１次変動成分検出部７１およびインバータ母線電流推定部７２をオフセット部１７０の電気１次変動成分検出部１７１およびインバータ母線電流推定部１７２に置き換えた点（入力データや出力データの変更を含む）を除いて、図２の制御ブロック図と同一である。したがって、電気１次変動成分検出部１７１やインバータ母線電流推定部１７２について説明する。
電気１次変動成分検出部１７１について説明する。図１８は、電気１次変動成分検出部１７１により実行される電気１次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。図１８の電気１次変動成分検出処理は、ステップＳ１００の処理に代えてステップＳ１００ｂの処理を実行する点や、ステップＳ１７２ｂ～Ｓ１７８ｂの処理を追加した点を除いて、図３の電気１次変動成分検出処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図１８の電気１次変動成分検出処理では、電気１次変動成分検出部１７１は、最初に、モータ３２の電気角θeや、インバータ３４の出力電圧のｑ軸に対する電圧位相φq、平滑コンデンサ３９の電圧ＶH、バッテリ３６の電流ＩBなどのデータを入力する（ステップＳ１００ｂ）。ここで、バッテリ３６の電流ＩB以外のデータの入力方法については上述した。バッテリ３６の電流ＩBは、電流センサ３６ａにより検出された値を入力するものとした。
そして、平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算すると（ステップＳ１６０，Ｓ１７０）、バッテリ３６の電流ＩBとモータ３２の電気角θeとインバータ３４の出力電圧の電圧位相φqとを用いて式（７－１）および式（７－２）によりバッテリ３６の電流ＩBの正弦成分バッファＩＢＳＩＮ［ｎ］および余弦成分バッファＩＢＣＯＳ［ｎ］を更新する（ステップＳ１７２ｂ，Ｓ１７４ｂ）。
Figure 0007143778000025
そして、バッテリ３６の電流ＩBの正弦成分バッファＩＢＳＩＮ［ｉ］（ｉ＝０，・・・，Ｎ－１）を用いて式（７－３）によりバッテリ３６の電流ＩBのフーリエ正弦係数ｂIBを演算する（ステップＳ１７６ｂ）。そして、バッテリ３６の電流ＩBの余弦成分バッファＩＢＣＯＳ［ｉ］を用いて式（７－４）によりバッテリ３６の電流ＩBのフーリエ余弦係数ａIBを演算して（ステップＳ１７８ｂ）、図１８の電気１次変動成分検出処理を終了する。ここで、バッテリ３６の電流ＩBの正弦成分バッファＩＢＳＩＮ［ｎ］や余弦成分バッファＩＢＣＯＳ［ｎ］、フーリエ正弦係数ｂIB、フーリエ余弦係数ａIBは、バッテリ３６の電流ＩBの電気１次変動成分に関する値である。式（８－１）～式（８－４）の導出方法は、式（１－１）～式（１－４）の導出方法と同様である。
Figure 0007143778000026
インバータ母線電流推定部１７２について説明する。図１９は、インバータ母線電流推定部１７２により実行されるインバータ母線電流推定処理の一例を示すフローチャートである。図１９のインバータ母線電流推定処理では、最初に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHや、モータ３２の電気角速度ωe、バッテリ３６の電流ＩBのフーリエ余弦係数ａIBおよびフーリエ正弦係数ｂIBなどのデータを入力する（ステップＳ２００ｂ）。ここで、平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHやモータ３２の電気角速度ωeの入力方法については上述した。バッテリ３６の電流ＩBのフーリエ余弦係数ａIBおよびフーリエ正弦係数ｂIBは、電気１次変動成分検出部１７１（図１８の電気１次変動成分検出処理）で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したバッテリ３６の電流ＩBのフーリエ余弦係数ａIBとモータ３２の電気角速度ωeと平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ正弦係数ｂVHとを用いて式（７－５）によりインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImを演算する（ステップＳ２２０ｂ）。そして、バッテリ３６の電流ＩBのフーリエ正弦係数ｂIBとモータ３２の電気角速度ωeと平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ余弦係数ａVHとを用いて式（７－６）によりインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ正弦係数ｂImを演算して（ステップＳ２３０ｂ）、図１９のインバータ母線電流推定処理を終了する。式（７－５）および式（７－６）における「ＣH」は、平滑コンデンサ３９の容量値である。
Figure 0007143778000027
ここで、式（７－５）および式（７－６）の導出方法について説明する。平滑コンデンサ３９の周辺では、バッテリ３６の電流ＩBと平滑コンデンサ３９の電流Ｉcとインバータ３４の母線電流Ｉmとについて、式（７－７）が成立する。また、平滑コンデンサ３９の電流Ｉcと電圧ＶHとについて、平滑コンデンサ３９の容量値ＣHを用いて式（７－８）が成立する。
Figure 0007143778000028
平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分ＶH1は、式（７－９）のように表わすことができるから、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHについて、電気１次変動成分ＶH1だけに着目する場合、式（７－８）および式（７－９）から、平滑コンデンサ３９の電流Ｉcの電気１次変動成分Ｉc1は、式（７－１０）のように表わすことができる。そして、式（７－１１）のように定義すると、式（７－１０）から式（７－１２）が得られる。
Figure 0007143778000029
Figure 0007143778000030
また、バッテリ３６の電流ＩBの電気１次変動成分ＩB1は、式（７－１３）のように表わすことができる。したがって、バッテリ３６の電流ＩBおよび平滑コンデンサ３９の電圧ＶHについて、電気１次変動成分ＩB1，ＶH1だけに着目する場合、式（７－７）と式（７－１２）と式（７－１３）とから、インバータ３４の母線電流Ｉmの電気１次変動成分Ｉm1は、式（７－１４）のように表わすことができる。
Figure 0007143778000031
この式（７－１４）を整理すると、式（７－１５）が得られる。式（７－１５）の右辺第１項のｃｏｓθに対する係数が、式（７－５）に示したように、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImとして得られ、式（７－１５）の右辺第２項のｓｉｎθに対する係数が、式（７－６）に示したように、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ正弦係数ｂImとして得られる。したがって、式（７－１５）を整理すると、式（７－１６）のように表わすことができる。以上のことを踏まえて、インバータ母線電流推定部１７２（図１９のインバータ母線電流推定処理）では、式（７－５）および式（７－６）を用いてインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算するものとした（ステップＳ２２０ｂ，Ｓ２３０ｂ）。
Figure 0007143778000032
このように、バッテリ３６の電流ＩB（バッテリ３６の電流ＩBのフーリエ余弦係数ａIBおよびフーリエ正弦係数ｂIB）を用いてインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算することにより、バッテリ３６の内部抵抗３６ｒの抵抗値ＲBおよび内部インダクタンス３６ｌのインダクタンス値ＬBを用いずに、即ち、これらのバラツキの影響を受けずに、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算することができる。
以上説明した第２実施例の駆動装置１２０では、第１実施例の駆動装置２０と同様に、電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９の電圧ＶHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算し、この平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHに基づいてインバータ３４を制御する。これにより、第１実施例の駆動装置２０と同様に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分以外の成分（例えば、電気２次変動成分や電気６次変動成分など）を十分に除去することができ、平滑コンデンサ３９の電圧変動やモータ３２のトルク変動をより抑制することができる。
また、第２実施例の駆動装置１２０では、バッテリ３６の電流ＩBのフーリエ余弦係数ａIBおよびフーリエ正弦係数ｂIBに基づいてインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算する。これにより、バッテリ３６の内部抵抗３６ｒの抵抗値ＲBおよび内部インダクタンス３６ｌのインダクタンス値ＬBを用いずに、即ち、これらのバラツキの影響を受けずに、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算することができる。
次に、第３実施例の駆動装置２２０について説明する。図２０は、第３実施例の駆動装置２２０の構成の概略を示す構成図である。第３実施例の駆動装置２２０は、昇圧コンバータ２４０や平滑コンデンサ２４６を追加すると共に電力ライン３８のうち昇圧コンバータ２４０よりもインバータ３４側、バッテリ３６側をそれぞれ高電圧側電力ライン３８ａ、低電圧側電力ライン３８ｂという点を除いて、図１に示した第１実施例の駆動装置２０と同一のハード構成である。したがって、第３実施例の駆動装置２２０のうち第１実施例の駆動装置２０と同一のハード構成の部分については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。
昇圧コンバータ２４０は、高電圧側電力ライン３８ａを介してインバータ３４に接続されていると共に低電圧側電力ライン３８ｂを介してバッテリ３６に接続されている。この昇圧コンバータ２４０は、２つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２のそれぞれに並列に接続された２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトル２４２とを有する。トランジスタＴ３１は、高電圧側電力ライン３８ａの正極側ラインに接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧側電力ライン３８ａおよび低電圧側電力ライン３８ｂの負極側ラインと、に接続されている。リアクトル２４２は、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧側電力ライン３８ｂの正極側ラインと、に接続されている。このリアクトル２４２は、抵抗成分２４２ｒおよびインダクタンス成分２４２ｌを有する。昇圧コンバータ２４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧側電力ライン３８ｂの電力を昇圧して高電圧側電力ライン３８ａに供給したり、高電圧側電力ライン３８ａの電力を降圧して低電圧側電力ライン３８ｂに供給したりする。平滑コンデンサ２４６は、低電圧側電力ライン３８ｂの正極母線と負極母線とに取り付けられている。
この駆動装置２２０では、電子制御ユニット５０は、駆動装置２０と同様に、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに基づいて駆動軸に要求される要求トルクＴd＊を設定し、設定した要求トルクＴd＊が駆動軸に出力されるようにモータ３２のトルク指令Ｔm＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔm＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１～Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、電子制御ユニット５０は、モータ３２をトルク指令Ｔm＊で駆動できるように平滑コンデンサ３９（高電圧側電力ライン３８ａ）の目標電圧ＶH＊を設定し、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHが目標電圧ＶH＊となるようにデューティ指令Ｄを設定し、設定したデューティ指令Ｄを用いて昇圧コンバータ２４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。デューティ指令Ｄは、トランジスタＴ３１のオン時間とトランジスタＴ３２のオン時間との和に対するトランジスタＴ３１のオン時間の割合に１００を乗じた値として定義される。
次に、第３実施例の駆動装置２２０の電子制御ユニット５０によるインバータ３４の制御について説明する。図２１は、第３実施例の駆動装置２２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図２１の制御ブロック図は、オフセット部７０のインバータ母線電流推定部７２とオフセット部実行判定部７５とをオフセット部２７０のインバータ母線電流推定部２７２とオフセット部実行判定部２７５とに置き換えた点（入力データの変更を含む）を除いて、図２の制御ブロック図と同一である。したがって、インバータ母線電流推定部２７２やオフセット部実行判定部２７５について説明する。
インバータ母線電流推定部２７２について説明する。インバータ母線電流推定部２７２は、インバータ母線電流推定部７２と同様に、図６のインバータ母線電流推定処理を実行する。ただし、インバータ母線電流推定部７２とは、バッテリ３６から平滑コンデンサ３９までの回路の周波数特性、詳細には、ステップＳ２１０の処理で用いるマップ（ボード線図）が異なる。図２２は、この場合のモータ３２の電気角速度ωeと振幅比Ａおよび位相差Δθとの関係を定めたマップの一例を示す説明図である。図２２のマップは、図２３の回路に対して伝達関数Ｉm／ＶHを演算して作成するものとした。図２３の回路は、昇圧コンバータ２４０による昇圧動作の停止中（デューティ指令Ｄが１００％のとき）の、駆動装置２２０のインバータ３４を電流源３４ｉとみなすと共に直流成分を除去した回路に相当する。この図２３の回路では、伝達関数Ｉm／ＶHを式（８－１）のように表わすことができる。式（８－１）において、「ＣH」および「ＣF」は、平滑コンデンサ３９，２４６の容量値であり、「ＲB」は、バッテリ３６の内部抵抗３６ｒの抵抗値であり、「ＬB」は、バッテリ３６の内部インダクタンス３６ｌのインダクタンス値であり、「ＲR」は、リアクトル２４２の抵抗成分２４２ｒの抵抗値であり、「ＬR」は、リアクトル２４２のインダクタンス成分２４２ｌのインダクタンス値であり、「ｓ」はラプラス演算子である。なお、図２２のマップは、図２３の回路の伝達関数Ｉm／ＶHを演算して作成するのに代えて、実験や解析により作成するものとしてもよい。
Figure 0007143778000033
オフセット部実行判定部２７５について説明する。図２４は、オフセット部実行判定部２７５により実行されるオフセット部実行判定処理の一例を示すフローチャートである。図２４のオフセット部実行判定処理は、ステップＳ５００の処理に代えてステップＳ５００ｃの処理を実行する点およびステップＳ５２２ｃの処理を追加した点を除いて、図１１のオフセット部実行判定処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図２４のオフセット部実行判定処理では、オフセット部実行判定部２７５は、モータ３２の電気角速度ωeやインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖr、昇圧コンバータ２４０のデューティ指令Ｄなどのデータを入力する（ステップＳ５００ｃ）。ここで、モータ３２の電気角速度ωeやインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrの入力方法については上述した。昇圧コンバータ２４０のデューティ指令Ｄは、上述のように設定した値を入力するものとした。
こうしたデータを入力すると、入力したモータ３２の電気角速度ωeを閾値ωeｒｅｆと比較し（ステップＳ５１０）、インバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrを閾値Ｖrｒｅｆと比較し（ステップＳ５２０）、デューティ指令Ｄが１００％であるか否かを判定する（ステップＳ５２２ｃ）。
そして、ステップＳ５１０でモータ３２の電気角速度ωeが閾値ωeｒｅｆ以上で、且つ、ステップＳ５２０でインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrが閾値Ｖrｒｅｆ以上で、且つ、ステップＳ５２２ｃでデューティ指令Ｄが１００％であるときには、オフセット部７０の各処理（電気１次変動成分検出部７１、インバータ母線電流推定部７２、相電流オフセット推定部７３、相電流オフセット制御部７４）を実行すると判定して（ステップＳ５３０）、図２４のオフセット部実行判定処理を終了する。
ステップＳ５１０でモータ３２の電気角速度ωeが閾値ωeｒｅｆ未満のときや、ステップＳ５２０でインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrが閾値Ｖrｒｅｆ未満のとき、ステップＳ５２２ｃでデューティ指令Ｄが１００％でないときには、オフセット部７０の各処理を実行しないと判定して（ステップＳ５４０）、図２４のオフセット部実行判定処理を終了する。
ステップＳ５２２ｃの処理を行なうのは、昇圧コンバータ２４０による昇圧動作の停止中（デューティ指令Ｄが１００％のとき）にだけ、インバータ母線電流推定部２７２で、図２３の回路に基づく図２２のマップを用いた振幅比Ａおよび位相差Δθの設定、ひいては、この振幅比Ａおよび位相差Δθを用いたインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImの演算を適切に行なうことができるためである。
以上説明した第３実施例の駆動装置２２０では、第１実施例の駆動装置２０と同様に、電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９の電圧ＶHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算し、この平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHに基づいてインバータ３４を制御する。これにより、第１実施例の駆動装置２０と同様に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分以外の成分（例えば、電気２次変動成分や電気６次変動成分など）を十分に除去することができ、平滑コンデンサ３９の電圧変動やモータ３２のトルク変動をより抑制することができる。
次に、第４実施例の駆動装置３２０について説明する。図２５は、第４実施例の駆動装置３２０の構成の概略を示す構成図である。第４実施例の駆動装置３２０は、昇圧コンバータ２４０のリアクトル２４２の直列に取り付けられた電流センサ２４４を更に有する点を除いて、図２０に示した第３実施例の駆動装置２２０と同一のハード構成である。したがって、第４実施例の駆動装置３２０のうち第３実施例の駆動装置２２０と同一のハード構成の部分については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。電子制御ユニット５０には、電流センサ２４４からのリアクトル２４２の電流ＩLも入力ポートを介して入力される。
続いて、第４実施例の駆動装置３２０の電子制御ユニット５０によるインバータ３４の制御について説明する。図２６は、第４実施例の駆動装置３２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図２６の制御ブロック図は、オフセット部７０の電気１次変動成分検出部７１およびインバータ母線電流推定部７２をオフセット部３７０の電気１次変動成分検出部３７１およびインバータ母線電流推定部３７２に置き換えた点（入力データや出力データの変更を含む）を除いて、図２の制御ブロック図と同一である。したがって、電気１次変動成分検出部３７１やインバータ母線電流推定部３７２について説明する。
電気１次変動成分検出部３７１について説明する。図２７は、電気１次変動成分検出部３７１により実行される電気１次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。図２７の電気１次変動成分検出処理は、ステップＳ１００の処理に代えてステップＳ１００ｄの処理を実行する点や、ステップＳ１７２ｄ～Ｓ１７８ｄの処理を追加した点を除いて、図３の電気１次変動成分検出処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図２７の電気１次変動成分検出処理では、電気１次変動成分検出部３７１は、最初に、モータ３２の電気角θeや、インバータ３４の出力電圧のｑ軸に対する電圧位相φq、平滑コンデンサ３９の電圧ＶH、リアクトル２４２の電流ＩLなどのデータを入力する（ステップＳ１００ｄ）。ここで、リアクトル２４２の電流ＩL以外のデータの入力方法については上述した。リアクトル２４２の電流ＩLは、電流センサ２４４により検出された値を入力するものとした。
そして、平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算すると（ステップＳ１６０，Ｓ１７０）、リアクトル２４２の電流ＩLとモータ３２の電気角θeとインバータ３４の出力電圧の電圧位相φqとを用いて式（９－１）および式（９－２）によりリアクトル２４２の電流ＩLの正弦成分バッファＩＬＳＩＮ［ｎ］および余弦成分バッファＩＬＣＯＳ［ｎ］を更新する（ステップＳ１７２ｄ，Ｓ１７４ｄ）。
Figure 0007143778000034
そして、リアクトル２４２の電流ＩLの正弦成分バッファＩＬＳＩＮ［ｉ］（ｉ＝０，・・・，Ｎ－１）を用いて式（９－３）によりリアクトル２４２の電流ＩLのフーリエ正弦係数ｂILを演算する（ステップＳ１７６ｄ）。そして、リアクトル２４２の電流ＩLの余弦成分バッファＩＬＣＯＳ［ｉ］を用いて式（９－４）によりリアクトル２４２の電流ＩLのフーリエ余弦係数ａILを演算して（ステップＳ１７８ｄ）、図２７の電気１次変動成分検出処理を終了する。ここで、リアクトル２４２の電流ＩLの正弦成分バッファＩＬＳＩＮ［ｎ］や余弦成分バッファＩＬＣＯＳ［ｎ］、フーリエ正弦係数ｂIL、フーリエ余弦係数ａILは、リアクトル２４２の電流ＩLの電気１次変動成分に関する値である。式（９－１）～式（９－４）の導出方法は、式（１－１）～式（１－４）の導出方法と同様である。
Figure 0007143778000035
インバータ母線電流推定部３７２について説明する。図２８は、インバータ母線電流推定部３７２により実行されるインバータ母線電流推定処理の一例を示すフローチャートである。図２８のインバータ母線電流推定処理では、最初に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHや、モータ３２の電気角速度ωe、リアクトル２４２の電流ＩLのフーリエ余弦係数ａILおよびフーリエ正弦係数ｂILなどのデータを入力する（ステップＳ２００ｄ）。ここで、平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHやモータ３２の電気角速度ωeの入力方法については上述した。リアクトル２４２の電流ＩLのフーリエ余弦係数ａILおよびフーリエ正弦係数ｂILは、電気１次変動成分検出部３７１（図２７の電気１次変動成分検出処理）で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、入力したリアクトル２４２の電流ＩLのフーリエ余弦係数ａILとモータ３２の電気角速度ωeと平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ正弦係数ｂVHとを用いて式（９－５）によりインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImを演算する（ステップＳ２２０ｄ）。そして、リアクトル２４２の電流ＩLのフーリエ正弦係数ｂILとモータ３２の電気角速度ωeと平滑コンデンサ３９の電圧ＶＨのフーリエ余弦係数ａVHとを用いて式（９－６）によりインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ正弦係数ｂImを演算して（ステップＳ２３０ｄ）、図２８のインバータ母線電流推定処理を終了する。式（９－５）および式（９－６）における「ＣH」は、平滑コンデンサ３９の容量値である。
Figure 0007143778000036
ここで、式（９－５）および式（９－６）の導出方法について説明する。平滑コンデンサ３９の周辺では、昇圧コンバータ２４０の供給電流ＩCNVと平滑コンデンサ３９の電流Ｉcとインバータ３４の母線電流Ｉmとについて、式（９－７）が成立する。また、平滑コンデンサ３９の電流Ｉcと電圧ＶHとについて、平滑コンデンサ３９の容量値ＣHを用いて式（９－８）が成立する。
Figure 0007143778000037
平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分ＶH1は、式（９－９）のように表わすことができるから、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHについて、電気１次変動成分ＶH1だけに着目する場合、式（９－８）および式（９－９）から、平滑コンデンサ３９の電流Ｉcの電気１次変動成分Ｉc1は、式（９－１０）のように表わすことができる。そして、式（９－１１）のように定義すると、式（９－１０）から式（９－１２）が得られる。
Figure 0007143778000038
Figure 0007143778000039
また、昇圧コンバータ２４０の供給電流ＩCNVは、リアクトル２４２の電流ＩLとデューティ指令Ｄとを用いて式（９－１３）のように近似することができ、リアクトル２４２の電流ＩLの電気１次変動成分ＩL1は、式（９－１４）のように表わすことができる。したがって、昇圧コンバータ２４０の供給電流ＩCNV（リアクトル２４２の電流ＩL）および平滑コンデンサ３９の電圧ＶHについて、電気１次変動成分ＩCNV1，ＶH1だけに着目する場合、式（９－７）と式（９－１２）～式（９－１４）とから、インバータ３４の母線電流Ｉmの電気１次変動成分Ｉm1は、式（９－１５）のように表わすことができる。
Figure 0007143778000040
この式（９－１５）を整理すると、式（９－１６）が得られる。式（９－１６）の右辺第１項のｃｏｓθに対する係数が、式（９－５）に示したように、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImとして得られ、式（９－１６）の右辺第２項のｓｉｎθに対する係数が、式（９－６）に示したように、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ正弦係数ｂImとして得られる。したがって、式（９－１６）を整理すると、式（９－１７）のように表わすことができる。以上のことを踏まえて、インバータ母線電流推定部３７２（図２８のインバータ母線電流推定処理）では、式（９－５）および式（９－６）を用いてインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算するものとした（ステップＳ２２０ｄ，Ｓ２３０ｄ）。
Figure 0007143778000041
このように、リアクトル２４２の電流ＩL（リアクトル２４２の電流ＩLのフーリエ余弦係数ａILおよびフーリエ正弦係数ｂIL）を用いてインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算することにより、バッテリ３６の内部抵抗３６ｒの抵抗値ＲBおよび内部インダクタンス３６ｌのインダクタンス値ＬBや、リアクトル２４２の抵抗成分２４２ｒの抵抗値ＲRおよびインダクタンス成分２４２ｌのインダクタンス値ＬRを用いずに、即ち、これらのバラツキの影響を受けずに、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算することができる。
以上説明した第４実施例の駆動装置３２０では、第１実施例の駆動装置２０と同様に、電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９の電圧ＶHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算し、この平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHに基づいてインバータ３４を制御する。これにより、第１実施例の駆動装置２０と同様に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分以外の成分（例えば、電気２次変動成分や電気６次変動成分など）を十分に除去することができ、平滑コンデンサ３９の電圧変動やモータ３２のトルク変動をより抑制することができる。
また、第４実施例の駆動装置３２０では、リアクトル２４２の電流ＩL（リアクトル２４２の電流ＩLのフーリエ余弦係数ａILおよびフーリエ正弦係数ｂIL）を用いてインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算する。これにより、バッテリ３６の内部抵抗３６ｒの抵抗値ＲBおよび内部インダクタンス３６ｌのインダクタンス値ＬBや、リアクトル２４２の抵抗成分２４２ｒの抵抗値ＲRおよびインダクタンス成分２４２ｌのインダクタンス値ＬRを用いずに、即ち、これらのバラツキの影響を受けずに、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算することができる。
次に、第５実施例の駆動装置４２０について説明する。第５実施例の駆動装置４２０は、図１６に示した第２実施例の駆動装置１２０と同一のハード構成である。したがって、第５実施例の駆動装置４２０のハード構成についての詳細な説明を省略する。
続いて、第５実施例の駆動装置４２０の電子制御ユニット５０によるインバータ３４の制御について説明する。図２９は、第５実施例の駆動装置４２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図２９の制御ブロック図は、オフセット部７０のインバータ母線電流推定部７２および相電流オフセット推定部７３をオフセット部４７０のインバータ母線電力推定部４７２および相電流オフセット推定部４７３に置き換えた点（入力データや出力データの変更を含む）を除いて、図２の制御ブロック図と同一である。したがって、インバータ母線電力推定部４７２や相電流オフセット推定部４７３について説明する。
インバータ母線電力推定部４７２について説明する。図３０は、インバータ母線電力推定部４７２により実行されるインバータ母線電力推定処理の一例を示すフローチャートである。図３０のインバータ母線電力推定処理は、ステップＳ２００に代えてステップＳ２００ｅの処理を実行する点や、ステップＳ２４０ｅ～Ｓ２４８ｅの処理を追加した点を除いて、図６のインバータ母線電流推定処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図３０のインバータ母線電力推定処理では、インバータ母線電力推定部４７２は、最初に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHや、モータ３２の電気角速度ωe、バッテリ３６の電流ＩB、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHなどのデータを入力する（ステップＳ２００ｅ）。ここで、各データの入力方法については上述した。
そして、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImを演算すると（ステップＳ２２０，Ｓ２３０）、バッテリ３６の電流ＩBにローパスフィルタ処理を施してバッテリ３６の電流ＩBの０次変動成分ＩB0を抽出すると共に（ステップＳ２４０ｅ）、抽出したバッテリ３６の電流ＩBの０次変動成分ＩB0をインバータ３４の母線電流Ｉmの０次変動成分Ｉm0に設定する（ステップＳ２４２ｅ）。ステップＳ２４２ｅの処理は、平滑コンデンサ３９が直流電流を流さないから極低周波数領域に限定すると「ＩB＝Ｉm」が成立することを踏まえた処理である。
続いて、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHにローパスフィルタを施して０次変動成分ＶH0を抽出する（ステップＳ２４４ｅ）。そして、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImと平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよび０次変動成分ＶH0とインバータ３４の母線電流Ｉmの０次変動成分Ｉm0とを用いて式（１０－１）によりインバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ余弦係数ａPmを演算する（ステップＳ２４６ｅ）。そして、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ正弦係数ｂImと平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ正弦係数ｂVHおよび０次変動成分ＶH0とインバータ３４の母線電流Ｉmの０次変動成分Ｉm0とを用いて式（１０－２）によりインバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ正弦係数ｂPmを演算して（ステップＳ２４８ｂ）、図３０のインバータ母線電力推定処理を終了する。式（１０－１）および式（１０－２）は、インバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImをインバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ余弦係数ａPmおよびフーリエ正弦係数ｂPmに変換する式である。
Figure 0007143778000042
ここで、式（１０－１）および式（１０－２）の導出方法について説明する。モータ３２の各相の電流ＩU，ＩV，ＩWにオフセットが発生したときのインバータ３４の母線電力Ｐmの電気１次変動成分Ｐ1は、上述の式（３－２１）のように表わすことができる。また、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHおよびインバータ３４の母線電流Ｉmは、電気０次成分と電気１次成分とに分けると、それぞれ式（１０－３）および式（１０－４）のように表わすことができる。式（１０－３）における平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHは、上述の式（１－１）～式（１－４）により表わされる。式（１０－４）におけるインバータ３４の母線電流Ｉmのフーリエ余弦係数ａImおよびフーリエ正弦係数ｂImは、上述の式（２－１）および式（２－２）により表わされる。
Figure 0007143778000043
平滑コンデンサ３９の電圧ＶHとインバータ３４の母線電流Ｉmとの積の電気１次変動成分Ｐ1は、式（１０－３）および式（１０－４）の０次変動成分と１次変動成分との積の和となるから、式（１０－５）ひいては式（１０－６）が得られる。
Figure 0007143778000044
この式（１０－６）の右辺第１項のｃｏｓ（θe＋α）に対する係数が、式（１０－１）に示したように、インバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ余弦係数ａPmとして得られ、式（１０－６）の右辺第２項のｓｉｎ（θe＋α）に対する係数が、式（１０－２）に示すように、インバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ正弦係数ｂPmとして得られる。したがって、式（１０－６）を整理すると、式（１０－７）のように表わすことができる。以上のことを踏まえて、インバータ母線電力推定部４７２（図３０のインバータ母線電力推定処理）では、式（１０－１）および式（１０－２）によりインバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ余弦係数ａPmおよびフーリエ正弦係数ｂPmを演算するものとした（ステップＳ２４６ｅ，２４８ｅ）。
Figure 0007143778000045
相電流オフセット推定部４７３について説明する。図３１は、相電流オフセット推定部４７３により実行される相電流オフセット推定処理の一例を示すフローチャートである。図３１の相電流オフセット推定処理では、相電流オフセット推定部４７３は、最初に、インバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ余弦係数ａPmおよびフーリエ正弦係数ｂPmや、インバータ３４の出力電圧の変調度Ｖr、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHなどのデータを入力する（ステップＳ３００ｅ）。ここで、インバータ３４の出力電圧の変調度Ｖr、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの入力方法については上述した。インバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ余弦係数ａPmおよびフーリエ正弦係数ｂPmは、インバータ母線電力推定部４７２（図３０のインバータ母線電力推定処理）で演算した値を入力するものとした。
こうしてデータを入力すると、インバータ３４の出力電圧の変調度Ｖrと平滑コンデンサ３９の電圧ＶHとを用いて式（１０－８）により３相交流電圧の基本波成分の最大値としての基本波電圧振幅Ｖ1を演算する（ステップＳ３０２ｅ）。続いて、インバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ余弦係数ａPmおよびフーリエ正弦係数ｂPmと基本波電圧振幅Ｖ1とを用いて式（１０－９）および式（１０－１０）によりＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを演算して（ステップＳ３１０ｅ，Ｓ３２０ｅ）、図３１の相電流オフセット推定処理を終了する。
Figure 0007143778000046
ここで、式（１０－９）および式（１０－１０）の導出方法について説明する。上述の式（３－２１）および式（１０－７）から、「θｅ＋α＝１５０°」のときには、式（１０－１１）および式（１０－１２）が得られ、これらから上述の式（１０－１０）が得られる。また、式（３－２１）および式（１０－７）から、「θｅ＋α＝２１０°」のときには、式（１０－１３）および式（１０－１４）が得られ、これらから上述の式（１０－９）が得られる。以上のことを踏まえて、相電流オフセット推定部４７３（図３１の相電流オフセット推定処理）では、式（１０－９）および式（１０－１０）を用いてＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを演算するものとした（ステップＳ３１０ｅ，Ｓ３２０ｅ）。このようにＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを演算することにより、インバータ３４の母線電流Ｉmの変動および平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動を共に考慮することになるから、Ｖ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsの精度を高くすることができる。
Figure 0007143778000047
Figure 0007143778000048
以上説明した第５実施例の駆動装置４２０では、第１実施例の駆動装置２０と同様に、電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９の電圧ＶHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算し、この平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHに基づいてインバータ３４を制御する。これにより、第１実施例の駆動装置２０と同様に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分以外の成分（例えば、電気２次変動成分や電気６次変動成分など）を十分に除去することができ、平滑コンデンサ３９の電圧変動やモータ３２のトルク変動をより抑制することができる。
また、第５実施例の駆動装置４２０では、インバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ余弦係数ａPmおよびフーリエ正弦係数ｂPmを演算し、このインバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ余弦係数ａPmおよびフーリエ正弦係数ｂPmに基づいてＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを演算する。これにより、インバータ３４の母線電流Ｉmの変動および平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの変動を共に考慮することになり、Ｖ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsの精度を高くすることができる。
第５実施例の駆動装置４２０では、図１６に示した第２実施例の駆動装置１２０と同一のハード構成をしており、インバータ母線電力推定部４７２により実行される図３０のインバータ母線電流推定処理のステップＳ２４０ｅ，２４２ｅの処理で、バッテリ３６の電流ＩBにローパスフィルタ処理を施してバッテリ３６の電流ＩBの０次変動成分ＩB0を抽出すると共に抽出したバッテリ３６の電流ＩBの０次変動成分ＩB0をインバータ３４の母線電流Ｉmの０次変動成分Ｉm0に設定するものとした。しかし、図２５に示した第４実施例の駆動装置３２０と同一のハード構成の場合、リアクトル２４２の電流ＩLとデューティ指令Ｄとの積として得られる昇圧コンバータ２４０の供給電流ＩCNVにローパスフィルタ処理を施して昇圧コンバータ２４０の供給電流ＩCNVの０次変動成分ＩCNV0を抽出すると共に抽出した昇圧コンバータ２４０の供給電流ＩCNVの０次変動成分ＩCNV0をインバータ３４の母線電流Ｉmの０次変動成分Ｉm0に設定するものとしてもよい。また、図１に示した第１実施例の駆動装置２０と同一のハード構成や図２０に示した第３実施例の駆動装置２２０と同一のハード構成の場合（電流センサ３６ａも電流センサ２４４も有しない場合）、モータ３２のトルク指令Ｔm＊および機械角速度ωmと平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの０次変動成分ＶH0とを用いて式（１０－１５）によりインバータ３４の母線電流Ｉmの０次変動成分Ｉm0を演算するものとしてもよい。したがって、図１に示した第１実施例の駆動装置２０や、図２０に示した第３実施例の駆動装置２２０、図２５に示した第４実施例の駆動装置３２０と同一のハード構成の場合でも、インバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ余弦係数ａPmおよびフーリエ正弦係数ｂPmを演算すると共に演算したインバータ３４の母線電力Ｐmのフーリエ余弦係数ａPmおよびフーリエ正弦係数ｂPmを用いてＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを演算することができる。
Figure 0007143778000049
次に、第６実施例の駆動装置５２０について説明する。図３２は、第６実施例の駆動装置５２０の構成の概略を示す構成図である。図３２は、電圧センサ３９ａを電圧センサ５４０に置き換えた点を除いて、図１に示した第１実施例の駆動装置２０と同一のハード構成である。したがって、第６実施例の駆動装置５２０のうち第１実施例の駆動装置２０と同一のハード構成の部分については、同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。
電圧センサ５４０は、アンプ５４１と、ローパスフィルタ５４２とを有する。アンプ５４１は、平滑コンデンサ３９の端子間の電圧を増幅して出力する。ローパスフィルタ５４２は、抵抗素子５４３と、コンデンサ５４４とを有する。抵抗素子５４３は、一方の端子がアンプ５４１の出力側に接続されていると共に他方の端子が電子制御ユニット５０に接続されている。コンデンサ５４４は、一方の端子が抵抗素子５４３の他方の端子に接続されていると共に他方の端子が接地されている。ローパスフィルタ５４２は、アンプ５４１の出力に対してローパスフィルタ処理を施して平滑コンデンサ３９の電圧ＶHとして電子制御ユニット５０に出力する。
図３３は、モータ３２の電気角速度ωeと、ローパスフィルタ５４２の入力と出力との振幅比および位相差と、の関係の一例を示す説明図である。図３３から、モータ３２の電気角速度ωe（電気１次）が大きくなるにつれて、平滑コンデンサ３９の電圧についての実値（実電圧ＶHact）と電圧センサ５４０の検出値（電圧ＶH）とのずれ（変動成分の振幅や位相のずれ）が大きくなることが解る。
次に、第６実施例の駆動装置５２０の電子制御ユニット５０によるインバータ３４の制御について説明する。図３４は、第６実施例の駆動装置５２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図３４の制御ブロック図は、オフセット部７０の電気１次変動成分検出部７１をオフセット部５７０の電気１次変動成分検出部５７１に置き換えた点（入力データの変更を含む）を除いて、図２の制御ブロック図と同一である。したがって、電気１次変動成分検出部５７１について説明する。
図３５は、電気１次変動成分検出部５７１により実行される電気１次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。図３５の電気１次変動成分検出処理は、ステップＳ１００の処理に代えてステップＳ１００ｆの処理を実行する点や、ステップＳ１６０，Ｓ１７０の処理に代えてステップＳ１６０ｆ～Ｓ１７６ｆの処理を実行する点を除いて、図３の電気１次変動成分検出処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図３５の電気１次変動成分検出処理では、電気１次変動成分検出部５７１は、最初に、モータ３２の電気角θeや、インバータ３４の出力電圧のｑ軸に対する電圧位相φq、平滑コンデンサ３９の電圧ＶH、モータ３２の電気角速度ωeなどのデータを入力する（ステップＳ１００ｆ）。ここで、各データの入力方法については上述した。
そして、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの正弦成分バッファＶＨＳＩＮ［ｎ］および余弦成分バッファＶＨＣＯＳ［ｎ］を更新すると（ステップＳ１４０，Ｓ１５０）、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの正弦成分バッファＶＨＳＩＮ［ｉ］（ｉ＝０，・・・，Ｎ－１）を用いて式（１１－１）により平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ正弦係数ｂVHの一時値（仮値）としてのフーリエ正弦係数一時値ｂVHtmpを演算する（ステップＳ１６０ｆ）。そして、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの余弦成分バッファＶＨＣＯＳ［ｉ］を用いて式（１１－２）により平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHの一時値としてのフーリエ余弦係数一時値ａVHtmpを演算する（ステップＳ１７０ｆ）。
Figure 0007143778000050
続いて、モータ３２の電気角速度ωeに基づいて、電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの平滑コンデンサ３９の実電圧ＶHactに対するずれを補正するための補正用振幅比ＡVHおよび補正用位相差ΔθVHを設定する（ステップＳ１７２ｆ）。ここで、補正用振幅比ＡVHおよび補正用位相差ΔθVHは、モータ３２の電気角速度ωeと補正用振幅比ＡVHおよび補正用位相差ΔθVHとの関係を予め定めてマップとしてＲＯＭ５２に記憶しておき、モータ３２の電気角速度ωeが与えられると、このマッップから対応する補正用振幅比ＡVHおよび補正用位相差ΔθVHを導出して設定するものとした。図３６は、モータ３２の電気角速度ωeと補正用振幅比ＡVHおよび補正用位相差ΔθVHとの関係を定めたマップの一例を示す説明図である。図３６は、電圧センサ５４０のローパスフィルタ５４２が時定数Ｔの１次遅れ系で設計されているとき、即ち、ローパスフィルタ５４２の入力ＶHfiと出力ＶHfo（電圧ＶH）との関係を式（１１－３）のように表わすことができるときのモータ３２の電気角速度ωeと補正用振幅比ＡVHや補正用位相差ΔθVHとの関係を示す。
Figure 0007143778000051
そして、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数一時値ａVHtmpおよびフーリエ正弦係数一時値ｂVHtmpと補正用振幅比ＡVHおよび補正用位相差ΔθVHとを用いて式（１１－４）および式（１１－５）により平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算して（ステップＳ１７４ｆ，Ｓ１７６ｆ）、図３５の電気１次変動成分検出処理を終了する。
Figure 0007143778000052
こうしたステップＳ１７２ｆ～Ｓ１７６ｆの処理により、ローパスフィルタ５４２の特性を踏まえて電圧センサ５４０からの電圧ＶHを実電圧ＶHactにより近い値に変換して、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算することができる。
以上説明した第６実施例の駆動装置５２０では、第１実施例の駆動装置２０と同様に、電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９の電圧ＶHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算し、この平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHに基づいてインバータ３４を制御する。これにより、第１実施例の駆動装置２０と同様に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分以外の成分（例えば、電気２次変動成分や電気６次変動成分など）を十分に除去することができ、平滑コンデンサ３９の電圧変動やモータ３２のトルク変動をより抑制することができる。
また、第６実施例の駆動装置５２０では、電圧センサ５４０の周波数特性を考慮して、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算する。これにより、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHをより精度よく演算することができる。
第６実施例の駆動装置５２０では、図３２に示した駆動装置５２０において、電圧センサ５４０の特性を考慮して平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算する場合について説明した。しかし、図１６に示した第２実施例の駆動装置１２０において、電流センサ３６ａの特性を考慮してバッテリ３６の電流ＩBのフーリエ余弦係数ａIBおよびフーリエ正弦係数ｂIBを演算する場合や、図２５に示した第４実施例の駆動装置３２０において、電流センサ２４４の特性を考慮してリアクトル２４２の電流ＩLのフーリエ余弦係数ａILおよびフーリエ正弦係数ｂILを演算する場合なども、同様に考えることができる。
次に、第７実施例の駆動装置６２０について説明する。第７実施例の駆動装置６２０は、図１に示した第１実施例の駆動装置２０と同一のハード構成である。したがって、第７実施例の駆動装置６２０のハード構成についての詳細な説明を省略する。
続いて、駆動装置６２０の電子制御ユニット５０によるインバータ３４の制御について説明する。図３７は、第７実施例の駆動装置６２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図３７の制御ブロック図は、オフセット部７０の相電流オフセット制御部７４、相電流物理値演算部７６、電流制御部７７をオフセット部６７０の相電流オフセット制御部６７４、相電流物理値演算部６７６、電流制御部６７７に置き換えた点を除いて、図２の制御ブロック図と同一である。したがって、相電流オフセット制御部６７４や相電流物理値演算部６７６、電流制御部６７７について説明する。
相電流オフセット制御部６７４について説明する。図３８は、相電流オフセット制御部６７４により実行される相電流オフセット制御処理の一例を示すフローチャートである。図３８の相電流オフセット制御処理では、相電流オフセット制御部６７４は、最初に、Ｖ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを入力する（ステップＳ４００）。
こうしてデータを入力すると、入力したＶ相の電流オフセット推定値ＩVofsを用いて式（１２－１）によりＶ相の電圧オフセット補正量ＶVofsを演算すると共に（ステップＳ４１０ｇ）、Ｗ相の電流オフセット推定値ＩWofsを用いて式（１２－２）によりＷ相の電圧オフセット補正量ＶWofsを演算して（ステップＳ４２０ｇ）、図３８の相電流オフセット制御処理を終了する。
Figure 0007143778000053
ここで、Ｖ相およびＷ相の電圧オフセット補正量ＶVofs，ＶWofsは、それぞれ電流制御部６７７でＶ相およびＷ相の電圧指令Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の補正に用いる補正量である。式（１２－１）および式（１２－２）は、それぞれＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsが値０になるように電圧オフセット補正量ＡＤVofs，ＡＤWofsを演算するためのフィードバック制御の関係式である。式（１２－１）および式（１２－２）において、「ＫP2」は比例項のゲインであり、「ＫI2」は積分項のゲインである。
相電流物理値演算部６７６について説明する。図３９は、相電流物理値演算部６７６により実行される相電流物理値演算処理の一例を示すフローチャートである。図３９の相電流物理値演算処理は、ステップＳ６１０～Ｓ６５０の処理に代えてステップＳ６４０ｇ，Ｓ６５０ｇの処理を実行する点を除いて、図１２の相電流物理値演算処理と同一である。
図３９の相電流物理値演算処理では、相電流物理値演算部６７６は、最初に、電流センサ３２ｖ，３２ｗからのモータ３２のＶ相、Ｗ相の電流ＩV，ＩWに対応するＡＤ値ＡＤIV，ＡＤIWを入力する（ステップＳ６００）。続いて、式（１２－３）によりＡＤ値ＡＤIVをＶ相の制御用電流ＩVconに変換すると共に（ステップＳ６４０ｇ）、式（１４－２）によりＡＤ値ＡＤIWをＷ相の電流ＩWconに変換して（ステップＳ６５０ｇ）、図３９の相電流物理値演算処理を終了する。
Figure 0007143778000054
ここで、式（１２－３）は、式（５－１）におけるＶ相のオフセット補正量ＡＤVofsを値０としたものに相当し、式（１２－４）は、式（５－２）におけるＷ相のオフセット補正量ＡＤWofsを値０としたものに相当する。したがって、各相の電流ＩU，ＩV，ＩWにオフセットが生じているときには、電流センサ３２ｖ，３２ｗからのＡＤ値ＡＤIV，ＡＤIW、ひいては、Ｖ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWcon（電子制御ユニット５０が認識するＶ相およびＷ相の電流）にも、Ｖ相およびＷ相の電流ＩV，ＩWに含まれるオフセット量（実際のオフセット量）が反映される。
電流制御部６７７について説明する。図４０は、電流制御部６７７により実行される各処理を説明するための制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図４０の制御ブロック図は、加算部９０ｖ，９０ｗを更に有する点を除いて、図１５の制御ブロック図と同一である。したがって、加算部９０ｖ，９０ｗについて説明する。
加算部９０ｖ，９０ｗは、座標変換部８６からのＶ相およびＷ相の電圧指令ＶV＊，ＶW＊に電圧オフセット補正量ＶVofs，ＶWofsを加えることによりＶ相およびＷ相の電圧指令ＶV＊，ＶW＊を補正し、補正後のＶ相およびＷ相の電圧指令ＶV＊，ＶW＊をＰＷＭ信号生成部８７に出力する。
以上説明した第７実施例の駆動装置６２０では、第１実施例の駆動装置２０と同様に、電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９の電圧ＶHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算し、この平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHに基づいてインバータ３４を制御する。これにより、第１実施例の駆動装置２０と同様に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分以外の成分（例えば、電気２次変動成分や電気６次変動成分など）を十分に除去することができ、平滑コンデンサ３９の電圧変動やモータ３２のトルク変動をより抑制することができる。
次に、第８実施例の駆動装置７２０について説明する。第８実施例の駆動装置７２０は、図１に示した第１実施例の駆動装置２０と同一のハード構成である。したがって、第８実施例の駆動装置７２０のハード構成についての詳細な説明を省略する。
続いて、駆動装置７２０の電子制御ユニット５０によるインバータ３４の制御について説明する。図４１は、第８実施例の駆動装置７２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４を矩形波制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図４１の制御ブロック図は、オフセット部７０の相電流オフセット制御部７４、相電流物理値演算部７６、電流制御部７７をオフセット部７７０の相電流オフセット制御部７７４、相電流物理値演算部７７６、トルク制御部７７７に置き換えた点を除いて、図２の制御ブロック図と同一である。したがって、相電流オフセット制御部７７４や相電流物理値演算部７７６、トルク制御部７７７について説明する。
相電流オフセット制御部７７４について説明する。図４２は、相電流オフセット制御部７７４により実行される相電流オフセット制御処理の一例を示すフローチャートである。図４２の相電流オフセット制御処理では、相電流オフセット制御部７７４は、最初に、Ｖ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsを入力する（ステップＳ４００）。
こうしてデータを入力すると、入力したＶ相の電流オフセット推定値ＩVofsを用いて式（１５－１）によりＶ相のパルス幅補正量θVofsを演算すると共に（ステップＳ４１０ｈ）、Ｗ相の電流オフセット推定値ＩWofsを用いて式（１５－２）によりＷ相のパルス幅補正量θWofsを演算して（ステップＳ４２０ｈ）、図４２の相電流オフセット制御処理を終了する。
Figure 0007143778000055
ここで、Ｖ相およびＷ相のパルス幅補正量θVofs，θWofsは、それぞれトルク制御部７７７でＶ相およびＷ相の矩形波パルス信号のパルス幅の補正に用いる補正量である。式（１５－１）および式（１５－２）は、それぞれＶ相およびＷ相の電流オフセット推定値ＩVofs，ＩWofsが値０になるようにパルス幅補正量θVofs，θWofsを演算するためのフィードバック制御の関係式である。式（１５－１）および式（１５－２）において、「ＫP3」は比例項のゲインであり、「ＫI3」は積分項のゲインである。
相電流物理値演算部７７６について説明する。相電流物理値演算部７７６は、第７実施例の駆動装置６２０の相電流物理値演算部６７６と同様に、図３９の相電流物理値演算処理を実行する。
トルク制御部７７７について説明する。図４３は、トルク制御部７７７により実行される各処理を説明するための制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図４３に示すように、トルク制御部７７７は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）７８１と、座標変換部７８２と、トルク推定部７８３と、減算部７８４と、フィードバック制御（ＰＩ制御）部７８５と、上下限制限部７８６と、矩形波パルス生成部７８７とを有する。
ローパスフィルタ７８１は、モータ３２のトルク指令Ｔm＊に対してローパスフィルタ処理を施してフィルタ後トルク指令Ｔmf＊を生成する。座標変換部７８２は、各相の電流の和が０であるとして、モータ３２の電気角θeを用いてモータ３２のＶ相およびＷ相の制御用電流ＩVcon，ＩWconをｄ軸およびｑ軸の電流Ｉd，Ｉqに座標変換（３相－２相変換）する。トルク推定部７８３は、ｄ軸およびｑ軸の電流Ｉd，Ｉqに基づいてモータ３２のトルク推定値Ｔmesを求める。減算部７８４は、モータ３２のフィルタ後トルク指令Ｔmf＊とトルク推定値Ｔmesとの差分ΔＴmを演算する。
フィードバック制御部７８５は、差分ΔＴmが値０になるようにトルクフィードバック制御によりインバータ３４の出力電圧の電圧位相φqの仮値としての仮電圧位相φqtmpを演算する。上下限制限部７８６は、仮電圧位相φqtmpに上下限ガードを施して電圧位相φqを設定する。
矩形波パルス生成部７８７は、モータ３２の電気角θeとインバータ３４の出力電圧の電圧位相φqとＶ相およびＷ相のパルス幅補正量θVofs，θWofsとを用いてトランジスタＴ１１～Ｔ１６の矩形波パルスを生成してトランジスタＴ１１～Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。
図４４は、モータ３２の角度（θe＋φq）とトランジスタＴ１１～Ｔ１６の矩形波パルス信号との関係の一例を示す説明図である。図４４は、Ｖ相およびＷ相のパルス幅補正量θVofs，θWofsが共に正のときを示す。図４４に示すように、Ｖ相のパルス幅補正量θVofsに基づいてトランジスタＴ１２，Ｔ１５のオンオフ切替タイミングが調整され、Ｗ相のパルス幅補正量θWofsに基づいてトランジスタＴ１３，Ｔ１６のオンオフ切替タイミングが調整される。
以上説明した第８実施例の駆動装置７２０では、第１実施例の駆動装置２０と同様に、電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９の電圧ＶHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算し、この平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHに基づいてインバータ３４を制御する。これにより、第１実施例の駆動装置２０と同様に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分以外の成分（例えば、電気２次変動成分や電気６次変動成分など）を十分に除去することができ、平滑コンデンサ３９の電圧変動やモータ３２のトルク変動をより抑制することができる。
次に、第９実施例の駆動装置８２０について説明する。第９実施例の駆動装置８２０は、図１に示した第１実施例の駆動装置１２０と同一のハード構成である。したがって、第９実施例の駆動装置８２０のハード構成についての詳細な説明を省略する。
続いて、第９実施例の駆動装置８２０の電子制御ユニット５０によるインバータ３４の制御について説明する。図４５は、第９実施例の駆動装置８２０の電子制御ユニット５０によりインバータ３４をＰＷＭ制御モードで制御する際の制御ブロックの一例を示す制御ブロック図である。図４５の制御ブロック図は、オフセット部７０の電気１次変動成分検出部７１をオフセット部８７０の電気１次変動成分検出部８７１に置き換えた点を除いて、図２の制御ブロック図と同一である。したがって、電気１次変動成分検出部８７１について説明する。
図４６は、電気１次変動成分検出部８７１により実行される電気１次変動成分検出処理の一例を示すフローチャートである。図４６の電気１次変動成分検出処理は、ステップＳ１２０，Ｓ１６０，Ｓ１７０の処理に代えてステップＳ１２０ｉ，Ｓ１６０ｉ，Ｓ１７０ｉの処理を実行する点を除いて、図３の電気１次変動成分検出処理と同一である。したがって、同一の処理については、同一のステップ番号を付し、詳細な説明を省略する。
図４６の電気１次変動成分検出処理では、電気１次変動成分検出部８７１は、バッファインデックスｎを値１だけインクリメントして更新すると（ステップＳ１１０）、更新後のバッファインデックスｎを上述の値Ｎと値Ｍとの積と比較する（ステップＳ１２０ｉ）。ここで、値Ｍは、値２以上の整数である。したがって、値Ｎと値Ｍとの積は、モータ３２の電気角θｅについての周期数を意味する。
ステップＳ１２０ｉでバッファインデックスｎが値Ｎと値Ｍとの積未満のときには、そのバッファインデックスｎについて、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの正弦成分バッファＶＨＳＩＮ［ｎ］および余弦成分バッファＶＨＣＯＳ［ｎ］を更新する（ステップＳ１４０，Ｓ１５０）。一方、バッファインデックスｎが値Ｎと値Ｍとの積以上のときには、バッファインデックスｎを値０にリセットし（ステップＳ１３０）、そのバッファインデックスｎについて、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの正弦成分バッファＶＨＳＩＮ［ｎ］および余弦成分バッファＶＨＣＯＳ［ｎ］を更新する（ステップＳ１４０，Ｓ１５０）。
そして、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの正弦成分バッファＶＨＳＩＮ［ｉ］（ｉ＝０，・・・，Ｎ×Ｍ－１）を用いて式（１６－１）により平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ正弦係数ｂVHを演算する（ステップＳ１６０ｉ）。そして、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの余弦成分バッファＶＨＣＯＳ［ｉ］を用いて式（１６－２）により平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHを演算して（ステップＳ１７０ｉ）、図４５の電気１次変動成分検出処理を終了する。
Figure 0007143778000056
図４７は、第１実施例および第９実施例の手法の実行結果としての周波数と減衰比との関係の一例を示す説明図である。図中、実線は、モータ３２の電気１周期（値Ｍを値１としたとき）の信号（平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの正弦成分バッファＶＨＳＩＮ［ｉ］や余弦成分バッファＶＨＣＯＳ［ｉ］）を用いて電気１次でフーリエ級数展開を行なった結果を示し、破線は、モータ３２の電気２周期（値Ｍを値２としたとき）の信号を用いて電気１次でフーリエ級数展開を行なった結果を示す。図４７から、フーリエ級数展開に用いる信号数を増加させることにより、除去できる周波数成分（電気１次を除く）が増加し、電気１次として認識する帯域をより狭くすることができ、電気１次周辺（電気１次を除く）のノイズをより十分に除去できると考えられる。そして、発明者らは、実験や解析により、モータ３２の電気Ｍ周期の信号を用いて電気１次でフーリエ級数展開を行なうことにより、電気１次を除く、電気周波数／Ｍの整数倍の周波数成分を除去できることを確認した。
以上説明した第９実施例の駆動装置８２０では、第１実施例の駆動装置２０と同様に、電圧センサ３９ａからの平滑コンデンサ３９の電圧ＶHに対してフーリエ級数展開を実行して平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算し、この平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHに基づいてインバータ３４を制御する。これにより、第１実施例の駆動装置２０と同様に、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHの電気１次変動成分以外の成分（例えば、電気２次変動成分や電気６次変動成分など）を十分に除去することができ、平滑コンデンサ３９の電圧変動やモータ３２のトルク変動をより抑制することができる。
また、第９実施例の駆動装置８２０では、モータ３２の電気角θeでのＭ（Ｍ≧２）周期のデータを用いて平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHを演算する。これにより、平滑コンデンサ３９の電圧ＶHのフーリエ余弦係数ａVHおよびフーリエ正弦係数ｂVHをより精度よく演算することができる。
第１～第９実施例の駆動装置２０，１２０，２２０，３２０，４２０，５２０，６２０，７２０，８２０では、オフセット部実行判定部７５，２７５により実行される図１１や図２４のオフセット部実行判定処理により、モータ３２の電気角速度ωeやインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖr、昇圧コンバータ２４０のデューティ指令Ｄに基づいてオフセット部７０，１７０，２７０，３７０，４７０，５７０，６７０，７７０，８７０で各処理を実行するか否かを判定するものとした。しかし、オフセット部実行判定部７５，２７５を有しない、即ち、モータ３２の電気角速度ωeやインバータ３４の出力電圧の変調度Ｖr、昇圧コンバータ２４０のデューティ指令Ｄに拘わらずに、オフセット部７０，１７０，２７０，３７０，４７０，５７０，６７０，７７０，８７０で各処理を実行するものとしてもよい。
実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、平滑コンデンサ３９が「平滑コンデンサ」に相当し、電流センサ３２ｖ，３２ｗが「電流センサ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当し、電圧センサ３９ａが「電圧センサ」に相当する。
なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。
以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
本発明は、駆動装置の製造産業などに利用可能である。
２０，１２０，２２０，３２０，４２０，５２０，６２０，７２０，８２０ 駆動装置、３２ モータ、３２ａ 回転位置検出センサ、３２ｖ，３２ｗ 電流センサ、３４ インバータ、３４ｉ 電流源、３６ バッテリ、３６ａ 電流センサ、３６ｌ 内部インダクタンス、３６ｒ 内部抵抗、３８ 電力ライン、３８ａ 高電圧側電力ライン、３８ｂ 低電圧側電力ライン、３９ 平滑コンデンサ、３９ａ 電圧センサ、５０ 電子制御ユニット、５１ ＣＰＵ、５２ ＲＯＭ、５３ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、７０，１７０，２７０，３７０，４７０，５７０，６７０，７７０，８７０ オフセット部、７１，１７１，３７１，５７１，８７１ 電気１次変動成分検出部、７２，１７２，２７２，３７２ インバータ母線電流推定部、７３，４７３ 相電流オフセット推定部、７４，６７４，７７４ 相電流オフセット制御部、７５，２７５ オフセット部実行判定部、７６，６７６，７７６ 相電流物理値演算部、７７，６７７ 電流制御部、８１ ローパスフィルタ、８２ 電流指令生成部、８３ 座標変換部、８４ｄ 減算部、８５ｄ フィードバック制御部、８６ 座標変換部、８７ ＰＷＭ信号生成部、８８ 電圧位相演算部、８９ 変調度演算部、９０ｖ，９０ｗ 加算部、２４０ 昇圧コンバータ、２４２ リアクトル、２４４ 電流センサ、２４６ 平滑コンデンサ、４７２ インバータ母線電力推定部、５４０ 電圧センサ、５４１ アンプ、５４２ ローパスフィルタ、５４３ 抵抗素子、５４４ コンデンサ、７７７ トルク制御部、７８１ ローパスフィルタ、７８２ 座標変換部、７８３ トルク推定部、７８４ 減算部、７８５ フィードバック制御部、７８６ 上下限制限部、７８７ 矩形波パルス生成部、Ｄ１１～Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｔ１１～Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ

Claims (10)

  1. モータと、
    前記モータを駆動するインバータと、
    前記インバータに電力ラインを介して接続された蓄電装置と、
    前記電力ラインに取り付けられた平滑コンデンサと、
    前記平滑コンデンサの電圧を検出する電圧センサと、
    前記モータの各相の電流を検出する電流センサと、
    前記電流センサの検出値に基づいて前記インバータを制御する制御装置と、
    を備える駆動装置であって、
    前記制御装置は、
    前記電圧センサの検出値に対してフーリエ級数展開を実行して前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に関する値としての第１フーリエ余弦係数および第１フーリエ正弦係数を演算し、
    前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に関する値としての前記第１フーリエ余弦係数および前記第１フーリエ正弦係数に基づいて前記インバータを制御する、
    駆動装置。
  2. 請求項１記載の駆動装置であって、
    前記制御装置は、
    前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に関する値としての前記第１フーリエ余弦係数および前記第１フーリエ正弦係数に基づいて前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分に関する値としての第２フーリエ余弦係数および第２フーリエ正弦係数を演算し、
    前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分に関する値としての前記第２フーリエ余弦係数および前記第２フーリエ正弦係数に基づいて前記インバータを制御する、
    駆動装置。
  3. 請求項２記載の駆動装置であって、
    前記制御装置は、前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に関する値としての前記第１フーリエ余弦係数および前記第１フーリエ正弦係数と、前記蓄電装置から前記平滑コンデンサまでの回路の周波数特性と、に基づいて前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分に関する値としての前記第２フーリエ余弦係数および前記第２フーリエ正弦係数を演算する、
    駆動装置。
  4. 請求項２記載の駆動装置であって、
    前記電力ラインにおける前記インバータおよび前記平滑コンデンサと前記蓄電装置との間に設けられ、上アームおよび下アームのスイッチング素子とリアクトルとを有する昇圧コンバータを備え、
    前記制御装置は、前記上アームをオンで保持しているときに、前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に関する値としての前記第１フーリエ余弦係数および前記第１フーリエ正弦係数と、前記蓄電装置から前記平滑コンデンサまでの回路の周波数特性と、に基づいて前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分に関する値としての前記第２フーリエ余弦係数および前記第２フーリエ正弦係数を演算する、
    駆動装置。
  5. 請求項３または４記載の駆動装置であって、
    前記制御装置は、前記蓄電装置から前記平滑コンデンサまでの回路の周波数特性として、前記インバータの母線電流と前記平滑コンデンサの電圧との振幅比および位相差を用いる、
    駆動装置。
  6. 請求項２記載の駆動装置であって、
    前記蓄電装置の電流を検出する第２電流センサを備え、
    前記制御装置は、
    前記第２電流センサの検出値に対してフーリエ級数展開を実行して前記蓄電装置の電流の電気１次変動成分に関する値としての第３フーリエ余弦係数および第３フーリエ正弦係数を演算し、
    前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に関する値としての前記第１フーリエ余弦係数および前記第１フーリエ正弦係数と前記蓄電装置の電流の電気１次変動成分に関する値としての前記第３フーリエ余弦係数および前記第３フーリエ正弦係数とに基づいて前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分に関する値としての前記第２フーリエ余弦係数および前記第２フーリエ正弦係数を演算する、
    駆動装置。
  7. 請求項２記載の駆動装置であって、
    前記電力ラインにおける前記インバータおよび前記平滑コンデンサと前記蓄電装置との間に設けられ、上アームおよび下アームのスイッチング素子とリアクトルとを有する昇圧コンバータと、
    前記リアクトルの電流を検出する第３電流センサと、
    を備え、
    前記制御装置は、
    前記第３電流センサの検出値に対してフーリエ級数展開を実行して前記リアクトルの電流の電気１次変動成分に関する値としての第４フーリエ余弦係数および第４フーリエ正弦係数を演算し、
    前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に関する値としての前記第１フーリエ余弦係数および前記第１フーリエ正弦係数と前記リアクトルの電流の電気１次変動成分に関する値としての前記第４フーリエ余弦係数および前記第４フーリエ正弦係数と前記昇圧コンバータの制御に用いるデューティ指令とに基づいて前記インバータの母線電流または母線電力の電気１次変動成分に関する値としての前記第２フーリエ余弦係数および前記第２フーリエ正弦係数を演算する、
    駆動装置。
  8. 請求項１ないし７のうちの何れか１つの請求項に記載の駆動装置であって、
    前記制御装置は、前記モータの電気角速度が所定角速度以上であり且つ前記インバータの出力電圧の変調度が所定変調度以上のときに、前記電圧センサの検出値に対してフーリエ級数展開を実行して前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に関する値としての前記第１フーリエ余弦係数および前記第１フーリエ正弦係数を演算し、前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に関する値としての前記第１フーリエ余弦係数および前記第１フーリエ正弦係数に基づいて前記インバータを制御する、
    駆動装置。
  9. 請求項１ないし８のうちの何れか１つの請求項に記載の駆動装置であって、
    前記制御装置は、前記電圧センサの周波数特性を考慮して、前記平滑コンデンサの電圧の電気１次変動成分に関する値としての前記第１フーリエ余弦係数および前記第１フーリエ正弦係数を演算する、
    駆動装置。
  10. 請求項１ないし９のうちの何れか１つの請求項に記載の駆動装置であって、
    前記制御装置は、前記電圧センサの検出値に対するフーリエ級数展開を前記モータの電気角での複数周期のデータを用いて実行する、
    駆動装置。
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