CN111564998B - 驱动装置 - Google Patents

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Abstract

一种驱动装置，能进一步抑制平滑电容器的电压变动和/或马达的转矩变动，该驱动装置具备：马达；变换器，其驱动马达；蓄电装置，其经由电力线连接于变换器；平滑电容器，其安装于电力线；电压传感器，其检测平滑电容器的电压；电流传感器，其检测马达的各相的电流；以及控制装置，其基于电流传感器的检测值控制变换器，控制装置对电压传感器的检测值执行傅里叶级数展开，运算平滑电容器的电压的电1阶变动成分，控制变换器以使得平滑电容器的电压的电1阶变动成分成为值0。

Description

驱动装置
技术领域
本发明涉及驱动装置。
背景技术
以往，作为这种驱动装置，提出了具备马达、驱动马达的变换器、安装在变换器的直流侧的平滑电容器、检测马达各相的电流的电流传感器以及检测平滑电容器的电压的电压传感器的驱动装置(例如参照专利文献1)。在该驱动装置中，首先基于根据电流传感器的检测值生成的三个相电压指令信号确定目标(target)相，该目标相是与信号电平不是最大且不是最小的第1相电压指令信号的差分最大的第2相电压指令信号的相。接着，通过BPF(Band Pass Filter，带通滤波器)，从电压传感器的检测值提取频率与三个相电压指令信号的频率相同的电压成分。并且，修正目标相的电流传感器的检测值，以使得所提取的电压成分的电压值与所希望的电压值一致。
现有技术文献
专利文献1：日本特开2015－56919号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
在驱动马达时，作为平滑电容器的电压的变动，不仅是频率与三个相电压指令信号的频率相同的电压成分(电1阶变动成分)，也会产生电2阶变动成分、电6阶变动成分等，但是，在BPF中难以充分地除去电1阶变动成分以外的阶数的变动成分。因此，有可能无法适当地修正目标相的电流传感器的检测值，无法充分地抑制平滑电容器的电压变动和/或马达的转矩变动。
本发明的驱动装置的主要目的在于进一步抑制平滑电容器的电压变动和/或马达的转矩变动。
用于解决问题的技术方案
本发明的驱动装置为了实现上述主要目的而采用了以下技术方案。
本发明的驱动装置具备：马达；变换器，其驱动所述马达；蓄电装置，其经由电力线连接于所述变换器；平滑电容器，其安装于所述电力线；电压传感器，其检测所述平滑电容器的电压；电流传感器，其检测所述马达的各相的电流；以及控制装置，其基于所述电流传感器的检测值控制所述变换器，该驱动装置的要点为：所述控制装置，对所述电压传感器的检测值执行傅里叶级数展开，运算所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分，控制所述变换器以使得所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分成为值0。
在本发明的驱动装置中，对电压传感器的检测值执行傅里叶级数展开，运算平滑电容器的电压的电1阶变动成分，控制变换器以使得所运算出的平滑电容器的电压的电1阶变动成分成为值0。由此，能够充分地除去平滑电容器的电压的电1阶变动成分以外的成分(例如电2阶变动成分、电6阶变动成分等)，因此，能够进一步抑制平滑电容器的电压变动和/或马达的转矩变动。
在这样的本发明的驱动装置中也可以为：所述控制装置通过所述电流传感器的检测值的偏移量的调整来控制所述变换器以使得所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分成为值0。由此，通过调整电流传感器的检测值的偏移量，能够进一步抑制平滑电容器的电压的电1阶变动成分。
在本发明的驱动装置中也可以为：所述控制装置，基于所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分，运算所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分，基于所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分来控制所述变换器以使得所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分成为值0。由此，通过运算并使用变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分，能够进一步抑制平滑电容器的电压的电1阶变动成分。
在基于平滑电容器的电压的电1阶变动成分运算变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分的技术方案的本发明的驱动装置中也可以为：所述控制装置基于所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分、和从所述蓄电装置到所述平滑电容器的电路的频率特性，运算所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。由此，能够考虑从蓄电装置到平滑电容器的电路的频率特性来运算变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。在该情况下，也可以为：所述控制装置使用所述变换器的母线电流和所述平滑电容器的电压的振幅比以及相位差，作为从所述蓄电装置到所述平滑电容器的电路的频率特性。
在基于平滑电容器的电压的电1阶变动成分运算变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分的技术方案的本发明的驱动装置中也可以为：具备升压转换器，所述升压转换器设在所述电力线上的所述变换器以及所述平滑电容器与所述蓄电装置之间，具有上臂以及下臂的开关元件和电抗器，所述控制装置在将所述上臂保持为导通时，基于所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分、和从所述蓄电装置到所述平滑电容器的电路的频率特性，运算所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。由此，能够在将升压转换器的上臂保持为导通时，考虑从蓄电装置到平滑电容器的电路的频率特性来运算变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。在该情况下，也可以为：所述控制装置使用所述变换器的母线电流和所述平滑电容器的电压的振幅比以及相位差，作为从所述蓄电装置到所述平滑电容器的电路的频率特性。
在基于平滑电容器的电压的电1阶变动成分运算变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分的技术方案的本发明的驱动装置中也可以为：具备检测所述蓄电装置的电流的第2电流传感器，所述控制装置，对所述第2电流传感器的检测值执行傅里叶级数展开，运算所述蓄电装置的电流的电1阶变动成分，基于所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分和所述蓄电装置的电流的电1阶变动成分，运算所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。由此，能够考虑蓄电装置的电流的电1阶变动成分来运算变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。
在基于平滑电容器的电压的电1阶变动成分来运算变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分的技术方案的本发明的驱动装置中也可以为：具备：升压转换器，其设在所述电力线上的所述变换器以及所述平滑电容器与所述蓄电装置之间，具有上臂以及下臂的开关元件和电抗器；和第3电流传感器，其检测所述电抗器的电流，所述控制装置，对所述第3电流传感器的检测值执行傅里叶级数展开，运算所述电抗器的电流的电1阶变动成分，基于所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分、所述电抗器的电流的电1阶变动成分以及在所述升压转换器的控制中使用的占空比指令，运算所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。由此，能够考虑升压转换器的电抗器的电流的电1阶变动成分来运算变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。
在基于平滑电容器的电压的电1阶变动成分运算变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分的技术方案的本发明的驱动装置中也可以为：所述控制装置，基于所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分，推定所述电流传感器的检测值的偏移量，修正所述电流传感器的检测值来运算各相的控制用电流，以使得所述电流传感器的检测值的偏移量成为值0，基于所述各相的控制用电流来控制所述变换器。
在基于平滑电容器的电压的电1阶变动成分运算变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分的技术方案的本发明的驱动装置中也可以为：所述控制装置，在以脉冲宽度调制控制模式控制所述变换器时，基于所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分，推定所述电流传感器的检测值的偏移量，修正所述马达的各相的电压指令来控制所述变换器，以使得所述电流传感器的检测值的偏移量成为值0。
在基于平滑电容器的电压的电1阶变动成分运算变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分的技术方案的本发明的驱动装置中也可以为：所述变换器具有各相的上下臂的开关元件，所述控制装置，在以矩形波控制模式控制所述变换器时，基于所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分，推定所述电流传感器的检测值的偏移量，修正所述各相的上下臂的脉冲宽度来控制所述变换器，以使得所述电流传感器的检测值的偏移量成为值0。
在本发明的驱动装置中也可以为：所述控制装置在所述马达的电角速度为预定角速度以上、且所述变换器的输出电压的调制度为预定调制度以上时，对所述电压传感器的检测值执行傅里叶级数展开，运算所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分，控制所述变换器以使得所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分成为值0。
在本发明的驱动装置中也可以为：所述控制装置考虑所述电压传感器的频率特性，运算所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分。由此，能够更高精度地运算平滑电容器的电压的电1阶变动成分。
在本发明的驱动装置中，也可以为：所述控制装置使用所述马达的电角下的多个周期的数据，执行对于所述电压传感器的检测值的傅里叶级数展开。由此，能够更高精度地运算平滑电容器的电压的电1阶变动成分。
附图说明
图1是表示作为本发明第1实施例的驱动装置20的概略构成的构成图。
图2是表示通过电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。
图3是表示由电1阶变动成分检测部71执行的电1阶变动成分检测处理的一个例子的流程图。
图4是表示驱动马达32时产生的平滑电容器39的电压VH的变动成分的一个例子的说明图。
图5是表示作为第1实施例和比较例的方法的执行结果的频率与衰减比之间的关系的一个例子的说明图。
图6是表示由变换器母线电流推定部72执行的变换器母线电流推定处理的一个例子的流程图。
图7是表示确定了马达32的电角速度ωe与振幅比A以及相位差Δθ之间的关系的映射(map)的一个例子的说明图。
图8是表示将驱动装置20中的驱动装置20的变换器34视为电流源34i且除去了直流成分的电路的电路图。
图9是表示由相电流偏移(offset)推定部73执行的相电流偏移推定处理的一个例子的流程图。
图10是表示由相电流偏移控制部74执行的相电流偏移控制处理的一个例子的流程图。
图11是表示由偏移部执行判定部75执行的偏移部执行判定处理的一个例子的流程图。
图12是表示由相电流物理值运算部76执行的相电流物理值运算处理的一个例子的流程图。
图13是表示电流传感器32v、32w的特性的一个例子的说明图。
图14是表示V相的偏移修正量ADVofs为0.5V时的V相的电流IV与AD值ADIV之间的关系的说明图。
图15是表示用于说明由电流控制部77执行的各处理的控制块的一个例子的控制框图。
图16是表示第2实施例的驱动装置120的概略构成的构成图。
图17是表示由第2实施例的驱动装置120的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。
图18是表示由电1阶变动成分检测部171执行的电1阶变动成分检测处理的一个例子的流程图。
图19是表示由变换器母线电流推定部172执行的变换器母线电流推定处理的一个例子的流程图。
图20是表示第3实施例的驱动装置220的概略构成的构成图。
图21是表示由第3实施例的驱动装置220的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。
图22是表示确定了马达32的电角速度ωe与振幅比A以及相位差Δθ之间的关系的映射的一个例子的说明图。
图23是升压转换器240的升压动作停止期间(占空比指令D为100％时)的与将驱动装置220的变换器34视为电流源34i且除去了直流成分的电路相当的说明图。
图24是表示由偏移部执行判定部275执行的偏移部执行判定处理的一个例子的流程图。
图25是表示第4实施例的驱动装置320的概略构成的构成图。
图26是表示由第4实施例的驱动装置320的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。
图27是表示由电1阶变动成分检测部371执行的电1阶变动成分检测处理的一个例子的流程图。
图28是表示由变换器母线电流推定部372执行的变换器母线电流推定处理的一个例子的流程图。
图29是表示由第5实施例的驱动装置420的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。
图30是表示由变换器母线功率推定部472执行的变换器母线功率推定处理的一个例子的流程图。
图31是表示由相电流偏移推定部473执行的相电流偏移推定处理的一个例子的流程图。
图32是表示第6实施例的驱动装置520的概略构成的构成图。
图33是表示马达32的电角速度ωe与低通滤波器542的输入和输出的振幅比以及相位差之间的关系的一个例子的说明图。
图34是表示由第6实施例的驱动装置520的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。
图35是表示由电1阶变动成分检测部571执行的电1阶变动成分检测处理的一个例子的流程图。
图36是表示确定了马达32的电角速度ωe与修正用振幅比AVH以及修正用相位差ΔθVH之间的关系的映射的一个例子的说明图。
图37是表示由第7实施例的驱动装置620的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。
图38是表示由相电流偏移控制部674执行的相电流偏移控制处理的一个例子的流程图。
图39是表示由相电流物理值运算部676执行的相电流物理值运算处理的一个例子的流程图。
图40是表示用于说明由电流控制部677执行的各处理的控制块的一个例子的控制框图。
图41是表示由第8实施例的驱动装置720的电子控制单元50以矩形波控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。
图42是表示由相电流偏移控制部774执行的相电流偏移控制处理的一个例子的流程图。
图43是表示用于说明由转矩控制部777执行的各处理的控制块的一个例子的控制框图。
图44是表示马达32的角度
Figure BDA0002382046010000081
与晶体管T11～T16的矩形波脉冲信号之间的关系的一个例子的说明图。
图45是表示由第9实施例的驱动装置820的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。
图46是表示由电1阶变动成分检测部871执行的电1阶变动成分检测处理的一个例子的流程图。
图47是表示作为第1实施例和第9实施例的方法的执行结果的频率与衰减比之间的关系的一个例子的说明图。
具体实施方式
接着，使用实施例对用于实施本发明的方式进行说明。
【实施例1】
图1是表示作为本发明第1实施例的驱动装置20的概略构成的构成图。第1实施例的驱动装置20搭载于电动汽车、混合动力汽车，如图所示，具备马达32、变换器(inverter)34、电池36、平滑电容器39以及电子控制单元50。
马达32作为同步电动发电机来构成，具备在转子芯埋入有永磁体的转子和在定子芯卷绕有三相线圈的定子。该马达32的转子与经由差动齿轮(differential gear)连结于驱动轮的驱动轴连接。
变换器34用于马达32的驱动。该变换器34经由电力线38连接于电池36，具有作为6个开关元件的晶体管T11～T16和分别与6个晶体管T11～T16并联连接的6个二极管D11～D16。晶体管T11～T16以每两个成为一对的方式配置，以使得相对于电力线38的正极母线和负极母线分别成为源侧和汇(sink)侧。另外，在晶体管T11～T16的成对的晶体管彼此的各个连接点连接有马达32的各个三相线圈(U相、V相、W相的线圈)。因此，在对变换器34作用了电压时，通过由电子控制单元50调节变换器34的成对的晶体管T11～T16的导通时间的比例，在马达32的三相线圈形成旋转磁场，马达32的转子被旋转驱动。
电池36例如作为锂离子二次电池、镍氢二次电池来构成，如上所述，经由电力线38连接于变换器34。该电池36具有内部电阻36r、内部电感36l。平滑电容器39安装于电力线38的正极母线和负极母线。
电子控制单元50作为以CPU51为中心的微处理器来构成，在CPU51的基础上还具备存储处理程序的ROM52、暂时存储数据的RAM53以及输入输出端口。来自各种传感器的信号经由输入端口输入到电子控制单元50。作为输入到电子控制单元50的信号，例如可以举出来自检测马达32的转子的旋转位置的旋转位置检测传感器(例如分解器(resolver))32a的马达32的转子的旋转位置θm、与来自安装于马达32的V相、W相的电流传感器32v、32w的马达32的V相、W相的电流IV、IW对应的AD值(从模拟变换为数字的电压值)ADIV、ADIW。另外，也可以举出来自安装在平滑电容器39的端子间的电压传感器39a的平滑电容器39(电力线38)的电压VH。也可以举出来自点火开关60的点火信号、来自检测变速杆61的操作位置的挡位传感器62的挡位SP。也可以举出来自检测加速踏板63的踏入量的加速踏板位置传感器64的加速器开度Acc、来自检测制动器踏板65的踏入量的制动器踏板位置传感器66的制动器踏板位置BP、来自车速传感器68的车速V。
从电子控制单元50经由输出端口输出各种控制信号。作为从电子控制单元50输出的信号，例如可以举出对于变换器34的晶体管T11～T16的开关控制信号。电子控制单元50基于来自旋转位置检测传感器32a的马达32的转子的旋转位置θm，算出马达32的电角θe、机械角速度ωm、电角速度ωe、转速Nm。
在这样构成的第1实施例的驱动装置20中，电子控制单元50基于加速器开度Acc和车速V，设定对驱动轴要求的要求转矩Td＊，设定为马达32的转矩指令Tm＊以使得所设定的要求转矩Td＊被输出到驱动轴，进行变换器34的晶体管T11～T16的开关控制以使得马达32被以转矩指令Tm＊进行驱动。在第1实施例中设为以脉冲宽度调制(PWM)控制模式控制变换器34。
接着，对这样构成的第1实施例的驱动装置20的动作、特别是变换器34的控制进行说明。图2是表示通过电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。如图2所示，作为控制块，电子控制单元50具备偏移部70、偏移部执行判定部75、相电流物理值运算部76、电流控制部77。偏移部70具有电1阶变动成分检测部71、变换器母线电流推定部72、相电流偏移推定部73以及相电流偏移控制部74。
电1阶变动成分检测部71基于马达32的电角θe、变换器34的输出电压的对于q轴的电压相位
Figure BDA0002382046010000101
以及平滑电容器39的电压VH，运算作为与平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分有关的值的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH。
变换器母线电流推定部72基于由电1阶变动成分检测部71运算出的平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH和马达32的电角速度ωe，运算作为与变换器34的母线电流(输入电流)Im的电1阶变动成分有关的值的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm。
相电流偏移推定部73基于由变换器母线电流推定部72运算出的变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm和变换器34的输出电压的调制度Vr，运算V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs。
相电流偏移控制部74基于由相电流偏移推定部73运算出的V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs，运算用于在相电流物理值运算部76中使用的V相以及W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs。
偏移部执行判定部75基于马达32的电角速度ωe和变换器34的输出电压的调制度Vr，判定是否执行偏移部70的各处理(电1阶变动成分检测部71、变换器母线电流推定部72、相电流偏移推定部73、相电流偏移控制部74)。
相电流物理值运算部76使用由相电流偏移控制部74运算出的V相和W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs，或者使V相和W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs都为值0，将来自电流传感器32v、32w的AD值ADIV、ADIW变换为用于在电流控制部77中使用的V相和W相的控制用电流IVcon、IWcon。
电流控制部77基于由相电流物理值运算部76运算出的V相和W相的控制用电流IVcon、IWcon，进行变换器34的晶体管T11～T16的开关控制以使得马达32被以转矩指令Tm＊进行驱动。
以下，依次对电1阶变动成分检测部71～电流控制部77各自的详细进行说明。对电1阶变动成分检测部71进行说明。图3是表示由电1阶变动成分检测部71执行的电1阶变动成分检测处理的一个例子的流程图。该例程以马达32的电角θe下的360°/N(值N为360的约数，例如为3、6、12等)为周期反复执行。此外，“电1阶变动成分”意味着与马达32的电频率相等的频率的变动成分。
在图3的电1阶变动成分检测处理中，电1阶变动成分检测部71首先输入马达32的电角θe、变换器34的输出电压的对于q轴的电压相位
Figure BDA0002382046010000123
平滑电容器39的电压VH等数据(步骤S100)。在此，对于马达32的电角θe，设为输入基于来自旋转位置检测传感器32a的马达32的转子的旋转位置θm运算出的值。对于变换器34的输出电压的电压相位
Figure BDA0002382046010000124
设为输入由电流控制部77运算出的值。对于平滑电容器39的电压VH，设为输入由电压传感器39a检测到的值。
接着，将缓冲索引(buffer index)n增加值1来进行更新(步骤S110)，将更新后的缓冲索引n与上述的值N进行比较(步骤S120)。并且，在缓冲索引n小于值N时，关于该缓冲索引n，使用平滑电容器39的电压VH、马达32的电角θe以及变换器34的输出电压的电压相位
Figure BDA0002382046010000125
通过式(1－1)以及式(1－2)更新平滑电容器39的电压VH的正弦成分缓冲VHSIN[n]以及余弦成分缓冲VHCOS[n](步骤S140、S150)。
Figure BDA0002382046010000121
Figure BDA0002382046010000122
在步骤S120中缓冲索引n为值N以上时，将缓冲索引n复位为值0(步骤S130)，关于该缓冲索引n，通过式(1－1)以及式(1－2)更新平滑电容器39的电压VH的正弦成分缓冲VHSIN[n]以及余弦成分缓冲VHCOS[n](步骤S140、S150)。
并且，使用平滑电容器39的电压VH的正弦成分缓冲VHSIN[i](i＝0、...、N－1)，通过式(1－3)运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶正弦系数bVH(步骤S160)。并且，使用平滑电容器39的电压VH的余弦成分缓冲VHCOS[i]，通过式(1－4)运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH(步骤S170)，结束图3的电1阶变动成分检测处理。
Figure BDA0002382046010000131
Figure BDA0002382046010000132
在此，平滑电容器39的电压VH的正弦成分缓冲VHSIN[n]、余弦成分缓冲VHCOS[n]、傅里叶正弦系数bVH、傅里叶余弦系数aVH是与平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分有关的值。对式(1－1)～(1－4)的导出方法进行说明。首先，对傅里叶级数展开的定义进行说明。周期为2π的周期函数f(x)可以如式(1－5)那样进行展开，可以分解为原本的频率的整数倍的频率成分。在此，式(1－5)中的“an”以及“bn”分别可以表示为如式(1－6)以及式(1－7)。
Figure BDA0002382046010000133
Figure BDA0002382046010000134
Figure BDA0002382046010000135
接着，对平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分的提取进行说明。平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分可以表示为如式(1－8)。式(1－8)中的“aVH”以及“bVH”被分别称为电压VH的傅里叶余弦系数以及傅里叶正弦系数。对于该电压VH的傅里叶余弦系数aVH、傅里叶正弦系数bVH，当使上述的式(1－6)和式(1－7)的“n”为1、将“dt”置换为“dθ”、将“f(t)”置换为“VH(θ)”时，可以表示为如式(1－9)以及式(1－10)。
VH(θ)＝aVHcosθ+bVHsinθ   (1-8)
Figure BDA0002382046010000141
Figure BDA0002382046010000142
并且，当使角度从rad变更为deg、将式(1－9)以及式(1－10)在马达32的电角θe下的360°/N的区间进行离散化时，可得到式(1－11)以及式(1－12)。能够从该式(1－11)以及式(1－12)导出式(1－1)～式(1－4)。根据以上，在电1阶变动成分检测部71(图3的电1阶变动成分检测处理)中，设为使用式(1－1)～式(1－4)运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶正弦系数bVH以及傅里叶余弦系数aVH(步骤S140～S170)。此外，在步骤S140、S150的处理中，设为将式(1－8)中的“θ”作为
Figure BDA0002382046010000145
来进行傅里叶级数展开。关于该理由，将在后面进行描述。
Figure BDA0002382046010000143
Figure BDA0002382046010000144
发明人发现：要通过实验、解析来抑制马达32的转矩变动，可以仅提取平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分，基于平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分与马达32的各相的电流IU、IV、IW的偏移量之间的关系，驱动马达32以使得通过马达32的各相的电流IU、IV、IW的偏移量变小(优选变为值0)而平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分变小(优选变为值0)。但是，一般而言，在驱动马达32时，如图4所示，作为平滑电容器39的电压VH的变动成分，也产生电1阶以外的阶数(电2阶、电6阶等)的变动成分。因此，要求高精度地除去平滑电容器39的电压VH的变动成分中的电1阶以外的阶数的成分。
作为除去平滑电容器39的电压VH的变动成分中的电1阶以外的阶数的成分的方法，也可以考虑使用如式(1－13)所示那样的带通滤波器(BPF)。在该式(1－13)中，“ωe”为马达32的电角速度，“s”为拉普拉斯运算符，“ξ”为被设计为获得所希望的带宽的常数。图5是表示作为第1实施例和比较例的方法的执行结果的频率与衰减比之间的关系的一个例子的说明图。图中，实线表示使用傅里叶级数展开的第1实施例的方法的执行结果，单点划线表示使用带通滤波器的比较例的方法的执行结果。根据图5可知：在第1实施例的方法中，与比较例的方法相比，能够高精度地除去平滑电容器39的电压VH的变动成分中的电1阶以外的阶数的成分，能够使平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分的检测精度提高。
Figure BDA0002382046010000151
接着，对变换器母线电流推定部72进行说明。图6是表示由变换器母线电流推定部72执行的变换器母线电流推定处理的一个例子的流程图。该例程以比图3的电1阶变动成分检测处理的执行周期长的周期(例如当电1阶变动成分检测处理的执行周期为1msec时，该周期为2msec左右)反复执行。
在图6的变换器母线电流推定处理中，变换器母线电流推定部72首先输入平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH、马达32的电角速度ωe等数据(步骤S200)。在此，对于平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH，设为输入由电1阶变动成分检测部71(图3的电1阶变动成分检测处理)运算出的值。对于马达32的电角速度ωe，设为输入基于来自旋转位置检测传感器32a的马达32的转子的旋转位置θm而运算出的值。
当这样输入数据时，基于所输入的马达32的电角速度ωe，设定作为从电池36到平滑电容器39的电路的频率特性的、变换器34的母线电流(直流侧的电流，参照图1)Im与平滑电容器39的电压VH的振幅比A以及相位差Δθ(步骤S210)。在此，对于振幅比A以及相位差Δθ设为：预先确定马达32的电角速度ωe与振幅比A以及相位差Δθ之间的关系并作为映射(波特线图)存储于ROM52，当被提供马达32的电角速度ωe时，从该映射导出并设定所对应的振幅比A以及相位差Δθ。图7是表示确定了马达32的电角速度ωe与振幅比A以及相位差Δθ之间的关系的映射的一个例子的说明图。关于该映射的制作方法，将在后面进行描述。
接着，使用振幅比A以及相位差Δθ和电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH，通过式(2－1)以及式(2－2)运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm(步骤S220、S230)，结束图6的变换器母线电流推定处理。
aIm＝A×(aVHcosΔθ+bVHsinΔθ)   (2-1)
bIm＝A×(bVHcosΔθ-aVHsinΔθ)   (2-2)
在此，变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm为与变换器34的母线电流Im(参照图1)的电1阶变动成分有关的值。当在马达32的各相的电流IU、IV、IW产生偏移时，变换器34的母线电流Im会变动，作为电池36的电流IB(参照图1)与变换器34的母线电流Im的差分的平滑电容器39的电流Ic(参照图1)会变动，由此，平滑电容器39的电压VH会变动。即，在马达32的各相的电流IU、IV、IW的偏移量的影响之外，平滑电容器39的电压VH的变动还受到来自直流电路的电池36的电流IB的影响。因此，要更高精度地运算马达32的各相的电流IU、IV、IW的偏移量，优选除去直流电路的影响。在第1实施例中，根据这一点而设为：从与平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分有关的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH变换为作为与变换器34的母线电流Im(参照图1)的电1阶变动成分有关的值的、变换器34的母线电流Im的傅里叶正弦系数bIm以及傅里叶余弦系数aIm。
为了该变换，在第1实施例中，设为对图8的电路运算传递函数Im/VH来制作图7的映射(波特线图)。图8的电路相当于将驱动装置20的变换器34视为电流源34i且除去了直流成分的电路。在该图8的电路中，可以将传递函数Im/VH表示为如式(2-3)。在式(2-3)中，“CH”为平滑电容器39的容量值，“RB”为电池36的内部电阻36r的电阻值，“LB”为电池36的内部电感36l的电感值，“s”为拉普拉斯运算符。此外，对于图7的映射，也可以为代替运算图8的电路的传递函数Im/VH来进行制作，而是通过实验和/或解析进行制作。
Figure BDA0002382046010000171
接着，对式(2-1)以及式(2-2)的导出方法进行说明。平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分可以表示为如上述式(1-8)。根据传递函数Im/VH(参照式(2-3))的频率特性，对平滑电容器39的电压VH的变动施以振幅比A以及相位差Δθ的修正而得到的变动，成为变换器34的母线电流Im的变动，因此，变换器34的母线电流Im的电1阶变动成分Im1可以表示为如式(2-4)。
Im1＝A×aVHcos(θ+Δθ)+A×bVHsin(θ+Δθ)   (2-4)
并且，当对式(2-4)使用加法定理进行整理时，得到式(2-5)。对于该式(2-5)的右边第1项的cosθ的系数，可如式(2-1)所示那样作为变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm来获得，对于式(2-5)的右边第2项的sinθ的系数，可如式(2-2)所示那样作为变换器34的母线电流Im的傅里叶正弦系数bIm来获得。因此，当对式(2-5)进行整理时，可以表示为如式(2-6)。根据以上，在变换器母线电流推定部72(图6的变换器母线电流推定处理)中设为通过式(2-1)以及式(2-2)运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm(步骤S220、S230)。
Im1＝A×(aVHcosΔθ+bVHsinΔθ)cosθ+Ax(bVHcosΔθ-aVHsinΔθ)sinθ   (2-5)
Im1＝aImcosθ+bImsinθ   (2-6)
接着，对相电流偏移推定部73进行说明。图9是表示由相电流偏移推定部73执行的相电流偏移推定处理的一个例子的流程图。该例程以与图6的变换器母线电流推定处理相同的周期反复执行。
在图9的相电流偏移推定处理中，相电流偏移推定部73首先输入变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm、变换器34的输出电压的调制度Vr等数据(步骤S300)。在此，对于变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm，设为输入由变换器母线电流推定部72(图6的变换器母线电流推定处理)运算出的值。对于变换器34的输出电压的调制度Vr，设为输入由电流控制部77运算出的值。
当这样输入数据时，使用所输入的变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm和变换器34的输出电压的调制度Vr，通过式(3－1)以及式(3－2)运算V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs(步骤S310、S320)，结束图9的相电流偏移推定处理。
Figure BDA0002382046010000181
Figure BDA0002382046010000182
在此，式(3－1)以及式(3－2)是将变换器34的母线电流Im的电1阶变动成分变换为V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs的式子。对式(3－1)以及式(3－2)的导出方法进行说明。首先，由式(3－3)～式(3－5)表示假定为在各相的电流IU、IV、IW产生了偏移时的各相的电流IU、IV、IW。在式(3－3)～式(3－5)中，“I1”是三相交流电流的基本波成分的最大值，根据马达32的规格来确定。“β”是以U相为基准的电流相位(β＝0时，IU＝0)。
IU＝IUofs+I1sin(θe+β)   (3-3)
IV＝IVofs+I1sin(θe+β-120°)   (3-4)
IW＝IWofs+I1sin(θe+β+120°)   (3-5)
在负载的阻抗平衡的情况下，因偏移了的电流的量，施加于负载的电压也不同，因此，在各相的电压VU、VV、VW也产生偏移。此时的各相的电压VU、VV、VW由式(3-6)～式(3-8)表示。在式(3-6)～式(3-8)中，“V1”为三相交流电压的基本波成分的最大值，根据马达32的规格来确定。“α”为以U相为基准的电压相位(α＝0时，VU＝0)。
VU＝VUofs+V1sin(θe+α)   (3-6)
VV＝VVofs+V1sin(θe+α-120°)   (3-7)
VW＝VWofs+V1sin(θe+α+120°)   (3-8)
功率为电流与电压之积，因此，马达32的各相的功率PU、PV、PW之和(马达32的功率)可以表示为如式(3-9)乃至式(3-10)。能够将式(3-10)的第2项以及第3项考虑为马达32的各相的功率PU、PV、PW之和的电1阶变动成分P1。
PU+PV+PW＝VUIU+VVIV+VWIW   (3-9)
Figure BDA0002382046010000191
当如式(3-11)所示那样考虑将马达32的各相的功率PU、PV、PW之和的电1阶变动成分P1分为与电压相位同步的成分PV1和与电流相位同步的成分PI1(考虑为成分PV1与成分PI1之和)时，与电压相位同步的成分PV1可以表示为如式(3-12)，与电流相位同步的成分PI1可以表示为如式(3-13)。
P1＝PV1+PI1(3-11)
PV1＝V1IUofssin(θe+α)+V1IVofssin(θe+α-120°)+V1IWofssin(θe+α+120°)   (3-12)
PI1＝VUofsI1sin(θe+β)+VVofsI1sin(θe+β-120°)+VWofsI1sin(θe+β+120°)   (3-13)
接着，为了考虑与电压相位同步的成分PV1和与电流相位同步的成分PI1中的哪个为支配性的，对成分PV1的值V1IUofs和成分PI1的值VUofsI1进行比较。作为与电压相位同步的成分PV1变为比与电流相位同步的成分PI1大的条件，认为式(3-14)成立。认为：在三相的负载的阻抗平衡的情况下，使用马达32的各相的电阻值R，式(3-15)成立，因此，从式(3-14)得到式(3-16)～式(3-17)。在此，值V1一般可以表示为如式(3-18)，因此，从式(3-17)以及式(3-18)得到式(3-19)。
V1IUofs＞VUofsI1   (3-14)
VUofs＝RIUofs   (3-15)
V1IUofs＞RIUofsI1   (3-16)
V1＞RI1   (3-17)
Figure BDA0002382046010000201
Figure BDA0002382046010000202
即，在变换器34的输出电压的调制度Vr为某值以上时，马达32的各相的功率PU、PV、PW之和的电1阶变动成分P1中的与电压相位同步的成分PV1为支配性的，因此，当限定为式(3-19)的左边比右边足够大的情况来进行考虑时，式(3-20)成立。并且，当使用各相的电流之和为0(IUofs＝-IVofs-IWofs)来对式(3-19)进行变形时，得到式(3-21)。
并且，使用平滑电容器39的电压VH，通过式(3-22)将马达32的各
Figure BDA0002382046010000203
Figure BDA0002382046010000204
相的功率PU、PV、PW之和的电1阶变动成分P1变换为变换器34的母线电流Im的电1阶变动成分Im1。并且，当向式(3-22)代入式(3-18)时，得到式(3-23)。
Figure BDA0002382046010000211
Figure BDA0002382046010000212
在“θe+α＝150°”时，从基于该式(3-23)和上述的式(2-6)得到的式(3-24)获得式(3-25)以及式(3-26)，根据这些式获得上述式(3-2)。另外，在“θe+α＝210°”时，从式(3-23)和式(3-24)得到式(3-27)以及式(3-28)，从这些式得到上述式(3-1)。根据以上，在相电流偏移推定部73(图9的相电流偏移推定处理)中设为：使用式(3-1)以及式(3-2)，运算V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs(步骤S310、S320)。
Im1＝aImcos(θe+α)+bImsin(θe+a)   (3-24)
Figure BDA0002382046010000213
Im1(150°)＝aImcos(150°)+bImsin(150°)   (3-26)
Figure BDA0002382046010000214
Im1(210°)＝aImcos(210°)+bImsin(210°)   (3-28)
此外，“θe+α”意味着马达32的电角与U相的电压VU成为值0的电压相位之和。通常，马达32被使用d轴以及q轴来进行控制，当变换为q轴基准的电压相位
Figure BDA0002382046010000215
时，成为
Figure BDA0002382046010000216
在第1实施例中，根据这一点而设为：在电1阶变动成分检测部71(图3的电1阶变动成分检测处理的步骤S140、S150的处理)中，作为
Figure BDA0002382046010000217
来进行傅里叶级数展开。
接着，对相电流偏移控制部74进行说明。图10是表示由相电流偏移控制部74执行的相电流偏移控制处理的一个例子的流程图。该例程以与图6的变换器母线电流推定处理相同的的周期反复执行。
在图10的相电流偏移控制处理中，相电流偏移控制部74首先输入V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs(步骤S400)。在此，对于V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs，设为输入由相电流偏移推定部73(图9的相电流偏移推定处理)运算出的值。
当这样输入数据时，使用所输入的V相的电流偏移推定值IVofs通过式(4－1)运算V相的偏移修正量ADVofs(步骤S410)，并且，使用W相的电流偏移推定值IWofs通过式(4－2)运算W相的偏移修正量ADWofs(步骤S420)，结束图10的相电流偏移控制处理。
ADVofs←KP(0-IVofs)+KI∫(0-IVofs)dt   (4-1)
ADWofs←KP(0-IWofs)+KI∫(0-IWofs)dt   (4-2)
在此，V相以及W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs分别是通过相电流物理值运算部76将来自V相以及W相的电流传感器32v、32w的AD值ADIV、ADIW变换为V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon时所使用的修正量。式(4－1)以及式(4－2)分别是用于运算偏移修正量ADVofs、ADWofs以使得V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs成为值0的反馈控制的关系式。在式(4－1)以及式(4－2)中，“KP”为比例项的增益，“KI”为积分项的增益。
接着，对偏移部执行判定部75进行说明。图11是表示由偏移部执行判定部75执行的偏移部执行判定处理的一个例子的流程图。该例程以与图6的变换器母线电流推定处理相同的周期反复执行。
在图11的偏移部执行判定处理中，偏移部执行判定部75首先输入马达32的电角速度ωe、变换器34的输出电压的调制度Vr等数据(步骤S500)。在此，对于马达32的电角速度ωe，设为输入基于来自旋转位置检测传感器32a的马达32的转子的旋转位置θm运算出的值。对于变换器34的输出电压的调制度Vr，设为输入由电流控制部77运算出的值。
当这样输入数据时，将所输入的马达32的电角速度ωe与阈值ωeref进行比较(步骤S510)，并且，将变换器34的输出电压的调制度Vr与阈值Vrref进行比较(步骤S520)。在此，阈值ωeref、阈值Vrref是在判定是否执行偏移部70的各处理(电1阶变动成分检测部71、变换器母线电流推定部72、相电流偏移推定部73、相电流偏移控制部74)中所使用的阈值。
对步骤S510的处理进行说明。要执行偏移部70的各处理，需要检测平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分(参照图4)。另外，当以低转速驱动马达32时，存在如下可能性：会混合存在因马达32的转矩指令Tm＊的变化而产生的平滑电容器39的电压VH的变动和因马达32的各相的电流IU、IV、IW的偏移而产生的平滑电容器39的电压VH的变动，无法正确地设定偏移修正量ADVofs、ADWofs，通过相电流物理值运算部76使用偏移修正量ADVofs、ADWofs将来自V相以及W相的电流传感器32v、32w的AD值ADIV、ADIW变换为V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon时的精度会降低。根据这些，对于阈值ωeref，作为因马达32的各相的电流IU、IV、IW的偏移而产生的平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分的频率比因马达32的转矩指令Tm＊的变化而产生的平滑电容器39的电压VH的变动成分的频率大某种程度的电角速度来确定，例如可使用与80Hz、100Hz、120Hz等相当的电角速度。
对步骤S520的处理进行说明。在相电流偏移推定部73中，以式(3－19)的左边比右边充分大的情况为前提，导出在图9的相电流偏移推定处理的步骤S310、S320的处理中使用的式子(参照式(3－1)以及式(3－2))，因此，当变换器34的输出电压的调制度Vr变低时，这些式不成立。阈值Vrref被确定为这些式成立的范围的下限或比其稍大的值等。
在步骤S510中马达32的电角速度ωe为阈值ωeref以上、且在步骤S520中变换器34的输出电压的调制度Vr为阈值Vrref以上时，判定为执行偏移部70的各处理(电1阶变动成分检测部71、变换器母线电流推定部72、相电流偏移推定部73、相电流偏移控制部74)(步骤S530)，结束图11的偏移部执行判定处理。
在步骤S510中马达32的电角速度ωe小于阈值ωeref时、在步骤S520中变换器34的输出电压的调制度Vr小于阈值Vrref时，判定为不执行偏移部70的各处理(步骤S540)，结束图11的偏移部执行判定处理。
接着，对相电流物理值运算部76进行说明。图12是表示由相电流物理值运算部76执行的相电流物理值运算处理的一个例子的流程图。该例程以与图6的变换器母线电流推定处理相同的周期反复执行。
在图12的相电流物理值运算处理中，相电流物理值运算部76首先输入与来自电流传感器32v、32w的马达32的V相、W相的电流IV、IW对应的AD值ADIV、ADIW(步骤S600)，判定是否正在执行偏移部70的各处理(步骤S610)。
在判定为正在执行偏移部70的各处理时，输入V相以及W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs(步骤S620)。在此，对于V相以及W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs，设为输入由相电流偏移控制部74(图10的相电流偏移控制处理)运算出的值。
接着，使用V相的偏移修正量ADVofs通过式(5－1)将AD值ADIV变换为V相的控制用电流IVcon(步骤S640)，并且，使用W相的偏移修正量ADWofs通过式(5－2)将AD值ADIW变换为W相的控制用电流IWcon(步骤S650)，结束图12的相电流物理值运算处理。式(5－1)以及式(5－2)中的“ADVgain”以及“ADWgain”为增益。
IVcon＝(ADIV-(2.5V+ADVofs))×ADVgain   (5-1)
IWcon＝(ADIW-(2.5V+ADWofs))×ADWgain   (5-2)
图13是表示电流传感器32v、32w的特性的一个例子的说明图。如图13所示，设为第1实施例的电流传感器32v、32w构成为：V相以及W相的电流IV、IW和AD值ADIV、ADIW之间的关系具有线性，并且，在V相以及W相的电流IV、IW为－100A、0A、+100A时，AD值ADIV、ADIW分别成为0V、2.5V、5V。此时，式(5－1)以及式(5－2)中的增益ADVgain、ADWgain都成为200/5＝40[A/V]。
图14是表示V相的偏移修正量ADVofs为0.5V时的V相的电流IV与AD值ADIV之间的关系的说明图。此外，在图14中，对于电流传感器32v的特性，以虚线进行了图示。这样得到的V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon(电子控制单元50所识别的V相以及W相的电流)成为相对于V相以及W相的电流IV、IW(实际的值)进行了修正以使得V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs成为值0的值。
当使用V相以及W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs将AD值ADIV、ADIW变换为V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon时，虽然V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon的偏移量会暂时性地变化，但通过后述的电流控制部77的处理而被控制为使得V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon的偏移量成为值0。因此，V相以及W相的电流IV、IW的偏移量(实际的偏移量)与V相以及W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs相应地变化。
在步骤S610中判定为未执行偏移部70的各处理时，分别对V相以及W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs设定前次的V相以及W相的偏移修正量(前次ADVofs)、(前次ADWofs)(步骤S630)，通过上述的步骤S640、S650，使用V相以及W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs(都为值0)将AD值ADIV、ADIW变换为V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon，结束图12的相电流物理值运算处理。
接着，对电流控制部77进行说明。图15是表示用于说明由电流控制部77执行的各处理的控制块的一个例子的控制框图。如图15所示，电流控制部77具有低通滤波器(LPF)81、电流指令生成部82、坐标变换部83、减法运算部84d、84q、反馈控制(PI控制)部85d、85q、坐标变换部86、PWM信号生成部87、电压相位运算部88以及调制度运算部89。
低通滤波器81对马达32的转矩指令Tm＊实施低通滤波处理，生成滤波后转矩指令Tmf＊。电流指令生成部82将滤波后转矩指令Tmf＊应用于确定了滤波后转矩指令Tmf＊与d轴以及q轴的电流指令Id＊、Iq＊之间的关系的映射(map)，生成d轴以及q轴的电流指令Id＊、Iq＊。作为各相的电流之和为0，坐标变换部83使用马达32的电角θe将马达32的V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon坐标变换(三相－两相变换)为d轴以及q轴的电流Id、Iq。
减法运算部84d、84q运算d轴以及q轴的电流指令Id＊、Iq＊与电流Id、Iq的差分ΔId、ΔIq。反馈控制(PI控制)部85d、85q通过电流反馈控制来运算d轴以及q轴的电压指令Vd＊、Vq＊以使得差分ΔId、ΔIq成为值0。
坐标变换部86将d轴以及q轴的电压指令Vd＊、Vq＊坐标变换(两相－三相变换)为各相的电压指令VU＊、VV＊、VW＊。PWM信号生成部87使用各相的电压指令VU＊、VV＊、VW＊和三角波生成晶体管T11～T16的PWM信号，进行晶体管T11～T16的开关控制。V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon(电子控制单元50所识别的V相以及W相的电流)的偏移量通过坐标变换(三相－两相变换)而表现为d轴以及q轴的电流Id、Iq的电1阶变动成分，但是在基于电流反馈控制的马达32的响应性足够良好的情况下，变换器34被进行控制以使得d轴以及q轴的电流Id、Iq与电流指令Id＊、Iq＊一致，d轴以及q轴的电流Id、Iq的电1阶变动充分地变小(理想上是变为值0)。
电压相位运算部88使用d轴以及q轴的电压指令Vd＊、Vq＊通过式(6－1)运算变换器34的输出电压的对于q轴的电压相位
Figure BDA0002382046010000263
调制度运算部89使用d轴以及q轴的电压指令Vd＊、Vq＊和平滑电容器39的电压VH，通过式(6－2)运算变换器34的输出电压的调制度Vr。
Figure BDA0002382046010000261
Figure BDA0002382046010000262
在以上说明的第1实施例的驱动装置20中，对来自电压传感器39a的平滑电容器39的电压VH执行傅里叶级数展开，运算作为与平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分有关的值的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH。接着，基于平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH，运算作为与变换器34的母线电流(输入电流)Im的电1阶变动成分有关的值的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm。并且，基于变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm，运算V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs，运算V相以及W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs以使得V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs成为值0。并且，对于与来自电流传感器32v、32w的马达32的V相、W相的电流IV、IW对应的AD值ADIV、ADIW，伴随着使用了V相以及W相的偏移修正量ADVofs、ADWofs的修正而将其变换为V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon，基于变换后的V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon进行变换器34的晶体管T11～T16的开关控制以使得马达32被以转矩指令Tm＊进行驱动。因此，对平滑电容器39的电压VH执行傅里叶级数展开，提取平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分，因而能够充分地除去平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分以外的成分(例如电2阶变动成分、电6阶变动成分等)，能够进一步抑制平滑电容器39的电压变动和/或马达32的转矩变动。
【实施例2】
接着，对第2实施例的驱动装置120进行说明。图16是表示第2实施例的驱动装置120的概略构成的构成图。对于第2实施例的驱动装置120，除了还具有在电池36的输出端子安装的电流传感器36a这一点之外，是与图1所示的第1实施例的驱动装置20相同的硬件结构。因此，对于第2实施例的驱动装置120中的与第1实施例的驱动装置20相同的硬件结构的部分，标记同一标号，省略详细的说明。在电子控制单元50经由输入端口还被输入有来自电流传感器36a的电池36的电流IB。
接着，对通过第2实施例的驱动装置120的电子控制单元50实现的变换器34的控制进行说明。图17是表示通过第2实施例的驱动装置120的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。对于图17的控制框图，除了将偏移部70的电1阶变动成分检测部71以及变换器母线电流推定部72置换为偏移部170的电1阶变动成分检测部171以及变换器母线电流推定部172这一点(包括输入数据、输出数据的变更)之外，与图2的控制框图相同。因此，对电1阶变动成分检测部171、变换器母线电流推定部172进行说明。
对电1阶变动成分检测部171进行说明。图18是表示由电1阶变动成分检测部171执行的电1阶变动成分检测处理的一个例子的流程图。对于图18的电1阶变动成分检测处理，除了代替步骤S100的处理而执行步骤S100b的处理这一点、追加了步骤S172b～S178b的处理这一点之外，与图3的电1阶变动成分检测处理相同。因此，对于同一处理标记同一步骤编号，省略详细的说明。
在图18的电1阶变动成分检测处理中，电1阶变动成分检测部171首先输入马达32的电角θe、变换器34的输出电压的对于q轴的电压相位
Figure BDA0002382046010000283
平滑电容器39的电压VH、电池36的电流IB等数据(步骤S100b)。在此，上面已经对电池36的电流IB以外的数据的输入方法进行了描述。对于电池36的电流IB，设为输入由电流传感器36a检测到的值。
并且，当运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH后(步骤S160、S170)，使用电池36的电流IB、马达32的电角θe以及变换器34的输出电压的电压相位
Figure BDA0002382046010000284
通过式(7－1)以及式(7－2)更新电池36的电流IB的正弦成分缓冲IBSIN[n]以及余弦成分缓冲IBCOS[n](步骤S172b、S174b)。
Figure BDA0002382046010000281
Figure BDA0002382046010000282
并且，使用电池36的电流IB的正弦成分缓冲IBSIN[i](i＝0、...、N－1)，通过式(7－3)运算电池36的电流IB的傅里叶正弦系数bIB(步骤S176b)。并且，使用电池36的电流IB的余弦成分缓冲IBCOS[i]，通过式(7－4)运算电池36的电流IB的傅里叶余弦系数aIB(步骤S178b)，结束图18的电1阶变动成分检测处理。在此，电池36的电流IB的正弦成分缓冲IBSIN[n]、余弦成分缓冲IBCOS[n]、傅里叶正弦系数bIB、傅里叶余弦系数aIB为与电池36的电流IB的电1阶变动成分有关的值。式(7－1)～式(7－4)的导出方法与式(1－1)～式(1－4)的导出方法是同样的。
Figure BDA0002382046010000291
Figure BDA0002382046010000292
对变换器母线电流推定部172进行说明。图19是表示由变换器母线电流推定部172执行的变换器母线电流推定处理的一个例子的流程图。在图19的变换器母线电流推定处理中，首先输入平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH、马达32的电角速度ωe、电池36的电流IB的傅里叶余弦系数aIB以及傅里叶正弦系数bIB等数据(步骤S200b)。在此，上面已经对平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH、马达32的电角速度ωe的输入方法进行了描述。对于电池36的电流IB的傅里叶余弦系数aIB以及傅里叶正弦系数bIB，设为输入由电1阶变动成分检测部171(图18的电1阶变动成分检测处理)运算出的值。
当这样输入数据时，使用所输入的电池36的电流IB的傅里叶余弦系数aIB、马达32的电角速度ωe以及平滑电容器39的电压VH的傅里叶正弦系数bVH，通过式(7－5)运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm(步骤S220b)。并且，使用电池36的电流IB的傅里叶正弦系数bIB、马达32的电角速度ωe以及平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH，通过式(7－6)运算变换器34的母线电流Im的傅里叶正弦系数bIm(步骤S230b)，结束图19的变换器母线电流推定处理。式(7－5)以及式(7－6)中的“CH”是平滑电容器39的容量值。
aIm＝aIB-ωeCHbVH   (7-5)
bIm＝bIB+ωeCHaVH   (7-6)
在此，对式(7－5)以及式(7－6)的导出方法进行说明。在平滑电容器39的周边，关于电池36的电流IB、平滑电容器39的电流Ic以及变换器34的母线电流Im，式(7-7)成立。另外，关于平滑电容器39的电流Ic和电压VH，使用平滑电容器39的容量值CH，式(7-8)成立。
Im＝IB-IC   (7-7)
Figure BDA0002382046010000301
平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分VH1可以表示为如式(7-9)，因此，关于平滑电容器39的电压VH，在仅着眼于电1阶变动成分VH1的情况下，根据式(7-8)以及式(7-9)，平滑电容器39的电流Ic的电1阶变动成分Ic1可以表示为如式(7-10)。并且，当定义为如式(7-11)时，可从式(7-10)得到式(7-12)。
VH1＝aVHcosθ+bvHsinθ   (7-9)
Figure BDA0002382046010000302
Figure BDA0002382046010000303
IC1＝ωeCH(bVHcosθ-aVHsinθ)   (7-12)
另外，电池36的电流IB的电1阶变动成分IB1可以表示为如式(7-13)。因此，关于电池36的电流IB以及平滑电容器39的电压VH，在仅着眼于电1阶变动成分IB1、VH1的情况下，根据式(7-7)、式(7-12)以及式(7-13)，变换器34的母线电流Im的电1阶变动成分Im1可以表示为如式(7-14)。
IB1＝aIBcosθ+bIBsinθ   (7-13)
Im1＝aIBcosθ+bIBsinθ-ωeCH(bVHcosθ-aVHsinθ)   (7-14)
当整理该式(7-14)时，可得到式(7-15)。如式(7-5)所示，式(7-15)的右边第1项的cosθ的系数被作为变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm来获得，如式(7-6)所示，式(7-15)的右边第2项的sinθ的系数被作为变换器34的母线电流Im的傅里叶正弦系数bIm来获得。因此，当整理式(7－15)时，可以表示为如式(7－16)。根据以上，在变换器母线电流推定部172(图19的变换器母线电流推定处理)中，设为使用式(7－5)以及式(7－6)运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm(步骤S220b、S230b)。
Im1＝(aIB-ωeCHbVH)cosθ+(bIB+ωeCHaVH)sinθ   (7-15)
Iml＝aImcosθ+bImsinθ   (7-16)
如此，通过使用电池36的电流IB(电池36的电流IB的傅里叶余弦系数aIB以及傅里叶正弦系数bIB)运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm，能够不使用电池36的内部电阻36r的电阻值RB以及内部电感36l的电感值LB、即不受这些的偏差的影响地运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm。
在以上说明的第2实施例的驱动装置120中，与第1实施例的驱动装置20同样地，对于来自电压传感器39a的平滑电容器39的电压VH执行傅里叶级数展开，运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH，基于该平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH控制变换器34。由此，与第1实施例的驱动装置20同样地，能够充分地除去平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分以外的成分(例如电2阶变动成分、电6阶变动成分等)，能够进一步抑制平滑电容器39的电压变动和/或马达32的转矩变动。
另外，在第2实施例的驱动装置120中，基于电池36的电流IB的傅里叶余弦系数aIB以及傅里叶正弦系数bIB，运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm。由此，能够不使用电池36的内部电阻36r的电阻值RB以及内部电感36l的电感值LB、即不受这些的偏差的影响地运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm。
【实施例3】
接着，对第3实施例的驱动装置220进行说明。图20是表示第3实施例的驱动装置220的概略构成的构成图。对于第3实施例的驱动装置220，除了追加升压转换器240、平滑电容器246且将电力线38中的比升压转换器240靠变换器34的一侧和比升压转换器240靠电池36的一侧分别称为高电压侧电力线38a和低电压侧电力线38b这一点之外，为与图1所示的第1实施例的驱动装置20相同的硬件结构。因此，对于第3实施例的驱动装置220中的与第1实施例的驱动装置20相同的硬件结构的部分标记同一标号，省略详细的说明。
升压转换器240经由高电压侧电力线38a连接于变换器34，并且，经由低电压侧电力线38b连接于电池36。该升压转换器240具有作为两个开关元件的晶体管T31、T32、分别与两个晶体管T31、T32并联连接的两个二极管D31、D32以及电抗器242。晶体管T31连接于高电压侧电力线38a的正极侧线。晶体管T32与晶体管T31和高电压侧电力线38a及低电压侧电力线38b的负极侧线连接。电抗器242与晶体管T31、T32彼此的连接点和低电压侧电力线38b的正极侧线连接。该电抗器242具有电阻成分242r以及电感成分242l。对于升压转换器240，通过被由电子控制单元50调节晶体管T31、T32的导通时间的比例，将低电压侧电力线38b的电力升压来供给至高电压侧电力线38a，或将高电压侧电力线38a的电力降压来供给至低电压侧电力线38b。平滑电容器246安装于低电压侧电力线38b的正极母线和负极母线。
在该驱动装置220中，电子控制单元50与驱动装置20同样地基于加速器开度Acc和车速V设定对驱动轴要求的要求转矩Td＊，设定为马达32的转矩指令Tm＊以使得所设定的要求转矩Td＊被输出到驱动轴，进行变换器34的晶体管T11～T16的开关控制以使得马达32被以转矩指令Tm＊进行驱动。另外，电子控制单元50设定平滑电容器39(高电压侧电力线38a)的目标电压VH＊以使得能够以转矩指令Tm＊驱动马达32，设定占空比指令D以使得平滑电容器39的电压VH成为目标电压VH＊，使用所设定的占空比指令D，进行升压转换器240的晶体管T31、T32的开关控制。占空比指令D被作为对晶体管T31的导通时间相对于晶体管T31的导通时间与晶体管T32的导通时间之和的比例乘以100而得到的值来定义。
接着，对通过第3实施例的驱动装置220的电子控制单元50实现的变换器34的控制进行说明。图21是表示通过第3实施例的驱动装置220的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。对于图21的控制框图，除了将偏移部70的变换器母线电流推定部72和偏移部执行判定部75置换为偏移部270的变换器母线电流推定部272和偏移部执行判定部275这一点(包括输入数据的变更)之外，与图2的控制框图相同。因此，对变换器母线电流推定部272、偏移部执行判定部275进行说明。
对变换器母线电流推定部272进行说明。变换器母线电流推定部272与变换器母线电流推定部72同样地执行图6的变换器母线电流推定处理。但是，变换器母线电流推定部72的从电池36到平滑电容器39的电路的频率特性、详细而言在步骤S210的处理中所使用的映射(波特线图)不同。图22是表示确定了该情况下的马达32的电角速度ωe与振幅比A以及相位差Δθ之间的关系的映射的一个例子的说明图。对于图22的映射，设为对图23的电路运算传递函数Im/VH来制作的映射。图23的电路相当于升压转换器240的升压动作的停止期间(占空比指令D为100％时)的、将驱动装置220的变换器34视为电流源34i且除去了直流成分的电路。在该图23的电路中，可以将传递函数Im/VH表示为如式(8－1)。在式(8－1)中，“CH”以及“CF”为平滑电容器39、246的容量值，“RB”为电池36的内部电阻36r的电阻值，“LB”为电池36的内部电感36l的电感值，“RR”为电抗器242的电阻成分242r的电阻值，“LR”为电抗器242的电感成分242l的电感值，“s”为拉普拉斯运算符。此外，对于图22的映射，也可以代替运算图23的电路的传递函数Im/VH来制作的映射，而是设为通过实验、解析制作的映射。
Figure BDA0002382046010000341
对偏移部执行判定部275进行说明。图24是表示由偏移部执行判定部275执行的偏移部执行判定处理的一个例子的流程图。对于图24的偏移部执行判定处理，除了代替步骤S500的处理而执行步骤S500c的处理这一点以及追加了步骤S522c这一点之外，与图11的偏移部执行判定处理相同。因此，对于同一处理标记同一步骤编号，省略详细的说明。
在图24的偏移部执行判定处理中，偏移部执行判定部275输入马达32的电角速度ωe、变换器34的输出电压的调制度Vr、升压转换器240的占空比指令D等数据(步骤S500c)。在此，上面已经对马达32的电角速度ωe、变换器34的输出电压的调制度Vr的输入方法进行了描述。对于升压转换器240的占空比指令D，设为输入如上所述那样设定的值。
当输入这样的数据时，将所输入的马达32的电角速度ωe与阈值ωeref进行比较(步骤S510)，将变换器34的输出电压的调制度Vr与阈值Vrref进行比较(步骤S520)，判定占空比指令D是否为100％(步骤S522c)。
并且，在步骤S510中马达32的电角速度ωe为阈值ωeref以上、在步骤S520中变换器34的输出电压的调制度Vr为阈值Vrref以上、且在步骤S522c中占空比指令D为100％时，判定为执行偏移部270的各处理(电1阶变动成分检测部71、变换器母线电流推定部272、相电流偏移推定部73、相电流偏移控制部74)(步骤S530)，结束图24的偏移部执行判定处理。
在步骤S510中马达32的电角速度ωe小于阈值ωeref时、在步骤S520中变换器34的输出电压的调制度Vr小于阈值Vrref时、在步骤S522c中占空比指令D不是100％时，判定为不执行偏移部270的各处理(步骤S540)，结束图24的偏移部执行判定处理。
进行步骤S522c的处理，这是为了能够仅在升压转换器240的升压动作的停止期间(占空比指令D为100％时)，在变换器母线电流推定部272中适当地进行使用了基于图23的电路的图22的映射的振幅比A以及相位差Δθ的设定、进而使用了该振幅比A以及相位差Δθ的变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm的运算。
在以上说明的第3实施例的驱动装置220中，与第1实施例的驱动装置20同样地，对来自电压传感器39a的平滑电容器39的电压VH执行傅里叶级数展开，运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH，基于该平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH来控制变换器34。由此，与第1实施例的驱动装置20同样地，能够充分地除去平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分以外的成分(例如电2阶变动成分、电6阶变动成分等)，能够进一步抑制平滑电容器39的电压变动和/或马达32的转矩变动。
【实施例4】
接着，对第4实施例的驱动装置320进行说明。图25是表示第4实施例的驱动装置320的概略构成的构成图。对于第4实施例的驱动装置320，除了升压转换器240还具有与电抗器242串联安装的电流传感器244这一点之外，为与图20所示的第3实施例的驱动装置220相同的的硬件结构。因此，对于第4实施例的驱动装置320中的与第3实施例的驱动装置220相同的硬件结构的部分标记同一标号，省略详细的说明。在电子控制单元50经由输入端口还被输入有来自电流传感器244的电抗器242的电流IL。
接着，对通过第4实施例的驱动装置320的电子控制单元50实现的变换器34的控制进行说明。图26是表示通过第4实施例的驱动装置320的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。对于图26的控制框图，除了将偏移部70的电1阶变动成分检测部71以及变换器母线电流推定部72置换为偏移部370的电1阶变动成分检测部371以及变换器母线电流推定部372这一点(包括输入数据、输出数据的变更)之外，与图2的控制框图相同。因此，对电1阶变动成分检测部371、变换器母线电流推定部372进行说明。
对电1阶变动成分检测部371进行说明。图27是表示由电1阶变动成分检测部371执行的电1阶变动成分检测处理的一个例子的流程图。对于图27的电1阶变动成分检测处理，除了代替步骤S100的处理而执行步骤S100d的处理这一点、追加了步骤S172d～S178d的处理这一点之外，与图3的电1阶变动成分检测处理相同。因此，对于同一处理标记同一步骤编号，省略详细的说明。
在图27的电1阶变动成分检测处理中，电1阶变动成分检测部371首先输入马达32的电角θe、变换器34的输出电压的对于q轴的电压相位
Figure BDA0002382046010000363
平滑电容器39的电压VH、电抗器242的电流IL等数据(步骤S100d)。在此，上面已经对电抗器242的电流IL以外的数据的输入方法进行了描述。对于电抗器242的电流IL，设为输入由电流传感器244检测到的值。
并且，当运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH后(步骤S160、S170)，使用电抗器242的电流IL、马达32的电角θe以及变换器34的输出电压的电压相位
Figure BDA0002382046010000364
通过式(9－1)以及式(9－2)更新电抗器242的电流IL的正弦成分缓冲ILSIN[n]以及余弦成分缓冲ILCOS[n](步骤S172d、S174d)。
Figure BDA0002382046010000361
Figure BDA0002382046010000362
并且，使用电抗器242的电流IL的正弦成分缓冲ILSIN[i](i＝0、...、N－1)，通过式(9－3)运算电抗器242的电流IL的傅里叶正弦系数bIL(步骤S176d)。并且，使用电抗器242的电流IL的余弦成分缓冲ILCOS[i]，通过式(9－4)运算电抗器242的电流IL的傅里叶余弦系数aIL(步骤S178d)，结束图27的电1阶变动成分检测处理。在此，电抗器242的电流IL的正弦成分缓冲ILSIN[n]、余弦成分缓冲ILCOS[n]、傅里叶正弦系数bIL、傅里叶余弦系数aIL是与电抗器242的电流IL的电1阶变动成分有关的值。式(9－1)～式(9－4)的导出方法与式(1－1)～式(1－4)的导出方法是同样的。
Figure BDA0002382046010000371
Figure BDA0002382046010000372
对变换器母线电流推定部372进行说明。图28是表示由变换器母线电流推定部372执行的变换器母线电流推定处理的一个例子的流程图。在图28的变换器母线电流推定处理中，首先输入平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH、马达32的电角速度ωe、电抗器242的电流IL的傅里叶余弦系数aIL以及傅里叶正弦系数bIL等数据(步骤S200d)。在此，上面已经对平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH、马达32的电角速度ωe的输入方法进行了描述。对于电抗器242的电流IL的傅里叶余弦系数aIL以及傅里叶正弦系数bIL，设为输入由电1阶变动成分检测部371(图27的电1阶变动成分检测处理)运算出的值。
当这样输入数据时，使用所输入的电抗器242的电流IL的傅里叶余弦系数aIL、马达32的电角速度ωe以及平滑电容器39的电压VH的傅里叶正弦系数bVH，通过式(9－5)运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm(步骤S220d)。并且，使用电抗器242的电流IL的傅里叶正弦系数bIL、马达32的电角速度ωe以及平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH，通过式(9－6)运算变换器34的母线电流Im的傅里叶正弦系数bIm(步骤S230d)，结束图28的变换器母线电流推定处理。式(9－5)以及式(9－6)中的“CH”是平滑电容器39的容量值。
aIm＝DaIL-ωeCHbVH   (9-5)
bIm＝DbIL+ωeCHaVH   (9-6)
在此，对式(9－5)以及式(9－6)的导出方法进行说明。在平滑电容器39的周边，关于升压转换器240的供给电流ICNV、平滑电容器39的电流Ic以及变换器34的母线电流Im，式(9－7)成立。另外，关于平滑电容器39的电流Ic和电压VH，使用平滑电容器39的容量值CH，式(9-8)成立。
Im＝ICNV-IC   (9-7)
Figure BDA0002382046010000381
平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分VH1可以表示为如式(9-9)，因此，关于平滑电容器39的电压VH，在仅着眼于电1阶变动成分VH1的情况下，根据式(9-8)以及式(9-9)，平滑电容器39的电流Ic的电1阶变动成分Ic1可以表示如式(9-10)。并且，当定义为如式(9-11)时，从式(9-10)可得到式(9-12)。
VH1＝aVHcosθ+bVHsinθ   (9-9)
Figure BDA0002382046010000382
Figure BDA0002382046010000383
IC1＝ωeCH(bVHcosθ-aVHsinθ)   (9-12)
另外，对于升压转换器240的供给电流ICNV，可以使用电抗器242的电流IL和占空比指令D近似为如式(9-13)，电抗器242的电流IL的电1阶变动成分IL1可以表示为如式(9-14)。因此，关于升压转换器240的供给电流ICNV(电抗器242的电流IL)以及平滑电容器39的电压VH，在仅着眼于电1阶变动成分ICNV1、VH1的情况下，根据式(9-7)和式(9-12)～式(9-14)，变换器34的母线电流Im的电1阶变动成分Im1可以表示为如式(9-15)。
ICNV＝DIL   (9-13)
IL1＝aILcosθ+bILsinθ   (9-14)
Im1＝DaILcosθ+DbILsinθ-ωeCH(bVHcosθ-aVHsinθ)   (9-15)
当整理该式(9－15)时，可得到式(9－16)。如式(9－5)所示，式(9－16)的右边第1项的cosθ的系数被作为变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm来获得，如式(9－6)所示，式(9－16)的右边第2项的sinθ的系数被作为变换器34的母线电流Im的傅里叶正弦系数bIm来获得。因此，当整理式(9－16)时，可以表示为如式(9－17)。根据以上，在变换器母线电流推定部372(图28的变换器母线电流推定处理)中，设为使用式(9－5)以及式(9－6)来运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm(步骤S220d、S230d)。
Im1＝(DaIL-ωeCHbVH)cosθ+(DbIL+ωeCHaVH)sinθ   (9-16)
Iml＝aImcosθ+bImsinθ   (9-17)
这样，通过使用电抗器242的电流IL(电抗器242的电流IL的傅里叶余弦系数aIL以及傅里叶正弦系数bIL)来运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm，能够不使用电池36的内部电阻36r的电阻值RB以及内部电感36l的电感值LB、电抗器242的电阻成分242r的电阻值RR以及电感成分242l的电感值LR、即不受这些的偏差的影响地运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm。
在以上说明的第4实施例的驱动装置320中，与第1实施例的驱动装置20同样地，对来自电压传感器39a的平滑电容器39的电压VH执行傅里叶级数展开，运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH，基于该平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH来控制变换器34。由此，与第1实施例的驱动装置20同样地，能够充分地除去平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分以外的成分(例如电2阶变动成分、电6阶变动成分等)，能够进一步抑制平滑电容器39的电压变动和/或马达32的转矩变动。
另外，在第4实施例的驱动装置320中，使用电抗器242的电流IL(电抗器242的电流IL的傅里叶余弦系数aIL以及傅里叶正弦系数bIL)，运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm。由此，能够不使用电池36的内部电阻36r的电阻值RB以及内部电感36l的电感值LB、电抗器242的电阻成分242r的电阻值RR以及电感成分242l的电感值LR、即不受这些的偏差的影响地运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm。
【实施例5】
接着，对第5实施例的驱动装置420进行说明。第5实施例的驱动装置420是与图16所示的第2实施例的驱动装置120相同的硬件结构。因此，省略关于第5实施例的驱动装置420的硬件结构的详细说明。
接着，对通过第5实施例的驱动装置420的电子控制单元50s实现的变换器34的控制进行说明。图29是表示由第5实施例的驱动装置420的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。对于图29的控制框图，除了将偏移部70的变换器母线电流推定部72以及相电流偏移推定部73置换为偏移部470的变换器母线功率推定部472以及相电流偏移推定部473这一点(包括输入数据、输出数据的变更)之外，与图2的控制框图相同。因此，对变换器母线功率推定部472、相电流偏移推定部473进行说明。
对变换器母线功率推定部472进行说明。图30是表示由变换器母线功率推定部472执行的变换器母线功率推定处理的一个例子的流程图。对于图30的变换器母线功率推定处理，除了代替步骤S200而执行步骤S200e的处理这一点、追加了步骤S240e～S248e的处理这一点之外，与图6的变换器母线电流推定处理相同。因此，对于同一处理标记同一步骤编号，省略详细的说明。
在图30的变换器母线功率推定处理中，变换器母线功率推定部472首先输入平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH、马达32的电角速度ωe、电池36的电流IB、平滑电容器39的电压VH等数据(步骤S200e)。在此，上面已经对各数据的输入方法进行了描述。
并且，当运算变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm后(步骤S220、S230)，对电池36的电流IB实施低通滤波处理来提取电池36的电流IB的0阶变动成分IB0(步骤S240e)，并且，将所提取的电池36的电流IB的0阶变动成分IB0设定为变换器34的母线电流Im的0阶变动成分Im0(步骤S242e)。步骤S242e的处理是根据因平滑电容器39不流动直流电流而限定为极低频率区域时、“IB＝Im”成立这一情况的处理。
接着，对平滑电容器39的电压VH实施低通滤波来提取0阶变动成分VH0(步骤S244e)。并且，使用变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm、平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及0阶变动成分VH0以及变换器34的母线电流Im的0阶变动成分Im0，通过式(10－1)运算变换器34的母线功率Pm的傅里叶余弦系数aPm(步骤S246e)。并且，使用变换器34的母线电流Im的傅里叶正弦系数bIm、平滑电容器39的电压VH的傅里叶正弦系数bVH及0阶变动成分VH0以及变换器34的母线电流Im的0阶变动成分Im0，通过式(10－2)运算变换器34的母线功率Pm的傅里叶正弦系数bPm(步骤S248e)，结束图30的变换器母线功率推定处理。式(10－1)以及式(10－2)是将变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm变换为变换器34的母线功率Pm的傅里叶余弦系数aPm以及傅里叶正弦系数bPm的式子。
aPm＝VH0aIm+Im0aVH   (10-1)
bPm＝VH0bIm+Im0bVH   (10-2)
在此，对式(10－1)以及式(10－2)的导出方法进行说明。在马达32的各相的电流IU、IV、IW产生了偏移时的变换器34的母线功率Pm的电1阶变动成分P1可以表示为如上述的式(3－21)。另外，对于平滑电容器39的电压VH以及变换器34的母线电流Im，当分为电0阶成分和电1阶成分时，可以分别表示如式(10－3)以及式(10－4)。式(10－3)中的平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH由上述的式(1-1)～式(1-4)表示。式(10-4)中的变换器34的母线电流Im的傅里叶余弦系数aIm以及傅里叶正弦系数bIm由上述的式(2-1)以及式(2-2)表示。
VH＝VH0+aVHsin(θe+α)+bVHcos(θe+α)   (10-3)
Im＝Im0+aImcos(θe+α)+bImsin(θe+α)   (10-4)
平滑电容器39的电压VH与变换器34的母线电流Im之积的电1阶变动成分P1成为式(10-3)以及式(10-4)的0阶变动成分与1阶变动成分之积的和，因此，可得到式(10-5)以及式(10-6)。
P1＝VH0(aImcos(θe+α)+bImsin(θe+α))+Im0(aVHcos(θe+α)+bVHsin(θe+α))   (10-5)
P1＝(VH0αIm+Im0aVH)cos(θe+α)+(VH0bIm+Im0bVH)sin(θe+α)   (10-6)
如式(10-1)所示，该式(10-6)的右边第1项的cos(θe+α)的系数被作为变换器34的母线功率Pm的傅里叶余弦系数aPm来获得，如式(10-2)所示，式(10-6)的右边第2项的sin(θe+α)的系数被作为变换器34的母线功率Pm的傅里叶正弦系数bPm来获得。因此，当整理式(10-6)时，可以表示如式(10-7)。根据以上，在变换器母线功率推定部472(图30的变换器母线功率推定处理)中，设为通过式(10-1)以及式(10-2)运算变换器34的母线功率Pm的傅里叶余弦系数aPm以及傅里叶正弦系数bPm(步骤S246e、248e)。
P1＝aPmcos(θe+α)+bPmsin(θe+α)   (10-7)
对于相电流偏移推定部473进行说明。图31是表示由相电流偏移推定部473执行的相电流偏移推定处理的一个例子的流程图。在图31的相电流偏移推定处理中，相电流偏移推定部473首先输入变换器34的母线功率Pm的傅里叶余弦系数aPm以及傅里叶正弦系数bPm、变换器34的输出电压的调制度Vr、平滑电容器39的电压VH等数据(步骤S300e)。在此，上面已经对变换器34的输出电压的调制度Vr、平滑电容器39的电压VH的输入方法进行了描述。对于变换器34的母线功率Pm的傅里叶余弦系数aPm以及傅里叶正弦系数bPm，设为输入由变换器母线功率推定部472(图30的变换器母线功率推定处理)运算出的值。
当这样输入数据时，使用变换器34的输出电压的调制度Vr和平滑电容器39的电压VH，通过式(10－8)运算作为三相交流电压的基本波成分的最大值的基本波电压振幅V1(步骤S302e)。接着，使用变换器34的母线功率Pm的傅里叶余弦系数aPm以及傅里叶正弦系数bPm和基本波电压振幅V1，通过式(10－9)以及式(10－10)运算V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs(步骤S310e、S320e)，结束图31的相电流偏移推定处理。
Figure BDA0002382046010000431
Figure BDA0002382046010000432
Figure BDA0002382046010000433
在此，对式(10－9)以及式(10－10)的导出方法进行说明。根据上述的式(3－21)以及式(10－7)，在“θe+α＝150°”时可得到式(10－11)以及式(10－12)，从这些式可得到上述的式(10－10)。另外，根据式(3－21)以及式(10－7)，在“θe+α＝210°”时可得到式(10－13)以及式(10－14)，从这些式可得到上述的式(10－9)。根据以上，在相电流偏移推定部473(图31的相电流偏移推定处理)中，设为使用式(10－9)以及式(10－10)来运算V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs(步骤S310e、S320e)。通过这样运算V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs，成为一并考虑变换器34的母线电流Im的变动以及平滑电容器39的电压VH的变动，因此，能够提高V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs的精度。
Figure BDA0002382046010000434
P1(150°)＝aPcos(150°)+bpsin(150°)   (10-12)
Figure BDA0002382046010000441
P1(210°)＝aPcos(210°)+bpsin(210°)   (10-14)
在以上说明的第5实施例的驱动装置420中，与第1实施例的驱动装置20同样地，对来自电压传感器39a的平滑电容器39的电压VH执行傅里叶级数展开，运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH，基于该平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH来控制变换器34。由此，与第1实施例的驱动装置20同样地，能够充分地除去平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分以外的成分(例如电2阶变动成分、电6阶变动成分等)，能够进一步抑制平滑电容器39的电压变动和/或马达32的转矩变动。
另外，在第5实施例的驱动装置420中，运算变换器34的母线功率Pm的傅里叶余弦系数aPm以及傅里叶正弦系数bPm，基于该变换器34的母线功率Pm的傅里叶余弦系数aPm以及傅里叶正弦系数bPm来运算V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs。由此，成为一并考虑变换器34的母线电流Im的变动以及平滑电容器39的电压VH的变动，能够提高V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs的精度。
在第5实施例的驱动装置420中设为：采用与图16所示的第2实施例的驱动装置120相同的硬件结构，通过由变换器母线功率推定部472执行的图30的变换器母线功率推定处理的步骤S240e、242e的处理对电池36的电流IB实施低通滤波处理来提取电池36的电流IB的0阶变动成分IB0，并且，将所提取的电池36的电流IB的0阶变动成分IB0设定为变换器34的母线电流Im的0阶变动成分Im0。但是，也可以设为：在与图25所示的第4实施例的驱动装置320相同的硬件结构的情况下，对作为电抗器242的电流IL与占空比指令D之积而得到的升压转换器240的供给电流ICNV实施低通滤波处理来提取升压转换器240的供给电流ICNV的0阶变动成分ICNV0，并且，将所提取的升压转换器240的供给电流ICNV的0阶变动成分ICNV0设定为变换器34的母线电流Im的0阶变动成分Im0。另外，也可以设为：在与图1所示的第1实施例的驱动装置20相同的硬件结构、与图20所示的第3实施例的驱动装置220相同的硬件结构的情况下(既没有电流传感器36a、也没有电流传感器244的情况下)，使用马达32的转矩指令Tm＊及机械角速度ωm和平滑电容器39的电压VH的0阶变动成分VH0，通过式(10－15)运算变换器34的母线电流Im的0阶变动成分Im0。因此，即使是在与图1所示的第1实施例的驱动装置20、图20所示的第3实施例的驱动装置220、图25所示的第4实施例的驱动装置320相同的硬件结构的情况下，也能够运算变换器34的母线功率Pm的傅里叶余弦系数aPm以及傅里叶正弦系数bPm，并且，使用所运算出的变换器34的母线功率Pm的傅里叶余弦系数aPm以及傅里叶正弦系数bPm来运算V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs。
Figure BDA0002382046010000451
【实施例6】
接着，对第6实施例的驱动装置520进行说明。图32是表示第6实施例的驱动装置520的概略构成的构成图。图32中，除了将电压传感器39a置换为电压传感器540这一点之外，是与图1所示的第1实施例的驱动装置20相同的硬件结构。因此，对于第6实施例的驱动装置520中的与第1实施例的驱动装置20相同的硬件结构的部分标记同一标号，省略详细的说明。
电压传感器540具有放大器541和低通滤波器542。放大器541将平滑电容器39的端子间的电压放大来进行输出。低通滤波器542具有电阻元件543和电容器544。电阻元件543的一方的端子连接于放大器541的输出侧，并且，另一方的端子连接于电子控制单元50。电容器544的一方的端子连接于电阻元件543的另一方的端子，并且，另一方的端子为接地。低通滤波器542对放大器541的输出实施低通滤波处理，并作为平滑电容器39的电压VH输出给电子控制单元50。
图33是表示马达32的电角速度ωe和低通滤波器542的输入及输出的振幅比以及相位差之间的关系的一个例子的说明图。根据图33可知：随着马达32的电角速度ωe(电1阶)变大，关于平滑电容器39的电压的实际值(实际电压VHact)和电压传感器540的检测值(电压VH)的偏离(变动成分的振幅、相位的偏离)变大。
接着，对通过第6实施例的驱动装置520的电子控制单元50实现的变换器34的控制进行说明。图34是表示通过第6实施例的驱动装置520的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。对于图34的控制框图，除了将偏移部70的电1阶变动成分检测部71置换为偏移部570的电1阶变动成分检测部571这一点(包括输入数据的变更)之外，与图2的控制框图相同。因此，对电1阶变动成分检测部571进行说明。
图35是表示由电1阶变动成分检测部571执行的电1阶变动成分检测处理的一个例子的流程图。对于图35的电1阶变动成分检测处理，除了代替步骤S100的处理而执行步骤S100f的处理这一点、代替步骤S160、S170的处理而执行步骤S160f～S176f的处理这一点之外，与图3的电1阶变动成分检测处理相同。因此，对于同一处理标记同一步骤编号，省略详细的说明。
在图35的电1阶变动成分检测处理中，电1阶变动成分检测部571首先输入马达32的电角θe、变换器34的输出电压的对于q轴的电压相位
Figure BDA0002382046010000461
平滑电容器39的电压VH、马达32的电角速度ωe等数据(步骤S100f)。在此，上面已经对各数据的输入方法进行了描述。
并且，当更新平滑电容器39的电压VH的正弦成分缓冲VHSIN[n]以及余弦成分缓冲VHCOS[n]后(步骤S140、S150)，使用平滑电容器39的电压VH的正弦成分缓冲VHSIN[i](i＝0、...、N－1)，通过式(11－1)运算作为平滑电容器39的电压VH的傅里叶正弦系数bVH的暂时值(临时值)的傅里叶正弦系数暂时值bVHtmp(步骤S160f)。并且，使用平滑电容器39的电压VH的余弦成分缓冲VHCOS[i]，通过式(11－2)运算作为平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH的暂时值的傅里叶余弦系数暂时值aVHtmp(步骤S170f)。
Figure BDA0002382046010000471
Figure BDA0002382046010000472
接着，基于马达32的电角速度ωe，设定用于对来自电压传感器540的平滑电容器39的电压VH相对于平滑电容器39的实际电压VHact的偏离进行修正的修正用振幅比AVH以及修正用相位差ΔθVH(步骤S172f)。在此，对于修正用振幅比AVH以及修正用相位差ΔθVH设为：预先确定马达32的电角速度ωe与修正用振幅比AVH以及修正用相位差ΔθVH之间的关系并作为映射存储于ROM52，但被提供马达32的电角速度ωe时，从该映射导出并输出所对应的修正用振幅比AVH以及修正用相位差ΔθVH。图36是表示确定了马达32的电角速度ωe与修正用振幅比AVH以及修正用相位差ΔθVH之间的关系的映射的一个例子的说明图。图36表示电压传感器540的低通滤波器542由时间常数T的1阶延迟系统设计时、即能够将低通滤波器542的输入VHfi与输出VHfo(电压VH)之间的关系表示为如式(11-3)时的马达32的电角速度ωe与修正用振幅比AVH、修正用相位差ΔθVH之间的关系。
Figure BDA0002382046010000473
并且，使用平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数暂时值aVHtmp以及傅里叶正弦系数暂时值bVHtmp和修正用振幅比AVH以及修正用相位差ΔθVH，通过式(11-4)以及式(11-5)运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH(步骤S174f、S176f)，结束图35的电1阶变动成分检测处理。
aVH＝AVH×(aVHtmpcosΔθVH+bVHtmpsinΔθVH)   (11-4)
bVH＝AVH×(bVHtmpcosΔθVH-aVHtmpsinΔθVH)   (11-5)
通过这样的步骤S172f～S176f的处理，能够根据低通滤波器542的特性，将来自电压传感器540的电压VH变换为更接近实际电压VHact的值，运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH。
在以上说明的第6实施例的驱动装置520中，与第1实施例的驱动装置20同样地，对来自电压传感器540的平滑电容器39的电压VH执行傅里叶级数展开，运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH，基于该平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH来控制变换器34。由此，与第1实施例的驱动装置20同样地，能够充分地除去平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分以外的成分(例如电2阶变动成分、电6阶变动成分等)，能够进一步抑制平滑电容器39的电压变动和/或马达32的转矩变动。
另外，在第6实施例的驱动装置520中，考虑电压传感器540的频率特性，运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH。由此，能够更高精度地运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH。
在第6实施例的驱动装置520中，对在图32所示的驱动装置520中考虑电压传感器540的特性来运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH的情况进行了说明。但是，在图16所示的第2实施例的驱动装置120中考虑电流传感器36a的特性来运算电池36的电流IB的傅里叶余弦系数aIB以及傅里叶正弦系数bIB的情况下、在图25所示的第4实施例的驱动装置320中考虑电流传感器244的特性来运算电抗器242的电流IL的傅里叶余弦系数aIL以及傅里叶正弦系数bIL的情况下等也能够同样地进行考虑。
【实施例7】
接着，对第7实施例的驱动装置620进行说明。第7实施例的驱动装置620为与图1所示的第1实施例的驱动装置20相同的硬件结构。因此，省略关于第7实施例的驱动装置620的硬件结构的详细说明。
接着，对通过驱动装置620的电子控制单元50实现的变换器34的控制进行说明。图37是表示通过第7实施例的驱动装置620的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。对于图37的控制框图，除了将偏移部70的相电流偏移控制部74、相电流物理值运算部76、电流控制部77置换为偏移部670的相电流偏移控制部674、相电流物理值运算部676、电流控制部677这一点之外，与图2的控制框图相同。因此，对相电流偏移控制部674、相电流物理值运算部676、电流控制部677进行说明。
对相电流偏移控制部674进行说明。图38是表示由相电流偏移控制部674执行的相电流偏移控制处理的一个例子的流程图。在图38的相电流偏移控制处理中，相电流偏移控制部674首先输入V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs(步骤S400)。
当这样输入数据时，使用所输入的V相的电流偏移推定值IVofs，通过式(12－1)运算V相的电压偏移修正量VVofs(步骤S410g)，并且，使用W相的电流偏移推定值IWofs，通过式(12－2)运算W相的电压偏移修正量VWofs(步骤S420g)，结束图38的相电流偏移控制处理。
WVofs←KP2(0-IVofs)+KI2∫(0-IVofs)dt   (12-1)
WWofs←KP2(0-IWofs)+KI2∫(0-IWofs)dt   (12-2)
在此，V相以及W相的电压偏移修正量VVofs、VWofs是分别由电流控制部677在V相以及W相的电压指令Vv＊、Vw＊的修正中使用的修正量。式(12－1)以及式(12－2)分别是用于运算电压偏移修正量VVofs、VWofs以使得V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs成为值0的反馈控制的关系式。在式(12－1)以及式(12－2)中，“KP2”为比例项的增益，“KI2”为积分项的增益。
对相电流物理值运算部676进行说明。图39是表示由相电流物理值运算部676执行的相电流物理值运算处理的一个例子的流程图。对于图39的相电流物理值运算处理，除了代替步骤S610～S650的处理而执行步骤S640g、S650g的处理这一点之外，与图12的相电流物理值运算处理相同。
在图39的相电流物理值运算处理中，相电流物理值运算部676首先输入与来自电流传感器32v、32w的马达32的V相、W相的电流IV、IW对应的AD值ADIV、ADIW(步骤S600)。接着，通过式(12－3)将AD值ADIV变换为V相的控制用电流IVcon(步骤S640g)，并且通过式(12－4)将AD值ADIW变换为W相的电流IWcon(步骤S650g)，结束图39的相电流物理值运算处理。
IVcon＝(ADIV-2.5y)×ADVgain   (12-3)
IWcon＝(ADIW-2.5V)×ADWgain   (12-4)
在此，式(12－3)相当于使式(5－1)中的V相的偏移修正量ADVofs为值0，式(12－4)相当于使式(5－2)中的W相的偏移修正量ADWofs为值0。因此，在各相的电流IU、IV、IW产生了偏移时，在来自电流传感器32v、32w的AD值ADIV、ADIW、进而V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon(电子控制单元50所识别的V相以及W相的电流)中也反映V相以及W相的电流IV、IW中所包含的偏移量(实际的偏移量)。
对电流控制部677进行说明。图40是表示用于说明由电流控制部677执行的各处理的控制块的一个例子的控制框图。对于图40的控制框图，除了还具有加法运算部90v、90w这一点之外，与图15的控制框图相同。因此，对加法运算部90v、90w进行说明。
加法运算部90v、90w通过对来自坐标变换部86的V相以及W相的电压指令VV＊、VW＊加上电压偏移修正量VVofs、VWofs，修正V相以及W相的电压指令VV＊、VW＊，向PWM信号生成部87输出修正后的V相以及W相的电压指令VV＊、VW＊。
在以上说明的第7实施例的驱动装置620中，与第1实施例的驱动装置20同样地，对来自电压传感器39a的平滑电容器39的电压VH执行傅里叶级数展开，运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH，基于该平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH来控制变换器34。由此，与第1实施例的驱动装置20同样地，能够充分地除去平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分以外的成分(例如电2阶变动成分、电6阶变动成分等)，能够进一步抑制平滑电容器39的电压变动和/或马达32的转矩变动。
【实施例8】
接着，对第8实施例的驱动装置720进行说明。第8实施例的驱动装置720是与图1所示的第1实施例的驱动装置20相同的硬件结构。因此，省略关于第8实施例的驱动装置720的硬件结构的详细说明。
接着，对通过驱动装置720的电子控制单元50实现的变换器34的控制进行说明。图41是表示通过第8实施例的驱动装置720的电子控制单元50以矩形波控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。对于图41的控制框图，除了将偏移部70的相电流偏移控制部74、相电流物理值运算部76、电流控制部77置换为偏移部770的相电流偏移控制部774、相电流物理值运算部776、转矩控制部777这一点之外，与图2的控制框图同一。因此，对相电流偏移控制部774、相电流物理值运算部776、转矩控制部777进行说明。
对相电流偏移控制部774进行说明。图42是表示由相电流偏移控制部774执行的相电流偏移控制处理的一个例子的流程图。在图42的相电流偏移控制处理中，相电流偏移控制部774首先输入V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs(步骤S400)。
当这样输入数据时，使用所输入的V相的电流偏移推定值IVofs，通过式(13－1)运算V相的脉冲宽度修正量θVofs(步骤S410h)，并且，使用W相的电流偏移推定值IWofs，通过式(13－2)运算W相的脉冲宽度修正量θWofs(步骤S420h)，结束图42的相电流偏移控制处理。
θVofs←KP3(0-IVofs)+KI3∫(0-IVofs)dt   (13-1)
θWofs←KP3(0-IWofs)+KI3∫(0-IWofs)dt   (13-2)
在此，V相以及W相的脉冲宽度修正量θVofs、θWofs分别是由转矩控制部777在V相以及W相的矩形波脉冲信号的脉冲宽度的修正中使用的修正量。式(15－1)以及式(15－2)分别是用于运算脉冲宽度修正量θVofs、θWofs以使得V相以及W相的电流偏移推定值IVofs、IWofs成为值0的反馈控制的关系式。在式(15－1)以及式(15－2)中，“KP3”为比例项的增益，“KI3”为积分项的增益。
对相电流物理值运算部776进行说明。相电流物理值运算部776与第7实施例的驱动装置620的相电流物理值运算部676同样地，执行图39的相电流物理值运算处理。
对转矩控制部777进行说明。图43是表示用于说明由转矩控制部777执行的各处理的控制块的一个例子的控制框图。如图43所示，转矩控制部777具有低通滤波器(LPF)781、坐标变换部782、转矩推定部783、减法运算部784、反馈控制(PI控制)部785、上下限限制部786以及矩形波脉冲生成部787。
低通滤波器781对马达32的转矩指令Tm＊实施低通滤波处理，生成滤波后转矩指令Tmf＊。作为各相的电流之和为0，坐标变换部782使用马达32的电角θe将马达32的V相以及W相的控制用电流IVcon、IWcon坐标变换(三相－两相变换)为d轴以及q轴的电流Id、Iq。转矩推定部783基于d轴以及q轴的电流Id、Iq求出马达32的转矩推定值Tmes。减法运算部784运算马达32的滤波器后转矩指令Tmf＊与转矩推定值Tmes的差分ΔTm。
反馈控制部785通过转矩反馈控制运算作为变换器34的输出电压的电压相位
Figure BDA0002382046010000521
的临时值的临时电压相位
Figure BDA0002382046010000522
以使得差分ΔTm成为值0。上下限限制部786对临时电压相位
Figure BDA0002382046010000523
实施上下限保护(guard)，设定电压相位
Figure BDA0002382046010000524
矩形波脉冲生成部787使用马达32的电角θe、变换器34的输出电压的电压相位
Figure BDA0002382046010000525
以及V相以及W相的脉冲宽度修正量θVofs、θWofs来生成晶体管T11～T16的矩形波脉冲，进行晶体管T11～T16的开关控制。
图44是表示马达32的角度
Figure BDA0002382046010000531
与晶体管T11～T16的矩形波脉冲信号之间的关系的一个例子的说明图。图44表示V相以及W相的脉冲宽度修正量θVofs、θWofs都为正时。如图44所示，基于V相的脉冲宽度修正量θVofs调整晶体管T12、T15的导通截止切换定时，基于W相的脉冲宽度修正量θWofs调整晶体管T13、T16的导通截止切换定时。
在以上说明的第8实施例的驱动装置720中，与第1实施例的驱动装置20同样地，对来自电压传感器39a的平滑电容器39的电压VH执行傅里叶级数展开，运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH，基于该平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH来控制变换器34。由此，与第1实施例的驱动装置20同样地，能够充分地除去平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分以外的成分(例如电2阶变动成分、电6阶变动成分等)，能够进一步抑制平滑电容器39的电压变动和/或马达32的转矩变动。
【实施例9】
接着，对第9实施例的驱动装置820进行说明。第9实施例的驱动装置820是与图1所示的第1实施例的驱动装置20相同的硬件结构。因此，省略关于第9实施例的驱动装置820的硬件结构的详细说明。
接着，对通过第9实施例的驱动装置820的电子控制单元50实现的变换器34的控制进行说明。图45是表示通过第9实施例的驱动装置820的电子控制单元50以PWM控制模式控制变换器34时的控制块的一个例子的控制框图。对于图45的控制框图，除了将偏移部70的电1阶变动成分检测部71置换为偏移部870的电1阶变动成分检测部871这一点之外，与图2的控制框图相同。因此，对电1阶变动成分检测部871进行说明。
图46是表示由电1阶变动成分检测部871执行的电1阶变动成分检测处理的一个例子的流程图。对于图46的电1阶变动成分检测处理，除了代替步骤S120、S160、S170的处理而执行步骤S120i、S160i、S170i的处理这一点之外，与图3的电1阶变动成分检测处理相同。因此，对同一处理标记同一步骤编号，省略详细的说明。
在图46的电1阶变动成分检测处理中，当将缓冲索引n增加值1来进行更新后(步骤S110)，电1阶变动成分检测部871将更新后的缓冲索引n与上述的值N和值M之积进行比较(步骤S120i)。在此，值M为值2以上的整数。因此，值N与值M之积意味着关于马达32的电角θe的周期数。
在步骤S120i中缓冲索引n小于值N与值M之积时，关于该缓冲索引n，更新平滑电容器39的电压VH的正弦成分缓冲VHSIN[n]以及余弦成分缓冲VHCOS[n](步骤S140、S150)。另一方面，在缓冲索引n为值N与值M之积以上时，将缓冲索引n复位为值0(步骤S130)，关于该缓冲索引n，更新平滑电容器39的电压VH的正弦成分缓冲VHSIN[n]以及余弦成分缓冲VHCOS[n](步骤S140、S150)。
并且，使用平滑电容器39的电压VH的正弦成分缓冲VHSIN[i](i＝0、...、N×M－1)，通过式(14－1)运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶正弦系数bVH(步骤S160i)。并且，使用平滑电容器39的电压VH的余弦成分缓冲VHCOS[i]，通过式(14－2)运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH(步骤S170i)，结束图45的电1阶变动成分检测处理。
Figure BDA0002382046010000541
Figure BDA0002382046010000542
图47是表示作为第1实施例和第9实施例的方法的执行结果的频率与衰减比之间的关系的一个例子的说明图。图中，实线表示使用马达32的电1周期(使值M为值1时)的信号(平滑电容器39的电压VH的正弦成分缓冲VHSIN[i]、余弦成分缓冲VHCOS[i])以电1阶的方式进行了傅里叶级数展开的结果，虚线表示使用马达32的电2周期(使值M为值2时)的信号以电1阶的方式进行了傅里叶级数展开的结果。根据图47认为：通过使在傅里叶级数展开中所使用的信号数量增加，能够除去的频率成分(除了电1阶之外)增加，能够进一步缩窄作为电1阶所识别的频带，能够更充分地除去电1阶周边(除了电1阶之外)的噪声。并且，发明人确认了：通过实验、解析来使用马达32的电M周期的信号以电1阶的方式进行傅里叶级数展开，除了电1阶之外，还能够除去电频率/M的整数倍的频率成分。
在以上说明的第9实施例的驱动装置820中，与第1实施例的驱动装置20同样地，对来自电压传感器39a的平滑电容器39的电压VH执行傅里叶级数展开，运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH，基于该平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH来控制变换器34。由此，与第1实施例的驱动装置20同样地，能够充分地除去平滑电容器39的电压VH的电1阶变动成分以外的成分(例如电2阶变动成分、电6阶变动成分等)，能够进一步抑制平滑电容器39的电压变动和/或马达32的转矩变动。
另外，在第9实施例的驱动装置820中，使用马达32的电角θe下的M(M≧2)周期的数据，运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH。由此，能够更高精度地运算平滑电容器39的电压VH的傅里叶余弦系数aVH以及傅里叶正弦系数bVH。
在第1～第9实施例的驱动装置20、120、220、320、420、520、620、720、820中设为：通过由偏移部执行判定部75、275执行的图11、图24的偏移部执行判定处理，基于马达32的电角速度ωe、变换器34的输出电压的调制度Vr、升压转换器240的占空比指令D，判定是否由偏移部70、170、270、370、470、570、670、770、870执行各处理。但是，也可以为没有偏移部执行判定部75、275，即与马达32的电角速度ωe、变换器34的输出电压的调制度Vr、升压转换器240的占空比指令D无关地由偏移部70、170、270、370、470、570、670、770、870执行各处理。
对实施例的主要要素与用于解决问题的技术方案一栏所记载的发明的主要要素之间的对应关系进行说明。在实施例中，马达32相当于“马达”，变换器34相当于“变换器”，平滑电容器39相当于“平滑电容器”，电流传感器32v、32w相当于“电流传感器”，电子控制单元50相当于“控制装置”，电压传感器39a相当于“电压传感器”。
此外，对于实施例的主要要素与用于解决问题的技术方案一栏所记载的发明的主要要素之间的对应关系，由于实施例是用于具体地说明用于解决问题的技术方案一栏所记载的具体实施方式的一个例子，因此，并不限定用于解决问题的技术方案一栏所记载的发明的要素。即，关于用于解决问题的技术方案一栏所记载的发明的解释应该基于该栏的记载来进行，实施例不过是用于解决问题的技术方案一栏所记载的发明的具体的一个例子。
以上，使用实施例对用于实施本发明的实施方式进行了说明，但本发明并不完全限定于这样的实施例，当然能够在不脱离本发明的宗旨的范围内以各种方式来实施。
产业上的可利用性
本发明能够利用于驱动装置的制造产业等。

Claims (14)

1.一种驱动装置，具备：
马达；
变换器，其驱动所述马达；
蓄电装置，其经由电力线连接于所述变换器；
平滑电容器，其安装于所述电力线；
电压传感器，其检测所述平滑电容器的电压；
电流传感器，其检测所述马达的各相的电流；以及
控制装置，其基于所述电流传感器的检测值控制所述变换器，
所述控制装置，
对所述电压传感器的检测值执行傅里叶级数展开，运算所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分，
控制所述变换器以使得所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分成为值0。
2.根据权利要求1所述的驱动装置，
所述控制装置通过所述电流传感器的检测值的偏移量的调整来控制所述变换器以使得所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分成为值0。
3.根据权利要求1或者2所述的驱动装置，
所述控制装置，
基于所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分，运算所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分，
基于所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分来控制所述变换器以使得所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分成为值0。
4.根据权利要求3所述的驱动装置，
所述控制装置基于所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分、和从所述蓄电装置到所述平滑电容器的电路的频率特性，运算所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。
5.根据权利要求3所述的驱动装置，
具备升压转换器，所述升压转换器设在所述电力线上的所述变换器以及所述平滑电容器与所述蓄电装置之间，具有上臂以及下臂的开关元件和电抗器，
所述控制装置在将所述上臂保持为导通时，基于所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分、和从所述蓄电装置到所述平滑电容器的电路的频率特性，运算所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。
6.根据权利要求4或者5所述的驱动装置，
所述控制装置使用所述变换器的母线电流和所述平滑电容器的电压的振幅比以及相位差来作为从所述蓄电装置到所述平滑电容器的电路的频率特性。
7.根据权利要求3所述的驱动装置，
具备检测所述蓄电装置的电流的第2电流传感器，
所述控制装置，
对所述第2电流传感器的检测值执行傅里叶级数展开，运算所述蓄电装置的电流的电1阶变动成分，
基于所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分和所述蓄电装置的电流的电1阶变动成分，运算所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。
8.根据权利要求3所述的驱动装置，具备：
升压转换器，其设在所述电力线上的所述变换器以及所述平滑电容器与所述蓄电装置之间，具有上臂以及下臂的开关元件和电抗器；和
第3电流传感器，其检测所述电抗器的电流，
所述控制装置，
对所述第3电流传感器的检测值执行傅里叶级数展开，运算所述电抗器的电流的电1阶变动成分，
基于所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分、所述电抗器的电流的电1阶变动成分以及在所述升压转换器的控制中使用的占空比指令，运算所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分。
9.根据权利要求3～8任一项所述的驱动装置，
所述控制装置，
基于所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分，推定所述电流传感器的检测值的偏移量，
修正所述电流传感器的检测值来运算各相的控制用电流，以使得所述电流传感器的检测值的偏移量成为值0，
基于所述各相的控制用电流来控制所述变换器。
10.根据权利要求3～8任一项所述的驱动装置，
所述控制装置，
在以脉冲宽度调制控制模式控制所述变换器时，
基于所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分，推定所述电流传感器的检测值的偏移量，
修正所述马达的各相的电压指令来控制所述变换器，以使得所述电流传感器的检测值的偏移量成为值0。
11.根据权利要求3～8任一项所述的驱动装置，
所述变换器具有各相的上下臂的开关元件，
所述控制装置，
在以矩形波控制模式控制所述变换器时，
基于所述变换器的母线电流或者母线功率的电1阶变动成分，推定所述电流传感器的检测值的偏移量，
修正所述各相的上下臂的脉冲宽度来控制所述变换器，以使得所述电流传感器的检测值的偏移量成为值0。
12.根据权利要求1～11任一项所述的驱动装置，
所述控制装置在所述马达的电角速度为预定角速度以上、且所述变换器的输出电压的调制度为预定调制度以上时，对所述电压传感器的检测值执行傅里叶级数展开，运算所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分，控制所述变换器以使得所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分成为值0。
13.根据权利要求1～12任一项所述的驱动装置，
所述控制装置考虑所述电压传感器的频率特性，运算所述平滑电容器的电压的电1阶变动成分。
14.根据权利要求1～13任一项所述的驱动装置，
所述控制装置使用所述马达的电角下的多个周期的数据，执行对于所述电压传感器的检测值的傅里叶级数展开。
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