JP6128017B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流フィードバック制御によって通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

交流電動機の制御において、相電流検出値をｄｑ変換したｄ軸、ｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*との電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑをゼロにするように、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*をＰＩ制御演算する電流フィードバック制御が知られている。従来のＰＩ制御演算では、一般に、ｄ軸、ｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに、それぞれ比例制御ゲイン及び積分制御ゲインを乗じた項を足し合わせて、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を算出する。

ところで、下記の電圧方程式において、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*にはｄ軸電流Ｉｄの成分とｑ軸電流Ｉｑの成分が含まれ、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*にもｄ軸電流Ｉｄの成分とｑ軸電流Ｉｑの成分が含まれる。つまり、ｄｑ軸間での相互干渉が生じる。
Ｖｄ^*＝Ｒ×Ｉｄ−ω×Ｌｑ×Ｉｑ
Ｖｑ^*＝Ｒ×Ｉｑ＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ＋ω×φ
（Ｒは電機子抵抗、ωは電気角速度、Ｌｄ、Ｌｑは、ｄ軸、ｑ軸インダクタンス、φは永久磁石の電機子鎖交磁束を示す。）

本明細書では、上述の「従来のＰＩ制御演算」の方式を「干渉フィードバック方式」という。例えば特許文献１に開示されたモータの駆動装置は、干渉フィードバック方式のＰＩ制御演算により算出されたｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*から、それぞれｄ軸電圧指令補正値Ｖｄ０（＝ω×Ｌｑ×Ｉｑ^*）、ｑ軸電圧指令補正値Ｖｑ０（＝−ω×Ｌｄ×Ｉｄ^*−ω×φ）を減算することにより、応答性向上を図っている。
特許文献１に開示された応答性向上を図った制御は、電圧方程式のωを含む項（ｄ軸電圧方程式の第２項、ｑ軸電圧方程式の第２項及び第３項）の演算において、実電流Ｉｄ、Ｉｑの値を指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*で代用して演算しようとするものであり、フィードフォワード制御に近い思想である。このフィードフォワードと上記干渉フィードバック方式を組み合わせた制御が一般的に知られている。

特開２００４−４０８６１号公報

干渉フィードバック方式について考察すると、電気角速度ωが比較的小さく、電圧方程式におけるＲを含む項（第１項）の比率が支配的となる低回転領域では制御性は良好と考えられる。しかし、電気角速度ωが比較的大きい高回転領域では、実電流Ｉｄ、Ｉｑと指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*との乖離によりωを含む項の誤差が大きくなり、制御性能が低下するおそれがある。
また、そもそも従来の干渉フィードバック方式では、ｄ軸、ｑ軸の実電流Ｉｄ、Ｉｑが指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と一致し続けることは電圧方程式から考えて理論上困難である。

そこで、より適切な演算式を用いて電圧指令値を演算することにより、電流フィードバック制御の制御性能を向上させることが望まれる。しかし、より適切な演算式を用いる場合、演算する項の数が増加する可能性がある。
一般に正弦波又は過変調ＰＷＭ制御モードにおいて、電圧指令値は、ＰＷＭキャリア周期（例えば２００μｓ）又は半周期（例えば１００μｓ）という速い周期で演算される。そのため、演算式の項の数が増えた場合、全ての項の演算を一律に同じ周期で処理しようとすると単位時間当たりの演算回数が増え、マイコンの処理負荷が増大する。その結果、従来の制御演算に対し、制御装置の大型化やコストアップを招くおそれがある。逆に、従来と同等のマイコンを使う前提では、演算周期を速くすることができない。
本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、処理負荷の増加を抑制しつつ、電流フィードバック制御の制御性能を向上させる交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明は、電流フィードバック制御によってインバータの駆動を制御することで交流電動機への印加電圧を制御する「交流電動機の制御装置」に係る発明である。
この制御装置は、ｄ軸電流指令値（Ｉｄ^*）及びｑ軸電流指令値（Ｉｑ^*）を演算する電流指令演算部と、交流電動機の相電流検出値をｄｑ変換し、ｄ軸電流検出値（Ｉｄ）及びｑ軸電流検出値（Ｉｑ）を算出するｄｑ変換部と、ｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）及びｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）に基づくＰＩ制御演算によってｄ軸電圧指令値（Ｖｄ^*）及びｑ軸電圧指令値（Ｖｑ^*）を演算する電圧指令演算部と、を有する。

電圧指令演算部は、以下の数式１により、「ｄ軸電圧指令値をｑ軸電流偏差から演算し、ｑ軸電圧指令値をｄ軸電流偏差から演算する方式」として定義される「非干渉フィードバック方式」を適用する。

（但し、Ｋｐｄ／Ｋｐｑ：非干渉フィードバック方式のＰ（比例）制御項のゲイン、
Ｋｉｄ／Ｋｉｑ：非干渉フィードバック方式のＩ（積分）制御項のゲイン、
ΔＩｄ：ｄ軸電流偏差（ΔＩｄ＝Ｉｄ^*−Ｉｄ）、
ΔＩｑ：ｑ軸電流偏差（ΔＩｑ＝Ｉｑ^*−Ｉｑ））

そして、ｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差の各係数値についての演算周期は、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の演算周期よりも長く設定される。すなわち、各係数値については「低速演算」を行い、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値については「高速演算」を行うことを特徴とする。

「非干渉フィードバック方式」の一例では、以下の数式２で示される電圧方程式を用いた以下の数式３に基づいて、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を演算する。

（但し、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ／Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス／ｑ軸インダクタンス、
ω：電気角速度、φ：永久磁石の電機子鎖交磁束）

ここで、数式３は、数式１に対しＲ項を含む。ｄ軸電圧指令値のＲ項にはｄ軸電流偏差が含まれ、ｑ軸電圧指令値のＲ項にはｑ軸電流偏差が含まれるという意味で、数式３は、厳密に数式１の通りではないように思われる。しかし、数式３においてＲが相対的に極めて小さく、０に近いことを前提とすれば、数式３は、現実的な意味で、「非干渉フィードバック方式」の拡張された一例として扱うことができる。
そして、数式３を変形した以下の数式４において、ｄ軸電流偏差及びｑ軸電流偏差の各係数値についての演算周期は、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の演算周期よりも長く設定される。

各係数値の変化について、電気角速度（ω）は時々刻々変化するとはいえ、電圧指令値に要求される演算周期に比べて、その変化はそれほど速くない。まして、抵抗（Ｒ）及びインダクタンス（Ｌ）は温度変化や経時劣化によって変化する可能性はあるものの、その変化は、電圧指令値に要求される演算周期に比べて十分に遅い。
したがって、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の演算周期に対して各係数の演算周期を例えば１０〜２０倍の長さに設定したとしても、要求される演算の精度に影響はない。これにより、干渉フィードバック方式に対しマイコンの処理負荷の増加を可及的に抑制しつつ、非干渉フィードバック方式を用いて制御性能を向上させることができる。よって、特に搭載スペースの制限が厳しいハイブリッド自動車に適用される場合、制御装置の大型化やコストアップを回避することができる。

また、抵抗（Ｒ）を含む項におけるｄ軸、ｑ軸電流偏差に係る複数の係数を「第１係数群」とし、電気角速度（ω）及びインダクタンス（Ｌ）を含む項におけるｄ軸、ｑ軸電流偏差に係る複数の係数を「第２係数群」とすると、第１係数群についての演算周期は、第２係数群についての演算周期よりも長く設定されるようにしてもよい。
抵抗（Ｒ）のみに依存する第１係数群の値は、電気角速度（ω）を含む第２係数群の値に比べてさらに変化が小さいと考えられる。したがって、第１係数群についての演算周期を第２係数群についての演算周期よりも長くすることで、想定される係数値の変化の頻度に対し、演算周期を適切に対応させることができる。

例えば、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の演算周期は、インバータのＰＷＭキャリア周期の半周期に設定され、第１係数群及び第２係数群についての演算周期は、ＰＷＭキャリア周期の半周期の整数倍に設定されることが好ましい。

本発明の実施形態による交流電動機の制御装置が適用されるハイブリッド自動車の駆動システムの概略構成図である。 本発明の実施形態による交流電動機の制御装置の制御ブロック図である。 各制御方式の適用領域を示す回転数−トルク特性図である。 本発明の第１実施形態による交流電動機の制御装置の演算周期を示すタイムチャートである。 ｄｑ座標で干渉フィードバック方式と非干渉フィードバック方式とを比較する説明図であり、Δｉｄ＝０、Δｉｑ＜０の場合を示す。 同上の説明図であり、Δｉｄ＝０、Δｉｑ＞０の場合を示す。 同上の説明図であり、Δｉｄ＜０、Δｉｑ＝０の場合を示す。 同上の説明図であり、Δｉｄ＞０、Δｉｑ＝０の場合を示す。 同上の説明図であり、干渉フィードバック方式において、実電流が指令電流に一致しないことを説明する図である。 本発明の第２実施形態による交流電動機の制御装置の演算周期を示すタイムチャートである。

以下、本発明の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。
（第１実施形態）
本発明の第１実施形態の交流電動機の制御装置について、図１〜図４を参照して説明する。本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車に適用される。
図１に示すハイブリッド自動車は、いわゆるシリーズパラレルハイブリッド自動車であり、車両の駆動力源として、エンジン６及び２つのモータジェネレータを備える。

モータジェネレータ（以下「ＭＧ」と記す。）は、トルクを受けて回生電力を発生する発電機としての機能、及び、力行動作により電力を消費してトルクを発生する電動機としての機能を兼ね備える。本実施形態では、第１ＭＧ３は主に発電機として機能し、第２ＭＧ４は主に電動機として機能する。第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４は、例えば永久磁石式同期型の三相交流電動機である。
本実施形態において第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４の通電を制御するＭＧ制御装置２０が、本発明の「交流電動機の制御装置」に相当する。詳しくは後述するように、ＭＧ制御装置２０は、主に電動機として機能する第２ＭＧ４の制御において、特に、本発明の特徴的な構成を有し、それによる特有の作用効果を奏するものである。

エンジン６、第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４は、動力分割機構１６により接続されている。エンジン６は、例えば４気筒のガソリンエンジンである。エンジン６の動力は、クランク軸１５に連結された動力分割機構１６で二系統に分割され、その一方の動力でデファレンシャルギア機構１９、車軸１３を介して車輪１４を駆動し、もう一方の動力で第１ＭＧ３に発電させる。
エンジン制御装置６０は、図示しないクランク角センサから入力されるクランク角信号等に基づいてクランク軸１５のクランク角やエンジン回転速度等の情報を取得し、エンジン６の運転を制御する。

バッテリ３１は、例えばニッケル水素、リチウムイオン電池等の充放電可能な蓄電装置である。昇圧コンバータ３２は、バッテリ３１の直流電圧を昇圧し、インバータ３３、３４に出力する。インバータ３３、インバータ３４は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子から構成され、直流電力と三相交流電力とを相互に変換する。

第１ＭＧ３が発電した三相交流電力は、インバータ３３で直流電力に変換され、昇圧コンバータ３３を経由してバッテリ３１に回生される。
第２ＭＧ４は、インバータ３４が変換した三相交流電力を用いて、力行動作によりトルクを出力する。第２ＭＧ４による駆動力は、プロペラ軸１７、デファレンシャルギア機構１９、車軸１３を介して車輪１４に伝達される。
回転角センサ５１、５２は、例えばレゾルバであり、それぞれ、第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４のロータ近傍に設けられ、第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４の電気角を検出する。

車両制御回路１０は、ＭＧ制御装置２０及びエンジン制御装置６０と相互に通信可能に設けられている。車両制御回路１０は、アクセル信号、ブレーキ信号、シフト信号、車速信号等が入力され、取得した情報に基づいて車両の運転状態を検出する。そして、運転状態に応じたトルク指令値をＭＧ制御装置２０に出力し、また、エンジン制御装置６０に対して、エンジン６の運転を指令する。

ＭＧ制御装置２０は、車両制御回路１０からのトルク指令値、電流センサ（図２参照）による電流検出値、及び、回転角センサ５１、５２による電気角信号等に基づいて、昇圧コンバータ３２及びインバータ３３、３４のスイッチング動作を制御することで、第１ＭＧ３及び第２ＭＧ４の通電を制御する。
以下の説明では第２ＭＧ４を「モータ４」と言い替え、専ら、ＭＧ制御装置２０が実行するモータ４の制御に関して詳しく説明する。

次に、ＭＧ制御装置２０の構成及び動作について、図２〜図４を参照して説明する。以下の図中、フィードバックを「ＦＢ」と略記する。
ここで、例えば特開２０１０−８８２０５号公報等に開示されるように、ＭＧ制御装置２０は、モータ４の出力に要求される回転数及びトルクに応じて、正弦波ＰＷＭ制御モード、過変調ＰＷＭ制御モード及び矩形波制御モードを切り替え可能である。すなわち、図３に示すように、低回転、低トルク領域の出力が要求されるときは、電流フィードバック制御方式の正弦波ＰＷＭ制御モードが用いられる。高回転、高トルク領域の出力が要求されるときは、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードが用いられる。その中間の領域では、電流フィードバック制御方式の過変調ＰＷＭ制御モードが用いられる。

そのうち電流フィードバック制御方式の正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードにおいて、ＭＧ制御装置２０は、以下に説明する特徴的な制御を実行する。
図２に示す制御ブロックは正弦波ＰＷＭ制御モードに対応する。ＭＧ制御装置２０は、電流指令演算部２１、減算器２２、電圧指令演算部２３、逆ｄｑ変換部２４、ＰＷＭ信号生成部２５、ｄｑ変換部２６、及び、角速度変換部２７を有する。
なお、過変調ＰＷＭ制御モードでは、電圧指令演算部２３と逆ｄｑ変換部２４との間に電圧振幅補正部を設け、三相電圧指令の振幅を正弦波波形から歪ませるように補正する。

電流指令演算部２１は、車両制御回路１０から取得したトルク指令値Ｔｒｑ^*に基づき、マップや数式等を用いてｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*を演算する。
減算器２２は、ｄ軸電流減算器２２１及びｑ軸電流減算器２２２からなる。ｄ軸電流減算器２２１は、ｄｑ変換部２６からフィードバックされるｄ軸電流検出値Ｉｄをｄ軸電流指令値Ｉｄ^*から減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸電流減算器２２２は、ｄｑ変換部２６からフィードバックされるｑ軸電流検出値Ｉｑをｑ軸電流指令値Ｉｑ^*から減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。

電圧指令演算部２３は、ｄ軸、ｑ軸電流検出値Ｉｄ、Ｉｑを、それぞれｄ軸、ｑ軸電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に追従させるべく、ｄ軸、ｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑがゼロに収束するように、ＰＩ制御演算によってｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を算出する。
電圧指令演算部２３は、「非干渉フィードバック方式」を用いてＰＩ制御演算を行う。この「非干渉フィードバック方式」、及び、これと対比する従来の「干渉フィードバック方式」の意味については後述する。
また、後述するように、ＰＩ制御演算は、ｄ軸、ｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに係る各係数値を演算する段階と、ｄ軸、ｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに各係数値を乗算した項を加算してｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を算出する段階とを含む。
本実施形態では、電圧指令演算部２３の中で各係数値を演算する部分を、特に「係数演算部２３５」という。係数演算部２３５には、抵抗Ｒ、インダクタンスＬｄ、Ｌｑの値が入力される。また、角速度変換部２７から電気角速度ωを取得する。

逆ｄｑ変換部２４は、回転角センサ５２から取得した電気角θに基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*を、Ｕ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令値Ｖｗ^*に変換する。
ＰＷＭ信号生成部２５は、三相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*、及び、インバータ３４に印加されるシステム電圧ＶＨに基づいて、インバータ３４のスイッチング素子のオン／オフの切替えに係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを算出する。
ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ３４のスイッチング素子のオン／オフが制御され、所望の三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが生成される。この三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗがモータ４に印加されることにより、トルク指令値Ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、モータ４の駆動が制御される。

ｄｑ変換部２６は、インバータ３４からモータ４へ接続される電力線に設けられた電流センサ３５、３６から相電流検出値が入力される。本実施形態では、Ｖ相、Ｗ相に設けられた電流センサ３５、３６からＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの検出値が入力され、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
ｄｑ変換部２６は、回転角センサ５２から取得した電気角θに基づき、三相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄ軸、ｑ軸電流検出値Ｉｄ、Ｉｑにｄｑ変換し、減算器２２にフィードバックする。
角速度変換部２７は、回転角センサ５２から取得した電気角θを時間微分してモータ４の電気角速度ω［ｄｅｇ／ｓ］を算出する。さらに、電気角速度ωに比例定数を乗じることによりモータ４の回転数Ｎ［ｒｐｍ］を算出してもよい。

次に、「干渉フィードバック方式」及び「非干渉フィードバック方式」の意味を説明する。なお、過去の文献において、「干渉」や「非干渉」の用語は種々の異なる意味で使用されている。本明細書では、過去の文献の用語に拘束されることなく、以下に説明する定義によって、「干渉フィードバック」及び「非干渉フィードバック」の用語を使用する。
実施形態の説明では、数式の見出し番号ではなく、式（１）のように式番号を記述し、「課題を解決するための手段」の数式と重複する式にもあらためて付番する。また、ｄ軸電圧に関する式とｑ軸電圧に関する式とを１セットにして、式（１）等と表す。

まず、モータの電圧方程式は、式（１）で表される。

記号は、以下のとおりである。
Ｒ：電機子抵抗
Ｌｄ／Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス／ｑ軸インダクタンス
ω：電気角速度
φ：永久磁石の電機子鎖交磁束
式（１）の電圧方程式において、ｄ軸電圧Ｖｄにはｑ軸電流Ｉｑの成分が含まれ、ｑ軸電圧Ｖｑにはｄ軸電流Ｉｄの成分が含まれる。つまり、ｄｑ軸間での相互干渉が生じる。

続いて、従来の電流フィードバック制御で一般的に用いられる干渉フィードバック方式の電圧指令演算式は、次式（２）で定義される。

ここで、Ｋ’ｐｄ、Ｋ’ｐｑはＰ（比例）制御項のゲイン、Ｋ’ｉｄ、Ｋ’ｉｑはＩ（積分）制御項のゲインである。添え字ｄはｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*の演算式に用いられるゲイン、添え字ｑはｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*の演算式に用いられるゲインであることを示す。また、「Ｋ’」の「’」は、干渉フィードバック方式でのゲインであることを示す。干渉フィードバック方式では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をｄ軸電流偏差ΔＩｄから演算し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*をｑ軸電流偏差ΔＩｑから演算する。

次に、非干渉フィードバック方式の電圧指令演算式は、式（３）で定義される。

「’」を付けないＫｐｄ、Ｋｐｑは、非干渉フィードバック方式のＰ（比例）制御項のゲインであり、Ｋｉｄ、Ｋｉｑは、非干渉フィードバック方式のＩ（積分）制御項のゲインである。非干渉フィードバック方式では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をｑ軸電流偏差ΔＩｑから演算し、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*をｄ軸電流偏差ΔＩｄから演算する。

非干渉フィードバック方式は、明細書の最後で述べるようにフィードフォワード項と組み合わせてもよい。本実施形態では、簡略化のため言及する対象をフィードバック方式に限定し、非干渉フィードバック方式の一例として電圧方程式を利用する式（４）を示す。

式（４）の非干渉フィードバック方式では、ｄ軸、ｑ軸電圧推定偏差ΔＶｄ、ΔＶｑに、それぞれ比例制御ゲイン及び積分制御ゲインを乗じた項を足し合わせて、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を算出する。

ここで、式（４）の導出について説明する。
式（１）の電圧方程式において、ｄ軸電圧Ｖｄにはｄ軸電流Ｉｄの成分とｑ軸電流Ｉｑの成分とが含まれ、ｑ軸電圧Ｖｑにもｄ軸電流Ｉｄの成分とｑ軸電流Ｉｑの成分とが含まれる。つまり、ｄｑ軸間での相互干渉が生じる。

式（１）のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに、それぞれｄ軸電流偏差ΔＩｄ（＝Ｉｄ^*−Ｉｄ）及びｑ軸電流偏差ΔＩｑ（＝Ｉｑ^*−Ｉｑ）を代入し、ω・φ項を消去すると式（５）が得られる。

このΔＶｄ、ΔＶｑは、「電圧方程式（１）に基づいて推定した、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに対応する電圧の差分量」である。なお、ΔＶｄ、ΔＶｑを「電圧偏差」というと、あたかも実電圧と目標電圧とを直接比較したように誤解されるおそれがあるため、「電圧推定偏差」ということにする。

式（５）を用いて式（４）を展開すると式（６）が得られる。さらに、式（６）を展開すると、式（６’）のように表される。

式（６）（又は式（６’））の右辺において、抵抗Ｒを含む項を「Ｒ項」といい、電気角速度ωとインダクタンスＬとの積（ω・Ｌ）を含む項を「（ω・Ｌ）項」という。
Ｒ項におけるｄ軸、ｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに係る（Ｋｐｄ・Ｒ）、（Ｋｉｄ・Ｒ）、（Ｋｐｑ・Ｒ）、（Ｋｉｑ・Ｒ）の４つの係数を合わせて「第１係数群」と定義する。また、（ω・Ｌ）項におけるｄ軸、ｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに係る（Ｋｐｄ・ω・Ｌｑ）、（Ｋｉｄ・ω・Ｌｑ）、（Ｋｐｑ・ω・Ｌｄ）、（Ｋｉｑ・ω・Ｌｄ）の４つの係数を合わせて「第２係数群」と定義する。第１係数群及び第２係数群は、その一まとまりの部分を、ｄ軸、ｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに係る「ゲイン」と見ることができる。

また、式（６）の右辺全体の値に占めるＲ項の値の比率を「Ｒ項比率」という。抵抗Ｒ及びインダクタンスＬは、温度変化や経時劣化が無いとすれば一定であり、電気角速度ωが大きくなるほど、すなわち、回転数が大きくなるほどＲ項比率は小さくなる。
式（６）において「Ｒ＜＜ω・Ｌ」のとき、「Ｒ＝０」とみなしてＲ項を無視すると、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*は、式（７）により、ω・Ｌ項のみで表される。

以上が「干渉フィードバック方式」及び「非干渉フィードバック方式」の意味である。
図３に示すように、本実施形態では、電流フィードバック制御方式の正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードの領域において、少なくとも正弦波ＰＷＭ制御モードの所定回転数Ａ以上の回転数領域で「非干渉フィードバック方式」を用いてｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。
ただし、式（２）と式（６’）を比較してわかるように、非干渉フィードバック方式は干渉フィードバック方式に比べて演算する項の数が多いため、マイコンの処理負荷が増加する。そこで本実施形態は、非干渉フィードバック方式の制御演算において、第１係数群及び第２係数群についての演算周期を、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の演算周期よりも長く設定することで、処理負荷の増加を可及的に抑制することを特徴とする。

本実施形態による電圧指令値、及び各係数値の演算周期について、図４のタイムチャートを参照して説明する。
図４に例示するように、インバータ３４のＰＷＭキャリアは、周波数５ｋＨｚであり、周期Ｔｃが２００μｓである。ＰＷＭキャリアの山及び谷のタイミング、すなわちＰＷＭキャリア半周期Ｔｃｈである１００μｓ毎に、電流センサ３５、３６によってモータ４の相電流Ｉｖ、Ｉｗが検出（サンプリング）される。相電流検出値はｄｑ変換部２６でｄｑ変換されて減算器２２にフィードバックされ、電圧指令演算部２３は、サンプリング周期と同期した１００μｓの演算周期でｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を「高速演算」する。

一方、電圧指令演算部２３の係数演算部２３５は、式（６’）における第１係数群（Ｋｐｄ・Ｒ、Ｋｉｄ・Ｒ、Ｋｐｑ・Ｒ、Ｋｉｑ・Ｒ）、及び、第２係数群（Ｋｐｄ・ω・Ｌｑ、Ｋｉｄ・ω・Ｌｑ、Ｋｐｑ・ω・Ｌｄ、Ｋｉｑ・ω・Ｌｄ）について、例えば、ＰＷＭキャリア周期Ｔｃの１０倍の２ｍｓの演算周期Ｔｋで「低速演算」する。

式（６’）の演算において全ての値同士の乗算を行うと、ｄ軸、ｑ軸の各電圧指令演算式につき１０回の乗算が必要となる。それに対し本実施形態では、係数演算周期２ｍｓにおいて、電圧指令演算の２０回のうち１回のみ第１係数群及び第２係数群を含めた演算を行い、２０回のうち１９回は第１係数群及び第２係数群の演算を行わない。各係数を定数として扱うことで、ｄ軸、ｑ軸の各電圧指令演算式につき必要な乗算回数は４回、加算回数は３回となる。
一方、干渉フィードバック方式の式（２）においては、ｄ軸、ｑ軸の各電圧指令演算式につき２回の乗算と１回の加算が必要であるから、本実施形態の電圧指令演算では、干渉フィードバック方式に比べ、わずかに２回の乗算と２回の加算が増加するに留まる。

（効果）
本実施形態のＭＧ制御装置２０の効果として、電圧方程式を利用した非干渉フィードバック方式では、フィードバックゲインを適正に設定すれば、理論上、実電流を指令電流に一致させることができるため、干渉フィードバック方式に比べて制御性能が向上する。
これについて、ｄｑ座標上で電流及び電圧を示す図５〜図９を参照して説明する。
この部分の説明では、文脈に応じて、適宜、上記の「電流指令値」を「指令電流」、「電流検出値」を「実電流」と言い替える。また、終点の座標が（Ｉｄ^*、Ｉｑ^*）である指令電流ベクトルを「指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*」と表し、終点の座標が（Ｉｄ、Ｉｑ）である実電流ベクトルを「実電流Ｉｄ、Ｉｑ」と表す。

図５〜図９において、ｄｑ座標における実電流Ｉｄ、Ｉｑを傾斜４５°のハッチングを付した丸で示し、指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を破線の丸で示す。指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*は、例えば、電流ベクトルの絶対値に対して最大トルクが得られる最大効率特性線ＭＥ上に設定されている。図５〜図８は、指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対して実電流Ｉｄ、Ｉｑがｄｑ座標上のどちら側にあるか、すなわち、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑの符号によって場合分けしたものである。

電流フィードバック制御では、基本的に実電流Ｉｄ、Ｉｑを指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に一致させるように電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を制御する。しかし、干渉フィードバック方式と非干渉フィードバック方式とでは、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を動かしたときの実電流Ｉｄ、Ｉｑの変化の仕方が異なる。

現在の電圧指令値、すなわち、電圧指令ベクトルＶ^*の終点の座標Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を傾斜４５°のハッチングを付した丸で示す。そして、干渉フィードバック方式の制御により電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*が動く先を白丸で示し、非干渉フィードバック方式の制御により電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*が動く先を傾斜−４５°のハッチングを付した丸で示す。
また、干渉フィードバック方式による制御の結果、実電流Ｉｄ、Ｉｑが動く先を白三角で示し、非干渉フィードバック方式による制御の結果、実電流Ｉｄ、Ｉｑが動く先を傾斜−４５°のハッチングを付した三角で示す。

図５に示すように、ΔＩｄ＝０、ΔＩｑ＜０の場合、ｑ軸電流Ｉｑをマイナス方向（図の下向き）に動かしたい。このとき、干渉フィードバック方式では、式（２）に基づき、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*をマイナス方向に動かす。一方、非干渉フィードバック方式では、「Ｒ＝０」とみなした式（７）に基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をプラス方向に動かす。式中の注目する箇所に○印を付けて示すと下記のようになる。

次に電圧方程式（１）の第２項に注目すると、干渉フィードバック方式では、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*をマイナス方向に動かしたことにより、Ｖｑ^*がマイナス→ω・Ｌｄ・Ｉｄ項がマイナスとなり、ｄ軸電流Ｉｄがマイナス方向に動く。つまり、ｑ軸電流Ｉｑをマイナス方向に動かしたいという要求とは異なる方向に実電流Ｉｄ、Ｉｑが変化する。
それに対し、非干渉フィードバック方式では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をプラス方向に動かしたことにより、Ｖｄ^*がプラス→ω・Ｌｑ・Ｉｑ項がマイナスとなり、ｑ軸電流Ｉｑがマイナス方向に動く。つまり、ｑ軸電流Ｉｑをマイナス方向に動かしたいという要求どおりに実電流Ｉｄ、Ｉｑを変化させ、実電流Ｉｄ、Ｉｑを指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に一致させることができる。

図６に示すように、ΔＩｄ＝０、ΔＩｑ＞０の場合、ｑ軸電流Ｉｑをプラス方向（図の上向き）に動かしたい。図５の例と同様に考えると、干渉フィードバック方式では、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*をプラス方向に動かすことにより、ｄ軸電流Ｉｄがプラス方向に動く。つまり、要求とは異なる方向に実電流Ｉｄ、Ｉｑが変化する。
一方、非干渉フィードバック方式では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をマイナス方向に動かすことにより、ｑ軸電流Ｉｑがプラス方向に動く。つまり、要求どおりに実電流Ｉｄ、Ｉｑを変化させ、実電流Ｉｄ、Ｉｑを指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に一致させることができる。

図７に示すように、ΔＩｄ＜０、ΔＩｑ＝０の場合、ｄ軸電流Ｉｄをマイナス方向（図の左向き）に動かしたい。このとき、干渉フィードバック方式では、式（２）に基づき、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をマイナス方向に動かす。一方、非干渉フィードバック方式では、「Ｒ＝０」とみなした式（７）に基づき、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*をマイナス方向に動かす。式中の注目する箇所に○印を付けて示すと下記のようになる。

次に電圧方程式（１）の第２項に注目すると、干渉フィードバック方式では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をマイナス方向に動かしたことにより、Ｖｄ^*がマイナス→ω・Ｌｑ・Ｉｑ項がプラスとなり、ｑ軸電流Ｉｑがプラス方向に動く。つまり、ｄ軸電流Ｉｄをマイナス方向に動かしたいという要求とは異なる方向に実電流Ｉｄ、Ｉｑが変化する。
それに対し、非干渉フィードバック方式では、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*をマイナス方向に動かしたことにより、Ｖｑ^*がマイナス→ω・Ｌｄ・Ｉｄ項がマイナスとなり、ｄ軸電流Ｉｄがマイナス方向に動く。つまり、ｄ軸電流Ｉｄをマイナス方向に動かしたいという要求どおりに実電流Ｉｄ、Ｉｑを変化させ、実電流Ｉｄ、Ｉｑを指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に一致させることができる。

図８に示すように、ΔＩｄ＞０、ΔＩｑ＝０の場合、ｄ軸電流Ｉｑをプラス方向（図の右向き）に動かしたい。図７の例と同様に考えると、干渉フィードバック方式では、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*をプラス方向に動かすことにより、ｑ軸電流Ｉｑがマイナス方向に動く。つまり、要求とは異なる方向に実電流Ｉｄ、Ｉｑが変化する。
一方、非干渉フィードバック方式では、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*をプラス方向に動かすことにより、ｄ軸電流Ｉｄがプラス方向に動く。つまり、要求どおりに実電流Ｉｄ、Ｉｑを変化させ、実電流Ｉｄ、Ｉｑを指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に一致させることができる。

要するに、干渉フィードバック方式の制御では、動かしたい方向と９０°ずれた方向に実電流Ｉｄ、Ｉｑが動くこととなる。図９を参照すると、例えば図５に示すΔＩｄ＝０、ΔＩｑ＜０の状態をスタートとして、制御を繰り返す度に、実電流Ｉｄ、Ｉｑは、図５→図８→図６→図７の状態を順に移行しながら、太線矢印で示すように指令電流Ｉｄ^*、Ｉｑ^*の周りを回ることとなる。制御周期が速ければ、実電流Ｉｄ、Ｉｑが描く円軌跡の半径は小さくなり、同期数が少ないと制御性は悪くなる。

それに対し、非干渉フィードバック方式では、フィードバックゲインを適正に設定すれば、理論上、実電流Ｉｄ、Ｉｑを指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に一致させることができる。したがって、本実施形態では、少なくとも正弦波ＰＷＭ制御モードの所定回転数Ａ以上の回転数領域で非干渉フィードバック方式を適用し、制御性能を向上させることができる。

また、本実施形態では、非干渉フィードバック方式の制御演算において、第１係数群及び第２係数群については、例えば演算周期２ｍｓの低速演算を行い、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*については例えば演算周期１００μｓの高速演算を行う。
各係数値の変化について、第２係数群の電気角速度ωは時々刻々変化するとはいえ、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に要求される演算周期に比べて、その変化はそれほど速くない。まして、第１係数群の抵抗Ｒ、及び第２係数群のインダクタンスＬｄ、Ｌｑは温度変化や経時劣化によって変化する可能性はあるものの、その変化は、電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に要求される演算周期に比べて十分に遅い。

したがって、ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の演算周期に対して第１係数群及び第２係数群の演算周期を例えば１０〜２０倍の長さに設定したとしても、要求される演算の精度に影響はない。これにより、干渉フィードバック方式に対しマイコンの処理負荷の増加を可及的に抑制しつつ、非干渉フィードバック方式を用いて制御性能を向上させることができる。よって、特に搭載スペースの制限が厳しいハイブリッド自動車に適用される場合、制御装置の大型化やコストアップを回避することができる。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態の交流電動機の制御装置について、図１０を参照して説明する。第２実施形態は、第１実施形態に対し、式（６’）における第１係数群（Ｋｐｄ・Ｒ、Ｋｉｄ・Ｒ、Ｋｐｑ・Ｒ、Ｋｉｑ・Ｒ）についての演算周期を、第２係数群（Ｋｐｄ・ω・Ｌｑ、Ｋｉｄ・ω・Ｌｑ、Ｋｐｑ・ω・Ｌｄ、Ｋｉｑ・ω・Ｌｄ）についての演算周期よりも長く設定する点が異なる。

例えば図１０に示すように、第１係数群の演算周期Ｔｋ１をＰＷＭキャリア周期Ｔｃの１０倍の２ｍｓとし、第２係数群の演算周期Ｔｋ２をＰＷＭキャリア周期Ｔｃの２．５倍の５００μｓとする。ｄ軸、ｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の演算周期は、第１実施形態と同様に、ＰＷＭキャリア半周期Ｔｃｈとする。

抵抗Ｒのみに依存する第１係数群の値は、電気角速度ωを含む第２係数群の値に比べてさらに変化が小さいと考えられる。したがって、第２実施形態では、第１係数群についての演算周期Ｔｋ１を第２係数群についての演算周期Ｔｋ２よりも長くすることで、想定される係数値の変化の頻度に対し、演算周期を適切に対応させることができる。
また、例えばモータ４の特性や使用環境等によって、抵抗Ｒの変化が比較的大きい場合には、第２実施形態とは逆に、第１係数群についての演算周期を第２係数群についての演算周期よりも短く設定してもよい。

（その他の実施形態）
本発明の交流電動機の制御装置は、上記実施形態の図１で例示した２つのモータジェネレータを備えるハイブリッド自動車に限らず、それ以外のハイブリッド自動車や電気自動車、又は車両以外の各種装置において、電流フィードバック制御を行うどのような交流電動機の制御装置として適用されてもよい。

また、上記実施形態の図３では、正弦波ＰＷＭ制御モードの全領域で非干渉フィードバック方式を適用するように図示している。しかし、電圧方程式のＲ項比率が支配的である低回転領域では、干渉フィードバック方式を適用しても良い制御性能が得られるため、あえて、演算する項の数が多い非干渉フィードバック方式を適用するメリットが少ない。
そこで、モータの回転数が所定の回転数未満の領域では干渉フィードバック方式を適用し、所定の回転数以上の領域では非干渉フィードバック方式を適用するように、回転数に応じて、電圧指令演算部の制御方式を切り替えるようにしてもよい。これにより、干渉フィードバック方式を適用する低回転領域での演算負荷をより低減することができる。

また、非干渉フィードバック方式の定義式である式（３）に対し、特許文献１と同様にフィードフォワード項（Ｖｄｆｆ、Ｖｑｆｆ）と組み合わせた以下の式（８）を用いてもよい。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２０・・・ＭＧ制御装置（交流電動機の制御装置）、
２１・・・電流指令演算部、
２３・・・電圧指令演算部、
２６・・・ｄｑ変換部、
３４・・・第２インバータ（インバータ）、
４ ・・・第２ＭＧ、モータ（交流電動機）。

Claims (5)

1. 電流フィードバック制御によってインバータ（３４）の駆動を制御することで交流電動機（４）への印加電圧を制御する交流電動機の制御装置（２０）であって、
   ｄ軸電流指令値（Ｉｄ^*）及びｑ軸電流指令値（Ｉｑ^*）を演算する電流指令演算部（２１）と、
   前記交流電動機の相電流検出値をｄｑ変換し、ｄ軸電流検出値（Ｉｄ）及びｑ軸電流検出値（Ｉｑ）を算出するｄｑ変換部（２６）と、
   ｄ軸電流指令値（Ｉｄ^*）とｄ軸電流検出値（Ｉｄ）との偏差であるｄ軸電流偏差（ΔＩｄ）、及び、ｑ軸電流指令値（Ｉｑ^*）とｑ軸電流検出値（Ｉｑ）との偏差であるｑ軸電流偏差（ΔＩｑ）に基づくＰＩ制御演算によって、ｄ軸電圧指令値（Ｖｄ^*）及びｑ軸電圧指令値（Ｖｑ^*）を演算する電圧指令演算部（２３）と、
   を有し、
   前記電圧指令演算部は、
   以下の数式１により、前記ｄ軸電圧指令値を前記ｑ軸電流偏差から演算し、前記ｑ軸電圧指令値を前記ｄ軸電流偏差から演算する非干渉フィードバック方式を適用し、
   

   

   （但し、Ｋｐｄ／Ｋｐｑ：非干渉フィードバック方式のＰ（比例）制御項のゲイン、
   Ｋｉｄ／Ｋｉｑ：非干渉フィードバック方式のＩ（積分）制御項のゲイン、
   ΔＩｄ：ｄ軸電流偏差（ΔＩｄ＝Ｉｄ^*−Ｉｄ）、
   ΔＩｑ：ｑ軸電流偏差（ΔＩｑ＝Ｉｑ^*−Ｉｑ））
   前記ｄ軸電流偏差及び前記ｑ軸電流偏差の各係数値についての演算周期は、前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の演算周期よりも長く設定されることを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記非干渉フィードバック方式は、以下の数式２で示される電圧方程式を用いた以下の数式３に基づいて、前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を演算するものであり、
   

   

   

   （但し、Ｒ：電機子抵抗、Ｌｄ／Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス／ｑ軸インダクタンス、
   ω：電気角速度、φ：永久磁石の電機子鎖交磁束）
   数式３を変形した以下の数式４において、
   

   

   前記ｄ軸電流偏差及び前記ｑ軸電流偏差の各係数値についての演算周期は、前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の演算周期よりも長く設定されることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記ｄ軸電流偏差及び前記ｑ軸電流偏差に係る係数のうち、抵抗（Ｒ）を含む項における複数の係数を第１係数群とし、電気角速度（ω）及びインダクタンス（Ｌ）を含む項における複数の係数を第２係数群とすると、
   前記第１係数群についての演算周期は、前記第２係数群についての演算周期と異なる値に設定されることを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記第１係数群についての演算周期は、前記第２係数群についての演算周期よりも長く設定されることを特徴とする請求項３に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の演算周期は、前記インバータのＰＷＭキャリア周期の半周期に設定され、
   前記ｄ軸電流偏差の各係数、及び、前記ｑ軸電流偏差の各係数についての演算周期は、前記ＰＷＭキャリア周期の半周期の整数倍に設定されることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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