JP2001197798A - 交流モータの制御装置 - Google Patents
交流モータの制御装置Info
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Abstract
流モータへ電力を供給するインバータの発熱を低減す
る。 【解決手段】 トルク指令演算部21は必要とされるト
ルク指令*Tを生成する。目標電流演算部22はトルク
指令*Tに基づいて、インバータ13から交流モータ1
1へ供給する各相電流iu,iv,iwを指定するため
のd軸目標電流初期値*idorg及びq軸目標電流初
期値*iqorgを算出する。波形変換部23は、各相
電流iu,iv,iwの波形が電気角での120°幅の
矩形波又は疑似矩形波となるように、d軸目標電流初期
値*idorg及びq軸目標電流初期値*iqorgの
波形を変換して、それぞれd軸目標電流*id及びq軸
目標電流*iqとする。ベクトル制御部24は、d軸目
標電流*id及びq軸目標電流*iqに基づき電流のフ
ィードバック制御を行う。
Description
トル制御する交流モータの制御装置に関し、特に、電力
変換装置から交流モータへ供給される交流電力を制御す
る技術に関する。
公報に開示された交流モータの制御装置のように、界磁
に永久磁石を利用する永久磁石式モータのような交流モ
ータにおいて、交流モータの電機子に流れる電流を測定
して、この測定値を回転子に同期して回転する直交座
標、すなわちdq座標系に変換して、このdq座標上で
電流の指令値と測定値との偏差がゼロとなるようにフィ
ードバック制御を行う交流モータの制御装置が知られて
いる。このような交流モータの制御装置では、dq座標
上での電流の指令値と測定値との各偏差Δid,Δiq
から、例えばPI動作によりdq座標上でのd軸電圧指
令値*Vd及びq軸電圧指令値*Vqが演算され、次
に、これらのd軸電圧指令値*Vd及びq軸電圧指令値
*Vqから、交流モータの各相、例えばU相,V相,W
相の3相に供給される相電圧に対する各電圧指令値*V
u,*Vv,*Vwが演算される。そして、これらの各
電圧指令値*Vu,*Vv,*Vwが、例えばIGBT
等のスイッチング素子からなるインバータにスイッチン
グ指令として入力され、これらのスイッチング指令に応
じてインバータから交流モータを駆動するための交流電
力が出力される。
術の一例に係る交流モータの制御装置においては、イン
バータ等から交流モータへ大きな電流が供給されている
時に、交流モータの回転数が低い状態、或いは停止状態
になる場合、例えば交流モータを走行用モータとして搭
載した電気自動車が坂道で停止する場合のように、交流
モータに通電した状態で回転子の回転数が低くなったり
回転が停止すると、多相の交流モータの、ある相の巻線
のみに電流が流れる状態になる。この場合、インバータ
を構成する、例えば半導体デバイスからなる複数のスイ
ッチング素子のうち、交流モータのある相に対応する一
つのスイッチング素子のみが「オン」状態となり、この
スイッチング素子を介して交流モータへ電流が供給され
る。ここで、例えばインバータから交流モータへ供給さ
れる電流が正弦波電流の場合に、この正弦波のピーク近
傍の位相で回転子が停止していると、ピーク電流或いは
ピーク近傍の高いレベルの電流が、ある一つのスイッチ
ング素子に流れ続けることになり、インバータに電流を
通電する際の発熱が一つのスイッチング素子に集中して
しまうという問題が生じる。
イッチング素子の容量や耐熱限度を増大させたり、イン
バータを冷却する冷却装置の性能を上げると、装置が大
型化してしまったり、装置の製作コストが高くなるとい
う問題が生じる。また、交流モータへ供給する電流のピ
ーク値を抑えれば、一つのスイッチング素子へ流れる最
大電流は低くなり、スイッチング素子の発熱を低減させ
ることができるが、これでは、交流モータへ供給される
電流の実効値が低減して、所定の出力を得ることができ
なくなるという問題が生じる。本発明は上記事情に鑑み
てなされたもので、交流モータの駆動性能を損なうこと
なく、交流モータや交流モータへ電力を供給するインバ
ータの発熱を低減することが可能な交流モータの制御装
置を提供することを目的とする。
目的を達成するために、請求項1に記載の本発明の交流
モータの制御装置は、トルク指令(例えば、後述する実
施の形態においてはトルク指令*T)に基づいた電流指
令値を、回転直交座標系をなすdq座標上でのd軸目標
電流(例えば、後述する実施の形態においてはd軸目標
電流初期値*idorg)及びq軸目標電流(例えば、
後述する実施の形態においてはq軸目標電流初期値*i
qorg)として発生する目標電流発生手段(例えば、
後述する実施の形態においては目標電流演算部22)
と、多相の交流モータ(例えば、後述する実施の形態に
おいては交流モータ11)の各相(例えば、後述する実
施の形態においてはU相,V相,W相)に供給される交
流電流を検出する電流検出器(例えば、後述する実施の
形態においては電流検出器16,17)と、前記電流検
出器により検出された前記交流電流を前記dq座標上の
d軸電流(例えば、後述する実施の形態においてはd軸
電流id)及びq軸電流(例えば、後述する実施の形態
においてはq軸電流iq)に変換する座標変換手段(例
えば、後述する実施の形態においては3相交流−dq座
標変換器31)と、前記目標電流発生手段にて発生され
た前記d軸目標電流及び前記q軸目標電流の波形を、前
記交流モータへ供給される前記交流電流の波形が矩形波
(例えば、後述する実施の形態においては矩形波A)又
は擬似矩形波(例えば、後述する実施の形態においては
疑似矩形波B)になるように変換する波形変換手段(例
えば、後述する実施の形態においては波形変換部23)
と、波形変換後の前記d軸目標電流(例えば、後述する
実施の形態においてはd軸目標電流*id)に前記d軸
電流を追従させ、波形変換後の前記q軸目標電流(例え
ば、後述する実施の形態においてはq軸目標電流*i
q)に前記q軸電流を追従させるように電流フィードバ
ック制御を行うベクトル制御手段(例えば、後述する実
施の形態においてはベクトル制御部24)と、前記ベク
トル制御手段により制御されて前記交流モータを駆動す
る電力変換装置(例えば、後述する実施の形態において
はインバータ13)と、この電力変換装置に直流電力を
供給する電源装置(例えば、後述する実施の形態におい
ては電源14)とを備えたことを特徴としている。
ば、ベクトル制御手段には、電力変換装置から交流モー
タの各相へ供給される相電流が矩形波又は擬似矩形波に
なるように波形変換されたd軸目標電流及びq軸目標電
流が入力されており、この矩形波又は擬似矩形波の最大
振幅が、波形変換以前のd軸目標電流及びq軸目標電流
に基づいて電力変換装置から交流モータの各相へ供給さ
れる相電流、例えば正弦波電流の最大振幅よりも小さく
なるように設定することで、電力変換装置、例えばイン
バータを構成するスイッチング素子に流れる電流のピー
ク値を低減することができ、スイッチング素子1個当た
りの発熱量を低減させることで、電力変換装置の発熱を
抑制することができる。また、この場合、交流モータの
電機子に流れる相電流のピーク値も低減していることか
ら、交流モータの発熱も抑制することができる。
ータの制御装置では、前記波形変換手段は、前記矩形波
又は前記擬似矩形波の実効値電流と、波形変換前の前記
d軸目標電流及び前記q軸目標電流に基づいて前記電力
変換装置から前記交流モータへ供給される前記交流電流
(例えば、後述する実施の形態においては正弦波S)の
実効値電流とが等しくなるように、前記d軸目標電流及
び前記q軸目標電流の波形を変換することを特徴として
いる。
ば、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相
電流の実効値電流は不変のまま、電力変換手段を構成す
るスイッチング素子に流れる電流のピーク値を低減する
ことができるため、交流モータの最大トルク、すなわち
駆動性能を損なうこと無しに、電力変換装置及び交流モ
ータの発熱を抑制することができる。
ータの制御装置では、前記擬似矩形波は、前記矩形波を
フーリエ展開した際に得られる適宜の次数(例えば、後
述する実施の形態においては1次、5次、7次)のフー
リエ級数にて構成されていることを特徴としている。
ば、例えば波形変換後のd軸目標電流及びq軸目標電流
を、波形変換以前のd軸目標電流及びq軸目標電流をフ
ーリエ展開した際に得られる適宜の次数のフーリエ級数
で構成することで、電力変換装置から交流モータの各相
へ供給される疑似矩形波状の相電流を、矩形波をフーリ
エ展開した際に得られる適宜の次数のフーリエ級数にて
構成することができる。このため、特にベクトル制御手
段を変更すること無しに、交流モータの駆動性能は不変
のまま、電力変換装置及び交流モータの発熱を抑制する
ことができる。
装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明
する。図1は本発明の一実施形態に係る交流モータの制
御装置10の構成図であり、図2は図1に示すベクトル
制御部24の構成図であり、図3はインバータ13から
交流モータ11へ供給される矩形波状の各相電流iu,
iv,iwを示すグラフ図であり、図4はインバータ1
3から交流モータ11へ供給される疑似矩形波状の各相
電流iu,iv,iwを示すグラフ図である。本実施の
形態による交流モータの制御装置10は、例えば電気自
動車に搭載される交流モータ11を駆動制御するもので
あって、この交流モータ11は、例えば界磁として永久
磁石を利用する永久磁石式の交流同期モータとされてい
る。図1に示すように、この交流モータの制御装置10
は、ECU12と、インバータ13と、電源14とを備
えて構成されている。
タをなすものであって、IGBT等のスイッチング素子
(図示略)から構成されている。そして、インバータ1
3は、例えばバッテリや燃料電池等からなる電源14か
ら供給される直流電力を、3相交流電力に変換して交流
モータ11に供給する。ECU12はインバータ13の
電力変換動作を制御しており、スイッチング指令として
U相交流電圧指令値*Vu及びV相交流電圧指令値*V
v及びW相交流電圧指令値*Vwをインバータ13に出
力して、これらの各電圧指令値*Vu,*Vv,*Vw
に応じたU相電流iu及びV相電流iv及びW相電流i
wを、インバータ13から交流モータ11の各相へと出
力させる。このため、ECU12には、例えば運転者に
よるアクセルペダルの踏み込み操作等に関するアクセル
操作量Acの信号と、交流モータ11に備えられた磁極
位置−角速度検出器15から出力される磁極位置θre
(電気角)及び交流モータ11の回転数Nの信号と、イ
ンバータ13と交流モータ11の間で例えばU相及びW
相に供給される交流電流を検出する電流検出器16,1
7から出力されるU相電流iu及びW相電流iwの信号
と、電源14に備えられた電圧検出器18から出力され
る電源電圧Vdcの信号とが入力されている。
21と、目標電流演算部22と、波形変換部23と、ベ
クトル制御部24とを備えて構成されている。トルク指
令演算部21は、アクセル操作量Ac及び回転数Nに基
づいて必要とされるトルク値を演算して、このトルク値
を交流モータ11に発生させるためのトルク指令*Tを
生成して目標電流演算部22へ出力する。
び回転数Nに基づいて、インバータ13から交流モータ
11へ供給する各相電流iu,iv,iwを指定するた
めの電流指令を演算しており、この電流指令は、回転す
る直交座標上でのd軸目標電流初期値*idorg及び
q軸目標電流初期値*iqorgとして、波形変換部2
3へ出力されている。波形変換部23は、d軸目標電流
初期値*idorg及びq軸目標電流初期値*iqor
gの波形を、後述する所定の波形に変換して、それぞれ
d軸目標電流*id及びq軸目標電流*iqとして、ベ
クトル制御部24へ出力している。なお、回転直交座標
をなすdq座標は、例えば界磁の磁束方向をd軸とし、
このd軸と直交する方向をq軸としており、交流モータ
11の回転子(図示略)と共に同期して電気角速度ωr
eで回転している。これにより、交流モータ11の各相
に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的
な信号であるd軸目標電流*id及びq軸目標電流*i
qを与えるようになっている。
のフィードバック制御を行うものであり、d軸目標電流
*id及びq軸目標電流*iqに基づいて、インバータ
13へ出力する各電圧指令値*Vu,*Vv,*Vwを
算出すると共に、実際にインバータ13から交流モータ
11に供給される各相電流iu,iv,iwをdq座標
上に変換して得たd軸電流id及びq軸電流iqと、d
軸目標電流*id及びq軸目標電流*iqとの各偏差が
ゼロとなるように制御を行う。すなわち、図2に示すよ
うに、インバータ13から交流モータ11の各相へと供
給されるU相電流iu及びV相電流iv及びW相電流i
wのうち、例えばU相電流iu及びW相電流iwは、そ
れぞれ電流検出器16,17により検出されて3相交流
−dq座標変換器31に入力されている。
る座標上におけるU相電流iu及びW相電流iwを、下
記数式(1)に基づいて、交流モータ11の回転位相に
よる回転座標、すなわちdq座標上でのd軸電流id及
びq軸電流iqに変換する。なお、数式(1)での磁極
位置θre(電気角)は、磁極位置−角速度検出器15
から出力されており、例えばU相電機子巻線を基準とし
てV相周りにとった界磁の角度である。また、iv=−
iu−iwとされている。
れたd軸電流id及びq軸電流iqは、それぞれ減算器
32,33に入力されている。減算器32はd軸目標電
流*idとd軸電流idとの偏差Δidを算出し、減算
器33はq軸目標電流*iqとq軸電流iqとの偏差Δ
iqを算出する。この場合、d軸目標電流*id及びq
軸目標電流*iqと、d軸電流id及びq軸電流iqと
は直流的な信号であるため、例えば位相遅れや振幅誤差
等は直流分として検出される。
id及び偏差Δiqは、それぞれ電流制御部34,35
に入力されている。そして、電流制御部34は、例えば
PI動作により偏差Δidを制御増幅してd軸電圧指令
値*Vdを算出し、電流制御部35は、例えばPI動作
により偏差Δiqを制御増幅してq軸電圧指令値*Vq
を算出する。
流*id及びq軸目標電流*iqと、磁極位置−角速度
検出器15から出力される交流モータ11の電気角速度
ωreとが入力されており、さらに、d軸インダクタン
スLd及びq軸インダクタンスLqの値が保持されてい
る。そして、非干渉制御器36は、d軸とq軸との間で
干渉し合う速度起電力成分を相殺してd軸及びq軸を独
立して制御するために、d軸及びq軸に対する各干渉成
分を相殺するd軸補償項Vdk及びq軸補償項Vqkを
算出する。
項Vdkと、電流制御部34から出力されたd軸電圧指
令値*Vdとは加算器37に入力されており、非干渉制
御器36から出力されたq軸補償項Vqkと、電流制御
部35から出力されたq軸電圧指令値*Vqとは加算器
38に入力されている。そして、加算器37はd軸補償
項Vdkとd軸電圧指令値*Vdとを加算して得た値
を、新たなd軸電圧指令値*Vdとする。同様に、加算
器38はq軸補償項Vqkとq軸電圧指令値*Vqとを
加算して得た値を、新たなq軸電圧指令値*Vqとす
る。
*Vd及び加算器38から出力されたq軸電圧指令値*
Vqはdq−3相交流座標変換器40に入力されてい
る。dq−3相交流座標変換器40は、dq座標上での
d軸電圧指令値*Vd及びq軸電圧指令値*Vqを、下
記数式(2)に基づいて、静止座標である3相交流座標
上でのU相交流電圧指令値*Vu及びW相交流電圧指令
値*Vwに変換する。なお、数式(2)において、変換
係数C=(2/3)1/2は、変換の前後で取り扱う電力
が変わらないようにするための係数である。
れたU相交流電圧指令値*Vu及びW相交流電圧指令値
*Vwは、演算器41に入力されている。演算器41
は、*Vv=−(*Vu)−(*Vw)により、V相交
流電圧指令値*Vvを算出する。そして、dq−3相交
流座標変換器40から出力されたU相交流電圧指令値*
Vu及びW相交流電圧指令値*Vwと、演算器41から
出力されたV相交流電圧指令値*Vvとは、インバータ
13のスイッチング素子をオン/オフさせるためのスイ
ッチング指令としてインバータ13に供給されている。
10は上記構成を備えており、次に、この交流モータの
制御装置10の動作、特に、波形変換部23の動作につ
いて添付図面を参照しながら説明する。波形変換部23
は、インバータ13から交流モータ11の各相へ供給さ
れる各相電流iu,iv,iwの波形が、電気角での1
20°幅の矩形波A(図3に示す太実線A)或いは疑似
矩形波B(図4に示す太実線B)となるように、d軸目
標電流初期値*idorg及びq軸目標電流初期値*i
qorgの波形を変換する。ただし、この矩形波Aは、
d軸目標電流初期値*idorg及びq軸目標電流初期
値*iqorgを波形変換せずにベクトル制御部24へ
入力した際に得られる、例えば正弦波S(図3及び図4
に示す点線S)と同一の実効値電流を有するように設定
されている。すなわち、正弦波Sの最大振幅ISに対し
て、矩形波Aの最大振幅IAは、IA=3(1/2)/2×IS
となり、波高値が約13%程度低くされている。
有限次数のフーリエ級数にて構成したものであり、具体
的には、波形変換部23にてd軸目標電流初期値*id
org及びq軸目標電流初期値*iqorgを、例えば
下記数式(3)によって、それぞれd軸目標電流*id
及びq軸目標電流*iqに変換すると、インバータ13
から交流モータ11の各相へ供給される各相電流iu,
iv,iwの波形は、矩形波Aを1次、5次、7次まで
のフーリエ級数でフーリエ展開してなる疑似矩形波Bと
なる。この場合、さらに、フーリエ級数の高次項が加え
られることで、疑似矩形波Bは矩形波Aへと収束する。
なお、数式(3)にて、ψ=θ−atan(*idor
g/*iqorg)であり、θはフーリエ級数に対する
変数である。
モータの制御装置10によれば、例えば交流モータ11
の回転が停止している場合に、交流モータ11のある相
の巻線のみに各相電流iu,iv,iwの何れかが通電
されたり、或いは、交流モータ11が極めて低い回転数
にて回転している場合に、インバータ13を構成する複
数のスイッチング素子のうち、ある一つのスイッチング
素子のみが「オン」状態となっても、このスイッチング
素子の発熱量を低減させることができる。すなわち、イ
ンバータ13から交流モータ11の各相へ供給される各
相電流iu,iv,iwの波形は矩形波A又は疑似矩形
波Bとされており、例えば矩形波Aは、同一の実効値電
流を有する正弦波Sの最大振幅ISよりも、約13%程
度低い最大振幅IAを有しており、交流モータ11が発
生可能な最大トルク、すなわち交流モータ11の駆動性
能を損なうこと無しに、インバータ13のスイッチング
素子1個当たりの発熱を低減することができる。これに
より、インバータ13の容量や耐熱性能及び冷却性能等
を増大させる必要が無くなり、装置の大型化を防ぎ、装
置の製作費用の削減に資することができる。
13から交流モータ11の各相へ供給される各相電流i
u,iv,iwの波形を、電気角での120°幅の矩形
波A(図3に示す太実線A)或いは疑似矩形波B(図4
に示す太実線B)としたが、これに限定されず、その他
の幅の矩形波或いは疑似矩形波であっても良い。要する
に、同一の実効値電流を有する正弦波よりも低い最大振
幅を有する矩形波或いは疑似矩形波であれば良い。
ータ11を永久磁石式の交流同期モータとしたが、これ
に限定されず、例えば誘導モータ等の、その他の交流モ
ータであっても良い。
本発明の交流モータの制御装置によれば、電力変換装置
から交流モータの各相へ供給される相電流を矩形波又は
擬似矩形波として、相電流の最大振幅を低くすることで
電力変換装置及び交流モータの発熱を抑制することがで
きる。さらに、請求項2に記載の交流モータの制御装置
によれば、電力変換装置から交流モータの各相へ供給さ
れる相電流を、例えば同一実効値の正弦波電流から矩形
波又は擬似矩形波状の交流電流とすることで、交流モー
タの最大トルク、つまり駆動性能を損なうことなく、電
力変換装置及び交流モータの発熱を抑制することができ
る。また、請求項3に記載の交流モータの制御装置によ
れば、ベクトル制御手段を変更すること無しに、交流モ
ータの駆動性能は不変のまま、電力変換装置及び交流モ
ータの発熱を抑制することができる。
装置の構成図である。
波状の各相電流iu,iv,iwを示すグラフ図であ
る。
矩形波状の各相電流iu,iv,iwを示すグラフ図で
ある。
Claims (3)
- 【請求項1】 トルク指令に基づいた電流指令値を、回
転直交座標系をなすdq座標上でのd軸目標電流及びq
軸目標電流として発生する目標電流発生手段と、 多相の交流モータの各相に供給される交流電流を検出す
る電流検出器と、 前記電流検出器により検出された前記交流電流を前記d
q座標上のd軸電流及びq軸電流に変換する座標変換手
段と、 前記目標電流発生手段にて発生された前記d軸目標電流
及び前記q軸目標電流の波形を、前記交流モータへ供給
される前記交流電流の波形が矩形波又は擬似矩形波にな
るように変換する波形変換手段と、 波形変換後の前記d軸目標電流に前記d軸電流を追従さ
せ、波形変換後の前記q軸目標電流に前記q軸電流を追
従させるように電流フィードバック制御を行うベクトル
制御手段と、 前記ベクトル制御手段により制御されて前記交流モータ
を駆動する電力変換装置と、この電力変換装置に直流電
力を供給する電源装置とを備えたことを特徴とする交流
モータの制御装置。 - 【請求項2】 前記波形変換手段は、前記矩形波又は前
記擬似矩形波の実効値電流と、波形変換前の前記d軸目
標電流及び前記q軸目標電流に基づいて前記電力変換装
置から前記交流モータへ供給される前記交流電流の実効
値電流とが等しくなるように、前記d軸目標電流及び前
記q軸目標電流の波形を変換することを特徴とする請求
項1に記載の交流モータの制御装置。 - 【請求項3】 前記擬似矩形波は、前記矩形波をフーリ
エ展開した際に得られる適宜の次数のフーリエ級数にて
構成されていることを特徴とする請求項1又は請求項2
の何れかに記載の交流モータの制御装置。
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JP2017118756A (ja) * | 2015-12-25 | 2017-06-29 | トヨタ自動車株式会社 | モータ制御装置 |
WO2023100658A1 (ja) * | 2021-12-02 | 2023-06-08 | 株式会社デンソー | モータ制御装置 |
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JP3951075B2 (ja) * | 1998-02-13 | 2007-08-01 | 株式会社安川電機 | 電動機の制御方法及び装置 |
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