JP2001197798A - 交流モータの制御装置 - Google Patents

交流モータの制御装置

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 駆動性能を損なうことなく、交流モータや交
流モータへ電力を供給するインバータの発熱を低減す
る。 【解決手段】 トルク指令演算部２１は必要とされるト
ルク指令＊Ｔを生成する。目標電流演算部２２はトルク
指令＊Ｔに基づいて、インバータ１３から交流モータ１
１へ供給する各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指定するため
のｄ軸目標電流初期値＊ｉｄｏｒｇ及びｑ軸目標電流初
期値＊ｉｑｏｒｇを算出する。波形変換部２３は、各相
電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形が電気角での１２０°幅の
矩形波又は疑似矩形波となるように、ｄ軸目標電流初期
値＊ｉｄｏｒｇ及びｑ軸目標電流初期値＊ｉｑｏｒｇの
波形を変換して、それぞれｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸
目標電流＊ｉｑとする。ベクトル制御部２４は、ｄ軸目
標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑに基づき電流のフ
ィードバック制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流モータをベク
トル制御する交流モータの制御装置に関し、特に、電力
変換装置から交流モータへ供給される交流電力を制御す
る技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、例えば特開平９−３０８３００号
公報に開示された交流モータの制御装置のように、界磁
に永久磁石を利用する永久磁石式モータのような交流モ
ータにおいて、交流モータの電機子に流れる電流を測定
して、この測定値を回転子に同期して回転する直交座
標、すなわちｄｑ座標系に変換して、このｄｑ座標上で
電流の指令値と測定値との偏差がゼロとなるようにフィ
ードバック制御を行う交流モータの制御装置が知られて
いる。このような交流モータの制御装置では、ｄｑ座標
上での電流の指令値と測定値との各偏差Δｉｄ，Δｉｑ
から、例えばＰＩ動作によりｄｑ座標上でのｄ軸電圧指
令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑが演算され、次
に、これらのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値
＊Ｖｑから、交流モータの各相、例えばＵ相，Ｖ相，Ｗ
相の３相に供給される相電圧に対する各電圧指令値＊Ｖ
ｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗが演算される。そして、これらの各
電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗが、例えばＩＧＢＴ
等のスイッチング素子からなるインバータにスイッチン
グ指令として入力され、これらのスイッチング指令に応
じてインバータから交流モータを駆動するための交流電
力が出力される。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来技
術の一例に係る交流モータの制御装置においては、イン
バータ等から交流モータへ大きな電流が供給されている
時に、交流モータの回転数が低い状態、或いは停止状態
になる場合、例えば交流モータを走行用モータとして搭
載した電気自動車が坂道で停止する場合のように、交流
モータに通電した状態で回転子の回転数が低くなったり
回転が停止すると、多相の交流モータの、ある相の巻線
のみに電流が流れる状態になる。この場合、インバータ
を構成する、例えば半導体デバイスからなる複数のスイ
ッチング素子のうち、交流モータのある相に対応する一
つのスイッチング素子のみが「オン」状態となり、この
スイッチング素子を介して交流モータへ電流が供給され
る。ここで、例えばインバータから交流モータへ供給さ
れる電流が正弦波電流の場合に、この正弦波のピーク近
傍の位相で回転子が停止していると、ピーク電流或いは
ピーク近傍の高いレベルの電流が、ある一つのスイッチ
ング素子に流れ続けることになり、インバータに電流を
通電する際の発熱が一つのスイッチング素子に集中して
しまうという問題が生じる。
【０００４】この場合、例えばインバータを構成するス
イッチング素子の容量や耐熱限度を増大させたり、イン
バータを冷却する冷却装置の性能を上げると、装置が大
型化してしまったり、装置の製作コストが高くなるとい
う問題が生じる。また、交流モータへ供給する電流のピ
ーク値を抑えれば、一つのスイッチング素子へ流れる最
大電流は低くなり、スイッチング素子の発熱を低減させ
ることができるが、これでは、交流モータへ供給される
電流の実効値が低減して、所定の出力を得ることができ
なくなるという問題が生じる。本発明は上記事情に鑑み
てなされたもので、交流モータの駆動性能を損なうこと
なく、交流モータや交流モータへ電力を供給するインバ
ータの発熱を低減することが可能な交流モータの制御装
置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決して係る
目的を達成するために、請求項１に記載の本発明の交流
モータの制御装置は、トルク指令（例えば、後述する実
施の形態においてはトルク指令＊Ｔ）に基づいた電流指
令値を、回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸目標
電流（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸目標
電流初期値＊ｉｄｏｒｇ）及びｑ軸目標電流（例えば、
後述する実施の形態においてはｑ軸目標電流初期値＊ｉ
ｑｏｒｇ）として発生する目標電流発生手段（例えば、
後述する実施の形態においては目標電流演算部２２）
と、多相の交流モータ（例えば、後述する実施の形態に
おいては交流モータ１１）の各相（例えば、後述する実
施の形態においてはＵ相，Ｖ相，Ｗ相）に供給される交
流電流を検出する電流検出器（例えば、後述する実施の
形態においては電流検出器１６，１７）と、前記電流検
出器により検出された前記交流電流を前記ｄｑ座標上の
ｄ軸電流（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸
電流ｉｄ）及びｑ軸電流（例えば、後述する実施の形態
においてはｑ軸電流ｉｑ）に変換する座標変換手段（例
えば、後述する実施の形態においては３相交流−ｄｑ座
標変換器３１）と、前記目標電流発生手段にて発生され
た前記ｄ軸目標電流及び前記ｑ軸目標電流の波形を、前
記交流モータへ供給される前記交流電流の波形が矩形波
（例えば、後述する実施の形態においては矩形波Ａ）又
は擬似矩形波（例えば、後述する実施の形態においては
疑似矩形波Ｂ）になるように変換する波形変換手段（例
えば、後述する実施の形態においては波形変換部２３）
と、波形変換後の前記ｄ軸目標電流（例えば、後述する
実施の形態においてはｄ軸目標電流＊ｉｄ）に前記ｄ軸
電流を追従させ、波形変換後の前記ｑ軸目標電流（例え
ば、後述する実施の形態においてはｑ軸目標電流＊ｉ
ｑ）に前記ｑ軸電流を追従させるように電流フィードバ
ック制御を行うベクトル制御手段（例えば、後述する実
施の形態においてはベクトル制御部２４）と、前記ベク
トル制御手段により制御されて前記交流モータを駆動す
る電力変換装置（例えば、後述する実施の形態において
はインバータ１３）と、この電力変換装置に直流電力を
供給する電源装置（例えば、後述する実施の形態におい
ては電源１４）とを備えたことを特徴としている。
【０００６】上記構成の交流モータの制御装置によれ
ば、ベクトル制御手段には、電力変換装置から交流モー
タの各相へ供給される相電流が矩形波又は擬似矩形波に
なるように波形変換されたｄ軸目標電流及びｑ軸目標電
流が入力されており、この矩形波又は擬似矩形波の最大
振幅が、波形変換以前のｄ軸目標電流及びｑ軸目標電流
に基づいて電力変換装置から交流モータの各相へ供給さ
れる相電流、例えば正弦波電流の最大振幅よりも小さく
なるように設定することで、電力変換装置、例えばイン
バータを構成するスイッチング素子に流れる電流のピー
ク値を低減することができ、スイッチング素子１個当た
りの発熱量を低減させることで、電力変換装置の発熱を
抑制することができる。また、この場合、交流モータの
電機子に流れる相電流のピーク値も低減していることか
ら、交流モータの発熱も抑制することができる。
【０００７】さらに、請求項２に記載の本発明の交流モ
ータの制御装置では、前記波形変換手段は、前記矩形波
又は前記擬似矩形波の実効値電流と、波形変換前の前記
ｄ軸目標電流及び前記ｑ軸目標電流に基づいて前記電力
変換装置から前記交流モータへ供給される前記交流電流
（例えば、後述する実施の形態においては正弦波Ｓ）の
実効値電流とが等しくなるように、前記ｄ軸目標電流及
び前記ｑ軸目標電流の波形を変換することを特徴として
いる。
【０００８】上記構成の交流モータの制御装置によれ
ば、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相
電流の実効値電流は不変のまま、電力変換手段を構成す
るスイッチング素子に流れる電流のピーク値を低減する
ことができるため、交流モータの最大トルク、すなわち
駆動性能を損なうこと無しに、電力変換装置及び交流モ
ータの発熱を抑制することができる。
【０００９】さらに、請求項３に記載の本発明の交流モ
ータの制御装置では、前記擬似矩形波は、前記矩形波を
フーリエ展開した際に得られる適宜の次数（例えば、後
述する実施の形態においては１次、５次、７次）のフー
リエ級数にて構成されていることを特徴としている。
【００１０】上記構成の交流モータの制御装置によれ
ば、例えば波形変換後のｄ軸目標電流及びｑ軸目標電流
を、波形変換以前のｄ軸目標電流及びｑ軸目標電流をフ
ーリエ展開した際に得られる適宜の次数のフーリエ級数
で構成することで、電力変換装置から交流モータの各相
へ供給される疑似矩形波状の相電流を、矩形波をフーリ
エ展開した際に得られる適宜の次数のフーリエ級数にて
構成することができる。このため、特にベクトル制御手
段を変更すること無しに、交流モータの駆動性能は不変
のまま、電力変換装置及び交流モータの発熱を抑制する
ことができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の交流モータの制御
装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明
する。図１は本発明の一実施形態に係る交流モータの制
御装置１０の構成図であり、図２は図１に示すベクトル
制御部２４の構成図であり、図３はインバータ１３から
交流モータ１１へ供給される矩形波状の各相電流ｉｕ，
ｉｖ，ｉｗを示すグラフ図であり、図４はインバータ１
３から交流モータ１１へ供給される疑似矩形波状の各相
電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示すグラフ図である。本実施の
形態による交流モータの制御装置１０は、例えば電気自
動車に搭載される交流モータ１１を駆動制御するもので
あって、この交流モータ１１は、例えば界磁として永久
磁石を利用する永久磁石式の交流同期モータとされてい
る。図１に示すように、この交流モータの制御装置１０
は、ＥＣＵ１２と、インバータ１３と、電源１４とを備
えて構成されている。
【００１２】インバータ１３は、例えばＰＷＭインバー
タをなすものであって、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子
（図示略）から構成されている。そして、インバータ１
３は、例えばバッテリや燃料電池等からなる電源１４か
ら供給される直流電力を、３相交流電力に変換して交流
モータ１１に供給する。ＥＣＵ１２はインバータ１３の
電力変換動作を制御しており、スイッチング指令として
Ｕ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値＊Ｖ
ｖ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗをインバータ１３に出
力して、これらの各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗ
に応じたＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉ
ｗを、インバータ１３から交流モータ１１の各相へと出
力させる。このため、ＥＣＵ１２には、例えば運転者に
よるアクセルペダルの踏み込み操作等に関するアクセル
操作量Ａｃの信号と、交流モータ１１に備えられた磁極
位置−角速度検出器１５から出力される磁極位置θｒｅ
（電気角）及び交流モータ１１の回転数Ｎの信号と、イ
ンバータ１３と交流モータ１１の間で例えばＵ相及びＷ
相に供給される交流電流を検出する電流検出器１６，１
７から出力されるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗの信号
と、電源１４に備えられた電圧検出器１８から出力され
る電源電圧Ｖｄｃの信号とが入力されている。
【００１３】さらに、ＥＣＵ１２は、トルク指令演算部
２１と、目標電流演算部２２と、波形変換部２３と、ベ
クトル制御部２４とを備えて構成されている。トルク指
令演算部２１は、アクセル操作量Ａｃ及び回転数Ｎに基
づいて必要とされるトルク値を演算して、このトルク値
を交流モータ１１に発生させるためのトルク指令＊Ｔを
生成して目標電流演算部２２へ出力する。
【００１４】目標電流演算部２２は、トルク指令＊Ｔ及
び回転数Ｎに基づいて、インバータ１３から交流モータ
１１へ供給する各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指定するた
めの電流指令を演算しており、この電流指令は、回転す
る直交座標上でのｄ軸目標電流初期値＊ｉｄｏｒｇ及び
ｑ軸目標電流初期値＊ｉｑｏｒｇとして、波形変換部２
３へ出力されている。波形変換部２３は、ｄ軸目標電流
初期値＊ｉｄｏｒｇ及びｑ軸目標電流初期値＊ｉｑｏｒ
ｇの波形を、後述する所定の波形に変換して、それぞれ
ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑとして、ベ
クトル制御部２４へ出力している。なお、回転直交座標
をなすｄｑ座標は、例えば界磁の磁束方向をｄ軸とし、
このｄ軸と直交する方向をｑ軸としており、交流モータ
１１の回転子（図示略）と共に同期して電気角速度ωｒ
ｅで回転している。これにより、交流モータ１１の各相
に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的
な信号であるｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉ
ｑを与えるようになっている。
【００１５】ベクトル制御部２４は、ｄｑ座標上で電流
のフィードバック制御を行うものであり、ｄ軸目標電流
＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑに基づいて、インバータ
１３へ出力する各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを
算出すると共に、実際にインバータ１３から交流モータ
１１に供給される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ座標
上に変換して得たｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと、ｄ
軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑとの各偏差が
ゼロとなるように制御を行う。すなわち、図２に示すよ
うに、インバータ１３から交流モータ１１の各相へと供
給されるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉ
ｗのうち、例えばＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗは、そ
れぞれ電流検出器１６，１７により検出されて３相交流
−ｄｑ座標変換器３１に入力されている。
【００１６】３相交流−ｄｑ座標変換器３１は、静止す
る座標上におけるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗを、下
記数式（１）に基づいて、交流モータ１１の回転位相に
よる回転座標、すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流ｉｄ及
びｑ軸電流ｉｑに変換する。なお、数式（１）での磁極
位置θｒｅ（電気角）は、磁極位置−角速度検出器１５
から出力されており、例えばＵ相電機子巻線を基準とし
てＶ相周りにとった界磁の角度である。また、ｉｖ＝−
ｉｕ−ｉｗとされている。
【００１７】
【数１】
【００１８】３相交流−ｄｑ座標変換器３１から出力さ
れたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは、それぞれ減算器
３２，３３に入力されている。減算器３２はｄ軸目標電
流＊ｉｄとｄ軸電流ｉｄとの偏差Δｉｄを算出し、減算
器３３はｑ軸目標電流＊ｉｑとｑ軸電流ｉｑとの偏差Δ
ｉｑを算出する。この場合、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ
軸目標電流＊ｉｑと、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと
は直流的な信号であるため、例えば位相遅れや振幅誤差
等は直流分として検出される。
【００１９】各減算器３２，３３から出力された偏差Δ
ｉｄ及び偏差Δｉｑは、それぞれ電流制御部３４，３５
に入力されている。そして、電流制御部３４は、例えば
ＰＩ動作により偏差Δｉｄを制御増幅してｄ軸電圧指令
値＊Ｖｄを算出し、電流制御部３５は、例えばＰＩ動作
により偏差Δｉｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値＊Ｖｑ
を算出する。
【００２０】また、非干渉制御器３６には、ｄ軸目標電
流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑと、磁極位置−角速度
検出器１５から出力される交流モータ１１の電気角速度
ωｒｅとが入力されており、さらに、ｄ軸インダクタン
スＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑの値が保持されてい
る。そして、非干渉制御器３６は、ｄ軸とｑ軸との間で
干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独
立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成
分を相殺するｄ軸補償項Ｖｄｋ及びｑ軸補償項Ｖｑｋを
算出する。
【００２１】非干渉制御器３６から出力されたｄ軸補償
項Ｖｄｋと、電流制御部３４から出力されたｄ軸電圧指
令値＊Ｖｄとは加算器３７に入力されており、非干渉制
御器３６から出力されたｑ軸補償項Ｖｑｋと、電流制御
部３５から出力されたｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとは加算器
３８に入力されている。そして、加算器３７はｄ軸補償
項Ｖｄｋとｄ軸電圧指令値＊Ｖｄとを加算して得た値
を、新たなｄ軸電圧指令値＊Ｖｄとする。同様に、加算
器３８はｑ軸補償項Ｖｑｋとｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとを
加算して得た値を、新たなｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとす
る。
【００２２】加算器３７から出力されたｄ軸電圧指令値
＊Ｖｄ及び加算器３８から出力されたｑ軸電圧指令値＊
Ｖｑはｄｑ−３相交流座標変換器４０に入力されてい
る。ｄｑ−３相交流座標変換器４０は、ｄｑ座標上での
ｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを、下
記数式（２）に基づいて、静止座標である３相交流座標
上でのＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令
値＊Ｖｗに変換する。なお、数式（２）において、変換
係数Ｃ＝（２／３）1/2は、変換の前後で取り扱う電力
が変わらないようにするための係数である。
【００２３】
【数２】
【００２４】ｄｑ−３相交流座標変換器４０から出力さ
れたＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値
＊Ｖｗは、演算器４１に入力されている。演算器４１
は、＊Ｖｖ＝−（＊Ｖｕ）−（＊Ｖｗ）により、Ｖ相交
流電圧指令値＊Ｖｖを算出する。そして、ｄｑ−３相交
流座標変換器４０から出力されたＵ相交流電圧指令値＊
Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗと、演算器４１から
出力されたＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖとは、インバータ
１３のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイ
ッチング指令としてインバータ１３に供給されている。
【００２５】本実施の形態による交流モータの制御装置
１０は上記構成を備えており、次に、この交流モータの
制御装置１０の動作、特に、波形変換部２３の動作につ
いて添付図面を参照しながら説明する。波形変換部２３
は、インバータ１３から交流モータ１１の各相へ供給さ
れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形が、電気角での１
２０°幅の矩形波Ａ（図３に示す太実線Ａ）或いは疑似
矩形波Ｂ（図４に示す太実線Ｂ）となるように、ｄ軸目
標電流初期値＊ｉｄｏｒｇ及びｑ軸目標電流初期値＊ｉ
ｑｏｒｇの波形を変換する。ただし、この矩形波Ａは、
ｄ軸目標電流初期値＊ｉｄｏｒｇ及びｑ軸目標電流初期
値＊ｉｑｏｒｇを波形変換せずにベクトル制御部２４へ
入力した際に得られる、例えば正弦波Ｓ（図３及び図４
に示す点線Ｓ）と同一の実効値電流を有するように設定
されている。すなわち、正弦波Ｓの最大振幅ＩSに対し
て、矩形波Ａの最大振幅ＩAは、ＩA＝３(1/2)／２×ＩS
となり、波高値が約１３％程度低くされている。
【００２６】また、疑似矩形波Ｂは、例えば矩形波Ａを
有限次数のフーリエ級数にて構成したものであり、具体
的には、波形変換部２３にてｄ軸目標電流初期値＊ｉｄ
ｏｒｇ及びｑ軸目標電流初期値＊ｉｑｏｒｇを、例えば
下記数式（３）によって、それぞれｄ軸目標電流＊ｉｄ
及びｑ軸目標電流＊ｉｑに変換すると、インバータ１３
から交流モータ１１の各相へ供給される各相電流ｉｕ，
ｉｖ，ｉｗの波形は、矩形波Ａを１次、５次、７次まで
のフーリエ級数でフーリエ展開してなる疑似矩形波Ｂと
なる。この場合、さらに、フーリエ級数の高次項が加え
られることで、疑似矩形波Ｂは矩形波Ａへと収束する。
なお、数式（３）にて、ψ＝θ−ａｔａｎ（＊ｉｄｏｒ
ｇ／＊ｉｑｏｒｇ）であり、θはフーリエ級数に対する
変数である。
【００２７】
【数３】
【００２８】上述したように、本実施の形態による交流
モータの制御装置１０によれば、例えば交流モータ１１
の回転が停止している場合に、交流モータ１１のある相
の巻線のみに各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの何れかが通電
されたり、或いは、交流モータ１１が極めて低い回転数
にて回転している場合に、インバータ１３を構成する複
数のスイッチング素子のうち、ある一つのスイッチング
素子のみが「オン」状態となっても、このスイッチング
素子の発熱量を低減させることができる。すなわち、イ
ンバータ１３から交流モータ１１の各相へ供給される各
相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形は矩形波Ａ又は疑似矩形
波Ｂとされており、例えば矩形波Ａは、同一の実効値電
流を有する正弦波Ｓの最大振幅ＩSよりも、約１３％程
度低い最大振幅ＩAを有しており、交流モータ１１が発
生可能な最大トルク、すなわち交流モータ１１の駆動性
能を損なうこと無しに、インバータ１３のスイッチング
素子１個当たりの発熱を低減することができる。これに
より、インバータ１３の容量や耐熱性能及び冷却性能等
を増大させる必要が無くなり、装置の大型化を防ぎ、装
置の製作費用の削減に資することができる。
【００２９】なお、本実施の形態において、インバータ
１３から交流モータ１１の各相へ供給される各相電流ｉ
ｕ，ｉｖ，ｉｗの波形を、電気角での１２０°幅の矩形
波Ａ（図３に示す太実線Ａ）或いは疑似矩形波Ｂ（図４
に示す太実線Ｂ）としたが、これに限定されず、その他
の幅の矩形波或いは疑似矩形波であっても良い。要する
に、同一の実効値電流を有する正弦波よりも低い最大振
幅を有する矩形波或いは疑似矩形波であれば良い。
【００３０】さらに、本実施の形態においては、交流モ
ータ１１を永久磁石式の交流同期モータとしたが、これ
に限定されず、例えば誘導モータ等の、その他の交流モ
ータであっても良い。
【００３１】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１に記載の
本発明の交流モータの制御装置によれば、電力変換装置
から交流モータの各相へ供給される相電流を矩形波又は
擬似矩形波として、相電流の最大振幅を低くすることで
電力変換装置及び交流モータの発熱を抑制することがで
きる。さらに、請求項２に記載の交流モータの制御装置
によれば、電力変換装置から交流モータの各相へ供給さ
れる相電流を、例えば同一実効値の正弦波電流から矩形
波又は擬似矩形波状の交流電流とすることで、交流モー
タの最大トルク、つまり駆動性能を損なうことなく、電
力変換装置及び交流モータの発熱を抑制することができ
る。また、請求項３に記載の交流モータの制御装置によ
れば、ベクトル制御手段を変更すること無しに、交流モ
ータの駆動性能は不変のまま、電力変換装置及び交流モ
ータの発熱を抑制することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施形態に係る交流モータの制御
装置の構成図である。
【図２】 図１に示すベクトル制御部の構成図である。
【図３】 インバータから交流モータへ供給される矩形
波状の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示すグラフ図であ
る。
【図４】 インバータから交流モータへ供給される疑似
矩形波状の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示すグラフ図で
ある。
【符号の説明】
１０ 交流モータの制御装置 １１ 交流モータ １３ インバータ（電力変換装置） １４ 電源（電源装置） １６，１７ 電流検出器 ２２ 目標電流演算部（目標電流発生手段） ２３ 波形変換部（波形変換手段） ２４ ベクトル制御部（ベクトル制御手段） ３１ ３相交流−ｄｑ座標変換器（座標変換手段）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 陣在 秀之 埼玉県和光市中央１丁目４番１号 株式会 社本田技術研究所内 (72)発明者 瀧澤 一晃 埼玉県和光市中央１丁目４番１号 株式会 社本田技術研究所内 (72)発明者 篠木 弘明 埼玉県和光市中央１丁目４番１号 株式会 社本田技術研究所内 (72)発明者 伊藤 智之 埼玉県和光市中央１丁目４番１号 株式会 社本田技術研究所内 Ｆターム(参考） 5H576 AA15 BB10 CC02 CC04 DD07 EE01 EE11 GG04 HA04 HB01 JJ24 KK01 LL07 LL22 LL24 LL41

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 トルク指令に基づいた電流指令値を、回
    転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸目標電流及びｑ
    軸目標電流として発生する目標電流発生手段と、 多相の交流モータの各相に供給される交流電流を検出す
    る電流検出器と、 前記電流検出器により検出された前記交流電流を前記ｄ
    ｑ座標上のｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する座標変換手
    段と、 前記目標電流発生手段にて発生された前記ｄ軸目標電流
    及び前記ｑ軸目標電流の波形を、前記交流モータへ供給
    される前記交流電流の波形が矩形波又は擬似矩形波にな
    るように変換する波形変換手段と、 波形変換後の前記ｄ軸目標電流に前記ｄ軸電流を追従さ
    せ、波形変換後の前記ｑ軸目標電流に前記ｑ軸電流を追
    従させるように電流フィードバック制御を行うベクトル
    制御手段と、 前記ベクトル制御手段により制御されて前記交流モータ
    を駆動する電力変換装置と、この電力変換装置に直流電
    力を供給する電源装置とを備えたことを特徴とする交流
    モータの制御装置。
  2. 【請求項２】 前記波形変換手段は、前記矩形波又は前
    記擬似矩形波の実効値電流と、波形変換前の前記ｄ軸目
    標電流及び前記ｑ軸目標電流に基づいて前記電力変換装
    置から前記交流モータへ供給される前記交流電流の実効
    値電流とが等しくなるように、前記ｄ軸目標電流及び前
    記ｑ軸目標電流の波形を変換することを特徴とする請求
    項１に記載の交流モータの制御装置。
  3. 【請求項３】 前記擬似矩形波は、前記矩形波をフーリ
    エ展開した際に得られる適宜の次数のフーリエ級数にて
    構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２
    の何れかに記載の交流モータの制御装置。
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