JPH11215881A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 回転位置信号発生器からの回転位置信号に基
づき回転角度を補間して推定し、正弦波状の電流をステ
ータ巻線に流すモータ制御装置において、回転位置信号
発生器におけるホール素子のオフセット電圧のばらつき
などにより回転位置信号がばらついても、推定回転角度
がふらつかず、リップルのない安定したトルクを出力す
るモータ制御装置を実現する。 【解決手段】 本発明のモータ制御装置は、時間間隔測
定手段がロータの回転位置を示す回転位置信号に基づき
前記回転位置信号の時間間隔を測定し、補正係数記憶手
段が前記回転位置信号のばらつきを示す補正係数を記憶
し、推定回転角度作成手段が前記時間間隔と前記補正係
数とに基づき回転角度を補完し回転角度の推定値である
推定回転角度を作成し、そして指令作成手段が前記推定
回転角度に基づき前記電流指令または前記電圧指令を作
成してモータを駆動する駆動手段に出力するよう構成さ
れている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、低分解能の回転位
置信号からモータにおけるロータの回転角度を推定し、
実質的な正弦波形状等の波形で変化する電流や電圧をス
テータ巻線に供給するモータ制御装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】整流子、ブラシ等の整流機構が設けられ
ていないブラシレスモータを駆動制御するためには、回
転しているロータの位置を常に正確に検出する必要があ
った。従来のモータ制御装置としては、低分解能の回転
位置信号から１２０度通電型矩形波駆動方式と呼ばれる
ものがある。このモータ制御装置は、ステータ巻線への
電力供給が矩形波状の電圧によりなされている。そのた
め、ステータ巻線に流れる電流が大きく歪み、それ故発
生トルクの変動が大きく、ブラシレスモータが振動し騒
音の原因となっていた。

【０００３】上記問題を解決するものとして、ブラシレ
スモータにおけるロータの回転角度を推定し、略正弦波
形状の波形で変化する電圧を当該ブラシレスモータのス
テータ巻線に供給して当該ブラシレスモータを駆動制御
するモータ制御装置があった。このような従来のモータ
制御装置としては、日本の特開平１−１２６１９１号公
報と日本の特開平４−３０４１９１号公報とに開示され
たものが知られている。

【０００４】以下、特開平４−３０４１９１号公報に開
示されたブラシレスモータ駆動装置について説明する。
まず、そのブラシレスモータ駆動装置の構成について説
明する。図３２は従来のブラシレスモータ駆動装置の構
成を示すブロック図である。図３２において、ブラシレ
スモータ９には、ステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗが巻回
されたステータ（図示せず）と、このステータ（図示せ
ず）に近接して配置され、回転自在に支持されたロータ
５とが設けられている。また、ブラシレスモータ９に
は、ロータ５の回転位置を検知するための回転位置検出
手段が設けられている。この回転位置検出手段は、ロー
タ５と回転中心が同一でロータ５と同一の磁極数に外周
面が着磁された回転位置検出円盤４と、この回転位置検
出円盤４の外周面に近接してそれぞれ機械角で６０°
（磁極数が４であるため、電気角で１２０°）づつ離れ
て配置された３つの回転位置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、３
Ｗが設けられている。回転位置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、
３Ｗは、ホールＩＣで構成され、回転位置信号ＣＳＵ、
ＣＳＶ、ＣＳＷをそれぞれ出力する。

【０００５】図３２に示すモータ制御装置は、回転位置
信号発生器３Ｕ、３Ｖ、３Ｗからの回転位置信号ＣＳ
Ｕ、ＣＳＶ、ＣＳＷが入力され回転位置信号割り込み信
号ＩｎｔＣｓｓを出力するエッジ検出手段１０３０と、
回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力され第１
のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ１を出力する逓倍手段
１０４０と、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓと
第１のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ１とが入力され推
定回転角度下位アドレス信号θｌｏｗを出力するカウン
タ１０７１とを有している。

【０００６】また、従来のモータ制御装置は、メモリ１
０２０と駆動手段１０１０とを具備している。メモリ１
０２０は、回転位置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、３Ｗからの
回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷとカウンタ１０７
１からの推定回転角度下位アドレスθｌｏｗとが入力さ
れ、ステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を駆動手
段１０１０へ出力する。駆動手段１０１０は、ステータ
巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗが接続されている。なお、ステー
タ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊における記号＊は指
令を示す。

【０００７】次に、上記のように構成された従来のモー
タ制御装置の動作について説明する。エッジ検出手段１
０３０は、方形波状の回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、Ｃ
ＳＷのそれぞれの立ち上がりと立ち下がりのタイミング
で回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓを発生する。
逓倍手段１０４０は、後述の方法で回転位置割り込み信
号ＩｎｔＣｓｓを逓倍し、第１のタイマ割り込み信号Ｉ
ｎｔＴｍ１をカウンタ１０７１へ出力する。

【０００８】カウンタ１０７１は、第１のタイマ割り込
み信号ＩｎｔＴｍ１が入力されるたびにカウント値をア
ップし、そのカウント値を推定回転角度下位アドレス信
号θｌｏｗとして出力する。また、カウンタ１０７１
は、回転位置割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力されたと
きカウント値を０にリセットする。メモリ１０２０は、
回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷと推定回転角度下
位アドレス信号θｌｏｗとに基づき、ステータ電圧指令
ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を作成する。駆動手段１０１０
は、ステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊に基づき
ステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに電力を供給する。

【０００９】次に、従来のモータ制御装置の逓倍手段１
０４０の構成と動作について説明する。図３３は、逓倍
手段１０４０の構成を示すブロック図である。図３３に
おいて、逓倍手段１０４０は、クロック発生器１０４
１、分周器１０４２、第１のタイマ１０４６、第２のタ
イマ１０４３、ラッチ１０４４、及び比較器１０４５を
具備している。クロック発生器１０４１は、周波数ｆｃ
ｋ１を持つ第１のクロック信号ｃｋ１を発生し、この第
１のクロック信号ｃｋ１を分周器１０４２及び第１のタ
イマ１０４６へ出力する。分周器１０４２は、第１のク
ロック信号ｃｋ１と回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣ
ｓｓとが入力され第２のクロック信号ｃｋ２を出力す
る。

【００１０】第２のタイマ１０４３は、第２のクロック
信号ｃｋ２と回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓと
が入力され、第２のタイマ値信号Ｔｍ２を出力する。ラ
ッチ１０４４は、第２のタイマ値信号Ｔｍ２と回転位置
信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力され、時間間隔Ｃ
ｓｓＣｎｔを出力する。第１のタイマ１０４６は、第１
のクロック信号ｃｋ１と回転位置信号割り込み信号Ｉｎ
ｔＣｓｓと第１のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ１とが
入力され、第１のタイマ値信号Ｔｍ１を比較器１０４５
へ出力する。比較器１０４５は、時間間隔ＣｓｓＣｎｔ
と第１のタイマ値信号Ｔｍ１とが入力され、第１のタイ
マ割り込み信号ＩｎｔＴｍ１を出力する。

【００１１】上記のように構成された従来のモータ制御
装置の逓倍手段１０４０の動作について説明する。クロ
ック発生器１０４１からの周波数ｆｃｋ１を持つ第１の
クロック信号ｃｋ１が入力された分周器１０４２は、第
１のクロック信号ｃｋ１を分周し、第１のクロック信号
ｃｋ１の周波数より低い周波数ｆｃｋ２である第２のク
ロック信号ｃｋ２を作成する。ここで、ｆｃｋ１／ｆｃ
ｋ２を分周数と名付ける。分周器１０４２は、タイマに
より構成され、第１のクロック信号ｃｋ１が入力される
とタイマ値をカウントアップし、タイマ値が分周数（ｆ
ｃｋ１／ｆｃｋ２）に達すると第２のクロック信号ｃｋ
２を出力し、タイマ値を０にリセットする。また、回転
位置割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが分周器１０４２に入力
されると、タイマ値は０にリセットされる。

【００１２】第２のタイマ１０４３は、第２のクロック
信号ｃｋ２が入力されるごとに第２のタイマ値信号Ｔｍ
２をカウントアップし、回転位置信号割り込み信号Ｉｎ
ｔＣｓｓが入力されるごとに第２のタイマ値信号Ｔｍ２
を０にリセットする。ラッチ１０４４は、回転位置信号
割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力されたときの第２のタ
イマ値信号Ｔｍ２を時間間隔ＣｓｓＣｎｔとして保存す
る。

【００１３】第１のタイマ１０４６は、第１のクロック
信号ｃｋ１が入力されるごとに第１のタイマ値信号Ｔｍ
１をカウントアップし、回転位置信号割り込み信号Ｉｎ
ｔＣｓｓ、または、第１のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴ
ｍ１が入力されるごとに第１のタイマ値信号Ｔｍ１を０
にリセットする。比較器１０４５は、時間間隔ＣｓｓＣ
ｎｔと第１のタイマ値信号Ｔｍ１とを比較し、等しいと
き第１のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ１を出力する。
第１のタイマ１０４６と比較器１０４５の動作により、
第１のタイマ値信号Ｔｍ１が時間間隔ＣｓｓＣｎｔにな
るごとに第１のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ１が出力
され、第１のタイマ値信号Ｔｍ１が０にリセットされ
る。

【００１４】このように、逓倍手段１０４０は、［ｆｃ
ｋ１／ｆｃｋ２］倍だけ回転位置信号割り込み信号Ｉｎ
ｔＣｓｓを逓倍化した第１のタイマ割り込み信号Ｉｎｔ
Ｔｍ１を作成する。

【００１５】上記のような構成により、従来のモータ制
御装置は、分解能が６０°である回転位置信号ＣＳＵ、
ＣＳＶ、ＣＳＷの各エッジである回転位置信号割り込み
信号ＩｎｔＣｓｓを逓倍化して、分解能を上げた第１の
タイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ１を作成した。そして、
このモータ制御装置は、略正弦波状のステータ電圧指令
ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を作成し、ステータ巻線１Ｕ、
１Ｖ、１Ｗに正弦波状電圧を印加し、ステータ巻線１
Ｕ、１Ｖ、１Ｗに略正弦波状のステータ電流ｉｕ、ｉ
ｖ、ｉｗを流す。このように構成することにより、出力
トルクの変動が小さく、モータの振動や騒音の小さいモ
ータ制御装置を実現していた。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】上記のように構成され
た従来のモータ制御装置において、回転位置信号発生器
３Ｕ、３Ｖ、３Ｗにおいてホール素子のオフセット電圧
のばらつきや取り付け誤差、回転位置検出円盤４の着磁
のばらつきなどにより、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、
ＣＳＷにばらつきが生じることがあった。このようなば
らつきがあると、従来のモータ制御装置において、時間
間隔ＣｓｓＣｎｔがばらつき、推定回転角度θがふらつ
き、トルクリップルが発生するという問題があった。

【００１７】本発明は、上記のような問題を解決するも
のであり、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷがばら
ついている場合においても、推定回転角度θのふらつき
をなくし、トルクリップルなくブラシレスモータを高精
度に駆動制御することができるモータ制御装置を提供す
ることを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明に係るモータ制御装置は、ロータの回転位
置を示す回転位置信号に基づき前記回転位置信号の時間
間隔を測定する時間間隔測定手段と、前記回転位置信号
のばらつきを示す補正係数を記憶する補正係数記憶手段
と、前記時間間隔と前記補正係数とに基づき回転角度を
補間し回転角度の推定値である推定回転角度を作成する
推定回転角度作成手段と、前記推定回転角度に基づきス
テータ巻線に流す電流指令または前記ステータ巻線に印
加する電圧指令を作成する指令作成手段と、前記電流指
令または前記電圧指令に基づき前記ステータ巻線に電力
を印加する駆動手段とを具備している。この構成によ
り、本発明によれば、回転位置信号のばらつきを補正す
ることができるとともに、出力トルクの変動が小さく、
モータの振動や騒音の小さいモータ制御装置を実現する
ことができる。

【００１９】また、他の観点の発明によるモータ制御装
置は、ロータの回転位置を示す回転位置信号に基づき前
記回転位置信号の時間間隔を測定する時間間隔測定手段
と、前記回転位置信号に基づきロータが１回転する時間
である回転時間間隔を測定する回転時間間隔測定手段
と、回転角度の推定方式を切り替えるしきい値である推
定方式切替回転数を設定する推定方式切替回転数設定手
段と、前記推定方式切替回転数より前記ロータの回転数
が低いときは前記時間間隔に基づき回転角度を補間し回
転角度の推定値である推定回転角度を作成し、前記推定
方式切替回転数より前記ロータの回転数が高いときは前
記回転時間間隔に基づき回転角度を補間し前記推定回転
角度を作成する推定回転角度作成手段と、前記推定回転
角度に基づきステータ巻線に流す電流指令または前記ス
テータ巻線に印加する電圧指令を作成する指令作成手段
と、前記電流指令または前記電圧指令に基づき前記ステ
ータ巻線に電力を供給する駆動手段とを具備している。
この構成により、本発明によれば、回転数が高いときの
演算回数を減らすことができ、高回転でも確実な駆動を
するモータ制御装置を実現することができる。

【００２０】また、他の観点の発明によるモータ制御装
置は、ロータの回転位置を示す回転位置信号に基づき前
記回転位置信号の時間間隔を測定する時間間隔測定手段
と、前記時間間隔に基づき回転角度の推定値である推定
回転角度をどれだけ進めればよいかを示す進み量を作成
する進み量作成手段と、前記進み量に基づき制御周期ご
とに前記推定回転角度を作成する推定回転角度作成手段
と、前記推定回転角度に基づき前記制御周期ごとにステ
ータ巻線に流す電流または前記ステータ巻線に印加する
電圧を制御する制御手段とを具備している。この構成に
より、本発明によれば、推定回転角度の分解能を高める
ことができ、トルクリップルの小さいモータ制御装置を
実現することができる。

【００２１】また、他の観点の発明によるモータ制御装
置は、ロータの回転位置を示す回転位置信号に基づき前
記ロータが１回転する時間である回転時間間隔を測定す
る回転時間間隔測定手段と、回転角度の推定値である推
定回転角度の進み量を前記回転時間間隔に基づき作成す
る進み量作成手段と、前記進み量に基づき制御周期ごと
に前記推定回転角度を作成する推定回転角度作成手段
と、前記推定回転角度に基づき前記制御周期ごとにステ
ータ巻線に流す電流または前記ステータ巻線に印加する
電圧を制御する制御手段とを具備している。この構成に
より、本発明によれば、推定回転角度の分解能を高める
ことができ、トルクリップルの小さいモータ制御装置を
実現することができる。

【００２２】また、他の観点の発明によるモータ制御装
置は、ロータの回転位置を示す回転位置信号に基づき前
記回転位置信号の時間間隔を測定する時間間隔測定手段
と、回転角度の推定値である推定回転角度と実際の回転
角度のずれを演算するずれ演算手段と、前記時間間隔に
ローパスフィルタを作用させたものと前記ずれとに基づ
き前記推定回転角度を作成する推定回転角度作成手段
と、前記推定回転角度に基づきステータ巻線に流す電流
または前記ステータ巻線に印加する電圧を制御する制御
手段とを具備している。この構成により、本発明によれ
ば、推定回転角度を連続的に変化させることができ、ト
ルクリップルの小さいモータ制御装置を実現することが
できる。

【００２３】また、他の観点の発明によるモータ制御装
置は、ロータの回転位置を示す回転位置信号に基づき前
記ロータが１回転する時間である回転時間間隔を測定す
る回転時間間隔測定手段と、回転角度の推定値である推
定回転角度と実際の回転角度のずれを演算するずれ演算
手段と、前記回転時間間隔にローパスフィルタを作用さ
せたものと前記ずれに基づき前記推定回転角度を作成す
る推定回転角度作成手段と、前記推定回転角度に基づき
ステータ巻線に流す電流または前記ステータ巻線に印加
する電圧を制御する制御手段とを具備している。この構
成により、本発明によれば、推定回転角度を連続的に変
化させることができ、トルクリップルの小さいモータ制
御装置を実現することができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、本発明のモータ制御装置の
一実施の形態である具体的な実施例について添付の図面
を参照して説明する。

【００２５】《実施例１》以下、本発明の実施例１であ
るモータ制御装置について説明する。実施例１のモータ
制御装置は、分解能が電気角で６０°の回転位置信号を
逓倍して分解能を上げ、回転角度を推定し、ステータ巻
線に略正弦波状の電流を流すモータ制御装置である。な
お、実施例１におけるモータ制御装置は、３相４極のブ
ラシレスモータを制御するよう構成されている。

【００２６】［実施例１の全体の構成］まず、本発明の
実施例１のモータ制御装置の全体の構成について説明す
る。図１は実施例１におけるモータ制御装置の構成を示
すブロック図である。図１において、ブラシレスモータ
９には、ステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗが巻回されたス
テータ（図示せず）と、このステータ（図示せず）に磁
気的結合関係を保ち、近接して配置され、回転自在に支
持されたロータ５とが設けられている。また、ブラシレ
スモータ９には、ロータ５の回転位置を検知するための
回転位置検出手段が設けられている。この回転位置検出
手段は、ロータ５と回転中心が同一でロータ５と同一の
磁極数に外周面が着磁された回転位置検出円盤４と、こ
の回転位置検出円盤４の外周面に近接してそれぞれ機械
角で６０°（磁極数が４であるため、電気角で１２０
°）づつ離れて配置された３つの回転位置信号発生器３
Ｕ、３Ｖ、３Ｗを具備している。回転位置信号発生器３
Ｕ、３Ｖ、３Ｗは、ホールＩＣで構成され、回転位置信
号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷをそれぞれ出力する。

【００２７】実施例１のモータ制御装置は、トルク指令
Ｔ＊を出力するトルク指令設定手段２７、駆動方式切替
回転数ωｄｒｖを出力する駆動方式切替回転数設定手段
２８、及び推定方式切替回転数ωｅｓｔを出力する推定
方式切替回転数設定手段２９の３つの設定手段を具備し
ている。また、実施例１のモータ制御装置は、トルク／
電流変換手段２５、電流指令作成手段２０、駆動手段１
０、推定回転角度制御手段８、及びステータ巻線１Ｕ、
１Ｖ、１Ｗに流れる電流を検知してステータ電流値信号
ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを駆動手段１０へ出力する電流センサ
２Ｕ、２Ｖ、２Ｗを有している。

【００２８】推定回転角度制御手段８は、回転位置信号
ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷと駆動方式切替回転数ωｄｒｖ
と推定方式切替回転数ωｅｓｔが入力され、駆動方式切
替信号ＦＤｒｖと推定回転角度θとを出力する。トルク
／電流変換手段２５は、トルク指令Ｔ＊が入力されｑ軸
電流指令Ｉｑ＊を出力する。ここで、ｑ軸の方向とは、
ロータの永久磁石が発生する磁束の向きと直交する向き
の磁束を発生させる電流の方向をいう。電流指令作成手
段２０は、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷとｑ軸
電流指令Ｉｑ＊と駆動方式切替信号ＦＤｒｖと推定回転
角度θとが入力され、ステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ
＊、ｉｗ＊を駆動手段１０へ出力する。駆動手段１０
は、ステータ電流値信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとステータ電
流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊とが入力され、ステータ
巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに適切な電力を供給する。

【００２９】図２は実施例１のモータ制御装置における
駆動手段１０の回路構成図である。図２に示すように、
駆動手段１０は、駆動素子制御手段１１、電源１２、こ
の電源１２に並列に接続された電解コンデンサである平
滑コンデンサ１３、上側ＩＧＢＴ（ＩＧＢＴは 絶縁ゲ
ートバイポーラトランジスタ（Insulated Gate Bipolar
Transistor）の略称）１４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗ、上側
ダイオード１５Ｕ、１５Ｖ、１５Ｗ、下側ＩＧＢＴ１６
Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗ、及び下側ダイオード１７Ｕ、１７
Ｖ、１７Ｗを具備している。

【００３０】駆動素子制御手段１１は、ステータ電流値
信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗとステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ
＊、ｉｗ＊とが入力され、後述の方法で上側ＩＧＢＴ１
４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗ、及び下側ＩＧＢＴ１６Ｕ、１６
Ｖ、１６Ｗの通電・非通電を制御する。

【００３１】上側ＩＧＢＴ１４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗの各
コレクタは電源１２の正端子にそれぞれ接続されてお
り、下側ＩＧＢＴ１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗの各コレクタ
は上側ＩＧＢＴ１４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗのエミッタとス
テータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗとにそれぞれ接続されてい
る。また、下側ＩＧＢＴ１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗのエミ
ッタは電源１２の負端子に接続されている。上側ダイオ
ード１５Ｕ、１５Ｖ、１５Ｗは、それぞれ上側ＩＧＢＴ
１４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗに逆並列接続されている。ま
た、下側ダイオード１７Ｕ、１７Ｖ、１７Ｗは、それぞ
れ下側ＩＧＢＴ１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗに逆並列接続さ
れている。

【００３２】図３は実施例１のモータ制御装置における
推定回転角度制御手段８の構成を示すブロック図であ
る。図３において、推定回転角度制御手段８の時間間隔
測定手段３０は、第２のタイマ３１を有し、回転位置信
号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷが入力され、回転位置信号割
り込み信号ＩｎｔＣｓｓと時間間隔ＣｓｓＣｎｔとをタ
イマ比較値作成手段４０へ出力する。

【００３３】時間間隔記憶手段６１は、タイマ比較値作
成手段４０から与えられる時間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓ
を記憶する。第３のタイマ５０は、ある設定された時間
ごとに第３のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ３を補正係
数作成手段５１へ出力する。補正係数作成手段５１は、
第３のタイマ５０の第３のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴ
ｍ３で起動され、時間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓが入力さ
れ、補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角度記憶値Ｓｔ
ｒθＣｓｓとを出力する。補正係数記憶手段６２は、補
正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒを記憶し、絶対角度記憶手段
６３は、絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓを記憶する。

【００３４】タイマ比較値作成手段４０は、回転位置信
号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓにより起動され、駆動方式
切替回転数ωｄｒｖと推定方式切替回転数ωｅｓｔと時
間間隔ＣｓｓＣｎｔと補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶
対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓとが入力される。そして、
タイマ比較値作成手段４０は、駆動方式切替信号ＦＤｒ
ｖと時間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓと第１のスタート割り
込み信号ＳｔａＴｍ１と第１のストップ割り込み信号Ｓ
ｔｐ１Ｔｍ１とタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１と回転角度更
新リセット割り込み信号Ｒｅｓθと絶対回転角度θ０と
を出力する。

【００３５】第１のタイマ７０は、第１のスタート割り
込み信号ＳｔａＴｍ１でタイマ値のカウントアップを始
め、第１のストップ割り込み信号Ｓｔｐ１Ｔｍ１または
第２のストップ割り込み信号Ｓｔｐ２Ｔｍ１で動作を停
止する。また、第１のタイマ７０はタイマ比較値Ｃｍｐ
Ｔｍ１が入力され、第１のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴ
ｍ１を出力する。回転角度更新手段７１は、第１のタイ
マ割り込み信号ＩｎｔＴｍ１または回転角度更新リセッ
ト割り込み信号Ｒｅｓθにより起動され、絶対回転角度
θ０が入力され、第２のストップ割り込み信号Ｓｔｐ２
Ｔｍ１と推定回転角度θとを出力する。実施例１におい
て、タイマ比較値作成手段４０と第１のタイマ７０と回
転角度更新手段７１とにより推定回転角度作成手段が構
成されている。

【００３６】［実施例１の動作の概要］次に、実施例１
のモータ制御装置における動作の概要について説明す
る。図４はモータ制御装置の逓倍方式と推定回転角度の
ずれ補正方式を概念的に説明する波形図である。図４の
（ａ）は、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷの各エ
ッジを示す回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓであ
る。図４の（ｂ）は、第２のタイマ３１のタイマ値Ｔｍ
２を示しており、図４の（ｃ）は、第１のタイマ７０の
タイマ値Ｔｍ１を示している。図４の（ｄ）は、回転位
置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷに基づく１２０度通電型
矩形波駆動時のステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ
＊の１つの波形を示し、図４の（ｅ）は、推定回転角度
θに基づく正弦波駆動時のステータ電流指令ｉｕ＊、ｉ
ｖ＊、ｉｗ＊の１つの波形を示す。

【００３７】はじめに、モータ制御装置の逓倍方法につ
いて説明する。図４の（ａ）に示す回転位置信号割り込
み信号ＩｎｔＣｓｓは、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、
ＣＳＷ（図７の（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示す）の各立
ち上がりエッジと立ち下がりエッジを合わせたものであ
り、電気角で６０°の分解能を持つ。そのため、従来の
モータ制御装置において、ブラシレスモータの駆動制御
は図４の（ｄ）に示すような１２０度通電型矩形波駆動
のステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊により行っ
てきた。

【００３８】周波数ｆｃｋ２の第２のタイマ３１により
タイマ値Ｔｍ２をカウントアップし、回転位置信号割り
込み信号ＩｎｔＣｓｓ間のカウント数（Ｎ０、Ｎ１、・
・・：以後、時間間隔と呼ぶ）が測定される。図４の
（ｃ）のように、第２のタイマ３１より整数倍高い周波
数ｆｃｋ１を持つ第１のタイマ７０によりタイマ値Ｔｍ
１をカウントアップする。ここで、時間間隔Ｎ０、Ｎ
１、・・・を比較のための基準値（以後、タイマ比較値
と呼ぶ）とし、タイマ値Ｔｍ１がタイマ比較値Ｎ０、Ｎ
１、・・・になるごとにタイマ値Ｔｍ１をリセットし、
再びカウントアップする。このようにして、（ｆｃｋ１
／ｆｃｋ２）だけ逓倍化された信号を得る。

【００３９】図４において、（ｆｃｋ１／ｆｃｋ２）＝
６であり、逓倍化された回転角度の分解能は１０°であ
る。そして、この逓倍化された回転角度に基づき図４の
（ｅ）に示すような正弦波状のステータ電流指令ｉｕ
＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を作成する。上記のように、モータ
制御装置の逓倍方法においては、回転位置信号を逓倍化
して分解能を上げ、回転角度を補間して推定することに
より、正弦波状のステータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを実現
する。

【００４０】次に、モータ制御装置における推定回転角
度のずれ補正方式を説明する。図４の（ａ）におけるｉ
＝３の時点で回転速度がステップ状に遅くなったときを
考えると、ｉ＝３までの時間間隔はＮ０＝Ｎ１＝Ｎ２＝
Ｎ３であり、ｉ＝４以降の時間間隔はＮ４＝Ｎ５＝Ｎ６
＝・・・となり、Ｎ３＜Ｎ４である。このため、ｉ＝４
の時点では推定回転角度が実際の回転角度（絶対角度）
に比べてαだけ進んでおり、そのまま時間間隔Ｎ４をタ
イマ値Ｔｍ１のタイマ比較値とするとずれは消えない。
そのため、ｉ＝４の時点とき、タイマ比較値にｋｃｓｓ
×αを加え、Ｎ４＋ｋｃｓｓ×αとし、ｉ＝５の時点と
きにずれをなくす。

【００４１】このように、ずれを測定し、推定回転角度
が進んでいるときはタイマ比較値を大きくするように補
正し、推定回転角度が遅れているときはタイマ比較値を
小さくするように補正することにより、ずれ補正を行
う。この補正処理において、ｋｃｓｓはずれ補正のゲイ
ンである。ここで、図４に示すように、ずれ補正ゲイン
ｋｃｓｓを回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓの１
回でずれがなくなるように設定しても、ずれ補正ゲイン
ｋｃｓｓを小さくし、回転位置信号割り込み信号Ｉｎｔ
Ｃｓｓの複数回を受けることによりずれをなくすように
設定してもよい。

【００４２】次に、推定回転角度と実際の回転角度のず
れの大きさの評価方法について説明する。図５は、ずれ
の大きさの評価方法を説明する概念図である。図５にお
いて、三角波は、タイマ値Ｔｍ１の動きを示し、タイマ
値Ｔｍ１はカウントアップされていき、タイマ比較値Ｎ
（時間間隔Ｎ０、Ｎ１、・・・から作成される）に到達
するとタイマ値は０にリセットされ、再びカウントアッ
プされる。タイマ値Ｔｍ１がリセットされるごとに推定
回転角度θはθｓｔｅｐ（図４の（Ｃ）では１０°）づ
つ進む。図４に示すように、回転位置信号割り込み信号
ＩｎｔＣｓｓが発生するときの実際の回転角度はθ０で
あるとし（ｉ＝０のときθ０＝０°、ｉ＝１のときθ０
＝６０°、・・・。以後、θ０を絶対回転角度と呼
ぶ）、説明を簡単にするため、推定回転角度θが絶対回
転角度θ０を含み、図５のように推定されているときを
考える。

【００４３】図５において、回転位置信号割り込み信号
ＩｎｔＣｓｓが時点Ｐで発生したとき、角度推定にずれ
はなく、推定回転角度θが絶対回転角度θ０に一致し、
タイマ値Ｔｍ１が０である。図５の矢印ａ、ｂ、ｃに示
す時点において、すなわち時点Ｐよりも遅く回転位置信
号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが発生するときは、角度推
定が実際の回転角度より進んでいる。また、図５の矢印
Ａ、Ｂ、Ｃに示す時点において、すなわち時点Ｐより早
く回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが発生すると
きは、角度推定が実際の回転角度より遅れている。この
角度推定と実際の回転角度のずれは、時点Ｐと実際の回
転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが発生したときの
時間的差であり、第１のタイマ７０のカウント数を用い
て評価する。

【００４４】回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが
矢印ａで示す時点（以後、時点ａと称す）において発生
したとき、時間的ずれは第１のタイマ７０が示すタイマ
値Ｔｍ１である。すなわち、時点ａにおいてα＝Ｔｍ
１。ここで、αは第１のタイマ７０により計測された時
間的ずれであり、角度推定が進んでいるとき正とし、角
度推定が遅れているとき負とする。また、回転位置信号
割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが矢印ｂで示す時点（以後、
時点ｂと称す）において発生したとき、時点Ｐのときか
ら第１のタイマ７０が１回リセットされているため、時
間的ずれは第１のタイマ７０が示すタイマ値Ｔｍ１に１
つのタイマ比較値Ｎを加えたものである。すなわち、時
点ｂにおいて、α＝Ｎ×１＋Ｔｍ１。

【００４５】また、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣ
ｓｓが矢印ｃで示す時点（以後、時点ｃと称す）におい
て発生したとき、時点Ｐのときから第１のタイマ７０が
２回リセットされているため、時間的ずれは第１のタイ
マ７０が示すタイマ値Ｔｍ１にタイマ比較値Ｎの２倍を
加えたものである。すなわち、時点ｃにおいてα＝Ｎ×
２＋Ｔｍ１。

【００４６】一方、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣ
ｓｓが矢印Ａで示す時点（以後、時点Ａと称す）におい
て発生したとき、時点Ｐからの遅れはタイマ比較値Ｎか
ら第１のタイマ７０のタイマ値Ｔｍ１を引いたもので表
される。すなわち時点Ａにおいて、α＝−（Ｎ−Ｔｍ
１）＝Ｎ×（−１）＋Ｔｍ１。ここで、遅れは負で表さ
れる。また、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが
矢印Ｂで示す時点（以後、時点Ｂと称す）において発生
したとき、その発生時点から時点Ｐのときまでに第１の
タイマ７０が１回リセットされるため、遅れはタイマ比
較値Ｎから第１のタイマ７０のタイマ値Ｔｍ１を引いた
ものに１つのタイマ比較値Ｎを加えたものである。すな
わち時点Ｂにおいてα＝−（Ｎ−Ｔｍ１＋Ｎ）＝Ｎ×
（−２）＋Ｔｍ１。また、回転位置信号割り込み信号Ｉ
ｎｔＣｓｓがＣにおいて発生したとき、その発生時点か
ら時点Ｐのときまでに第１のタイマ７０が２回リセット
されるため、遅れはタイマ比較値Ｎから第１のタイマ７
０のタイマ値Ｔｍ１を引いたものにタイマ比較値Ｎの２
倍を加えたものである。すなわち、時点Ｃにおいて、

【００４７】α＝−（Ｎ−Ｔｍ１＋Ｎ×２）＝Ｎ×（−
３）＋Ｔｍ１。

【００４８】上記のように、ずれαはα＝Ｎ×ｊ＋Ｔｍ
１（ｊは整数）のように表現できる。ところで、推定回
転角度θは、時点ａのとき絶対回転角度θ０と等しく、
時点ｂのとき絶対回転角度θ０よりもθｓｔｅｐだけ大
きく、時点ｃのとき絶対回転角度θ０よりも２×θｓｔ
ｅｐだけ大きい。また、時点Ａのとき絶対回転角度θ０
よりもθｓｔｅｐだけ小さく、時点Ｂのとき絶対回転角
度θ０よりも２×θｓｔｅｐだけ小さく、時点Ｃのとき
絶対回転角度θ０よりも３×θｓｔｅｐだけ小さい。こ
のような関係において、推定回転角度θと絶対回転角度
θ０との差をθｓｔｅｐで割ると、ずれαを示す式、α
＝Ｎ×ｊ＋Ｔｍ１におけるｊを示す整数となる。従っ
て、ずれαは下記式（１）のように表される。式（１）
において、タイマ比較値Ｎは時間間隔とほぼ等しいの
で、タイマ比較値Ｎを時間間隔に置き換えている。

【００４９】 α ＝ （時間間隔）／θｓｔｅｐ×（θ−θ０）＋Ｔｍ１ ・・・ （１）

【００５０】なお、上記の説明では、絶対回転角度θ０
が推定回転角度θに含まれていたが、絶対回転角度θ０
が推定回転角度θに含まれないとき（例えば、以下に説
明するように、絶対回転角度θ０が０°、６４°、１３
０°、・・・のとき）も一般に成り立つ。

【００５１】次に、実施例１における回転位置信号のば
らつき補正方式について図６を参照して説明する。図６
は回転位置信号のばらつき補正方式を説明する表であ
る。回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷの各エッジで
ある回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓは、理想的
には電気角で６０°おきに発生する。しかし、回転位置
信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷを発生する回転位置信号発
生器３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ（図１）を構成するホールＩＣ中
のホール素子のオフセット電圧のばらつきや取り付け位
置のばらつき、あるいは回転位置検出円盤４の着磁のば
らつきなどにより、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳ
Ｗにずれが生じることがある。

【００５２】以下、上記のような状態において発生した
ずれにより、定常回転時に、例えば、第２のタイマ３１
で測定した時間間隔が図６に示す定常時時間間隔のよう
になったときを考える。このときの時間間隔の平均であ
る定常時平均時間間隔は３０であり、補正係数（Ｓｔｒ
Ｃｏｒ［ｉ］）を定常時平均時間間隔と定常時時間間隔
の比として記憶する。このような状態において、１／４
倍で等速で回転させると、時間間隔（ＣｓｓＣｎｔ）は
（１１２、１２８、１３２、１０８、１２４、１１６）
のように変化するが、補正係数（ＳｔｒＣｏｒ［ｉ］）
により補正することにより、補正後時間間隔は一定値で
ある１２０となる。

【００５３】つまり、定常回転時に測定した時間間隔に
基づき補正係数（ＳｔｒＣｏｒ［ｉ］）を求め、通常の
動作中において、時間間隔を補正係数により補正するこ
とにより、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが正
確に６０°おきに発生しなくても６０°おきに発生する
ときと同様の時間間隔を求めることができ、精度よく逓
倍化することができる。

【００５４】また、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣ
ｓｓが発生するときの回転角度も６０°おきでなく、補
正して用いる（補正後回転角度：絶対角度ＳｔｒθＣｓ
ｓ［ｉ］）。つまり、定常回転時に測定した時間間隔に
基づき補正し、ｉ＝０の回転位置信号割り込み信号Ｉｎ
ｔＣｓｓが発生したとき（ｉ＝０）を基準（０°）とし
て、補正後の回転角度は、ｉ＝１のとき６４°、ｉ＝２
のとき１３０°、ｉ＝３のとき１８４°、ｉ＝４のとき
２４６°、ｉ＝５のとき３０４°とする。

【００５５】図６の説明においては、電気角１回転で変
化する回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷのばらつき
があることのみを考慮して説明した。しかし、回転位置
円盤４（図１）の着磁のばらつきにより、機械角１回転
で変化する回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷのばら
つきが発生するため、機械角１回転分の補正係数Ｓｔｒ
Ｃｏｒと絶対角度ＳｔｒθＣｓｓとを求めて、補正処理
を行うことによりさらに精度を向上させることができ
る。なお、実施例１のモータ制御装置では、機械角１回
転分の補正を行う。

【００５６】［実施例１の動作の詳細］次に、実施例１
のモータ制御装置における全体の動作について図７を参
照して説明する。図７は、実施例１におけるステータ巻
線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに誘起される誘起電圧Ｖｂｅｍｆ
Ｕ、ＶｂｅｍｆＶ、ＶｂｅｍｆＷと、回転位置信号ＣＳ
Ｕ、ＣＳＶ、ＣＳＷと、回転位置信号割り込み信号Ｉｎ
ｔＣｓｓと、矩形波駆動時のステータ電流指令ｉｕ＊、
ｉｖ＊、ｉｗ＊と、正弦波駆動時のステータ電流指令ｉ
ｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊との関係を示す波形図である。

【００５７】ロータ５が回転するとそのロータ５に接続
された回転位置検出円盤４が回転し、回転位置信号発生
器３Ｕ、３Ｖ、３Ｗに鎖交する磁束が変化する。ホール
ＩＣである回転位置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、３Ｗは、そ
の磁束量を増幅して、波形整形された図７に示すような
回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷをそれぞれ出力す
る。図７において、角度は電気角を表し、回転位置信号
ＣＳＵの立ち上がり位置を便宜上０°とする。以後、特
に明示しないとき、角度は電気角を表す。実施例１のブ
ラシレスモータは４極であるため、機械角１８０°が電
気角３６０°にあたる（電気角＝機械角×（磁極数／
２））。実施例１において、回転位置信号発生器３Ｕ、
３Ｖ、３Ｗは互いに電気角で１２０°づつずれて配置さ
れているため、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷは
互いに電気角で１２０°づつずれる。また、回転位置信
号発生器３Ｕ、３Ｖ、３Ｗは、回転位置信号ＣＳＵ、Ｃ
ＳＶ、ＣＳＷのゼロクロスの位置がステータ巻線１Ｕ、
１Ｖ、１Ｗのそれぞれ誘起される誘起電圧Ｖｂｅｍｆ
Ｕ、ＶｂｅｍｆＶ、ＶｂｅｍｆＷに比べて、３０°遅れ
るように配置されている。

【００５８】駆動方式切替回転数設定手段２８は駆動方
式切替回転数ωｄｒｖを設定し、その駆動方式切替回転
数ωｄｒｖを推定回転角度制御手段８へ出力する。推定
方法切替回転数設定手段２９は推定方式切替回転数ωｅ
ｓｔを設定し、その推定方式切替回転数ωｅｓｔを推定
回転角度制御手段８へ出力する。推定回転角度制御手段
８は、後述の方法により、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳ
Ｖ、ＣＳＷと駆動方式切替回転数ωｄｒｖと推定方式切
替回転数ωｅｓｔとに基づき、駆動方式切替信号ＦＤｒ
ｖと推定回転角度θとを出力する。

【００５９】トルク指令設定手段２７は、トルク指令Ｔ
＊を設定し、トルク／電流変換手段２５へ出力する。ト
ルク／電流変換手段２５は、下記式（２）のように、ト
ルク指令Ｔ＊に基づきｑ軸電流指令Ｉｑ＊を作成する。
式（２）において、Ｋ１はある設定された定数である。

【００６０】 Ｉｑ＊ ← Ｋ１ × Ｔ＊ ・・・ （２）

【００６１】電流指令作成手段２０は、駆動方式切替信
号ＦＤｒｖがローレベル（ＦＤｒｖ＝０）のとき、矩形
波状のステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を作成
し、駆動方式切替信号ＦＤｒｖがハイレベル（ＦＤｒｖ
＝１）のとき、正弦波状のステータ電流指令ｉｕ＊、ｉ
ｖ＊、ｉｗ＊を作成する。以下、電流指令作成手段２０
における動作の詳細について説明する。

【００６２】駆動方式切替信号ＦＤｒｖ＝０のとき、電
流指令作成手段２０は回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、Ｃ
ＳＷとｑ軸電流指令Ｉｑ＊とに基づき、図７の（ｈ）、
（ｉ）、（ｊ）に示す矩形波状のステータ電流指令ｉｕ
＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を作成する。矩形波状のステータ電
流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊は、通電区間が１２０°
であり、波高値がｑ軸電流指令Ｉｑ＊であり、ステータ
巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに誘起される誘起電圧Ｖｂｅｍｆ
Ｕ、ＶｂｅｍｆＶ、ＶｂｅｍｆＷとの関係が図７に示す
関係を有している。図７に示すように、区間（１）にお
いて回転位置信号（ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷ）＝（１、
０、１）のとき、矩形波状のステータ電流指令（ｉｕ
＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊）＝（Ｉｑ＊、−Ｉｑ＊、０）とす
る。また、区間（２）における回転位置信号（ＣＳＵ、
ＣＳＶ、ＣＳＷ）＝（１、０、０）のとき、矩形波状の
ステータ電流指令（ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊）＝（Ｉｑ
＊、０、−Ｉｑ＊）とする。区間（３）以下は図７に示
すとおりであり、このような通電方法は１２０度通電型
矩形波駆動と呼ばれる。

【００６３】一方、駆動方式切替信号ＦＤｒｖ＝１のと
き、電流指令作成手段２０は、推定回転角度θとｑ軸電
流指令Ｉｑ＊とに基づきそれぞれステータ巻線１Ｕ、１
Ｖ、１Ｗに流すステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ
＊を作成する。ステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ
＊は、正弦波状であり、ステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗ
に誘起される誘起電圧ＶｂｅｍｆＵ、ＶｂｅｍｆＶ、Ｖ
ｂｅｍｆＷと同一の位相とし、波高値をｑ軸電流指令Ｉ
ｑ＊とする。具体的には、下記式（３）から（５）のよ
うに作成される。

【００６４】 ｉｕ＊ ← Ｉｑ＊ × ｓｉｎ（θ＋３０°） ・・・ （３） ｉｖ＊ ← Ｉｑ＊ × ｓｉｎ（θ−９０°） ・・・ （４） ｉｗ＊ ← Ｉｑ＊ × ｓｉｎ（θ−２１０°） ・・・ （５）

【００６５】以下、ステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗにス
テータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊に基づき適切な
電流を流す駆動手段１０における動作の詳細について説
明する。前述の図２に示したように、駆動手段１０にお
いて、電源１２から電力が供給され、平滑コンデンサ１
３により供給電源は平滑化される。図８は、実施例１の
駆動手段１０における駆動素子制御手段１１の構成を示
す回路図である。駆動素子制御手段１１は、差動増幅器
１１ａＵ、１１ａＶ、１１ａＷと比較器１１ｂＵ、１１
ｂＶ、１１ｂＷと三角波発生回路１１ｃとを具備してい
る。

【００６６】差動増幅器１１ａＵ、１１ａＶ、１１ａＷ
は、ステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊からステ
ータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを減算した結果と、ある定数
である電流マイナーゲインＫｅの乗算結果をそれぞれＰ
ＷＭ用電流誤差ｅｕ、ｅｖ、ｅｗとして作成する。この
作成方法を下記式（６）から（８）に示す。式（６）か
ら（８）においては、比例動作のみを行うが、比例・積
分動作や比例・積分・微分動作を行ってもよい。特に、
ステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊の分解能が低
く波形が階段状になるとき、積分動作を含めると、ステ
ータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊の波形を滑らかに
したのと同様の効果がある。

【００６７】 ｅｕ ← Ｋｅ × （ｉｕ＊−ｉｕ） ・・・ （６） ｅｖ ← Ｋｅ × （ｉｖ＊−ｉｖ） ・・・ （７） ｅｗ ← Ｋｅ × （ｉｗ＊−ｉｗ） ・・・ （８）

【００６８】三角波発生回路１１ｃは、三角波（数ｋＨ
ｚから数十ｋＨｚ）を発生する。比較器１１ｂＵはＰＷ
Ｍ用電流誤差ｅｕと三角波を比較し、ＰＷＭ用電流誤差
ｅｕが大きいときは上側ＩＧＢＴ１４Ｕを通電、下側Ｉ
ＢＧＴ１６Ｕを非通電とする。一方、ＰＷＭ用電流誤差
ｅｕが小さいときは上側ＩＢＧＴ１４Ｕを非通電、下側
ＩＢＧＴ１６Ｕを通電とする。なお、上側ＩＧＢＴと下
側ＩＧＢＴの通電状態が遷移するとき、上側ＩＧＢＴと
下側ＩＧＢＴをともに非通電とし駆動電源１２の短絡を
防ぐための短い移行時間（デットタイム）を設けてい
る。他相についても同様に動作させる。

【００６９】［推定回転角度制御手段８の動作］次に、
図３に示した推定回転角度制御手段８の動作について説
明する。時間間隔測定手段３０は、回転位置信号割り込
み信号ＩｎｔＣｓｓを作成する回転位置信号割り込み作
成部と時間間隔ＣｓｓＣｎｔを測定する時間間隔測定部
である第２のタイマ３１とから構成される。

【００７０】時間間隔測定手段３０の回転位置信号割り
込み作成部は、図７の（ｇ）に示すように、回転位置信
号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷのそれぞれの立ち上がりと立
ち下がりのタイミングで回転位置信号割り込み信号Ｉｎ
ｔＣｓｓを発生する。この回転位置信号割り込み信号Ｉ
ｎｔＣｓｓにおいて、ハイレベルが割り込みを表す。

【００７１】図９は、実施例１のモータ制御装置におけ
る時間間隔測定手段３０の時間間隔測定部の動作を示す
説明図である。時間間隔測定手段３０の時間間隔測定部
である第２のタイマ３１は、図９に示すように、周波数
ｆｃｋ２で第２のタイマ３１のタイマ値Ｔｍ２をカウン
トアップ動作させる。そして、回転位置信号割り込み信
号ＩｎｔＣｓｓが入るごとに、第２のタイマ３１のタイ
マ値Ｔｍ２を時間間隔ＣｓｓＣｎｔとして設定し、同時
に第２のタイマ３１のタイマ値Ｔｍ２をリセットする。

【００７２】推定回転角度制御手段８の時間間隔記憶手
段６１は、時間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓを記憶するＲＡ
Ｍ領域であり、一回転割り込み数ＮＣｓｓ分だけの記憶
領域を持つ。この一回転割り込み数ＮＣｓｓは、機械角
１回転あたりの回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓ
の割り込みの数であり、実施例１では磁極数が４である
ため１２となる（ＮＣｓｓ＝６×（磁極数／２））。

【００７３】補正係数記憶手段６２は、補正係数記憶値
ＳｔｒＣｏｒを記憶するＲＡＭ領域であり、一回転割り
込み数ＮＣｓｓ分だけの記憶領域を持つ。この補正係数
記憶値ＳｔｒＣｏｒは全て１に初期化する。絶対角度記
憶手段６３は、絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓを記憶す
るＲＡＭ領域であり、一回転割り込み数ＮＣｓｓ分だけ
の記憶領域を持つ。絶対角度記憶手段６３においては、
０番目の絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓ［０］＝０°、
１番目の絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓ［１］＝６０
°、２番目の絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓ［２］＝１
２０°、・・・、というように絶対角度記憶値Ｓｔｒθ
Ｃｓｓを６０°づつ増加させ、初期化する。

【００７４】図１０及び図１１は、実施例１の推定回転
角度制御手段８におけるタイマ比較値作成手段４０の動
作を示すフローチャートである。タイマ比較値作成手段
４０は、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓにより
起動され、図１０及び図１１に示す動作を行う。図３に
示したように、タイマ比較値作成手段４０には、時間間
隔ＣｓｓＣｎｔ、駆動方式切替回転数ωｄｒｖ、推定方
式切替回転数ωｅｓｔ、補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒ、
絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓが入力される。これらの
値に基づき、タイマ比較値作成手段４０は、時間間隔記
憶手段６１へ出力され補正係数作成手段５１で使用され
る時間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓ、電流指令作成手段２０
を制御する駆動方式切替信号ＦＤｒｖが作成され出力さ
れる。また、タイマ比較値作成手段４０は、第１のタイ
マ７０を制御するタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１と、第１の
スタート割り込み信号ＳｔａＴｍ１と、第１のストップ
割り込み信号Ｓｔｐ１Ｔｍ１とを出力する。また、タイ
マ比較値作成手段４０は、回転角度更新手段７１を制御
する回転角度更新リセット割り込み信号Ｒｅｓθと、絶
対回転角度θ０とを作成し出力する。

【００７５】次に、図１０及び図１１に示したフローチ
ャートにより、実施例１におけるタイマ比較値作成手段
４０の動作について説明する。ステップ（Ｓ４０１）に
おいて、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓの割り
込みにより、タイマ比較値作成手段４０を起動する。ス
テップ（Ｓ４０２）において、ｉ＋１をｉとし、ｉを一
回転割り込み数ＮＣｓｓで除算したときの剰余をｉに代
入する。このステップにおいて、図７における回転位置
割り込み信号ＩｎｔＣｓｓの波形の下にｉで示すよう
に、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力され
るたびにカウントアップされ、機械角で１回転すると０
にリセットされる。つまり、ｉ＝０、１、・・・、ＮＣ
ｓｓ−１まで変化し、ｉ＝ＮＣｓｓにおいて０にリセッ
トされる。実施例１におけるブラシレスモータの磁極数
は４であるため、前述のように一回転割り込み数はＮＣ
ｓｓ＝１２であり、実施例１においてはｉ＝０、１、・
・・、１１まで変化し、ｉ＝１２で０にリセットされ
る。ここで、ｉは最初の回転位置信号ＣＳＵの立ち上が
りによる回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力
されたとき、ｉ＝０となるように初期化する。

【００７６】また、ステップ（Ｓ４０２）において、今
回の時間間隔ＣｓｓＣｎｔをｉ番目の時間間隔記憶値Ｓ
ｔｒＣｓｓ［ｉ］とする。また、ステップ（Ｓ４０２）
において、時間間隔総和ＺＣｎｔと時間間隔ＣｓｓＣｎ
ｔの和を時間間隔総和ＺＣｎｔとする。時間間隔総和Ｚ
Ｃｎｔは機械角１回転あたりの時間間隔ＣｓｓＣｎｔの
総和を計算するためのものであり、後述するステップ
（Ｓ４０６）において時間間隔の総和として使用され
（ＣｍｐＴｍ１←ＺＣｎｔ／ＮＣｓｓ）、後に０にリセ
ットされる（ＺＣｎｔ←０）。

【００７７】さらに、ステップ（Ｓ４０２）において、
時間間隔ＣｓｓＣｎｔとｉ番目の補正係数記憶値Ｓｔｒ
Ｃｏｒ［ｉ］との乗算結果を時間間隔ＣｓｓＣｎｔとす
る。ここで、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷのば
らつきによる時間間隔ＣｓｓＣｎｔのばらつきを補正係
数記憶値ＳｔｒＣｏｒにより補正する。補正係数Ｓｔｒ
Ｃｏｒは後述の補正係数作成手段５１において作成され
ている。ステップ（Ｓ４０２）において、ｉ番目の絶対
角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓ［ｉ］を絶対回転角度θ０と
する。ｉ番目の絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓ［ｉ］
は、後述の補正係数作成手段５１において作成されてお
り、ｉ番目の回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓの
割り込みが入力されたときの絶対的な回転角度が保存さ
れている。

【００７８】ステップ（Ｓ４０３）において、時間間隔
ＣｓｓＣｎｔと駆動方式切替時間間隔ＣｓｓＣｎｔＤｒ
ｖとを比較する。ここで、駆動方式切替時間間隔Ｃｓｓ
ＣｎｔＤｒｖは、ブラシレスモータの回転数が駆動方式
切替回転数ωｄｒｖのときの時間間隔であり、駆動方式
切替回転数ωｄｒｖから計算される。ステップ（Ｓ４０
３）において、時間間隔ＣｓｓＣｎｔが駆動方式切替時
間間隔ＣｓｓＣｎｔＤｒｖより小さいときステップ（Ｓ
４０４）へ進む。一方、時間間隔ＣｓｓＣｎｔが駆動方
式切替時間間隔ＣｓｓＣｎｔＤｒｖより小さくないと
き、ステップ（Ｓ４１３）へ進む。従って、ステップ
（Ｓ４０４）以下のフロー動作は、ブラシレスモータの
回転数が駆動方式切替回転数ωｄｒｖより大きいとき行
われ、推定回転角度θに基づく正弦波駆動を行う。一
方、ステップ（Ｓ４１３）以下の動作は、ブラシレスモ
ータの回転数が駆動方式切替回転数ωｄｒｖより小さい
とき行われ、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷに基
づく１２０度通電型矩形波駆動を行う。

【００７９】ステップ（Ｓ４０４）において、時間間隔
ＣｓｓＣｎｔと推定方式切替時間間隔ＣｓｓＣｎｔＥｓ
ｔとを比較する。ここで、推定方式切替時間間隔Ｃｓｓ
ＣｎｔＥｓｔは、ブラシレスモータの回転数が推定方式
切替回転数ωｅｓｔのときの時間間隔であり、推定方式
切替回転数ωｅｓｔから計算される。ステップ（Ｓ４０
４）において、時間間隔ＣｓｓＣｎｔが推定方式切替時
間間隔ＣｓｓＣｎｔＥｓｔより小さいとき、ステップ
（Ｓ４０５）へ進む。一方、時間間隔ＣｓｓＣｎｔが推
定方式切替時間間隔ＣｓｓＣｎｔＥｓｔより小さくない
とき、図１１のステップ（Ｓ４０７）へ進む。従って、
ステップ（Ｓ４０５）以下の動作は、ブラシレスモータ
の回転数が推定方式切替回転数ωｅｓｔより大きいとき
行われ、機械角１回転ごとにタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１
を作成する。一方、ステップ（Ｓ４０７）以下の動作
は、ブラシレスモータの回転数が推定方式切替回転数ω
ｅｓｔより小さいとき行われ、回転位置信号割り込みＩ
ｎｔＣｓｓごとにタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１を作成す
る。

【００８０】ステップ（Ｓ４０５）において、ｉと０と
を比較し、それぞれが等しいとき、図１１のステップ
（Ｓ４０６）へ進む。一方、ｉと０が等しくないとき、
図１１のステップ（Ｓ４１０）へ進む。従って、ステッ
プ（Ｓ４０６）の動作をするときは、回転位置信号ＣＳ
Ｕの立ち上がりにおける特定の１つであり、機械角１回
転あたり１回動作する。

【００８１】ステップ（Ｓ４０６）において、時間間隔
総和ＺＣｎｔを一回転割り込み数ＮＣｓｓで除算し、そ
の値をタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１とする。時間間隔総和
ＺＣｎｔを一回転割り込み数ＮＣｓｓで除算したものは
機械角１回転中の時間間隔の平均であり、個別の時間間
隔ＣｓｓＣｎｔを代入する代わりに、時間間隔の平均値
を用いる。

【００８２】ステップ（Ｓ４０６）において、タイマ比
較値ＣｍｐＴｍ１は下記式（９）のように補正される。

【００８３】 ＣｍｐＴｍ１ ← ＣｍｐＴｍ１＋ｋｚ×｛ｋａ×（θ−θ０）＋Ｔｍ１｝ ・・・ （９）

【００８４】なお、式（９）において、Ｔｍ１は第１の
タイマ７０のタイマ値であり、ｋａは（ＣｓｓＣｎｔの
平均値）／θｓｔｅｐである。また、θｓｔｅｐは後述
の回転角度更新手段７１中のステップ（Ｓ７１２）で用
いられる定数であり、前述の［実施例１の動作の概要］
で説明した逓倍された信号の分解能に相当し、θｓｔｅ
ｐ＝６０°／（ｆｃｋ１／ｆｃｋ２）である。このよう
に補正することにより、ずれ補正の効果を有する。式
（９）において、ｋｚは機械１回転に１度だけタイマ比
較値ＣｍｐＴｍ１を作成するときのずれ補正ゲインであ
り、ｋａ×（θ―θ０）＋Ｔｍ１はずれを表し、前述の
［実施例１の動作の概要］において説明した式（１）の
αに相当する。

【００８５】ステップ（Ｓ４０６）において、時間間隔
総和ＺＣｎｔに０を代入し、時間間隔総和ＺＣｎｔを０
にリセットする。ステップ（Ｓ４０７）において、時間
間隔ＣｓｓＣｎｔをタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１に代入す
る。タイマ比較値ＣｍｐＴｍ１を下記式（１０）のよう
に補正する。

【００８６】 ＣｍｐＴｍ１ ← ＣｍｐＴｍ１＋ｋｃｓｓ×｛ｋｂ×（θ−θ０）＋Ｔｍ１｝ ・・・ （１０）

【００８７】なお、式（１０）において、Ｔｍ１は第１
のタイマ７０のタイマ値であり、ｋｂはＣｓｓＣｎｔ／
θｓｔｅｐである。このように補正することにより、ず
れ補正の効果を有する。式（１０）において、ｋｃｓｓ
は回転位置割り込みＩｎｔＣｓｓが入力されるごとにタ
イマ比較値ＣｍｐＴｍ１を作成するときのずれ補正ゲイ
ンであり、ｋｂ×（θ―θ０）＋Ｔｍ１はずれを表し前
述の［実施例１の動作の概要］の式（１）におけるαに
相当する。

【００８８】ステップ（Ｓ４０８）において、正弦波駆
動判断フラッグＦＦｉｒｓｔＳｉｎと１を比較する。正
弦波駆動判断フラッグＦＦｉｒｓｔＳｉｎと１が等しい
とき、ステップ（Ｓ４０９）へ進む。一方、正弦波駆動
判断フラッグＦＦｉｒｓｔＳｉｎと１が等しくないと
き、ステップ（Ｓ４１０）へ進む。ステップ（Ｓ４０
９）において、回転角度更新リセット割り込み信号Ｒｅ
ｓθを出力し、正弦波駆動判断フラッグＦＦｉｒｓｔＳ
ｉｎに０を代入する。

【００８９】矩形波駆動から正弦波駆動に切り替わった
ときには、推定回転角度θは不定である。このため、矩
形波駆動から正弦波駆動に切り替わったときに、推定回
転角度θを正しい値にリセットする必要がある。そこ
で、ステップ（Ｓ４０８）、ステップ（Ｓ４０９）、お
よびステップ（Ｓ４１３）において、正弦波判断フラッ
グＦＦｉｒｓｔＳｉｎを用いて、矩形波駆動から正弦波
駆動に切り替わったことを判断し、回転角度更新リセッ
ト割り込み信号Ｒｅｓθを回転角度更新手段７１へ出力
する。そして、推定回転角度θを回転位置信号割り込み
信号ＩｎｔＣｓｓの割り込み入力時の絶対的な値（θ０
＝ＳｔｒθＣｓｓ［ｉ］）にリセットする。

【００９０】ステップ（Ｓ４１０）において、第１のタ
イマ７０の動作を確認し、第１のタイマ７０が動作して
いるとき、ステップ（Ｓ４１２）へ進む。一方、第１の
タイマ７０の動作が停止しているとき、ステップ（Ｓ４
１１）へ進む。ステップ（Ｓ４１１）において、停止し
ている第１のタイマ７０を動作させるため、タイマスタ
ート割り込み信号ＳｔａＴｍ１を出力する。ステップ
（Ｓ４１２）において、駆動方式切替信号ＦＤｒｖに１
を代入する。駆動方式切替信号をＦＤｒｖ＝１（ハイレ
ベル）とし、推定回転角度θを用いた正弦波駆動するこ
とを電流指令作成手段２０に伝える。

【００９１】ステップ（Ｓ４１３）において、第１のタ
イマストップ割り込み信号Ｓｔｐ１Ｔｍ１を出力する。
第１のタイマ７０をストップし、推定回転角度θの作成
を中止する。一方、図１０のステップ（Ｓ４１３）にお
いて、駆動方式切替信号ＦＤｒｖに０を代入する。駆動
方式切替信号をＦＤｒｖ＝０（ローレベル）とし、回転
位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷを用いた１２０度通電
型矩形波駆動することを電流指令作成手段２０に伝え
る。そして、正弦波駆動判断フラッグＦＦｉｒｓｔＳｉ
ｎに１を代入する。ステップ（Ｓ４１４）において、タ
イマ比較値作成手段４０の動作が終了する。

【００９２】図１２は実施例１における推定回転角度制
御手段８の第３のタイマ５０（図３）の動作を説明する
図である。図１２に示すように、第３のタイマ５０は、
周波数ｆｃｋ３でカウントアップする。タイマ値Ｔｍ３
がある設定された値ＣｍｐＴｍ３と等しくなると、第３
のタイマ５０は第３のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ３
を出力し、タイマ値Ｔｍ３を０にリセットし、再びカウ
ントアップする。

【００９３】図１３は実施例１における推定回転角度制
御手段８の補正係数作成手段５１（図３）の動作を示す
フローチャートである。推定回転角度制御手段８の補正
係数作成手段５１は、第３のタイマ５０の第３のタイマ
割り込み信号ＩｎｔＴｍ３により起動され、図１３のフ
ローチャートに示す動作を行う。補正係数作成手段５１
は、回転数がある程度大きく回転数の変動が小さいと
き、時間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓに基づき、補正係数記
憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角度ＳｔｒθＣｓｓとを作成す
る。

【００９４】以下、補正係数作成手段５１の動作の詳細
について説明する。ステップ（Ｓ５１１）において、第
３のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ３により、補正係数
作成手段５１が起動される。ステップ（Ｓ５１２）にお
いて、時間間隔合計ＳｕｍＣｓｓを計算する。０番目か
ら（ＮＣｓｓ−１）番目までの時間間隔記憶値（Ｓｔｒ
Ｃｓｓ［０］〜ＳｔｒＣｓｓ［ＮＣｓｓ−１］）の総和
を時間間隔合計ＳｕｍＣｓｓとする。

【００９５】ステップ（Ｓ５１３）において、時間間隔
合計ＳｕｍＣｓｓとある設定された値ＳｕｍＣｏｒとを
比較する。時間間隔合計ＳｕｍＣｓｓが設定された値Ｓ
ｕｍＣｏｒより小さいとき、ステップ（Ｓ５１４）へ進
む。一方、時間間隔合計ＳｕｍＣｓｓが設定された値Ｓ
ｕｍＣｏｒより小さくないとき、ステップ（Ｓ５１７）
へ進む。このように動作することにより、ブラシレスモ
ータの回転数がある程度大きいときのみ、補正係数を作
成する。

【００９６】ステップ（Ｓ５１４）において、時間間隔
合計ＳｕｍＣｓｓと時間間隔合計前回値ＳｕｍＣｓｓＢ
ａｃｋとの差の絶対値を、ある設定された値ＳｕｍＣｓ
ｓＤｉｆｆと比較する。前記絶対値が設定された値Ｓｕ
ｍＣｓｓＤｉｆｆより小さいとき、ステップ（Ｓ５１
５）へ進む。一方、絶対値が設定された値ＳｕｍＣｓｓ
Ｄｉｆｆより小さくないとき、ステップ（Ｓ５１７）へ
進む。このように動作することにより、ブラシレスモー
タの回転数の変動が小さいときにのみ補正係数を作成す
る。

【００９７】ステップ（Ｓ５１５）において、時間間隔
ＣｓｓＣｎｔの平均値は（ＳｕｍＣｓｓ／ＮＣｓｓ）で
表され、この平均値とｉ番目の時間間隔記憶値ＳｔｒＣ
ｓｓ［ｉ］の比をｉ番目の補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒ
［ｉ］とする。ここで、ｉは０からＮＣｓｓ−１まで変
化させる。ステップ（Ｓ５１６）において、０番目の絶
対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓ［０］に０°を代入する。
また、ｉ番目の時間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓ［ｉ］と時
間間隔ＣｓｓＣｎｔの平均値ＳｕｍＣｓｓ／ＮＣｓｓの
比と６０°の乗算結果と、（ｉ−１）番目の絶対角度記
憶値ＳｔｒθＣｓｓ［ｉ−１］との和をｉ番目の絶対角
度記憶値ＳｔｒθＣｓｓ［ｉ］とする。ここで、ｉは１
から（ＮＣｓｓ−１）まで変化させる。ステップ（Ｓ５
１７）において、今回の時間間隔合計値ＳｕｍＣｓｓを
次回の処理時に使用するため、時間間隔合計前回値Ｓｕ
ｍＣｓｓＢａｃｋに代入する。ステップ（Ｓ５１８）に
おいて、補正係数作成手段５１の動作は終了する。

【００９８】図１４は実施例１における推定回転角度制
御手段８の第１のタイマ７０（図３）の動作を説明する
図である。図１４に示すように、第１のタイマ７０は、
周波数ｆｃｋ１でカウントアップする。タイマ値Ｔｍ１
がタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１と等しくなると、第１のタ
イマ７０は第１のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ１を出
力し、タイマ値Ｔｍ１を０にリセットし、再びカウント
アップする。なお、第１のタイマ７０は、第１のスター
ト割り込み信号ＳｔａＴｍ１で動作を開始し、第１のス
トップ割り込み信号Ｓｔｐ１Ｔｍ１、又は第２のストッ
プ割り込み信号Ｓｔｐ２Ｔｍ１で動作を停止する。

【００９９】図１５は実施例１における推定回転角度制
御手段８の回転角度更新手段７１（図３）の動作を示す
フローチャートである。回転角度更新手段７１は、第１
のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ１により起動され、図
１５のフローチャートに示す動作を行う。第１のタイマ
割り込み信号ＩｎｔＴｍ１が入力されるごとに、推定回
転角度θを進め、異常に進んだときは第２のストップ割
り込み信号Ｓｔｐ２Ｔｍ１を出力し、第１のタイマ７０
を停止する。

【０１００】以下、推定回転角度制御手段８における回
転角度更新手段７１（図３）の動作について詳細に説明
する。図１５のステップ（Ｓ７１１）において、第１の
タイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ１が入力されることによ
り、回転角度更新手段７１は起動する。ステップ（Ｓ７
１２）において、推定回転角度θと回転角度ステップθ
ｓｔｅｐの和を推定回転角度θに代入する。前述の［実
施例１の動作の概要］で説明したように、回転位置信号
割り込み信号ＩｎｔＣｓｓは第１のタイマ７０の周波数
ｆｃｋ１と第２のタイマ３１の周波数ｆｃｋ２の比の分
だけ逓倍されるため、回転角度ステップはθｓｔｅｐ＝
６０°／（ｆｃｋ１／ｆｃｋ２）である。

【０１０１】ステップ（Ｓ７１３）において、推定回転
角度θと絶対回転角度θ０との差とある設定された値θ
ａｌｌｏｗを比較する。推定回転角度θと絶対回転角度
θ０の差が設定された値θａｌｌｏｗより小さいとき、
ステップ（Ｓ７１５）へ進む。一方、推定回転角度θと
絶対回転角度θ０の差が設定された値θａｌｌｏｗより
小さくないとき、ステップ（Ｓ７１４）へ進む。ステッ
プ（Ｓ７１４）において、回転角度更新手段７１は第２
のストップ割り込み信号Ｓｔｐ２Ｔｍ１を第１のタイマ
７０へ出力する。

【０１０２】ステップ（Ｓ７１３）とステップ（Ｓ７１
４）とにより、推定回転角度θが進み過ぎているとき
は、第２のストップ割り込み信号Ｓｔｐ２Ｔｍ１を出力
し、第１のタイマ７０を停止させて、推定回転角度θが
さらに進むことを禁止している。なお、図１１に示した
タイマ比較値作成手段４０のステップ（Ｓ４１０）とス
テップ（Ｓ４１１）において停止した第１のタイマ７０
を再び動かすため、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣ
ｓｓにより、前記禁止が解かれ、推定回転角度θが再び
進むことが可能となる。ステップ（Ｓ７１５）におい
て、回転角度更新手段７１の動作は終了する。

【０１０３】また、推定回転角度制御手段８における回
転角度更新手段７１は、回転角度更新リセット割り込み
信号Ｒｅｓθにより起動され、図１６に示すフローチャ
ートの動作を行う。図１６は実施例１における回転角度
更新リセット割り込み信号Ｒｅｓθにより起動される回
転角度更新手段７１の動作を示すフローチャートであ
る。タイマ比較値作成手段４０が矩形波駆動から正弦波
駆動に切り替わるときに発生する回転角度更新リセット
割り込み信号Ｒｅｓθが回転角度更新手段７１に入力さ
れると、回転角度更新手段７１は推定回転角度θを絶対
回転角度θ０にリセットする。

【０１０４】以下、回転角度更新手段７１の動作につい
て図１６を参照して詳細に説明する。ステップ（Ｓ７１
６）において、回転角度更新リセット割り込み信号Ｒｅ
ｓθにより、回転角度更新手段７１が起動される。ステ
ップ（Ｓ７１７）において、絶対回転角度θ０を推定回
転角度θに代入する。ステップ（Ｓ７１８）において、
回転角度更新手段７１の動作が終了する。

【０１０５】［実施例１の効果］次に、実施例１のモー
タ制御装置により実現された効果を説明する。従来のモ
ータ制御装置において、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、
ＣＳＷを用いた１２０度通電型矩形波駆動を行うと、ス
テータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが歪み、出力トルクの変動
が大きくなり、モータの振動や騒音が大きくなるという
問題があった。そこで、実施例１のモータ制御装置にお
いては、周波数ｆｃｋ２の第２のタイマ３１によりカウ
ントアップし、カウントアップして得た時間間隔Ｃｓｓ
Ｃｎｔをタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１として周波数ｆｃｋ
１の第１のタイマ７０を動作させる。第１のタイマ７０
の動作により、（ｆｃｋ１／ｆｃｋ２）倍だけ逓倍化し
た信号を作成する。これにより、正弦波状のステータ電
流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を作成し、正弦波状のス
テータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをステータ巻線に流す。こ
の結果、実施例１によれば、出力トルクの変動が小さ
く、モータの振動や騒音の小さいモータ制御装置を実現
することができる。

【０１０６】また、従来のモータ制御装置において、実
際の回転角度と推定回転角度θがずれていると、トルク
指令Ｔ＊のとおりにトルクを出力できないという問題が
あった。そこで、図１０及び図１１に示したタイマ比較
値作成手段４０のステップ（Ｓ４０６）、およびステッ
プ（Ｓ４０７）でずれ補正し、実際の回転角度と推定回
転角度θのずれをなくした。そして、実際の回転角度に
基づいた正弦波状のステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、
ｉｗ＊を作成し、実際の回転角度に基づいた正弦波状の
ステータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを流す。この結果、実施
例１によれば、トルク指令Ｔ＊のとおりの出力トルクを
実現し、出力トルクの変動が小さく、モータの振動や騒
音が小さいモータ制御装置を実現することができる。

【０１０７】また、従来のモータ制御装置において、ブ
ラシレスモータが停止しているときは、回転位置信号割
り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力されないため、回転角度
を推定できず、さらに、回転速度が小さいときは、第２
のタイマ３１がオーバーフローすることがあるため、回
転角度を推定できないという問題があった。そこで、本
発明に係る実施例１のモータ制御装置は、タイマ比較値
作成手段４０中のステップ（Ｓ４０３）を動作させ、ブ
ラシレスモータの回転数が駆動方式切替回転数ωｄｒｖ
より低いときは１２０度通電型矩形波駆動を行い、回転
数が高いときは正弦波駆動を行う。これにより、実施例
１のモータ制御装置は、ブラシレスモータを確実に起動
させる。この結果、実施例１によれば、低回転でも確実
にトルクを出力するモータ制御装置を実現することが可
能となる。

【０１０８】また、従来のモータ制御装置において、ブ
ラシレスモータの回転速度が速くなると、タイマ比較値
作成手段４０の計算負荷が大きくなり、計算が終わる前
に次の回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力さ
れ、回転角度を推定できないという問題があった。そこ
で、タイマ比較値作成手段４０中のステップ（Ｓ４０
４）を動作させ、ブラシレスモータの回転数が推定方式
切替回転数ωｅｓｔより低いときは回転位置信号割り込
み信号ＩｎｔＣｓｓごとにタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１を
作成し、回転数が高いときは機械角１回転ごとにタイマ
比較値ＣｍｐＴｍ１を作成する。これにより、実施例１
においては、回転数が高くても推定回転角度θを作成
し、正弦波状のステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ
＊を作成し、そして正弦波状のステータ電流ｉｕ、ｉ
ｖ、ｉｗを流すことにより、出力トルクの変動が小さ
く、モータの振動や騒音の小さいモータ制御装置が実現
される。

【０１０９】また、前述の［実施例１の動作の概要］に
おいて説明したように、従来のモータ制御装置におい
て、ホールＩＣなどの回転位置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、
３Ｗ（図１）の出力信号のばらつきや取り付け誤差、回
転位置検出円盤４の着磁のばらつきなどにより、回転位
置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷにばらつきが生じること
がある。このため、時間間隔ＣｓｓＣｎｔがばらつき、
推定回転角度θがふらつき、トルクリップルが発生する
という問題があった。そこで、本発明に係る実施例１の
補正係数作成手段５１において、補正係数記憶値Ｓｔｒ
Ｃｏｒと絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓとを作成し、タ
イマ比較値作成手段４０中のステップ（Ｓ４０２）にお
いて時間間隔ＣｓｓＣｎｔを補正し、ステップ（Ｓ４０
６）、およびステップ（Ｓ４０７）において絶対回転角
度θ０として絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓを用いるこ
とにより、ふらつきのない推定回転角度θを作成してい
る。この結果、上記実施例１によれば、トルクリップル
なくブラシレスモータを制御するモータ制御装置を実現
することができる。

【０１１０】また、従来のモータ制御装置において、ブ
ラシレスモータの回転数が急激に低くなると、推定回転
角度θが進みすぎ、出力トルクが小さくなることがあ
る。そこで、図１５に示す回転角度更新手段７１中のス
テップ（Ｓ７１３）及びステップ（Ｓ７１４）におい
て、推定回転角度θが進みずぎたとき、第２のストップ
割り込み信号Ｓｔｐ２Ｔｍ１を出力し、第１のタイマ７
０を停止することにより、推定回転角度θが進みすぎる
のを防止している。この結果、実施例１によれば、ブラ
シレスモータに確実にトルクを出力させるモータ制御装
置を実現することができる。

【０１１１】《実施例２》次に、本発明のモータ制御装
置の実施例２について添付の図面を参照して説明する。
前述の実施例１では、電流指令を作成した例で示した
が、実施例２のモータ制御装置は３相４極のブラシレス
モータを電圧指令を用いて制御するものである。実施例
２は、電圧指令を作成し、ステータ巻線に電圧指令で表
される電圧を印加するモータ制御装置を説明するもので
ある。実施例１と比較し、実施例２のモータ制御装置は
電流センサ２Ｕ、２Ｖ、２Ｗをなくすことにより、低コ
スト化を実現している。

【０１１２】［実施例２の全体の構成］まず、実施例２
のモータ制御装置の全体の構成について説明する。図１
７は実施例２のモータ制御装置の構成を示すブロック図
である。図１７において、実施例２のブラシレスモータ
９の構成は前述の実施例１のブラシレスモータ９と同じ
であり、その説明は省略する。また、実施例２におい
て、前述の実施例１を示した図１、図２及び図３におけ
るものと同じ機能、構成を有するものには同じ符号を付
して実施例１の説明を援用し、その説明は省略する。

【０１１３】実施例２のモータ制御装置は、トルク指令
Ｔ＊を出力するトルク指令設定手段２７、駆動方式切替
回転数ωｄｒｖを出力する駆動方式切替回転数設定手段
２８、推定方式切替回転数ωｅｓｔを出力する推定方式
切替回転数設定手段２９の３つの設定手段を有してい
る。また、実施例２のモータ制御装置は、推定回転角度
制御手段８、駆動手段２０１０、電圧指令作成手段２０
２０、及びトルク／電圧変換手段２０２５を具備してい
る。

【０１１４】図１７に示すように、推定回転角度制御手
段８は、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷ、駆動方
式切替回転数ωｄｒｖ、推定方式切替回転数ωｅｓｔが
入力され、駆動方式切替信号ＦＤｒｖと推定回転角度θ
とを出力するよう構成されている。トルク／電圧変換手
段２０２５には、トルク指令設定手段２７からのトルク
指令Ｔ＊が入力され、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を電圧指令作
成手段２０２０へ出力する。電圧指令作成手段２０２０
は、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷ、ｑ軸電圧指
令Ｖｑ＊、推定回転角度制御手段８からの駆動方式切替
信号ＦＤｒｖ及び推定回転角度θが入力され、ステータ
電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を駆動手段２０１０へ
出力する。駆動手段２０１０は、ステータ電圧指令ｖｕ
＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が入力され、ステータ巻線１Ｕ、１
Ｖ、１Ｗが接続されている。

【０１１５】図１８は実施例２のモータ制御装置におけ
る駆動手段２０１０の回路構成図である。図１８に示す
ように、駆動手段２０１０は、駆動素子制御手段２０１
１、電源１２、この電源１２に並列に接続された電解コ
ンデンサである平滑コンデンサ１３、上側ＩＧＢＴ１４
Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗ、上側ダイオード１５Ｕ、１５Ｖ、
１５Ｗ、下側ＩＧＢＴ１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗ、下側ダ
イオード１７Ｕ、１７Ｖ、１７Ｗを具備している。

【０１１６】駆動素子制御手段２０１１は、ステータ電
圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が入力され、後述の方法
で上側ＩＧＢＴ１４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗ、下側ＩＧＢＴ
１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗの通電・非通電を制御する。上
側ＩＧＢＴ１４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗの各コレクタはそれ
ぞれ電源１２の正端子に接続されており、下側ＩＧＢＴ
１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗの各コレクタはそれぞれ上側Ｉ
ＧＢＴ１４Ｕ、１４Ｖ、１４Ｗのエミッタとステータ巻
線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗとに接続されている。また、下側Ｉ
ＧＢＴ１６Ｕ、１６Ｖ、１６Ｗのエミッタは電源１２の
負端子に接続されている。上側ダイオード１５Ｕ、１５
Ｖ、１５Ｗは、それぞれ上側ＩＧＢＴ１４Ｕ、１４Ｖ、
１４Ｗに逆並列接続されている。下側ダイオード１７
Ｕ、１７Ｖ、１７Ｗは、それぞれ下側ＩＧＢＴ１６Ｕ、
１６Ｖ、１６Ｗに逆並列接続されている。

【０１１７】実施例２の推定回転角度制御手段８の構成
は、前述の実施例１の図３に示した推定回転角度制御手
段８と同じであり、その説明は省略する。

【０１１８】［実施例２の全体の動作］次に、実施例２
のモータ制御装置の全体の動作について説明する。実施
例２のモータ制御装置において、ブラシレスモータ９、
駆動方式切替回転数設定手段２８、推定方式切替回転数
設定手段２９、推定回転角度制御手段８、及びトルク指
令設定手段２７は前述の実施例１と同じであり、それら
の説明は省略する。

【０１１９】トルク／電圧変換手段２０２５は、下記式
（１１）のように、トルク指令Ｔ＊によりｑ軸電圧指令
Ｖｑ＊を作成する。式（１１）において、Ｋ１２はある
設定された定数である。

【０１２０】 Ｖｑ＊ ← Ｋ１２ × Ｔ＊ ・・・ （１１）

【０１２１】電圧指令作成手段２０２０は、推定回転角
度制御手段８の駆動方式切替信号ＦＤｒｖがローレベル
（ＦＤｒｖ＝０）のとき、矩形波状のステータ電圧指令
ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を作成し、駆動方式切替信号Ｆ
Ｄｒｖがハイレベル（ＦＤｒｖ＝１）のとき、正弦波状
のステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を作成す
る。

【０１２２】以下、電圧指令作成手段２０２０の動作に
ついて詳細に説明する。図１９は、実施例２におけるス
テータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに誘起される誘起電圧Ｖｂ
ｅｍｆＵ、ＶｂｅｍｆＶ、ＶｂｅｍｆＷと、回転位置信
号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷと、回転位置信号割り込み信
号ＩｎｔＣｓｓと、矩形波駆動時のステータ電圧指令ｖ
ｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と、正弦波駆動時のステータ電圧
指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊との関係を示す波形図であ
る。

【０１２３】駆動方式切替信号がＦＤｒｖ＝０のとき、
電圧指令作成手段２０２０は、回転位置信号３Ｕ、３
Ｖ、３Ｗとｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とに基づきそれぞれステ
ータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに印加する矩形波状のステー
タ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊（図１９の（ｈ）、
（ｉ）、（ｊ））を作成する。ステータ電圧指令ｖｕ
＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊は、通電区間が１２０°で、波高値
がｑ軸電圧指令Ｖｑ＊である。ステータ電圧指令ｖｕ
＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊とステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに
誘起される誘起電圧ＶｂｅｍｆＵ、ＶｂｅｍｆＶ、Ｖｂ
ｅｍｆＷとは、図１９に示す関係を有している。

【０１２４】具体的には、図１９に示すように、区間
（１）の回転位置信号（ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷ）＝
（１、０、１）のとき、ステータ電圧指令を（ｖｕ＊、
ｖｖ＊、ｖｗ＊）＝（Ｖｑ＊、−Ｖｑ＊、０）とする。
また、区間（２）の回転位置信号（ＣＳＵ、ＣＳＶ、Ｃ
ＳＷ）＝（１、０、０）のとき、ステータ電圧指令を
（ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊）＝（Ｖｑ＊、０、−Ｖｑ
＊）とする。区間（３）以下は図１９に示すとおりであ
り、このような通電方法は１２０度通電型矩形波駆動と
呼ばれる。

【０１２５】駆動方式切替信号がＦＤｒｖ＝１のとき、
電圧指令作成手段２０２０は、推定回転角度θとｑ軸電
圧指令Ｖｑ＊とに基づきそれぞれステータ巻線１Ｕ、１
Ｖ、１Ｗに印加する正弦波状のステータ電圧指令ｖｕ
＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊（図１９の（ｋ）、（ｌ）、
（ｍ））を作成する。ステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ
＊、ｖｗ＊は、正弦波状とし、ステータ巻線１Ｕ、１
Ｖ、１Ｗに誘起される誘起電圧ＶｂｅｍｆＵ、Ｖｂｅｍ
ｆＶ、ＶｂｅｍｆＷより位相を所定角度θａｄだけ進め
ており、波高値をｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とする。具体的に
は、下記式（１２）、（１３）及び（１４）によりステ
ータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊が算出される。

【０１２６】 ｖｕ＊ ← Ｖｑ＊ × ｓｉｎ（θ＋３０°＋θａｄ） ・・・ （１２） ｖｖ＊ ← Ｖｑ＊ × ｓｉｎ（θ−９０°＋θａｄ） ・・・ （１３） ｖｗ＊ ← Ｖｑ＊ × ｓｉｎ（θ−２１０°＋θａｄ）・・・ （１４）

【０１２７】図１８に示した駆動手段２０１０はステー
タ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗにステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖ
ｖ＊、ｖｗ＊で表される電圧を印加する。

【０１２８】以下、駆動手段２０１０の動作について詳
細に説明する。電源１２は駆動手段２０１０の電力源で
あり、平滑コンデンサ１３は電源１２を平滑する。図２
０は実施例２における駆動手段２０１０の駆動素子制御
手段２０１１等の回路構成図であり、駆動素子制御手段
２０１１は増幅器２０１１ａＵ、２０１１ａＶ、２０１
１ａＷ、比較器１１ｂＵ、１１ｂＶ、１１ｂＷ、および
三角波発生回路１１ｃを有している。増幅器２０１１ａ
Ｕ、２０１１ａＶ、２０１１ａＷは、下記式（１５）、
（１６）、（１７）のように、ステータ電圧指令ｖｕ
＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊とある設定された定数Ｋｅ２の乗算
結果をそれぞれＰＷＭ用電圧ｅｕ２、ｅｖ２、ｅｗ２と
して作成する。

【０１２９】 ｅｕ２ ← Ｋｅ２ × ｖｕ＊ ・・・ （１５） ｅｖ２ ← Ｋｅ２ × ｖｖ＊ ・・・ （１６） ｅｗ２ ← Ｋｅ２ × ｖｗ＊ ・・・ （１７）

【０１３０】式（１５）、（１６）、（１７）において
は、比例動作のみを行っているが、比例・積分動作や比
例・積分・微分動作を行ってもよい。特に、ステータ電
圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の分解能が低く波形が階
段状になるとき、積分動作を含めると、ステータ電圧指
令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊の波形を滑らかにしたのと同
様の効果がある。

【０１３１】三角波発生回路１１ｃは三角波（数ｋＨｚ
から数十ｋＨｚ）を発生する。比較器１１ｂＵはＰＷＭ
用電圧ｅｕ２と三角波を比較する。ＰＷＭ用電圧ｅｕ２
が大きいときは上側ＩＧＢＴ１４Ｕを通電状態とし、下
側ＩＢＧＴ１６Ｕを非通電状態とする。一方、ＰＷＭ用
電圧ｅｕ２が小さいときは上側ＩＢＧＴ１４Ｕを非通電
状態とし、下側ＩＢＧＴ１６Ｕを通電状態とする。な
お、上側ＩＧＢＴと下側ＩＧＢＴの通電状態が遷移する
とき、上側ＩＧＢＴと下側ＩＧＢＴをともに非通電と
し、駆動電源１２の短絡を防ぐための短い移行時間（デ
ットタイム）を設ける。他相についても同様に動作させ
る。その他、実施例２における推定回転角度制御手段８
等の動作は前述の実施例１と同様であるため省略する。

【０１３２】［実施例２の効果］前述の実施例１では駆
動手段１０にステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊
を与える構成であったが、実施例２のモータ制御装置の
ように駆動手段２０１０にステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖ
ｖ＊、ｖｗ＊を与える構成であっても、実施例１と同様
の効果を実施例２のモータ制御装置は有する。

【０１３３】《実施例３》次に、本発明のモータ制御装
置の実施例３について添付の図面を参照して説明する。
前述の実施例１及び実施例２ではモータ制御装置がブラ
シレスモータを制御し、回転させているときに、補正係
数作成手段５１を起動し、ブラシレスモータの回転数が
ある程度高く、回転数の変動が小さいときに、補正係数
記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓと
を作成した例を示した。実施例３のモータ制御装置で
は、ブラシレスモータを外部より回転させ、補正係数作
成手段３０５１を起動する割り込み信号（ＩｎｔＣｏ
ｒ）を外部から与えてやり、補正係数記憶値ＳｔｒＣｏ
ｒと絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓを作成し、不揮発性
メモリに保存する。実施例３のモータ制御装置において
は、再起動時においても最初から補正係数記憶値Ｓｔｒ
Ｃｏｒと絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓを用いて、ふら
つきのない推定回転角度θを作成し、トルクリップルな
くブラシレスモータを制御するものである。

【０１３４】［実施例３の全体の構成］まず、実施例３
のモータ制御装置の全体の構成について説明する。図２
１は実施例３のモータ制御装置の構成を示すブロック図
である。図２２は実施例３における推定回転角度制御手
段３００８等の構成を示すブロック図である。実施例３
において、前述の実施例１におけるものと同じ機能、構
成を有するものには同じ符号を付して、その説明は省略
する。

【０１３５】実施例３のモータ制御装置は、実施例１の
推定回転角度制御手段８（図３）における補正係数作成
手段５１を起動するための第３のタイマ割り込み信号Ｉ
ｎｔＴｍ３を発生する第３のタイマ５０を削除し、推定
回転角度制御手段３００８の外部に補正開始信号作成手
段３０５０を設け、この補正開始信号作成手段３０５０
が推定回転角度制御手段３００８の内部の補正係数作成
手段３０５１に補正開始割り込み信号ＩｎｔＣｏｒを出
力するよう構成したものである。

【０１３６】また、実施例１における補正係数記憶手段
６２と絶対角度記憶手段６３はＲＡＭ領域を用いたが、
実施例３のモータ制御装置では推定回転角度制御手段３
００８（図２２）の補正係数記憶手段３０６２と絶対角
度記憶手段３０６３をＰＲＯＭ、またはフラッシュメモ
リなどの不揮発性メモリの領域を用いている。また、実
施例３のモータ制御装置では補正係数記憶値ＳｔｒＣｏ
ｒ、および絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓの初期化の必
要はない。

【０１３７】さらに、実施例１においては、一回転割り
込み数ＮＣｓｓが機械角１回転あたりの回転位置信号割
り込み信号ＩｎｔＣｓｓ割り込みの数であり、磁極数が
４である場合には一回転割り込み数は１２であったが、
実施例３においては、一回転割り込み数ＮＣｓｓが電気
角１回転あたりの回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓ
ｓ割り込みの数として６とする。実施例３におけるその
他の構成は前述の実施例１と同様であり、説明を省略す
る。

【０１３８】［実施例３の全体の動作］次に、実施例３
のモータ制御装置における動作を説明する。出荷時の検
査時において、外部よりブラシレスモータ９を回転させ
る。十分な時間が経過し、ブラシレスモータ９の回転数
が一定となった後、補正開始信号作成手段３０５０は補
正開始割り込み信号ＩｎｔＣｏｒを補正係数作成手段３
０５１へ出力する。このため、補正係数作成手段３０５
１は起動状態となる。補正係数作成手段３０５１は、補
正開始割り込み信号ＩｎｔＣｏｒにより起動され、時間
間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓに基づき、補正係数記憶値Ｓｔ
ｒＣｏｒと絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓとを作成す
る。前述の実施例１ではブラシレスモータ９の回転数と
回転数変動を監視したが、実施例３では監視していな
い。

【０１３９】以下、補正係数作成手段３０５１の動作に
ついて図２３を用いて詳細に説明する。図２３は実施例
３における補正係数作成手段３０５１の動作を示すフロ
ーチャートである。ステップ（Ｓ３５１１）において、
補正開始割り込み信号ＩｎｔＣｏｒにより、補正係数作
成手段３０５１が起動される。ステップ（Ｓ５１５）及
び（Ｓ５１６）において、前述の実施例１の図１３に示
した補正係数作成手段５１のステップ（Ｓ５１５）及び
（Ｓ５１６）の動作と同じ動作が実行される。そのた
め、ここではステップ（Ｓ５１５）及び（Ｓ５１６）の
動作についての説明を省略する。ステップ（Ｓ３５１
８）において、補正係数作成手段３０５１の動作が終了
する。

【０１４０】補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角度記
憶値ＳｔｒθＣｓｓは、不揮発性メモリの領域に保存さ
れるため、モータ制御装置が停止しているときにも保持
され、起動時から補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角
度記憶値ＳｔｒθＣｓｓを用いて回転位置信号ＣＳＵ、
ＣＳＶ、ＣＳＷのばらつきを補正することができる。実
施例３におけるその他の動作は前述の実施例１と同様で
あり、説明を省略する。

【０１４１】［実施例３の効果］次に、実施例３のモー
タ制御装置により実現された効果を説明する。回転位置
信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷのばらつきの原因は、回転
位置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、３ＷであるホールＩＣ中の
ホール素子のオフセット電圧のばらつきや取り付け誤差
や回転位置検出円盤４の着磁むらである。このため、回
転位置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、３Ｗに起因するばらつき
は、ＣＳＵとＣＳＶのずれなどの回転位置信号ＣＳＵ、
ＣＳＶ、ＣＳＷ同士のばらつきとなり、電気角１回転で
変動する。一方、回転位置検出円盤４に起因するばらつ
きは、回転位置信号ＣＳＵの変動などの回転位置信号Ｃ
ＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷ自身のばらつきとなり、機械角１
回転で変動する。回転位置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ
に起因するばらつきが回転位置検出円盤４に起因するば
らつきに比べて大きいとき、ばらつきのほとんどの成分
が電気角１回転で変動するため、機械角１回転ではな
く、電気角１回転で補正することにより大きな効果が得
られる。

【０１４２】磁極数が４のときは機械角１回転あたり２
つの回転位置信号ＣＳＵの立ち上がりがあるため、モー
タ制御装置を再起動したとき特定の立ち上がりを認識で
きない。したがって、機械角１回転で変化するばらつき
の情報を保存しても、回転位置と１対１に対応できな
い。

【０１４３】しかし、電気角１回転で変化するばらつき
が大きいときは、実施例３のように、あらかじめ補正係
数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角度ＳｔｒθＣｓｓとを求
め不揮発性メモリの領域に保存しておけば、再起動後の
最初から回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷのばらつ
きを補正できる。

【０１４４】このように、補正係数作成手段３０５１に
おいて補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角度記憶値Ｓ
ｔｒθＣｓｓを作成し、不揮発メモリに保存し、図１０
及び図１１に示した実施例１と同様に、タイマ比較値作
成手段４０中のステップ（Ｓ４０２）において時間間隔
ＣｓｓＣｎｔを補正し、ステップ（Ｓ４０６）、および
（Ｓ４０７）で絶対回転角度θ０として絶対角度記憶値
ＳｔｒθＣｓｓを用いることにより、ふらつきのない推
定回転角度θを作成する。このため、実施例３によれ
ば、トルクリップルなくブラシレスモータを高精度に駆
動制御することのできるモータ制御装置を実現すること
ができる。なお、前述の実施例１と実施例３の各構成を
組み合わせてモータ制御装置を得ることもできる。ま
た、前述の実施例２と実施例３の各構成を組み合わせて
モータ制御装置を得ることもできる。このようにモータ
制御装置を構成することにより、製品出荷前にモータ制
御装置の時間間隔等を補正することができるともに、製
品稼働時においても常に補正して出力トルクを発生させ
る高精度の電流指令又は電圧指令を用いたモータ制御装
置を得ることができる。

【０１４５】《実施例４》次に、本発明に係るモータ制
御装置の実施例４について添付の図面を参照して説明す
る。前述の実施例１、実施例２、及び実施例３のモータ
制御装置においては、正弦波状の電流指令ｉｕ＊、ｉｖ
＊、ｉｗ＊、あるいは正弦波状の電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ
＊、ｖｗ＊を作成し、ステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに
正弦波状のステータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが流れるよう
構成した。実施例４は、回転座標系であるｄ−ｑ軸上で
電流を制御し、正弦波状のステータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉ
ｗを実現するものである。ここで、ｄ軸とはロータの永
久磁石により生ずる磁束と同じ向きの磁束が発生する電
流成分の軸をいう。また、ｑ軸は前記ｄ軸と直交する電
流成分の軸をいう。

【０１４６】前述の前述の実施例１、実施例２、及び実
施例３は、第１のタイマ７０の周波数ｆｃｋ１を第２の
タイマ３１の周波数ｆｃｋ２の整数倍で逓倍化し、推定
回転角度θをθｓｔｅｐづつ更新した。実施例４は、推
定回転角度θを電流制御周期ごとに演算により求める。
回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力されるた
びに進み量Δθを演算し、電流制御周期ごとに推定回転
角度θを進み量Δθだけ進めるものである。以下、実施
例４のモータ制御装置について詳細に説明する。

【０１４７】［実施例４の全体の構成］まず、本発明の
実施例４のモータ制御装置の全体構成について説明す
る。図２４は、実施例４におけるモータ制御装置の構成
を示すブロック図である。図２４において、実施例４の
ブラシレスモータ９は、前述の実施例１と同じ構成であ
るため、実施例１の説明を援用して重複する説明を省略
する。

【０１４８】実施例４のモータ制御装置は、トルク指令
Ｔ＊を出力するトルク指令設定手段２７、駆動方式切替
回転数ωｄｒｖを出力する駆動方式切替回転数設定手段
２８、及び推定方式切替回転数ωｅｓｔを出力する推定
方式切替回転数設定手段２９の３つの設定手段を具備し
ている。また、実施例４のモータ制御装置は、トルク／
ｄｑ軸電流変換手段４０２５、電流制御手段４０２０、
駆動手段２０１０、推定回転角度進み量作成手段４００
８、及びステータ巻線１Ｕ、１Ｖに流れる電流を検知し
てステータ電流値信号ｉｕ、ｉｖを電流制御手段４０２
０へ出力する電流センサ２Ｕ、２Ｖを有している。

【０１４９】推定回転角度進み量作成手段４００８は、
回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷと駆動方式切替回
転数ωｄｒｖと推定方式切替回転数ωｅｓｔと推定回転
角度θと第４のタイマ４２１０（図２５）のタイマ値Ｔ
ｍ４とが入力され、駆動方式切替信号ＦＤｒｖと進み量
Δθと推定回転角度θとが出力される。

【０１５０】トルク／ｄｑ軸電流変換手段４０２５は、
トルク指令設定手段２７のトルク指令Ｔ＊が入力され、
ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊とを出力す
る。電流制御手段４０２０は、回転位置信号ＣＳＵ、Ｃ
ＳＶ、ＣＳＷとｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ
＊と駆動方式切替信号ＦＤｒｖと進み量Δθと推定回転
角度θとが入力され、ステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ
＊、ｖｗ＊を駆動手段２０１０へ出力し、推定回転角度
θと第４のタイマ４２１０（図２５）のタイマ値Ｔｍ４
とを推定回転角度進み量作成手段４００８に出力する。
実施例４の駆動手段２０１０は、前述の実施例２と同様
であり、その説明は省略する。

【０１５１】図２５は、実施例４のモータ制御装置にお
ける電流制御手段４０２０の構成を示すブロック図であ
る。図２５において、電流制御手段４０２０は、第４の
タイマ４２１０とステータ電圧指令作成手段４２２０と
から構成される。第４のタイマ４２１０は、ある設定さ
れた時間ごとに第４のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ４
をステータ電圧指令作成手段４２２０に出力する。ま
た、第４のタイマ４２１０はタイマ値Ｔｍ４を推定回転
角度進み量作成手段４００８に出力する。ステータ電圧
指令作成手段４２２０は、第４のタイマ割り込み信号Ｉ
ｎｔＴｍ４により起動され、ステータ電流値ｉｕ、ｉｖ
とｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊と推定回転
角度θと進み量Δθと回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、Ｃ
ＳＷと駆動方式切替信号ＦＤｒｖとが入力され、ステー
タ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と推定回転角度θと
を出力する。このステータ電圧指令作成手段４２２０
は、正弦波駆動時ステータ電圧指令作成手段４２３０と
矩形波駆動時ステータ電圧指令作成手段４２４０とステ
ータ電圧指令選択手段４２５０とから構成される。

【０１５２】正弦波駆動時ステータ電圧指令作成手段４
２３０は、ステータ電流値ｉｕ、ｉｖとｄ軸電流指令Ｉ
ｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊と推定回転角度θと進み量Δ
θとが入力され、正弦波駆動時ステータ電圧指令ｖｕ＊
１、ｖｖ＊１、ｖｗ＊１をステータ電圧指令選択手段４
２５０に出力し、推定回転角度θを推定回転角度進み量
作成手段４００８に出力する。

【０１５３】矩形波駆動時ステータ電圧指令作成手段４
２４０は、ステータ電流値ｉｕ、ｉｖと回転位置信号Ｃ
ＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷとｑ軸電流指令Ｉｑ＊とが入力さ
れ、矩形波駆動時ステータ電圧指令ｖｕ＊２、ｖｖ＊
２、ｖｗ＊２をステータ電圧指令選択手段４２５０に出
力する。ステータ電圧指令選択手段４２５０は、駆動方
式切替信号ＦＤｒｖと正弦波駆動時ステータ電圧指令ｖ
ｕ＊１、ｖｖ＊１、ｖｗ＊１と矩形波駆動時ステータ電
圧指令ｖｕ＊２、ｖｖ＊２、ｖｗ＊２とが入力され、ス
テータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を駆動手段２０
１０に出力する。

【０１５４】図２６は実施例４のモータ制御装置におけ
る推定回転角度進み量作成手段４００８の構成を示すブ
ロック図である。図２６において、推定回転角度進み量
作成手段４００８の時間間隔測定手段３０は、第２のタ
イマ３１を有し、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷ
が入力され、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓと
時間間隔ＣｓｓＣｎｔとを進み量演算手段４０４０へ出
力する。時間間隔記憶手段６１は進み量演算手段４０４
０からの時間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓを記憶する。第３
のタイマ５０は、ある設定された時間ごとに第３のタイ
マ割り込み信号ＩｎｔＴｍ３を補正係数作成手段５１へ
出力する。補正係数作成手段５１は第３のタイマ５０の
第３のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ３で起動され、時
間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓが入力され、補正係数記憶値
ＳｔｒＣｏｒと絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓとを出力
する。補正係数記憶手段６２は補正係数記憶値ＳｔｒＣ
ｏｒを記憶し、絶対角度記憶手段６３は絶対角度記憶値
ＳｔｒθＣｓｓを記憶する。

【０１５５】進み量演算手段４０４０は、回転位置信号
割り込み信号ＩｎｔＣｓｓにより起動され、駆動方式切
替回転数ωｄｒｖと推定方式切替回転数ωｅｓｔと時間
間隔ＣｓｓＣｎｔと補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対
角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓと推定回転角度θと第４のタ
イマ４２１０のタイマ値Ｔｍ４とが入力される。そし
て、進み量演算手段４０４０は、駆動方式切替信号ＦＤ
ｒｖと進み量Δθと推定回転角度θと時間間隔記憶値Ｓ
ｔｒＣｓｓとを出力する。

【０１５６】［実施例４の動作の詳細］次に、実施例４
のモータ制御装置における全体の動作を説明する。ロー
タ５が回転するとそのロータ５に接続された回転位置検
出円盤４が回転し、回転位置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、３
Ｗに鎖交する磁束が変化する。ホールＩＣである回転位
置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、３Ｗは、その磁束量が増幅さ
れ、波形整形された前述の図７に示したような回転位置
信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷをそれぞれ出力する。図７
において、角度は電気角を表し、回転位置信号ＣＳＵの
立ち上がり位置を便宜上０°とする。実施例４のブラシ
レスモータは４極であるため、機械角１８０°が電気角
３６０°にあたる（電気角＝機械角×（磁極数／
２））。実施例４において、回転位置信号発生器３Ｕ、
３Ｖ、３Ｗは互いに電気角で１２０°づつずれて配置さ
れているため、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷは
互いに電気角で１２０°づつずれる。また、回転位置信
号発生器３Ｕ、３Ｖ、３Ｗは、回転位置信号ＣＳＵ、Ｃ
ＳＶ、ＣＳＷのゼロクロスの位置がステータ巻線１Ｕ、
１Ｖ、１Ｗのそれぞれ誘起される誘起電圧Ｖｂｅｍｆ
Ｕ、ＶｂｅｍｆＶ、ＶｂｅｍｆＷに比べて、３０°遅れ
るよう配置されている。

【０１５７】駆動方式切替回転数設定手段２８は駆動方
式切替回転数ωｄｒｖを設定し、その駆動方式切替回転
数ωｄｒｖを推定回転角度進み量作成手段４００８へ出
力する。推定方法切替回転数設定手段２９は推定方式切
替回転数ωｅｓｔを設定し、その推定方式切替回転数ω
ｅｓｔを推定回転角度進み量作成手段４００８に出力す
る。推定回転角度進み量作成手段４００８は、後述の方
法により、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷと駆動
方式切替回転数ωｄｒｖと推定方式切替回転数ωｅｓｔ
と補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角度記憶値Ｓｔｒ
θＣｓｓと推定回転角度θと第４のタイマ４２１０のタ
イマ値Ｔｍ４に基づき、駆動方式切替信号ＦＤｒｖと進
み量Δθと推定回転角度θと時間間隔記憶値ＳｔｒＣｓ
ｓとを出力する。

【０１５８】トルク指令設定手段２７はトルク指令Ｔ＊
を設定し、トルク／ｄｑ軸電流変換手段４０２５へ出力
する。トルク／ｄｑ軸電流変換手段４０２５は、下記式
（１８）のように、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊を０とする。ま
た、前述の実施例１の式（２）と同じように、トルク指
令Ｔ＊に基づきｑ軸電流指令Ｉｑ＊を作成する。

【０１５９】Ｉｄ＊ ← ０ ・・・ （１８）

【０１６０】次に、図２５に示した電流制御手段４０２
０の動作を説明する。電流制御手段４０２０は、ステー
タ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を制御し、ステータ
巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに所定の電流を流す。駆動方式切
替信号ＦＤｒｖがローレベル（ＦＤｒｖ＝０）のとき、
矩形波状のステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を
作成し、ステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに矩形波状の電
流を流す。駆動方式切替信号ＦＤｒｖがハイレベル（Ｆ
Ｄｒｖ＝１）のとき、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流がそれぞ
れｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊になるよう
に制御し、ステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに正弦波状の
電流を流す。以下、実施例４における電流制御手段４０
２０における動作の詳細について説明する。

【０１６１】図２７は実施例４における電流制御手段４
０２０の第４のタイマ４２１０の動作を説明する図であ
る。図２７に示すように、第４のタイマ４２１０は、周
波数ｆｃｋ４でカウントアップする。タイマ値Ｔｍ４が
ある設定された値ＣｍｐＴｍ４と等しくなると、第４の
タイマ４２１０は第４のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ
４を出力し、タイマ値Ｔｍ４を０にリセットし、再びカ
ウントアップする。ステータ電圧指令作成手段４２２０
は、第４のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ４により起動
される。矩形波駆動時ステータ電圧指令作成手段４２４
０は、矩形波駆動時に使用するステータ電圧指令（矩形
波駆動時ステータ電圧指令）ｖｕ＊２、ｖｖ＊２、ｖｗ
＊２を作成する。以下、その詳細を説明する。

【０１６２】矩形波電流指令作成手段４２４１は、回転
位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷとｑ軸電流指令Ｉｑ＊
とに基づき、図７の（ｈ）、（ｉ）、（ｊ）に示す矩形
波状のステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊を作成
する。矩形波状のステータ電流指令ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉ
ｗ＊は、通電区間が１２０°であり、波高値がｑ軸電流
指令Ｉｑ＊であり、ステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１Ｗに誘
起される誘起電圧ＶｂｅｍｆＵ、ＶｂｅｍｆＶ、Ｖｂｅ
ｍｆＷとの関係が図７に示す関係を有している。図７に
示すように、区間（１）において回転位置信号（ＣＳ
Ｕ、ＣＳＶ、ＣＳＷ）＝（１、０、１）のとき、矩形波
状のステータ電流指令（ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊）＝
（Ｉｑ＊、−Ｉｑ＊、０）とする。また、区間（２）に
おける回転位置信号（ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷ）＝
（１、０、０）のとき、矩形波状のステータ電流指令
（ｉｕ＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊）＝（Ｉｑ＊、０、−Ｉｑ
＊）とする。区間（３）以下は図７に示すとおりであ
り、このような通電方法は１２０度通電型矩形波駆動と
呼ばれる。

【０１６３】そして、下記式（１９）のように、ステー
タ電流指令ｉｕ＊からステータ電流値ｉｕを減算したも
のを比例ゲインＫＰＫ、積分ゲインＫＩＫで比例積分し
たものを矩形波駆動時ステータ電流指令ｖｕ＊２とす
る。Ｖ相についても同様に、下記式（２０）のようにす
る。また、Ｗ相については、下記式（２１）のように、
ステータ電流ｉｕとｉｖとの加算結果を符号を変えたも
のをＷ相のステータ電流ｉｗとして使用する。

【０１６４】 ｖｕ＊２ ← （ＫＰＫ＋ＫＩＫ／ｓ）×（ｉｕ＊−ｉｕ） ・・・（１９） ｖｖ＊２ ← （ＫＰＫ＋ＫＩＫ／ｓ）×（ｉｖ＊−ｉｖ） ・・・（２０） ｖｗ＊２ ← （ＫＰＫ＋ＫＩＫ／ｓ）×［ｉｗ＊−｛−（ｉｕ＋ｉｖ）｝］ ・・・ （２１） 実施例４において、ｓはラプラス演算子であり、１／ｓ
は積分を表す。

【０１６５】正弦波駆動時ステータ電圧指令作成手段４
２３０は、正弦波駆動時に使用するステータ電圧指令
（正弦波駆動時ステータ電圧指令）ｖｕ＊１、ｖｖ＊
１、ｖｗ＊１を作成する。

【０１６６】以下、実施例４における正弦波駆動時ステ
ータ電圧指令作成手段４２３０の詳細について説明す
る。推定回転角度制御手段４２３１は、推定回転角度θ
に進み量Δθを加算し、新しい推定回転角度θとする。
３／２変換手段４２３２は、下記式（２２）、（２３）
のように、ステータ電流ｉｕ、ｉｖと推定回転角度θと
に基づき、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを作成する。こ
こで、ｑ軸電流Ｉｑとは、ステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、１
Ｗに流れる電流のうち、逆起電圧ＶｂｅｍｆＵ、Ｖｂｅ
ｍｆＶ、ＶｂｅｍｆＷと同一の位相をもつ電流の成分で
ある。また、ｄ軸電流Ｉｄを、ｑ軸電流よりも９０°位
相が遅れた成分であると定義する。

【０１６７】

【数１】

【０１６８】そして、下記式（２４）のように、ｄ軸電
流指令Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄを減算したものを比例ゲ
インＫＰＤ、積分ゲインＫＩＤで比例積分したものをｄ
軸電圧指令Ｖｄ＊とする。また、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊か
らｑ軸電流Ｉｑを減算したものを比例ゲインＫＰＱ、積
分ゲインＫＩＱで比例積分したものをｑ軸電圧指令Ｖｑ
＊とする。

【０１６９】 Ｖｄ＊ ← （ＫＰＤ＋ＫＩＤ／ｓ）×（Ｉｄ＊−Ｉｄ） ・・・（２４） Ｖｑ＊ ← （ＫＰＱ＋ＫＩＱ／ｓ）×（Ｉｑ＊−Ｉｑ） ・・・（２５）

【０１７０】２／３変換手段４２３３は、下記式（２
６）（２７）（２８）のように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と
ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と推定回転角度θとに基づき、正弦
波駆動時ステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を作
成する。

【０１７１】 ｖｕ＊ ← − Ｖｄ＊ × ｃｏｓ（θ＋３０°） ＋ Ｖｑ＊ × ｓｉｎ（θ＋３０°） ・・・（２６） ｖｖ＊ ← − Ｖｄ＊ × ｃｏｓ（θ−９０°） ＋ Ｖｑ＊ × ｓｉｎ（θ−９０°） ・・・（２７） ｖｗ＊ ← − Ｖｄ＊ × ｃｏｓ（θ−２１０°） ＋ Ｖｑ＊ × ｓｉｎ（θ−２１０°） ・・・（２８）

【０１７２】ステータ電圧指令選択手段４２５０は、駆
動切替信号ＦＤｒｖ＝０で矩形波駆動をするとき、矩形
波駆動時ステータ電圧指令ｖｕ＊２、ｖｖ＊２、ｖｗ＊
２をステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊とする。
一方、駆動切替信号ＦＤｒｖ＝１で正弦波駆動をすると
き、正弦波駆動時ステータ電圧指令ｖｕ＊１、ｖｖ＊
１、ｖｗ＊１をステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ
＊とする。実施例４におけるステータ巻線１Ｕ、１Ｖ、
１Ｗに適切な電力を供給する駆動手段２０１０は、前述
の実施例２と同様であるため、その説明を省略する。

【０１７３】［推定回転角度進み量作成手段４００８の
動作］次に、図２６に示した推定回転角度進み量作成手
段４００８の動作について説明する。時間間隔測定手段
３０、第３のタイマ５０、補正係数作成手段５１、時間
間隔記憶手段６１、補正係数記憶手段６２、及び絶対角
度記憶手段６３の動作は前述の実施例１と同様であり、
その説明を省略する。

【０１７４】図２８及び図２９は、実施例４の推定回転
角度進み量作成手段４００８における進み量演算手段４
０４０の動作を示すフローチャートである。進み量演算
手段４０４０は、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓ
ｓにより起動され、図２８及び図２９に示す動作を行
う。図２６に示したように、進み量演算手段４０４０に
は、時間間隔ＣｓｓＣｎｔ、駆動方式切替回転数ωｄｒ
ｖ、推定方式切替回転数ωｅｓｔ、補正係数記憶値Ｓｔ
ｒＣｏｒ、絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓ、推定回転角
度θ、及び第４のタイマ４２１０のタイマ値Ｔｍ４が入
力される。これらの値に基づき、進み角演算手段４０４
０は、時間間隔記憶手段６１で記憶され補正係数作成手
段５１で使用される時間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓを出力
する。また、進み量演算手段４０４０は、電流制御手段
４０２０を制御する駆動方式切替信号ＦＤｒｖ、進み量
Δθ、及び推定回転角度θが作成され出力される。

【０１７５】次に、図２８及び図２９に示したフローチ
ャートにより、実施例４における進み量演算手段４０４
０の動作について説明する。ステップ（Ｓ４４０１）に
おいて、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓの割り
込みにより、進み量演算手段４０４０を起動する。ステ
ップ（Ｓ４０２）の動作は実施例１と同様であり、説明
を省略する。ステップ（Ｓ４４０３）において、時間間
隔ＣｓｓＣｎｔと駆動方式切替時間間隔ＣｓｓＣｎｔＤ
ｒｖとを比較する。ここで、駆動方式切替時間間隔Ｃｓ
ｓＣｎｔＤｒｖは、ブラシレスモータの回転数が駆動方
式切替回転数ωｄｒｖのときの時間間隔であり、駆動方
式切替回転数ωｄｒｖから計算される。ステップ（Ｓ４
４０３）において、時間間隔ＣｓｓＣｎｔが駆動方式切
替時間間隔ＣｓｓＣｎｔＤｒｖより小さいときステップ
（Ｓ４４０４）へ進む。一方、時間間隔ＣｓｓＣｎｔが
駆動方式切替時間間隔ＣｓｓＣｎｔＤｒｖより小さくな
いとき、ステップ（Ｓ４４１３）へ進む。

【０１７６】したがって、ステップ（Ｓ４４０４）以下
のフロー動作は、ブラシレスモータの回転数が駆動方式
切替回転数ωｄｒｖより大きいとき行われ、推定回転角
度θによる正弦波駆動を行う。一方、ステップ（Ｓ４４
１３）以下のフロー動作は、ブラシレスモータの回転数
が駆動方式切替回転数ωｄｒｖより小さいとき行われ、
回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷによる１２０度通
電型矩形波駆動を行う。ステップ（Ｓ４４０４）におい
て、時間間隔ＣｓｓＣｎｔと推定方式切替時間間隔Ｃｓ
ｓＣｎｔＥｓｔとを比較する。ここで、推定方式切替時
間間隔ＣｓｓＣｎｔＥｓｔは、ブラシレスモータの回転
数が推定方式切替回転数ωｅｓｔのときの時間間隔であ
り、推定方式切替回転数ωｅｓｔから計算される。ステ
ップ（Ｓ４４０４）において、時間間隔ＣｓｓＣｎｔが
推定方式切替時間間隔ＣｓｓＣｎｔＥｓｔより小さいと
き、ステップ（Ｓ４４０５）へ進む。一方、時間間隔Ｃ
ｓｓＣｎｔが推定方式切替時間間隔ＣｓｓＣｎｔＥｓｔ
より小さくないとき、図２９のステップ（Ｓ４４０７）
へ進む。

【０１７７】したがって、ステップ（Ｓ４４０５）以下
の動作は、ブラシレスモータの回転数が推定方式切替回
転数ωｅｓｔより大きいとき行われ、機械角１回転ごと
に進み量Δθを作成する。一方、ステップ（Ｓ４４０
７）以下の動作は、ブラシレスモータの回転数が推定方
式切替回転数ωｅｓｔより小さいとき行われ、回転位置
信号割り込みＩｎｔＣｓｓごとに進み量Δθを作成す
る。ステップ（Ｓ４４０５）において、ｉと０とを比較
し、それぞれが等しいとき、図２９のステップ（Ｓ４４
０６）へ進む。一方、ｉと０が等しくないとき、図２９
のステップ（Ｓ４４１０）へ進む。従って、ステップ
（Ｓ４４０６）の動作をするときは、回転位置信号ＣＳ
Ｕの立ち上がりにおける特定の１つであり、機械角１回
転あたり１回動作する。ステップ（Ｓ４４０６）におい
て、下記式（３０）のように、時間間隔総和ＺＣｎｔを
一回転割り込み数ＮＣｓｓで除算し、その値に１次ディ
ジタルＬＰＦ（ローパスフィルタ）を作用させたものを
ＬＰＦ後時間間隔ＬｐｆＣｓｓＣｎｔとする。ここで、
ｋｌｚは０から１までのある値に設定されたローパスフ
ィルタの係数であり、ｋｌｚが小さくなればなるほど、
ＬＰＦの作用が大きくなる。また、時間間隔総和ＺＣｎ
ｔを一回転割り込み数ＮＣｓｓで除算したものは機械角
１回転中の時間間隔の平均であり、個別の時間間隔Ｃｓ
ｓＣｎｔにＬＰＦを作用させる代わりに、時間間隔の平
均値を用いる。

【０１７８】 ＬｐｆＣｓｓＣｎｔ ← ｋｌｚ・Ｚｃｎｔ／ＮＣｓｓ ＋ （１−ｋｌｚ）・ＬｐｆＣｓｓＣｎｔ ・・・ （３０）

【０１７９】ステップ（Ｓ４４０６）において、下記式
（３１）のように、ずれ量Ｚｕｒｅを演算する。電流制
御手段４０２０の推定回転角度制御手段４２３１（図２
５）において、推定回転角度θは電流制御周期ごと（第
４のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ４が発生するごと）
に進み量Δθだけ進められる。最後の電流制御時（最後
の第４のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ４が入力された
とき）から、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが
入力され進み量演算手段４０４０（図２６）が起動され
るまで時間が経過しているため、ずれ量Ｚｕｒｅを評価
するにあたり、推定回転角度θをそのまま用いると誤差
が生じる。そのため、第４のタイマ４２１０のタイマ値
Ｔｍ４と設定値ＣｍｐＴｍ４との比に進み量Δθを乗じ
た結果を推定回転角度θに加算したもの（θ＋Δθ・Ｔ
ｍ４／ＣｍｐＴｍ４）をその時点での推定した回転角度
となる。したがって、ずれ量Ｚｕｒｅはこの加算結果か
ら絶対回転角度θ０を減算したものとなる。なお、下記
式（３１）で用いられる進み量Δθは、前回の回転位置
信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力されたときに求め
られたものである。

【０１８０】 Ｚｕｒｅ ← θ ＋Δθ・Ｔｍ４／ＣｍｐＴｍ４ −θ０ ・・・ （３１）

【０１８１】ステップ（Ｓ４４０６）において、下記式
（３２）のように、進み量Δθは演算される。理想的に
６０°おきに回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが
入力されるときを考える。ロータ５が電気角で６０°進
むのに要する時間は、時間間隔ＣｓｓＣｎｔを周波数ｆ
ｃｋ２で除算（ＣｓｓＣｎｔ／ｆｃｋ２）したものであ
る。一方、電流制御周期（第４のタイマ割り込み信号Ｉ
ｎｔＴｍ４が入力される周期）は、設定値ＣｍｐＴｍ４
を周波数ｆｃｋ４で除算（ＣｍｐＴｍ４／ｆｃｋ４）し
たものである。したがって、進み量Δθは前者の時間に
対する後者の時間の比に６０°を乗じたもの（６０°・
（ＣｍｐＴｍ４／ｆｃｋ４）／（ＣｓｓＣｎｔ／ｆｃｋ
１））となる。ここで、６０°・ＣｍｐＴｍ４・ｆｃｋ
１／ｆｃｋ４＝ｋｄθと定義すると、進み量Δθは、Δ
θ＝ｋｄθ／ＣｓｓＣｎｔと表される。実施例４では、
時間間隔ＣｓｓＣｎｔにずれ補正ｋｚ２・Ｚｕｒｅを加
算することによりずれ補正を行っている。絶対回転角度
θ０より推定回転角度θが進んでいるとき、ずれ量Ｚｕ
ｒｅは正となる。このとき、進み量Δθを小さくするよ
うに補正する。一方、絶対回転角度θ０より推定回転角
度θが遅れているとき、ずれ量Ｚｕｒｅは負となる。こ
のとき、進み量Δθを大きくするように補正する。ここ
で、ｋｚ２は機械１回転に１度だけ進み量Δθを作成す
るときのずれ補正ゲインである。また、ずれ量Ｚｕｒｅ
は前述の［実施例１の動作の概要］において説明した式
（１）のαに比例する。さらに、実施例４では、時間間
隔ＣｓｓＣｎｔをそのまま使用せず、１次ディジタルＬ
ＰＦ（ローパスフィルタ）を作用させたＬＰＦ後時間間
隔ＬｐｆＣｓｓＣｎｔを使用する。

【０１８２】 Δθ ← ｋｄθ ／ （ＬｐｆＣｓｓＣｎｔ ＋ ｋｚ２・Ｚｕｒｅ） ・・・ （３２）

【０１８３】ステップ（Ｓ４４０６）において、時間間
隔総和ＺＣｎｔに０を代入し、時間間隔総和ＺＣｎｔを
０にリセットする。ステップ（Ｓ４４０７）において、
下記式（３３）のように、時間間隔ＣｓｓＣｎｔに１次
ディジタルＬＰＦ（ローパスフィルタ）を作用させたも
のをＬＰＦ後時間間隔ＬｐｆＣｓｓＣｎｔとする。ここ
で、ｋｌｃｓｓは０から１までのある値に設定されたロ
ーパスフィルタの係数である。

【０１８４】 ＬｐｆＣｓｓＣｎｔ ← ｋｌｃｓｓ・ＣｓｓＣｎｔ ＋ （１−ｋｌｃｓｓ）・ＬｐｆＣｓｓＣｎｔ ・・・ （３３）

【０１８５】ステップ（Ｓ４４０７）において、式（３
１）のように、ずれ量Ｚｕｒｅを演算する。ステップ
（Ｓ４４０７）において、下記式（３４）のように、進
み量Δθを演算する。実施例４では、時間間隔ＣｓｓＣ
ｎｔにｋｃｓｓ２・Ｚｕｒｅを加算することによりずれ
補正を行っている。絶対回転角度θ０より推定回転角度
θが進んでいるとき、ずれ量Ｚｕｒｅは正となる。この
とき、進み量Δθを小さくするように補正する。一方、
絶対回転角度θ０より推定回転角度θが遅れていると
き、ずれ量Ｚｕｒｅは負となる。このとき、進み量Δθ
を大きくするように補正する。ここで、ｋｃｓｓ２は回
転位置割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力されるごとに進
み量Δθを作成するときのずれ補正ゲインであり、ずれ
量Ｚｕｒｅは前述の［実施例１の動作の概要］において
説明した式（１）のαに比例する。さらに、実施例４で
は、時間間隔ＣｓｓＣｎｔをそのまま使用せず、第１次
ディジタルＬＰＦを作用させたＬＰＦ後時間間隔Ｌｐｆ
ＣｓｓＣｎｔを使用する。

【０１８６】 Δθ ← ｋｄθ ／ （ＬｐｆＣｓｓＣｎｔ ＋ ｋｃｓｓ２・Ｚｕｒｅ） ・・・ （３４）

【０１８７】ステップ（Ｓ４４０８）において、正弦波
駆動判断フラッグＦＦｉｒｓｔＳｉｎと１を比較する。
正弦波駆動判断フラッグＦＦｉｒｓｔＳｉｎと１が等し
いとき、ステップ（Ｓ４４０９）へ進む。一方、正弦波
駆動判断フラッグＦＦｉｒｓｔＳｉｎと１が等しくない
とき、ステップ（Ｓ４４１０）へ進む。ステップ（Ｓ４
４０９）において、推定回転角度θに絶対回転角度θ０
を代入し、正弦波駆動判断フラッグＦＦｉｒｓｔＳｉｎ
に０を代入する。

【０１８８】矩形波駆動から正弦波駆動に切り替わった
ときには推定回転角度θは不定である。このため、矩形
波駆動から正弦波駆動に切り替わったときに、推定回転
角度θを正しい値にリセットする必要がある。そこで、
ステップ（Ｓ４４０８）、ステップ（Ｓ４４０９）、お
よびステップ（Ｓ４４１３）において、正弦波判断フラ
ッグＦＦｉｒｓｔＳｉｎを用いて、矩形波駆動から正弦
波駆動に切り替わったことを判断し、推定回転角度θに
絶対回転角度θ０を代入する。

【０１８９】ステップ（Ｓ４４１０）において、下記式
（３４）から（３６）のように、推定回転角度θを制限
する。式（３４）に示すように、推定回転角度θから絶
対回転角度θ０を減じた結果が−θａｌｌｏｗより小さ
いとき、絶対回転角度θ０からθａｌｌｏｗを減じた結
果を推定回転角度θとする。一方、式（３６）に示すよ
うに、推定回転角度θから絶対回転角度θ０を減じた結
果がθａｌｌｏｗより大きいとき、絶対回転角度θ０に
θａｌｌｏｗを加えた結果を推定回転角度θとする。上
記以外の状態のとき、推定回転角度θは制限されない
（式（３５））。ここで、θａｌｌｏｗは制限幅を示す
ある設定された値である。

【０１９０】 θ ＝ θ０ − θａｌｌｏｗ （（θ−θ０） ＜ −θａｌｌｏｗのとき） ・・・ （３４） θ ＝ θ （−θａｌｌｏｗ ≦ （θ−θ０） ＜ θａｌｌｏｗのとき） ・・・ （３５） θ ＝ θ０ ＋ θａｌｌｏｗ （（θ−θ０） ≧ θａｌｌｏｗのとき） ・・・ （３６）

【０１９１】ステップ（Ｓ４４１２）において、駆動方
式切替信号ＦＤｒｖに１を代入する。駆動方式切替信号
をＦＤｒｖ＝１（ハイレベル）とし、推定回転角度θを
用いた正弦波駆動を行うことを電流制御手段４０２０に
伝える。一方、ステップ（Ｓ４４１３）においては、駆
動方式切替信号ＦＤｒｖに０を代入する。駆動方式切替
信号をＦＤｒｖ＝０（ローレベル）とし、回転位置信号
ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷを用いた１２０度通電型矩形波
駆動することを電流制御手段４０２０に伝える。そし
て、正弦波駆動判断フラッグＦＦｉｒｓｔＳｉｎに１を
代入する。

【０１９２】ステップ（Ｓ４４１４）において、進み量
作成手段４０４０の動作は終了する。

【０１９３】［実施例４の効果］次に、実施例４のモー
タ制御装置により実現された効果を説明する。従来のモ
ータ制御装置において、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、
ＣＳＷを用いた１２０度通電型矩形波駆動を行うと、ス
テータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが歪み、出力トルクの変動
が大きくなり、モータの振動や騒音が大きくなるという
問題があった。そこで、実施例４のモータ制御装置にお
いては、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力
されるたびに進み量Δθを作成し、電流制御周期（第４
のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ４が入力される周期）
ごとに推定回転角度θを進み量Δθだけ進め、ｄｑ軸上
で電流を制御する。これにより、正弦波状のステータ電
流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをステータ巻線に流す。この結果、
実施例４によれば、出力トルクの変動が小さく、モータ
の振動や騒音の小さいモータ制御装置を実現することが
できる。

【０１９４】また、従来のモータ制御装置においては、
実際の回転角度と推定回転角度θがずれていると、トル
ク指令Ｔ＊のとおりにトルクを出力できないという問題
があった。そこで、図２８及び図２９に示した実施例４
の進み量演算手段４０４０のステップ（Ｓ４４０６）、
およびステップ（Ｓ４４０７）においてずれ補正し、実
際の回転角度と推定回転角度θのずれをなくした。そし
て、ｄｑ軸上で電流を制御し、実際の回転角度に基づい
た正弦波状のステータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを流す。こ
の結果、実施例４によれば、トルク指令Ｔ＊のとおりの
出力トルクを実現し、出力トルクの変動が小さく、モー
タの振動や騒音が小さいモータ制御装置を実現すること
ができる。

【０１９５】また、従来のモータ制御装置において、ブ
ラシレスモータが停止しているときは、回転位置信号割
り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力されないため、回転角度
を推定できず、さらに、回転速度が小さいときは、第２
のタイマ３１がオーバーフローすることがあるため、回
転角度を推定できないという問題があった。そこで、本
発明に係る実施例４のモータ制御装置は、進み量演算手
段４０４０中のステップ（Ｓ４４０３）を動作させ、ブ
ラシレスモータの回転数が駆動方式切替回転数ωｄｒｖ
より低いときは１２０度通電型矩形波駆動を行い、回転
数が高いときは正弦波駆動を行うことにより、モータ制
御装置はブラシレスモータを確実に起動させる。この結
果、実施例４によれば、低回転でも確実にトルクを出力
するモータ制御装置を実現することが可能となる。

【０１９６】また、従来のモータ制御装置において、ブ
ラシレスモータの回転速度が速くなると、進み量演算手
段４０４０の計算負荷が大きくなり、計算が終わる前に
次の回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力さ
れ、回転角度を推定できないという問題があった。そこ
で、実施例４の進み量演算手段４０４０においてステッ
プ（Ｓ４４０４）を動作させ、ブラシレスモータの回転
数が推定方式切替回転数ωｅｓｔより低いときは回転位
置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓごとに進み量Δθを作
成し、回転数が高いときは機械角１回転ごとに進み量Δ
θを作成している。これにより、実施例４によれば、回
転数が高くても推定回転角度θを作成し、ｄｑ軸上で電
流制御し、正弦波状のステータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを
流すことにより、出力トルクの変動が小さく、モータの
振動や騒音の小さいモータ制御装置を実現する。

【０１９７】また、前述の［実施例１の動作の概要］に
おいて説明したように、従来のモータ制御装置におい
て、ホールＩＣなどの回転位置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、
３Ｗ（図１）の出力信号のばらつきや取り付け誤差、回
転位置検出円盤４の着磁のばらつきなどにより、回転位
置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷにばらつきが生じること
がある。このため、時間間隔ＣｓｓＣｎｔがばらつき、
推定回転角度θがふらつき、トルクリップルが発生する
という問題があった。そこで、本発明に係る実施例４の
補正係数作成手段５１において、補正係数記憶値Ｓｔｒ
Ｃｏｒと絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓを作成し、進み
量演算手段４０４０におけるステップ（Ｓ４０２）にお
いて時間間隔ＣｓｓＣｎｔを補正し、ステップ（Ｓ４４
０６）、およびステップ（Ｓ４４０７）において絶対回
転角度θ０として絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓを用い
ることにより、ふらつきのない推定回転角度θを作成し
ている。この結果、上記実施例４によれば、トルクリッ
プルなくブラシレスモータを制御するモータ制御装置を
実現することができる。

【０１９８】また、従来のモータ制御装置において、ブ
ラシレスモータの回転数が急激に低くなると、推定回転
角度θが進みすぎ、出力トルクが小さくなることがあ
る。そこで、進み量演算手段４０４０におけるステップ
（Ｓ４４１０）において、推定回転角度θを制限するこ
とにより、推定回転角度θが大幅にずれることを防止し
ている。この結果、実施例４によれば、ブラシレスモー
タに確実にトルクを出力させるモータ制御装置を実現す
ることができる。

【０１９９】また、前述の実施例１、実施例２、及び実
施例３において、回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓ
ｓを逓倍化し、推定回転角度θをθｓｔｅｐごとに進め
たため、推定回転角度θの分解能はθｓｔｅｐであっ
た。したがって、分解能を上げるためには、逓倍数を大
きくしなければならないが、第１のタイマ割り込み信号
ＩｎｔＴｍ１が多くなり、ＣＰＵの負荷が大きくなるた
め、ある程度以上は大きくできず、推定回転角度θの分
解能には限界があった。そこで、実施例４の進み量演算
手段４０４０において進み量Δθを作成し、電流制御手
段４０２０の推定回転角度制御手段４２３１において推
定回転角度θを進み量Δθだけ進めることにより、分解
能を上げることができる。そして、さらにきれいな正弦
波状のステータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを実現し、さらに
トルクリップルを小さくしてブラシレスモータを制御す
るモータ制御装置を実現することができる。

【０２００】また、前述の実施例１、実施例２、及び実
施例３においては、時間間隔ＣｓｓＣｎｔをそのまま用
いたため、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷにノイ
ズがのったとき、推定回転角度θが大きくずれ、出力ト
ルクが急変することがあった。そこで、実施例４の進み
量演算手段４０４０においては、進み量Δθを求めると
き、ローパスフィルタを作用させた時間間隔ＣｓｓＣｎ
ｔを用いることにより、ノイズの影響を少なくしてい
る。したがって、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷ
にノイズがのっても、安定したトルクを出力するモータ
の制御装置を実現することができる。

【０２０１】また、前述の実施例１、実施例２、及び実
施例３において、補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角
度記憶値ＳｔｒθＣｓｓが収束するまでは、回転位置信
号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷのばらつきにより、推定回転
角度θがばらつき、トルクリップルが発生することがあ
った。そこで、実施例４の進み量演算手段４０４０にお
いて進み量Δθを求めるとき、時間間隔ＣｓｓＣｎｔに
ローパスフィルタを作用させ、ずれ量Ｚｕｒｅを求め進
み量Δθを補正することにより、連続的に推定回転角度
θを変化させている。したがって、補正係数記憶値Ｓｔ
ｒＣｏｒと絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓが収束してい
ないときも、トルクリップルを小さくしてブラシレスモ
ータを制御するモータ制御装置を実現することができ
る。なお、前述の実施例３と実施例４の各構成を組み合
わせてモータ制御装置を得ることもできる。このように
モータ制御装置を構成することにより、製品出荷前にモ
ータ制御装置の時間間隔等を補正することができるとと
もに、製品稼働時においても常に補正して安定した出力
トルクを発生させることができる高精度の電流指令を用
いたモータ制御装置を得ることができる。

【０２０２】《実施例５》次に、本発明のモータ制御装
置の実施例５について添付の図面を参照して説明する。
前述の実施例４では、ある周期ごとに電流制御を行うモ
ータ制御装置の例を示したが、実施例５のモータ制御装
置はある周期ごとに電圧制御するものである。実施例５
のモータ制御装置は、簡単な構成の電圧制御手段５０２
０を用い、実施例４において用いた電流センサ２Ｕ、２
Ｖを削除して低コスト化を図ったものである。

【０２０３】［実施例５の構成と動作］まず、実施例５
のモータ制御装置の全体の構成について説明する。図３
０は実施例５のモータ制御装置の構成を示すブロック図
である。図３０において、ブラシレスモータ９と推定回
転角度進み量作成手段４００８とトルク指令設定手段２
７と駆動方式切替回転数設定手段２８と推定方式切替回
転数設定手段２９とは前述の実施例４と同様であり、実
施例４の説明を援用して、その説明を省略する。また、
実施例５においては、実施例４と比較して、トルク／ｄ
ｑ軸電流指令変換手段４０２５と電流制御手段４０２０
とがそれぞれトルク／ｄｑ軸電圧変換手段５０２５と電
圧制御手段５０２０とに置き換わっている。

【０２０４】トルク／ｄｑ軸電圧変換手段５０２５に
は、トルク指令設定手段２７のトルク指令Ｔ＊が入力さ
れる。トルク／ｄｑ軸電圧変換手段５０２５は、下記式
（３７）のように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を０とする。前
述の実施例２の式（１１）のように、トルク指令Ｔ＊に
基づきｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を作成する。そして、電圧制
御手段５０２０にｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖ
ｑ＊とを出力する。

【０２０５】Ｖｄ＊ ← ０ ・・・ （３７）

【０２０６】電圧制御手段５０２０には、回転位置信号
ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷとｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電
圧指令Ｖｑ＊と駆動方式切替信号ＦＤｒｖと進み量Δθ
と推定回転角度θが入力される。そして、電圧制御手段
５０２０は、ステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊
を駆動手段２０１０へ出力し、推定回転角度θと第４の
タイマ４２１０（図２５）のタイマ値Ｔｍ４とを推定回
転角度進み量作成手段４００８に出力する。

【０２０７】図３１は、実施例５のモータ制御装置にお
ける電圧制御手段５０２０の構成を示すブロック図であ
る。図３１において、電圧制御手段５０２０は、第４の
タイマ４２１０とステータ電圧指令作成手段５２２０と
から構成される。第４のタイマ４２１０は、前述の実施
例４と同じであるため、実施例４の説明を援用し、重複
する説明を省略する。

【０２０８】ステータ電圧指令作成手段５２２０は、第
４のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ４により起動され、
ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と推定回転角
度θと進み量Δθと回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳ
Ｗと駆動方式切替信号ＦＤｒｖが入力される。そして、
ステータ電圧指令作成手段５２２０は、ステータ電圧指
令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と推定回転角度θとを出力す
る。ステータ電圧指令作成手段５２２０は、正弦波駆動
時ステータ電圧指令作成手段５２３０と矩形波駆動時ス
テータ電圧指令作成手段５２４０とステータ電圧指令選
択手段４２５０とから構成される。

【０２０９】矩形波駆動時ステータ電圧指令作成手段５
２４０は、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷとｑ軸
電圧指令Ｖｑ＊が入力され、矩形波駆動時に使用するス
テータ電圧指令（矩形波駆動時ステータ電圧指令）ｖｕ
＊２、ｖｖ＊２、ｖｗ＊２を作成する。矩形波駆動時ス
テータ電圧指令ｖｕ＊２、ｖｖ＊２、ｖｗ＊２は、前述
の実施例２において矩形波駆動時に作成されるステータ
電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊と同様のものである。
したがって、矩形波駆動時ステータ電圧指令ｖｕ＊２、
ｖｖ＊２、ｖｗ＊２の説明はここでは省略する。

【０２１０】正弦波駆動時ステータ電圧指令作成手段５
２３０には、前述の実施例４における正弦波駆動時ステ
ータ電圧指令値作成手段４２３０の推定回転角度制御手
段４２３１と２／３変換手段４２３３とが設けられてい
る。また、実施例５においては、トルク／ｄｑ軸電圧変
換手段５０２５で作成されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸
電圧指令Ｖｑ＊が直接２／３変換手段４２３３に入力さ
れるよう構成されている以外は前述の実施例４と同様の
構成である。したがって、正弦波駆動時ステータ電圧指
令作成手段５２３０の説明はここでは省略する。ステー
タ電圧指令選択手段４２５０は、前述の実施例４と同様
であり、その説明を省略する。

【０２１１】［実施例５の効果］実施例５においても回
転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓごとに進み量Δθ
を演算し、電圧制御手段５０４０において電圧制御周期
ごと（第４のタイマ割り込み信号ＩｎｔＴｍ４が入力さ
れるごと）に推定回転角度θを進めることにより、前述
の実施例４で実現された効果と同様の効果を実現する。

【０２１２】なお、前述の実施例３と実施例５の各構成
を組み合わせてモータ制御装置を得ることもできる。こ
のようにモータ制御装置を構成することにより、製品出
荷前にモータ制御装置の時間間隔等を補正することがで
きるとともに、製品稼働時においても常に補正して出力
トルクを安定して発生させることができる高精度の電圧
指令を用いたモータ制御装置を得ることができる。ま
た、前述の実施例４及び実施例５において、図２８に示
したステップ（Ｓ４０２）で、時間間隔ＣｓｓＣｎｔを
補正するＣＳばらつき補正を行った。ここで、本質的に
時間間隔ＣｓｓＣｎｔを補正する動作があれば、本発明
に含まれる。例えば、図２９に示したステップ（Ｓ４４
０７）において、ｋｄθを補正する構成でもよい。

【０２１３】前述の実施例１から実施例５においては、
補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対位置記憶値Ｓｔｒθ
Ｃｓｓの両方を用いて制御した。しかし、本発明のモー
タ制御装置は、どちらか一方だけを記憶し、使用すると
きに、他方を計算して求めてもよい。両方を記憶すると
演算時間を短くすることができる効果があり、片方を記
憶すると記憶領域を小さくすることができる効果があ
る。このように、補正係数として、少なくとも回転角度
の比（補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒ）と回転位置自身
（絶対位置記憶値ＳｔｒθＣｓｓ）との１つを用いれば
よく、本発明のモータ制御装置は少なくともどちらかが
記憶されている構成であればよい。

【０２１４】前述の実施例１から実施例５において、回
転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷの全てのエッジ間の
時間を時間間隔として測定し、全てのエッジ発生時で処
理を行った例で示したが、本発明はこれに限定されるも
のではなく、例えば、エッジの１つおきで時間間隔を測
定し、処理を行ったり、立ち上がりエッジのみで時間間
隔を測定し、処理を行ってもよい。このようにすること
により、演算処理時間を短くすることができ、演算速度
の遅いＣＰＵを用いたときも、制御を行うことができ
る。

【０２１５】前述の実施例１から実施例５において、図
１０及び図１１に示したタイマ比較値作成手段４０、又
は図２８及び図２９に示した進み量演算手段４０４０中
のステップ（Ｓ４０３）、（Ｓ４４０３）において駆動
方式切替回転数ωｄｒｖにより駆動方式を切り替えたの
ち、ステップ（Ｓ４０４）、（Ｓ４４０４）において推
定方式切替回転数ωｅｓｔにより推定方式を切り替えた
が、ステップ（Ｓ４０３）、（Ｓ４４０３）と（Ｓ４０
４）（Ｓ４４０４）の順序を入れ替えてもよい。このよ
うに処理することにより、特に、回転数が高いとき、判
断の処理が少なくなるため有効である。

【０２１６】前述の実施例１、実施例２、実施例４、及
び実施例５において、図１３に示した補正係数作成手段
５１のステップ（Ｓ５１３）において、ある程度回転数
が高いときに、補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角度
記憶値ＳｔｒθＣｓｓとを作成したが、回転数がある範
囲にあるときに、補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角
度記憶値ＳｔｒθＣｓｓとを作成してもよい。特に、あ
る特定の回転数において共振が発生する場合、この回転
数範囲を避ける効果がある。また、ステップ（Ｓ５１
４）において、前回と今回の時間間隔を用いて回転数変
動が小さいとき補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角度
記憶値ＳｔｒθＣｓｓとを作成したが、前回値以前の時
間間隔も記憶しておき複数回だけ回転数変動がなかった
ら補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角度記憶値Ｓｔｒ
θＣｓｓとを作成するとさらに精度のよい補正を実現す
ることが可能となる。

【０２１７】前述の実施例１から実施例３において、第
１のタイマ７０の周波数ｆｃｋ１を第２のタイマ３１の
周波数ｆｃｋ２の整数倍とし、逓倍化した例で説明し
た。しかし、本発明のモータ制御装置は、第１のタイマ
７０の周波数ｆｃｋ１と第２のタイマ３１の周波数ｆｃ
ｋ２を等しくし、第２のタイマ３１により時間間隔Ｃｓ
ｓＣｎｔを測定し、タイマ比較値作成手段４０において
時間間隔ＣｓｓＣｎｔを逓倍数で除算た値をタイマ比較
値ＣｍｐＴｍ１とし、第１のタイマ７０でタイマ比較値
ＣｍｐＴｍ１までカウントアップすることで逓倍化して
もよい。

【０２１８】前述の実施例１から実施例５において、ブ
ラシレスモータの回転数が通電方式切替回転数ωｄｒｖ
より低いとき回転位置信号に基づき１２０度通電型矩形
波駆動を行い、回転数が通電方式切替回転数ωｄｒｖよ
り高いとき推定回転角度に基づき正弦波駆動をしたが、
通電方式切替回転数ωｄｒｖにヒステリシスを設け、第
１の通電方式切替回転数ωｄｒｖ１において１２０度通
電型矩形波駆動から正弦波駆動に切り替え、第２の通電
方式切り替え回転数ωｄｒｖ２において正弦波駆動から
１２０度通電型矩形波駆動に切り替え、第１の通電方式
切替回転数ωｄｒｖ１を第２の通電方式切替回転数ωｄ
ｒｖ２より大きくしてもよい。このように構成すること
により、本発明のモータ制御装置は、特に、ブラシレス
モータの回転数が駆動方式切替回転数ωｄｒｖ付近であ
るとき、駆動方式が頻繁に切り替わるのを防止し、制御
が安定する。

【０２１９】また、推定方式切替回転数設定手段２９の
推定方式切替回転数ωｅｓｔについても同様である。つ
まり、上記実施例１から実施例５においては、ブラシレ
スモータの回転数が推定方式切替回転数ωｅｓｔより低
いとき回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力さ
れるたびにタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１や進み量Δθを作
成し、回転数が推定方式切替回転数ωｅｓｔより高いと
き回転角１回転ごとにタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１や進み
量Δθを作成した。しかし、本発明のモータ制御装置
は、推定方式回転数ωｅｓｔにヒステリシスを設け、第
１の推定方式切替回転数ωｅｓｔ１において回転位置信
号割り込みＩｎｔＣｓｓの入力ごとのタイマ比較値Ｃｍ
ｐＴｍ１や進み量Δθの作成から回転角１回転ごとのタ
イマ比較値ＣｍｐＴｍ１や進み量Δθの作成に切り替
え、第２の推定方式切り替え回転数ωｅｓｔ２において
回転角１回転ごとのタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１や進み量
Δθの作成から回転位置信号割り込み信号ＩｎｔＣｓｓ
の入力ごとのタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１や進み量Δθの
作成に切り替え、第１の推定方式切替回転数ωｅｓｔ１
を第２の推定方式切替回転数ωｅｓｔ２より大きくして
もよい。このように構成することにより、本発明のモー
タ制御装置は、特に、ブラシレスモータの回転数が推定
方式切替回転数ωｅｓｔ付近であるとき、推定方式が頻
繁に切り替わるのを防止し、制御が安定する効果があ
る。

【０２２０】前述の実施例において、１２０度通電型矩
形波駆動時と正弦波駆動時のステータ電流指令ｉｕ＊、
ｉｖ＊、ｉｗ＊、またはステータ電圧指令ｖｕ＊、ｖｖ
＊、ｖｗ＊の波高値が等しい場合には、１２０度通電型
矩形波駆動時のほうが実効値が大きく、１２０度通電型
矩形波駆動時のほうが平均出力トルクが大きくなる。そ
こで、本発明のモータ制御装置は、切替の前後で平均出
力トルクを等しくするため、１２０度通電型矩形波駆動
時の波高値を小さくするように補正してもよい。

【０２２１】前述の実施例１から実施例５において、低
回転時に１２０度通電型矩形波駆動の構成で示したが、
本発明のモータ制御装置は、低回転時も正弦波駆動する
構成でも前述の実施例と同様の効果を奏する。このよう
な構成は、起動トルクがあまり必要でない場合に可能で
あり、この場合には停止時の回転角度を回転位置信号Ｃ
ＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷの組み合わせで表される中間の回
転角度とする。

【０２２２】前述の実施例１、実施例２、実施例４、及
び実施例５では高速時に機械角１回転ごとにタイマ比較
値ＣｍｐＴｍ１や進み量Δθを更新し、実施例３では高
速時に電気角１回転ごとにタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１を
更新しており、低速時に回転位置信号割り込み信号Ｉｎ
ｔＣｓｓごとにタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１や進み量Δθ
を更新した例で示した。しかし、本発明のモータ制御装
置は、高速時にも回転位置信号割り込みＩｎｔＣｓｓご
とにタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１や進み量Δθを更新する
構成でも上記実施例と同様の効果を奏する。このような
構成は、高速のＣＰＵを用いたときに可能である。

【０２２３】前述の実施例１から実施例３において、時
間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓから加速度を計算し、加速度
が正のときタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１を減らすように補
正し、加速度が負のときタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１を増
やすように補正すると、さらに精度よく出力トルクを発
生させることができる。また、実施例４及び実施例５に
おいて、時間間隔記憶値ＳｔｒＣｓｓから加速度を計算
し、加速度が正のとき進み量Δθを大きくするように補
正し、加速度が負のとき進み量Δθを小さくするように
補正すると、さらに精度よく出力トルクを発生させるこ
とができる。

【０２２４】前述の実施例１から実施例３において、ト
ルク指令Ｔ＊が増加したときタイマ比較値ＣｍｐＴｍ１
を減らすように補正し、トルク指令Ｔ＊が減少したとき
タイマ比較値ＣｍｐＴｍ１を増やすように補正すると、
さらに安定した出力トルクを発生させることができる。
また、実施例４及び実施例５において、トルク指令Ｔ＊
が増加したとき進み量Δθを大きくするように補正し、
トルク指令Ｔ＊が減少したとき進み量Δθを小さくする
ように補正すると、さらに安定した出力トルクを発生さ
せることができる。前述の実施例４においては、矩形波
駆動時にステータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを電流指令ｉｕ
＊、ｉｖ＊、ｉｗ＊に追従するように、単純に比例積分
制御した。このため、ブラシレスモータが高速回転とな
ったとき、出力トルクが減少するという問題がある。そ
こで、実施例４のモータ制御装置において、回転位置信
号割込み信号ＩｎｔＣｓｓが入力され、ステータ電流指
令が変化するとき、積分項を引き継ぐように構成する
と、例えば、図７のｉ＝２のとき、ｕ相の積分項（ＫＩ
Ｋ・（ｉｕ＊−ｉｕ）／ｓ）をｖ相の積分項（ＫＩＫ・
（ｉｖ＊−ｉｖ）／ｓ）に代入するなど、ブラシレスモ
ータは高速回転となっても出力トルクが減少することが
なくなる。また、前述の実施例４において、矩形波駆動
／正弦波駆動の切り替え時に、積分項を引き継ぐように
構成すると、例えば、図７のｉ＝２のとき、矩形波駆動
から正弦波駆動に切り替えたとき、矩形波駆動時の積分
項（ＫＩＫ・（ｉｕ＊−ｉｕ）／ｓ）を正弦波駆動時の
ｑ軸の積分項（ＫＩＱ・（ｉｑ＊−ｉｑ）／ｓ）に代入
するなど、切り替え時の出力トルクの落ち込みを減少さ
せることができる。前述の実施例１から実施例５におい
て、回転数を制御するとき、図１０に示すステップ（Ｓ
４０２）において補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒにより補
正された時間間隔ＣｓｓＣｎｔである設定された値を除
算したものを回転数として用いればよい。また、前述の
実施例４及び実施例５においては、回転数を制御すると
き、ＬＰＦ後時間間隔ＬｐｆＣｓｓＣｎｔである設定さ
れた値を除算したものを回転数として用いてもよい。

【０２２５】前述の実施例４及び実施例５において、電
流制御手段４０２０や電圧制御手段５０２０は、ある設
定された一定の周期で電流または電圧を制御したが、回
転数などで制御周期を可変にしてもよい。また、前述の
各実施例においては、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊、またはｑ軸
電圧指令Ｖｑ＊のみを用いて、電流位相を固定して制御
したが、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を用
いても前述の実施例と同様の効果を奏する。また、本発
明のモータ制御装置においては、回転数などに基づき電
流位相を変化させるときでも前述の実施例と同様の効果
を奏する。埋め込み磁石型モータにおいて電流位相を進
めて出力トルクを増加させるときに用いても本発明は有
効である。さらに、本発明はブラシレスモータを高速回
転させる弱め界磁制御を行うときに用いても有効であ
り、制御遅れによる位相補償を行うときに用いても有効
である。

【０２２６】前述の実施例１から実施例３において、３
相のステータ電流を測定したが、２相を測定し、残りの
１相を他の２相に基づき求めても前述の実施例と同様の
効果を奏する。本発明のモータ制御装置は、駆動素子は
ＩＧＢＴに限定されず、ＭＯＳ−ＦＥＴやバイポーラト
ランジスタなどの他の駆動素子を用いてもよい。また、
本発明のモータ制御装置は、回転位置信号発生器３Ｕ、
３Ｖ、３ＷはホールＩＣに限定されず、ホール素子、Ｍ
Ｒ素子、インダクタンス検出素子などでもよい。さら
に、回転位置信号発生器３Ｕ、３Ｖ、３Ｗはモータに取
り付けられていなくてもよい。例えば、中性点や疑似中
性点と各相間の電圧にＬＰＦをかけ波形整形したものを
回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷとしてもよい。こ
のように、回転位置信号ＣＳＵ、ＣＳＶ、ＣＳＷがロー
タ５の回転位置を示すものであれば、本発明のモータ制
御装置に含まれる。

【０２２７】本発明のモータ制御装置は、正弦波駆動時
に発生するステータ電流指令、またはステータ電圧指令
は正弦波でなくてもよく、台形波状のものや、高調波を
含むものでもよい。特に、誘起電圧に高調波が含まれる
ときは、ステータ電流指令に高調波を含めることで、ト
ルクリップルを減らす効果がある。前述の各記実施例の
モータ制御装置は３相４極ブラシレスモータを制御する
構成で示したが、本発明はこれに限定されるものではな
く、多相のモータに適用することができ、磁極数は２、
または６以上のモータでもよい。また、本発明はブラシ
レスモータの制御に限定されるものでなく、シンクロナ
スリラクタンスモータなど他のモータの制御に適用する
ことができる。さらに、本発明のブラシレスモータにお
ける表面磁石型モータだけに限定されず、埋め込み磁石
型モータに用いることができる。

【０２２８】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、実際の
回転角度に基づいた正弦波状のステータ電流ｉｕ、ｉ
ｖ、ｉｗを流して、出力トルクの変動が小さく、ブラシ
レスモータの振動や騒音の小さいモータ制御装置を実現
することができる。また、本発明によれば、停止時、お
よび回転数が低いときは１２０度通電型矩形波駆動を行
い、回転数が高いときは正弦波駆動を行うことにより、
確実に起動するとともに、低回転でも確実にトルクを安
定して出力するモータ制御装置を実現することができ
る。

【０２２９】さらに、本発明によれば、高速時に回転角
１回転ごとにタイマ比較値を更新することにより、高速
時においても正弦波状のステータ電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ
を流すことにより、出力トルクの変動が小さく、モータ
の振動や騒音の小さいモータ制御装置を実現することが
できる。また、本発明によれば、回転位置信号ＣＳＵ、
ＣＳＶ、ＣＳＷにばらつきがあるときでも、補正係数記
憶値ＳｔｒＣｏｒと絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓを作
成し、タイマ時間間隔ＣｓｓＣｎｔを補正することによ
り、ふらつきのない推定回転角度θを作成し、トルクリ
ップルなくブラシレスモータを精度高く駆動制御するこ
とができるモータ制御装置を実現できる。

【０２３０】さらに、本発明によれば、進み量Δθの分
解能を高くすることにより、分解能よく推定回転角度を
作成することができるとともに、さらに、トルクリップ
ルなくブラシレスモータを駆動制御することができるモ
ータ制御装置を実現できる。また、本発明によれば、進
み量Δθを求めるとき、時間間隔ＣｓｓＣｎｔにローパ
スフィルタを作用させ、ずれ量Ｚｕｒｅを求め進み量Δ
θを補正することにより、補正係数記憶値ＳｔｒＣｏｒ
と絶対角度記憶値ＳｔｒθＣｓｓが収束していないとき
も、トルクリップルを小さくしてブラシレスモータを制
御するモータ制御装置を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１におけるモータ制御装置の構
成を示すブロック図である。

【図２】実施例１におけるモータ制御装置の駆動手段の
回路構成図である。

【図３】実施例１におけるモータ制御装置の推定回転角
度制御手段の構成を示すブロック図である。

【図４】逓倍方式と推定回転角度のずれ補正方式を説明
する概念図である。

【図５】推定回転角度と実際の回転角度とのずれの大き
さの評価方法を説明する概念図である。

【図６】回転位置信号のばらつき補正方式を説明する表
である。

【図７】実施例１におけるステータ巻線に誘起される誘
起電圧と回転位置信号と回転位置信号割り込み信号と矩
形波駆動時のステータ電流指令と正弦波駆動時のステー
タ電流指令との関係を示す波形図である。

【図８】実施例１における駆動素子制御手段の回路構成
図である。

【図９】実施例１における第２のタイマの動作を示す概
念図である。

【図１０】実施例１におけるタイマ比較値作成手段の動
作を示すフローチャートである。

【図１１】実施例１におけるタイマ比較値作成手段の動
作を示すフローチャートである。

【図１２】実施例１における第３のタイマの動作を示す
概念図である。

【図１３】実施例１における補正係数作成手段の動作を
示すフローチャートである。

【図１４】実施例１における第１のタイマの動作を示す
概念図である。

【図１５】実施例１における第１のタイマ割り込みによ
り起動される回転角度更新手段の動作を示すフローチャ
ートである。

【図１６】実施例１における回転角度更新リセット割り
込みにより起動される回転角度更新手段の動作を示すフ
ローチャートである。

【図１７】本発明の実施例２におけるモータ制御装置の
構成を示すブロック図である。

【図１８】実施例２におけるモータ制御装置の駆動手段
の回路構成図である。

【図１９】実施例２におけるステータ巻線に誘起される
誘起電圧と回転位置信号と回転位置信号割り込み信号と
矩形波駆動時のステータ電圧指令と正弦波駆動時のステ
ータ電圧指令との関係を示す波形図である。

【図２０】実施例２における駆動素子制御手段の回路構
成図である。

【図２１】本発明の実施例３におけるモータ制御装置の
構成を示すブロック図である。

【図２２】実施例３におけるモータ制御装置の推定回転
角度制御手段の構成を示すブロック図である。

【図２３】実施例３における補正係数作成手段の動作を
示すフローチャートである。

【図２４】本発明の実施例４におけるモータ制御装置の
構成を示すブロック図である。

【図２５】実施例４におけるモータ制御装置の電流制御
手段の構成を示すブロック図である。

【図２６】実施例４におけるモータ制御装置の推定回転
角度進み量作成手段の構成を示すブロック図である。

【図２７】実施例４における第４のタイマの動作を示す
概念図である。

【図２８】実施例４における進み量演算手段の動作を示
すフローチャートである。

【図２９】実施例４における進み量演算手段の動作を示
すフローチャートである。

【図３０】本発明の実施例５におけるモータ制御装置の
構成を示すブロック図である。

【図３１】実施例５におけるモータ制御装置の電圧制御
手段の構成を示すブロック図である。

【図３２】従来の技術におけるモータ制御装置の構成を
示すブロック図である。

【図３３】従来の技術における逓倍手段の構成図であ
る。

【符号の説明】

１Ｕ、１Ｖ、１Ｗ ステータ巻線 ３Ｕ、３Ｖ、３Ｕ 回転位置信号発生器 ４ 回転位置検出円盤 ５ ロータ ８ 推定回転角度制御手段 ９ ブラシレスモータ １０ 駆動手段 ２０ 電流指令作成手段 ２５ トルク／電流変換手段 ２７ トルク指令設定手段 ２８ 駆動方式切替回転数設定手段 ２９ 推定方式切替回転数設定手段 ３０ 時間間隔測定手段 ４０ タイマ比較値作成手段 ５１ 補正係数作成手段 ６１ 時間間隔記憶手段 ６２ 補正係数記憶手段 ６３ 絶対角度記憶手段 ７１ 回転角度更新手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 岸部 太郎 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 丸山 幸紀 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内

Claims (21)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ロータの回転位置を示す回転位置信号に
   基づき前記回転位置信号の時間間隔を測定する時間間隔
   測定手段と、 前記回転位置信号のばらつきを示す補正係数を記憶する
   補正係数記憶手段と、 前記時間間隔と前記補正係数とに基づき回転角度を補間
   し回転角度の推定値である推定回転角度を作成する推定
   回転角度作成手段と、 前記推定回転角度に基づきステータ巻線に流す電流指令
   または前記ステータ巻線に印加する電圧指令を作成する
   指令作成手段と、 前記電流指令または前記電圧指令に基づき前記ステータ
   巻線に電力を印加する駆動手段と、を具備すること特徴
   とするモータ制御装置。
2. 【請求項２】 前記補正係数を作成する補正係数作成手
   段と、前記補正係数作成手段を起動させる補正係数起動
   手段とをさらに具備することを特徴とする請求項１に記
   載のモータ制御装置。
3. 【請求項３】 ロータの回転位置を示す回転位置信号に
   基づき前記回転位置信号の時間間隔を測定する時間間隔
   測定手段と、 前記回転位置信号に基づきロータが１回転する時間であ
   る回転時間間隔を測定する回転時間間隔測定手段と、 回転角度の推定方式を切り替えるしきい値である推定方
   式切替回転数を設定する推定方式切替回転数設定手段
   と、 前記推定方式切替回転数より前記ロータの回転数が低い
   ときは前記時間間隔に基づき回転角度を補間して回転角
   度の推定値である推定回転角度を作成し、前記推定方式
   切替回転数より前記ロータの回転数が高いときは前記回
   転時間間隔に基づき回転角度を補間して前記推定回転角
   度を作成する推定回転角度作成手段と、 前記推定回転角度に基づきステータ巻線に流す電流指令
   または前記ステータ巻線に印加する電圧指令を作成する
   指令作成手段と、 前記電流指令または前記電圧指令に基づき前記ステータ
   巻線に電力を供給する駆動手段と、を具備することを特
   徴とするモータ制御装置。
4. 【請求項４】 前記回転時間間隔測定手段は、前記ロー
   タが機械角で１回転する時間を前記回転時間間隔として
   測定するよう構成されたことを特徴とする請求項３に記
   載のモータ制御装置。
5. 【請求項５】 前記回転時間間隔測定手段は、前記ロー
   タが電気角で１回転する時間を前記回転時間間隔として
   測定するよう構成されたことを特徴とする請求項３に記
   載のモータ制御装置。
6. 【請求項６】 駆動方式を切り替えるしきい値である駆
   動方式切替回転数を設定する駆動方式切替回転数設定手
   段をさらに具備し、 前記指令作成手段は、前記駆動方式切替回転数より前記
   ロータの回転数が低いときは前記回転位置信号に基づき
   前記電流指令または前記電圧指令を作成し、前記駆動方
   式切替回転数より前記ロータの回転数が高いときは前記
   推定回転角度に基づき前記電流指令または前記電圧指令
   を作成するよう構成されたことを特徴とする請求項１又
   は請求項３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
7. 【請求項７】 ロータの回転位置を示す回転位置信号に
   基づき前記回転位置信号の時間間隔を測定する時間間隔
   測定手段と、 前記時間間隔に基づき回転角度の推定値である推定回転
   角度をどれだけ進めればよいかを示す進み量を作成する
   進み量作成手段と、 前記進み量に基づき制御周期ごとに前記推定回転角度を
   作成する推定回転角度作成手段と、 前記推定回転角度に基づき前記制御周期ごとにステータ
   巻線に流す電流または前記ステータ巻線に印加する電圧
   を制御する制御手段と、を具備することを特徴とするモ
   ータ制御装置。
8. 【請求項８】 前記回転位置信号のばらつきを示す補正
   係数を記憶する補正係数記憶手段をさらに具備し、 前記進み量作成手段は、前記補正係数に基づき前記進み
   量を作成するよう構成されたことを特徴とする請求項７
   に記載のモータ制御装置。
9. 【請求項９】 前記回転位置信号に基づき前記ロータが
   １回転する時間である回転時間間隔を測定する回転時間
   間隔測定手段と、 回転角度の推定方式を切り替えるしきい値である推定方
   式切替回転数を設定する推定方式切替回転数設定手段と
   をさらに具備し、 前記進み量作成手段は、前記推定方式切替回転数より前
   記ロータの回転数が低いとき前記時間間隔に基づき前記
   進み量を作成し、前記推定方式切替回転数より前記ロー
   タの回転数が高いとき前記回転時間間隔に基づき前記進
   み量を作成するよう構成されたことを特徴とする請求項
   ７に記載のモータ制御装置。
10. 【請求項１０】 ロータの回転位置を示す回転位置信号
    に基づき前記ロータが１回転する時間である回転時間間
    隔を測定する回転時間間隔測定手段と、 回転角度の推定値である推定回転角度の進み量を前記回
    転時間間隔に基づき作成する進み量作成手段と、 前記進み量に基づき制御周期ごとに前記推定回転角度を
    作成する推定回転角度作成手段と、 前記推定回転角度に基づき前記制御周期ごとにステータ
    巻線に流す電流または前記ステータ巻線に印加する電圧
    を制御する制御手段と、を具備することを特徴とするモ
    ータ制御装置。
11. 【請求項１１】 前記回転時間間隔測定手段は、前記ロ
    ータが機械角で１回転する時間を前記回転時間間隔とし
    て測定するよう構成されたことを特徴とする請求項９又
    は請求項１０のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
12. 【請求項１２】 前記回転時間間隔測定手段は、前記ロ
    ータが電気角で１回転する時間を前記回転時間間隔とし
    て測定するよう構成されたことを特徴とする請求項９又
    は請求項１０のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
13. 【請求項１３】 駆動方式を切り替えるしきい値である
    駆動方式切替回転数を設定する駆動方式切替回転数設定
    手段をさらに具備し、 前記制御手段は、前記駆動方式切替回転数より前記ロー
    タの回転数が低いときは前記回転位置信号に基づき前記
    電流または前記電圧を制御し、前記駆動方式切替回転数
    より前記ロータの回転数が高いときは前記推定回転角度
    に基づき前記電流または前記電圧を制御するよう構成さ
    れたことを特徴とする請求項７又は請求項１０のいずれ
    か一項に記載のモータ制御装置。
14. 【請求項１４】 ロータの回転位置を示す回転位置信号
    に基づき前記回転位置信号の時間間隔を測定する時間間
    隔測定手段と、 回転角度の推定値である推定回転角度と実際の回転角度
    のずれを演算するずれ演算手段と、 前記時間間隔にローパスフィルタを作用させたものと前
    記ずれとに基づき前記推定回転角度を作成する推定回転
    角度作成手段と、 前記推定回転角度に基づきステータ巻線に流す電流また
    は前記ステータ巻線に印加する電圧を制御する制御手段
    と、を具備することを特徴とするモータ制御装置。
15. 【請求項１５】 前記回転位置信号のばらつきを示す補
    正係数を記憶する補正係数記憶手段をさらに具備し、 前記推定回転角度作成手段は、前記補正係数にも基づき
    前記推定回転角度を作成するよう構成されたことを特徴
    とする請求項１４に記載のモータ制御装置。
16. 【請求項１６】 前記回転位置信号に基づき前記ロータ
    が１回転する時間である回転時間間隔を測定する回転時
    間間隔測定手段と、 回転角度の推定方式を切り替えるしきい値である推定方
    式切替回転数を設定する推定方式切替回転数設定手段と
    をさらに具備し、 前記推定回転角度作成手段は、前記推定方式切替回転数
    より前記ロータの回転数が低いときは前記時間間隔にロ
    ーパスフィルタを作用させたものと前記ずれとに基づき
    前記推定回転角度を作成し、前記推定方式切替回転数よ
    り前記ロータの回転数が高いときは前記回転時間間隔に
    ローパスフィルタを作用させたものと前記ずれとに基づ
    き前記推定回転角度を作成するよう構成されたことを特
    徴とする請求項１４に記載のモータ制御装置。
17. 【請求項１７】 ロータの回転位置を示す回転位置信号
    に基づき前記ロータが１回転する時間である回転時間間
    隔を測定する回転時間間隔測定手段と、 回転角度の推定値である推定回転角度と実際の回転角度
    のずれを演算するずれ演算手段と、 前記回転時間間隔にローパスフィルタを作用させたもの
    と前記ずれとに基づき前記推定回転角度を作成する推定
    回転角度作成手段と、 前記推定回転角度に基づきステータ巻線に流す電流また
    は前記ステータ巻線に印加する電圧を制御する制御手段
    と、 を具備することを特徴とするモータ制御装置。
18. 【請求項１８】 前記推定回転角度作成手段は、前記ず
    れを徐々に小さくするように前記推定回転角度を作成す
    るよう構成されたことを特徴とする請求項１４又は請求
    項１７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
19. 【請求項１９】 前記回転時間間隔測定手段は、前記ロ
    ータが機械角で１回転する時間を前記回転時間間隔とし
    て測定するよう構成されたことを特徴とする請求項１６
    又は請求項１７のいずれか一項に記載のモータ制御装
    置。
20. 【請求項２０】 前記回転時間間隔測定手段は、前記ロ
    ータが電気角で１回転する時間を前記回転時間間隔とし
    て測定するよう構成されたことを特徴とする請求項１６
    又は請求項１７のいずれか一項に記載のモータ制御装
    置。
21. 【請求項２１】 駆動方式を切り替えるしきい値である
    駆動方式切替回転数を設定する駆動方式切替回転数設定
    手段をさらに具備し、 前記制御手段は、前記駆動方式切替回転数より前記ロー
    タの回転数が低いときは前記回転位置信号に基づき前記
    電流または前記電圧を制御し、前記駆動方式切替回転数
    より前記ロータの回転数が高いときは前記推定回転角度
    に基づき前記電流または前記電圧を制御するよう構成さ
    れたことを特徴とする請求項１４又は請求項１７のいず
    れか一項に記載のモータ制御装置。