WO2022180896A1 - インバータ制御装置、電動車両システム - Google Patents

インバータ制御装置、電動車両システム Download PDF

Info

Publication number
WO2022180896A1
WO2022180896A1 PCT/JP2021/032027 JP2021032027W WO2022180896A1 WO 2022180896 A1 WO2022180896 A1 WO 2022180896A1 JP 2021032027 W JP2021032027 W JP 2021032027W WO 2022180896 A1 WO2022180896 A1 WO 2022180896A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
axis
current detection
value
control device
Prior art date
Application number
PCT/JP2021/032027
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
崇文 原
俊幸 安島
嵩大 田中
永呉 岸本
憲佳 笹澤
圭司 門田
Original Assignee
日立Astemo株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日立Astemo株式会社 filed Critical 日立Astemo株式会社
Priority to DE112021006411.8T priority Critical patent/DE112021006411T5/de
Publication of WO2022180896A1 publication Critical patent/WO2022180896A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present invention relates to an inverter control device and an electric vehicle system using the same.
  • a large output and a high torque response are required for the driving electric rotating machine (motor) used in electric vehicles such as electric vehicles (EV) and hybrid vehicles (HEV). Therefore, a system is generally used in which a permanent magnet type rotating electric machine (PM motor) using a sintered rare earth magnet that retains strong energy is driven by a three-phase inverter.
  • the three-phase inverter realizes variable speed motor drive by converting the DC voltage generated by the DC power supply into a line voltage (AC voltage) of any voltage and frequency using PWM (Pulse Width Modulation) control. ing.
  • a three-phase inverter installed in an electric vehicle generally detects the three-phase current output from the three-phase inverter, and outputs the three-phase current so that it matches the current command based on the torque command determined based on the driver's pedaling force. Control.
  • the three-phase current is detected using a current detection element present on the main circuit of the inverter and an A/D converter that converts the analog signal detected by the current detection element into a digital signal.
  • the current detection element is equipped with a filter for the purpose of removing noise on the signal line, like a general electric circuit. While this noise removal filter can remove noise, since the three-phase current passing through the noise removal filter has a delay element, a discrepancy occurs between the detected current and the actual current flowing through the inverter.
  • Patent Document 1 In order to prevent such deviation between the detected current and the actual current flowing through the inverter, for example, the technique of Patent Document 1 is known.
  • Japanese Patent Laid-Open No. 2002-200001 describes a technique of detecting the slope of a current through a filter with a small time constant and switching between a plurality of filters with different time constants based on the detection result.
  • Patent Document 1 With the technology of Patent Document 1, it is necessary to provide multiple filters with different time constants, so it is difficult to adopt when the mounting area of the board is limited. In addition, since a filter with a small time constant cannot sufficiently remove noise, the slope of the detected current deviates from the true value. divergence could worsen. In particular, since the current ripple increases in a motor with a small inductance as described above, there is a high possibility that the divergence between the detected current and the actual current will worsen.
  • the inverter control device is a three-phase synchronous motor, based on a current detection value based on a detection result of the alternating current by a current detection unit that detects the alternating current flowing in the motor, and a predetermined current command value.
  • a correction unit that corrects either the current detection value or the current command value based on the delay time.
  • An electric vehicle system includes the inverter control device described above, the inverter controlled by the inverter control device, and the motor driven by the inverter, and travels by using the rotational driving force of the motor. do.
  • the present invention it is possible to suppress the divergence between the detection result of the output current of the inverter and the actual current.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor drive device having an inverter control device according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 1 is a functional block diagram of an inverter control device according to a first embodiment of the present invention
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a deviation between a current command value and an actual current according to a modulation factor
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between a triangular wave signal, an actual current, and a current detection value
  • FIG. 4 is a functional block diagram of a current detection value corrector according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the relationship between the current command value and the current detection value when the modulation rate is changed;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of actual current and current detection values during power running and regeneration when the motor torque is reversed in positive and negative while the motor rotation speed is constant;
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the effect of current correction according to the first embodiment of the present invention;
  • FIG. 4 is a diagram showing waveform examples of a gate signal, a d-axis current, and a q-axis current at a modulation factor of about 1; Schematic diagram of current ripple and detected value at a modulation factor of about 1.
  • FIG. The functional block diagram of the inverter control apparatus which concerns on the 2nd Embodiment of this invention.
  • FIG. 5 is a functional block diagram of a current detection value corrector according to a second embodiment of the present invention; The figure explaining the effect of current correction
  • the functional block diagram of the inverter control apparatus which concerns on the 4th Embodiment of this invention.
  • amendment part which concerns on the 4th Embodiment of this invention.
  • the block diagram of the electric vehicle system which concerns on the 5th Embodiment of this invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor drive device 6 having an inverter control device according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor driving device 6 has an inverter control device 1 , a motor 2 , an inverter 3 , a high voltage battery 5 and a current detection section 7 .
  • the inverter control device 1 controls the inverter 3 by outputting a gate signal to the inverter 3 based on the torque command T* corresponding to the target torque required by the vehicle. Details of the inverter control device 1 will be described later.
  • the inverter 3 is connected to the motor 2 and the high voltage battery 5, and has an inverter circuit 31, a pulse width modulation signal output section 32 and a smoothing capacitor 33.
  • the inverter circuit 31 has upper arm switching elements Sup, Svp and Swp and lower arm switching elements Sun, Svn and Swn.
  • the motor 2 When the motor 2 is in the power running state, the DC power supplied from the high-voltage battery 5 is converted into AC power using these switching elements and output to the motor 2 .
  • the motor 2 When the motor 2 is in a regenerative state, the AC power generated by the motor 2 is converted into DC power and output to the high-voltage battery 5 . This allows the inverter 3 to mutually convert DC power and AC power.
  • the pulse width modulation signal output section 32 outputs a pulse width modulation signal (PWM signal) to each switching element of the inverter circuit 31 based on the gate signal from the inverter control device 1 .
  • PWM signal pulse width modulation signal
  • each switching element performs a switching operation at a predetermined timing, so that the inverter circuit 31 performs mutual conversion between DC power and AC power.
  • the smoothing capacitor 33 smoothes the DC power supplied from the high voltage battery 5 to the inverter circuit 31 or the DC power output from the inverter circuit 31 to the high voltage battery 5 .
  • the high voltage battery 5 is a DC voltage source for the motor drive device 6 .
  • the power source voltage E of the high-voltage battery 5, which is a DC voltage is converted by the inverter 3 into a pulse-like three-phase AC voltage of variable voltage and variable frequency, and applied to the motor 2 as a line voltage. It should be noted that the DC voltage E of the high voltage battery 5 fluctuates greatly according to the state of charge of the high voltage battery 5 .
  • the motor 2 is a synchronous motor that is rotationally driven by supply of line voltage from the inverter 3 .
  • a rotational position sensor 21 is attached to the motor 2 so that the inverter control device 1 controls the phase of the three-phase AC voltage to match the phase of the induced voltage of the motor 2 .
  • the rotational position detector 22 calculates the rotational position ⁇ of the rotor of the motor 2 based on the output signal of the rotational position sensor 21 .
  • the rotational position sensor 21 for example, a resolver or the like composed of an iron core and windings can be used.
  • the rotational position sensor 21 may be configured using a magnetoresistive element such as a GMR sensor, a Hall element, or the like.
  • the rotational position ⁇ may be estimated based on the three-phase current and three-phase voltage of the motor 2 without providing the motor drive device 6 with the rotational position detector 22 .
  • the current detection unit 7 detects the U-phase AC current Iu, the V-phase AC current Iv, and the W-phase AC current Iw as the three-phase AC currents that energize the motor 2 .
  • the current detection section 7 has a current detection element 71 , a filter 72 and an analog/digital (AD) converter 73 .
  • the current detection element 71 is composed of a Hall element or the like, detects each of the three-phase alternating currents Iu, Iv, and Iw, and outputs a voltage corresponding to these current values.
  • FIG. 1 shows an example in which the current detection unit 7 has three current detection elements 71 corresponding to each phase of the three-phase alternating current, two current detection elements 71 are provided and the remaining one phase is provided.
  • a current value may be calculated from the fact that the sum of the three-phase currents is zero.
  • the pulse-shaped DC bus current flowing into the inverter 3 is detected as the voltage across the shunt resistor Rsh inserted between the smoothing capacitor 33 and the inverter 3 (DC current detection value Idc).
  • a phase alternating current may be determined.
  • the three-phase AC current can be reproduced from the DC current detection value Idc. Besides this, it is possible to detect the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw by any method.
  • the filter 72 is for removing noise from the voltage signal that is the output of the current detection element 71, and is configured using resistors and capacitors.
  • the analog/digital (AD) converter 73 acquires the voltage signal input from the current detection element 71 via the filter 72 as analog data and converts it into digital data at a predetermined sampling rate. Digital data thus obtained is output from the analog/digital (AD) converter 73 to the inverter control device 1 . Thereby, in the inverter control device 1, the detected value of the three-phase alternating current can be obtained as digital data.
  • FIG. 2 is a functional block diagram of the inverter control device 1 according to the first embodiment of the invention.
  • the inverter control device 1 of the present embodiment includes a current command generation unit 11, a three-phase/dq current conversion unit 12, a current control unit 13, a dq/three-phase voltage conversion unit 14, a gate signal generation unit 15, a speed calculation unit 16, It has functional blocks of a switching frequency generation unit 17, a triangular wave generation unit 18, a modulation factor calculation unit 19, and a current detection value correction unit 20, and generates a d-axis current command Id* corresponding to the power supply voltage E and the torque command T*.
  • the inverter control device 1 is configured by, for example, a microcomputer, and can realize these functional blocks by executing a predetermined program in the microcomputer. Alternatively, some or all of these functional blocks may be implemented using hardware circuits such as logic ICs and FPGAs.
  • the current command generator 11 determines the d-axis current command Id* and the q-axis current command Iq* using a motor torque relational expression or map.
  • the three-phase/dq current conversion unit 12 outputs each digital data of the U-phase AC current Iu, the V-phase AC current Iv, and the W-phase AC current Iw output from the current detection unit 7, and the digital data output from the rotational position detector 22. Based on the rotational position ⁇ , a d-axis current detection value Id1 and a q-axis current detection value Iq1 obtained by dq-converting the detection value of the three-phase alternating current are calculated.
  • first d-axis current detection value Id1 The d-axis current detection value Id1 and the q-axis current detection value Iq1 calculated by the three-phase/dq current conversion unit 12 are hereinafter referred to as "first d-axis current detection value Id1”, “first q-axis current Detected value Iq1”.
  • a current detection value correction unit 20 corrects detection errors of the U-phase AC current Iu, the V-phase AC current Iv, and the W-phase AC current Iw caused by the delay time of the filter 72 included in the current detection unit 7.
  • the first d-axis current detection value Id1 and the first q-axis current detection value Iq1 calculated by the /dq current converter 12 are corrected.
  • the d-axis current detection value Id2 and the q-axis current detection value Iq2 corresponding to these correction results are output. Details of the current detection value correction unit 20 will be described later.
  • the d-axis current detection value Id2 and the q-axis current detection value Iq2 calculated by correcting the first d-axis current detection value Id1 and the first q-axis current detection value Iq1 by the current detection value correction unit 20 are , hereinafter referred to as "second d-axis current detection value Id2" and “second q-axis current detection value Iq2", respectively.
  • the current control unit 13 outputs the d-axis current command Id* and the q-axis current command Iq* calculated by the current command generation unit 11, the second d-axis current detection value Id2 calculated by the current detection value correction unit 20 and The d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* are calculated such that they match the second q-axis current detection value Iq2.
  • the dq/three-phase voltage conversion unit 14 A U-phase voltage command value Vu*, a V-phase voltage command value Vv*, and a W-phase voltage command value Vw*, which are three-phase voltage command values obtained by UVW conversion of the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq*, are calculated. .
  • the gate signal generation unit 15 generates the three-phase voltage command values output from the dq/three-phase voltage conversion unit 14, that is, the U-phase voltage command value Vu*, the V-phase voltage command value Vv*, and the W-phase voltage command value Vw*.
  • the triangular wave signal Tr output from the triangular wave generator 18 pulse-like voltages are generated for each of the U-phase, V-phase, and W-phase. Then, based on the generated pulse-like voltage, a gate signal for the switching element of each phase of the inverter 3 is generated.
  • the gate signals Gup, Gvp, and Gwp of the upper arm of each phase are logically inverted to generate the gate signals Gun, Gvn, and Gwn of the lower arm.
  • the gate signal generated by the gate signal generation unit 15 is output from the inverter control device 1 to the pulse width modulation signal output unit 32 of the inverter 3, and is converted into a PWM signal by the pulse width modulation signal output unit 32. Thereby, each switching element of the inverter circuit 31 is on/off controlled, and the output voltage of the inverter 3 is adjusted.
  • the speed calculator 16 calculates an electrical angular frequency ⁇ r corresponding to the rotational speed (number of rotations) of the motor 2 from the time change of the rotational position ⁇ .
  • the switching frequency generator 17 outputs the switching frequency fc based on the torque command T* and the electrical angular frequency ⁇ r.
  • a predetermined constant switching frequency fc may be output.
  • the triangular wave generator 18 outputs a triangular wave signal Tr based on the switching frequency fc.
  • Equation (2) Id and Iq represent the d-axis current and the q-axis current, respectively.
  • ⁇ r represents the electrical angular frequency of the motor 2, which is calculated by the speed calculator 16 as described above.
  • Ld and Lq represent the d-axis inductance and the q-axis inductance, respectively, Ke represents the induced voltage constant, and R represents the winding resistance. These values are predetermined according to the structure of the motor 2 .
  • Ke_nomi represents the induced voltage constant at normal temperature
  • T_nomi represents the normal temperature of the rotor
  • Ka represents the temperature dependent slope of the induced voltage.
  • FIG. 3 is a diagram explaining the deviation between the current command value and the actual current according to the modulation factor.
  • FIG. 3 shows an example of the relationship between the rotation speed of the motor 2, the current command value, the actual current, and the modulation factor when the current command value and the power supply voltage are both constant.
  • the current detector 7 has a filter 72 as an RC filter for noise removal.
  • the current detection section 7 for detecting a three-phase AC current is provided with a filter 72 configured using a resistor and a capacitor.
  • the inverter control device 1 acquires the current detection value through the filter 72, the current detection value lags behind the actual current and diverges from the true value.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the triangular wave signal Tr, the actual current, and the current detection value.
  • reference numeral 41 denotes the triangular wave signal Tr output from the triangular wave generator 18
  • reference numeral 42 denotes the actual value (actual current) of the U-phase alternating current Iu
  • Reference numeral 43 denotes the value of the U-phase alternating current Iu (current detection value) passed through the filter 72 in the current detection unit 7 .
  • Reference numeral 44 denotes a digital data value obtained by sample-holding the current detection value 43 by the analog/digital (AD) converter 73 .
  • AD analog/digital
  • the analog-to-digital (AD) converter 73 operates, for example, at the crest side of the triangular wave signal Tr, that is, at the timing of turning from rising to falling, and at the trough side of the triangular wave signal Tr, that is, at the timing of turning from falling to rising.
  • U-phase alternating current Iu are sampled and held, and output to the inverter control device 1 . It should be noted that the detection value of the U-phase AC current Iu may be acquired only from either the crest side or the trough side of the triangular wave signal Tr due to restrictions on the processing load of the inverter control device 1 or the like.
  • the current detection value 43 is slightly higher than the actual current 42 at the peak and valley timings of the triangular wave signal Tr. Therefore, the digital data value 44 obtained from the current detection value 43 is also higher than the actual current 42 at the time of sampling. As described above, since the current detection unit 7 acquires the current detection value 43 via the filter 72, it can be seen that the current detection value 43 lags behind the actual current 42 and diverges.
  • the second reason is that the carrier harmonic voltage ripple, which changes with the modulation factor mod, affects the current detection value.
  • FIG. 5 is a diagram showing carrier harmonic voltage ripples that change with the modulation factor mod.
  • the current detection values of the three-phase alternating current output from the current detection unit 7 to the inverter control device 1 are detected on the crest side and the trough side of the triangular wave signal Tr. Therefore, the frequency component that mainly affects the current detection value is the double component of the switching frequency fc of the triangular wave signal Tr. It can be seen from FIG. 5 that the double component (2fc+/-f1) of the switching frequency fc reaches its maximum when the modulation factor mod is around 0.6.
  • f1 is the fundamental frequency of the motor 2 and is given by the following equation (6).
  • f1 (motor rotation speed)/60 ⁇ (motor pole number)/2 (6)
  • the current detection value correction unit 20 in the inverter control device 1 detects the current detection unit 7 based on the time constant of the RC filter, the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, the d-axis current Id, and the q-axis current Iq. Corrected the current detection value acquired from , and removed the deviation from the actual current.
  • FIG. 6 is a functional block diagram of the current detection value corrector 20 according to the first embodiment of the invention.
  • the current detection value correction unit 20 of this embodiment includes functional blocks of an inductance calculation unit 201, a current slope calculation unit 202, a d-axis integration unit 203, a q-axis integration unit 204, a d-axis correction unit 205, and a q-axis correction unit 206. is configured with
  • the inductance calculator 201 calculates the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq based on the d-axis current command Id* and the q-axis current command Iq*.
  • the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq generally change according to the d-axis current and the q-axis current, respectively. Therefore, by storing these relationships in the motor 2 in advance as map information and referring to this map information, the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq can be calculated.
  • the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq may be fixed values.
  • Current slope calculator 202 calculates d-axis voltage command Vd* and q-axis voltage command Vq* output from current controller 13 up to the previous control cycle, and d-axis inductances Ld and q calculated by inductance calculator 201. Inclinations dId/dt and dIq/dt of the d-axis current and the q-axis current are calculated based on the axis inductance Lq.
  • the d-axis integrating unit 203 integrates the slope dId/dt of the d-axis current calculated by the current slope calculating unit 202 for an integration time corresponding to the time constant ⁇ of the filter 72, thereby obtaining the d-axis current correction amount ⁇ Id - Calculate the cmp.
  • the q-axis integrating unit 204 integrates the slope dIq/dt of the q-axis current calculated by the current slope calculating unit 202 for an integration time corresponding to the time constant ⁇ of the filter 72, thereby obtaining the q-axis current correction amount ⁇ Iq - Calculate the cmp.
  • a method for calculating the d-axis current correction amount ⁇ Id-cmp by the d-axis integrating section 203 and a method for calculating the q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp by the q-axis integrating section 204 will be described in detail below.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the relationship between the current command value and the current detection value when the modulation factor mod is changed.
  • the power supply voltage E, the switching frequency fc, and the filter delay time constant ⁇ are set to constant values.
  • the current detection value changes depending on the modulation factor mod, and a deviation from the current command value occurs.
  • the direction of this divergence differs between power running and regeneration. That is, the level of the current detection value with respect to the current command value differs between power running and regeneration. The reason for this will be described below with reference to FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the actual current and current detection values during power running and regeneration when the motor torque is reversed in positive and negative while the motor rotation speed is constant.
  • the actual current including the current ripple is detected at the falling edge of the current ripple during power running. Therefore, the current detection value when there is a filter delay is larger than the current detection value when there is no filter delay.
  • the actual current including the current ripple is detected at the rising edge of the current ripple during regeneration. Therefore, the current detection value when there is a filter delay is smaller than the current detection value when there is no filter delay.
  • the level of the current detection value with respect to the current command value differs between power running and regeneration. Therefore, it can be seen that the correction current also needs to be changed accordingly between power running and regeneration.
  • the current detection value correction unit 20 calculates a correction current considering the filter delay for each of the d-axis current and the q-axis current, and using the correction current, Corrects the current detection value.
  • the current gradient calculator 202 calculates the gradient dId/dt of the d-axis current and the gradient dIq/dt of the q-axis current based on a formula. From these slopes, the d-axis current correction amount ⁇ Id-cmp and the q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp are calculated by the d-axis integration unit 203 and the q-axis integration unit 204 as follows.
  • the d-axis current correction amount ⁇ Id-cmp and the q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp are obtained by the following equations (7) and (8) using the slope dId/dt of the d-axis current and the slope dIq/dt of the q-axis current. are represented respectively.
  • ⁇ Id ⁇ cmp dId/dt ⁇ (7)
  • ⁇ Iq ⁇ cmp dIq/dt ⁇ (8)
  • ⁇ represents the filter delay time constant.
  • the voltage equation given by the above equation (2) is a voltage equation in a steady state, and does not include time differential components of the d-axis current Id and the q-axis current Iq.
  • the voltage equation of the motor 2 is represented by Equation (9) below.
  • Vd R ⁇ Id+Ld ⁇ dId/dt ⁇ r ⁇ Lq ⁇ Iq
  • Vq R ⁇ Iq+Lq ⁇ dIq/dt+ ⁇ r ⁇ Ld ⁇ Id+ ⁇ r ⁇ Ke (9)
  • Vd* R x Id - ⁇ r x Lq x Iq
  • Vq* R x Iq + ⁇ r x Ld x Id + ⁇ r x Ke (10)
  • the voltage output from the inverter circuit 31 is represented by eight types of voltage vectors V0 to V7 according to the states of the upper and lower arms of each phase.
  • a voltage corresponding to the power supply voltage E is applied to each winding of the motor 2 in each of the vectors V1 to V6.
  • the V0 vector in which the upper arm of all phases is turned off (the lower arm is turned on) or the V7 vector in which the upper arm of all phases is turned on (the lower arm is turned off) for each winding of the motor 2
  • 0 R ⁇ Id+Ld ⁇ dId/dt ⁇ r ⁇ Lq ⁇ Iq
  • 0 R ⁇ Iq+Lq ⁇ dIq/dt+ ⁇ r ⁇ Ld ⁇ Id+ ⁇ r ⁇ Ke (11)
  • Equation (12) is a simple mathematical formula expressed using d-axis voltage command Vd* and q-axis voltage command Vq*, and d-axis inductance Ld and q-axis inductance Lq. Therefore, by detecting the three-phase AC currents Iu, Iv, and Iw by the current detection unit 7 in accordance with the timing of the V0 vector or the V7 vector, the first d-axis current detection value Id1 obtained from these current values is obtained. and the first q-axis current detection value Iq1 can be corrected based on the slopes dId/dt and dIq/dt of the d-axis current and the q-axis current expressed by Equation (12).
  • the current slope calculator 202 calculates the average value of the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq* for one electrical angle cycle output from the current controller 13 up to the previous control cycle, and the inductance calculator 201 calculates Based on the calculated average values of the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq, the slopes dId/dt and dIq/dt of the d-axis current and the q-axis current are calculated using the above equation (12).
  • the d-axis current correction amount ⁇ Id ⁇ cmp and q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp can be obtained.
  • the q-axis correction unit 206 applies the q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp calculated by the q-axis integration unit 204 to the first q-axis current detection value Iq1 according to the following equation (14). is added to obtain the second q-axis current detection value Iq2.
  • Iq2 Iq1+ ⁇ Iq ⁇ cmp (14)
  • the current detection value correction unit 20 corrects the d-axis voltage Vd* and the q-axis voltage Vq* based on the current command value, the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq of the motor 2, and the current detection unit 7, the first d-axis current detection value Id1 and the first q-axis current detection value Iq1 are corrected, and the second d-axis current detection value Id2 and the second q-axis current detection value Iq2 is calculated.
  • the current detection value correction unit 20 corrects the d-axis voltage Vd* and the q-axis voltage Vq* based on the current command value, the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq of the motor 2, and the current detection unit 7, the first d-axis current detection value Id1 and the first q-axis current detection value Iq1 are corrected, and the second d-axis current detection value Id2 and the second q
  • FIG. 9 is a diagram explaining the effect of current correction according to the first embodiment of the present invention.
  • (a), (b) and (c) show the differences between the measured values of the d-axis current Id and the q-axis current Iq before and after the correction when the motor 2 is powered. are shown for each modulation factor.
  • (a) shows the case where the power supply voltage E is 83% of the nominal value
  • (b) shows the case where the power supply voltage E is 100% of the nominal value
  • (c) shows the case where the power supply voltage E is 120% of the nominal value.
  • Each case is shown.
  • (d), (e), and (f) show the difference between the measured values of the d-axis current Id and the q-axis current Iq before and after the correction when the motor 2 is regeneratively operated and the true value, It is shown for each modulation factor.
  • (a) shows the case where the power supply voltage E is 83% of the nominal value
  • (b) shows the case where the power supply voltage E is 100% of the nominal value
  • (c) shows the case where the power supply voltage E is 120% of the nominal value. Each case is shown.
  • the d-axis current Id and q-axis current Iq after correction are more accurate to the measured values than the d-axis current Id and q-axis current Iq before correction. It can be seen that the difference between the values is small.
  • the slopes dId/dt and dIq/dt of the d-axis current and the q-axis current calculated using the above equation (12) and the time of the filter 72 in the current detection unit 7
  • the d-axis current correction amount ⁇ Id-cmp and the q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp are calculated by equations (7) and (8), and are used to measure the current detection unit 7. It can be confirmed that the values of the d-axis current Id and the q-axis current Iq can be correctly corrected.
  • the detection threshold value for protecting the inverter and the motor can be prevented from being exceeded, and damage to the inverter and the motor can be prevented.
  • the current detector 7 detects alternating current flowing through the motor 2, which is a three-phase synchronous motor.
  • the inverter control device 1 detects a current detection value based on the detection result of the alternating current by the current detection unit 7, that is, a first d-axis current detection value Id1 and a first q-axis current detection value Iq1, a predetermined current command value, That is, the inverter 3 connected to the motor 2 is controlled based on the d-axis current command Id* and the q-axis current command Iq*.
  • the inverter control device 1 generates a d-axis voltage and a q-axis voltage based on the d-axis current command Id* and the q-axis current command Iq*, that is, the d-axis voltage command Vd* and the q-axis voltage command Vq*, and the d-axis
  • a first d-axis current detection value Id1 and a first q-axis current detection value Iq1 are calculated based on the inductance Ld, the q-axis inductance Lq, and the delay time ⁇ of the filter 72, which is a filter element of the current detection unit 7.
  • a current detection value correction unit 20 for correction is provided. By doing so, it is possible to suppress the divergence between the detection result of the output current of the inverter 3 and the actual current.
  • Current detection value correction unit 20 uses current slope calculation unit 202 to calculate the first d-axis Current gradients dId/dt and dIq/dt of the d-axis component and the q-axis component of the current detection value Id1 and the first q-axis current detection value Iq1 are calculated, respectively. Also, based on the current gradients dId/dt and dIq/dt calculated by the d-axis integration unit 203 and the q-axis integration unit 204, the first d-axis current detection value Id1 and the first q-axis current detection value Iq1 are calculated.
  • a d-axis current correction amount ⁇ Id-cmp and a q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp for each correction are calculated. Then, using the calculated d-axis current correction amount ⁇ Id-cmp and q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp by the d-axis correction unit 205 and the q-axis correction unit 206, the first d-axis current detection value Id1 and the first , the q-axis current detection value Iq1 is corrected. By doing so, the current detection value can be corrected so as to suppress the divergence between the current command value and the actual current using the current gradients dId/dt and dIq/dt that can be calculated by simple mathematical expressions.
  • FIG. 10 is a diagram showing waveform examples of the gate signal, the d-axis current Id, and the q-axis current Iq at a modulation factor of about 1.
  • FIG. 10 shows the gate signal waveforms of the U-phase, V-phase, and W-phase when the modulation rate is 0.94 and 1.18, respectively, and the d-axis current Id flowing through the motor 2 in response to these gate signals. It shows the analysis results with the q-axis current Iq.
  • the current correction described in the first embodiment holds.
  • the d-axis current Id and the q-axis current Iq change regularly with a period twice that of the carrier wave.
  • the modulation factor is 1.18, as shown on the right side of FIG. 10
  • the ratio of the V0 vector and the V7 vector is small. Therefore, the timing at which the formula (12) can be applied is limited, and the current correction described in the first embodiment does not hold.
  • the d-axis current Id and the q-axis current Iq in addition to a change with a period twice that of the carrier wave, there is also a change with the same period as the carrier wave.
  • FIG. 11 shows a schematic diagram of current ripples and detected values at a modulation factor of about 1.
  • the current detection section 7 detects the current of the motor 2 at twice the cycle of the carrier wave. Further, when the modulation rate is 0.94, the current flowing through the motor 2 changes at twice the cycle of the carrier wave. Suppose it changes.
  • the deviation between the current detection value and the actual current is reduced by suppressing the current correction amount in the region where the modulation factor exceeds 1.
  • FIG. 12 is a functional block diagram of an inverter control device 1A according to the second embodiment of the invention.
  • the inverter control device 1A of the present embodiment includes a current detection value correction section 20A instead of the current detection value correction section 20, and the modulation The difference is that the modulation factor mod calculated by the rate calculator 19 and the switching frequency fc representing the frequency of the carrier wave are input to the current detection value corrector 20A.
  • FIG. 13 is a functional block diagram of the current detection value corrector 20A according to the second embodiment of the invention. Compared with the current detection value correction unit 20 of the first embodiment shown in FIG. , in that an inclination correcting unit 207 is further provided.
  • the slope correction unit 207 sets a predetermined threshold value K for the modulation factor mod. It works to reduce the slopes dId/dt and dIq/dt of the d-axis current and the q-axis current respectively input to the integrating section 204 .
  • the value of K is not limited to that obtained by equation (15), and may be changed as appropriate through tuning.
  • the slope dId/dt of the d-axis current and the slope dIq/dt of the q-axis current output from the current slope calculation unit 202 are set to 0 or more and less than 1.
  • variable gain Ga is multiplied, and the multiplication results are input to the d-axis integrating section 203 and the q-axis integrating section 204, respectively.
  • the values of the d-axis current correction amount ⁇ Id-cmp and the q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp calculated by the d-axis integration unit 203 and the q-axis integration unit 204, respectively, are reduced compared to the first embodiment. make it
  • FIG. 14 is a diagram explaining the effect of current correction according to the second embodiment of the present invention. Similar to FIG. 9 described in the first embodiment, in FIG. 14 also, (a), (b), and (c) show the d-axis current before correction and after correction when the motor 2 is powered. Differences between measured values and true values of Id and q-axis current Iq are shown for each modulation factor. (a) shows the case where the power supply voltage E is 83% of the nominal value, (b) shows the case where the power supply voltage E is 100% of the nominal value, and (c) shows the case where the power supply voltage E is 120% of the nominal value. Each case is shown.
  • (d), (e), and (f) show the difference between the measured values of the d-axis current Id and the q-axis current Iq before and after the correction when the motor 2 is regeneratively operated and the true value, It is shown for each modulation factor.
  • (a) shows the case where the power supply voltage E is 83% of the nominal value
  • (b) shows the case where the power supply voltage E is 100% of the nominal value
  • (c) shows the case where the power supply voltage E is 120% of the nominal value. Each case is shown.
  • the d-axis current Id and q-axis current Iq after correction are more accurate to the measured values than the d-axis current Id and q-axis current Iq before correction. It can be seen that the difference between the values is small. Also, compared to FIG. 9 described in the first embodiment, these differences are much smaller near the modulation factor of 1.15. Therefore, in the current correction method according to the present embodiment, in addition to the correction method described in the first embodiment, by suppressing excessive correction near the modulation factor of 1.15 by the slope correction unit 207, the current detection unit It can be confirmed that the values of the d-axis current Id and the q-axis current Iq measured by 7 can be correctly corrected.
  • the current detection value correction unit 20A adjusts the d-axis current correction amount ⁇ Id-cmp and the q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp based on the modulation factor mod of the inverter 3. Decrease. Specifically, the current detection value correction unit 20A sets the threshold value K for the modulation factor mod based on the switching frequency fc of the inverter 3 and the delay time ⁇ of the filter 72 . Then, when the modulation factor mod exceeds the threshold value K, the d-axis current correction amount ⁇ Id-cmp and the q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp are decreased. Since this is done, the current detection value can be corrected so as to further suppress the divergence between the current command value and the actual current.
  • the accuracy of the current detection value is further improved by considering the delay time when the analog/digital (AD) converter 73 converts the current signal acquired by the current detection unit 7 from analog data to digital data.
  • AD analog/digital
  • the configuration of the inverter control device in this embodiment is the same as that described in the first embodiment. Therefore, the present embodiment will be described below using the configuration of the inverter control device 1 described in the first embodiment.
  • the d-axis integration unit 203 and the q-axis integration unit 204 use the following equations (16) and (17), respectively, instead of the equations (7) and (8) described in the first embodiment. are used to calculate the d-axis current correction amount ⁇ Id-cmp and the q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp.
  • ⁇ Id ⁇ cmp dId/dt ⁇ ( ⁇ + ⁇ ) (16)
  • ⁇ Iq ⁇ cmp dIq/dt ⁇ ( ⁇ + ⁇ ) (17)
  • ⁇ represents the delay time of analog/digital conversion by the analog/digital (AD) converter 73 .
  • This analog/digital conversion delay time ⁇ may be set in advance in the d-axis integrating section 203 and the q-axis integrating section 204 .
  • the delay time ⁇ may be calculated based on the electrical angular frequency ⁇ r of the motor 2 and the control cycle of the inverter control device 1 .
  • the current detection unit 7 converts the detection result of the alternating current from the analog value to the digital value to obtain the first d-axis current detection value Id1 and the first q It has an analog/digital converter 73 that generates a shaft current detection value Iq1.
  • the current detection value correction unit 20 corrects the first d-axis current detection value Id1 and the first q-axis current detection value Iq1 based on the delay time ⁇ of the analog/digital converter 73 . Since this is done, the current detection unit 7 considers the delay time when the current signal acquired by the current detection unit 7 is converted from analog data to digital data, and further suppresses the divergence between the current command value and the actual current. values can be corrected.
  • FIG. 15 is a functional block diagram of an inverter control device 1B according to the fourth embodiment of the invention.
  • the inverter control device 1B of this embodiment has a current command value correction section 20B instead of the current detection value correction section 20. is different.
  • the inverter control device 1B of the present embodiment is also configured by, for example, a microcomputer, and each functional block can be realized by executing a predetermined program in the microcomputer. Alternatively, some or all of the functional blocks may be implemented using hardware circuits such as logic ICs and FPGAs.
  • a current command value correction unit 20B corrects detection errors of the U-phase AC current Iu, the V-phase AC current Iv, and the W-phase AC current Iw caused by the delay time of the filter 72 of the current detection unit 7.
  • the d-axis current command Id1* and the q-axis current command Iq1* output from the generator 11 are corrected.
  • the d-axis current command Id2* and the q-axis current command Iq2* corresponding to these correction results are output to the current control unit 13.
  • first d-axis current command Id1* the uncorrected d-axis current command Id1* and the q-axis current command Iq1* output from the current command generator 11 will be referred to as "first d-axis current command Id1*”, “first q-axis current command Iq1*” respectively.
  • d-axis current command Id2* and the q-axis current command Iq2 calculated by correcting the first d-axis current command Id1* and the first q-axis current command Iq1* by the current command value correction unit 20B, respectively. * are referred to as “second d-axis current command Id2*” and “second q-axis current command Iq2*", respectively.
  • FIG. 16 is a functional block diagram of a current command value corrector 20B according to the fourth embodiment of the invention. Compared to the current detection value correction unit 20 of the first embodiment shown in FIG. The difference is that an inductance calculator 201B, a d-axis corrector 205B, and a q-axis corrector 206B are provided instead.
  • the inductance calculator 201B calculates the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq based on the first d-axis current command Id1* and the first q-axis current command Iq1*.
  • the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq can be calculated.
  • the d-axis correction unit 205B adds the d-axis current correction amount ⁇ Id-cmp calculated by the d-axis integration unit 203 to the first d-axis current command Id1* according to the following equation (18).
  • Id2* Id1*+ ⁇ Id ⁇ cmp (18)
  • the q-axis correction unit 206B like the d-axis correction unit 205B, applies the q-axis current correction amount ⁇ Iq-cmp calculated by the q-axis integration unit 204 to the first q-axis current command Iq1* according to the following equation (19). is added to obtain the second q-axis current command Iq2*.
  • Iq2* Iq1*+ ⁇ Iq ⁇ cmp (19)
  • inverter control device 1B provides d-axis voltage command Vd* and q-axis voltage command Vq* based on first d-axis current command Id1* and first q-axis current command Iq1*, motor 2 based on the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq of and the delay time ⁇ of the filter 72, which is a filter element of the current detection unit 7, the first d-axis current command Id1* and the first q-axis current command A current command value correction unit 20B for correcting Iq1* is provided. Accordingly, as in the first embodiment, it is possible to suppress the difference between the detection result of the output current of the inverter 3 and the actual current.
  • FIG. 17 is a configuration diagram of an electric vehicle system according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the electric vehicle system of this embodiment as shown in FIG. 17, has a powertrain in which the motor 2 is applied as a motor/generator.
  • a front wheel axle 801 is rotatably supported on a front portion of a vehicle body 800, and front wheels 802 and 803 are provided on both ends of the front wheel axle 801.
  • a rear wheel axle 804 is rotatably supported on the rear portion of the vehicle body 800 , and rear wheels 805 and 806 are provided at both ends of the rear wheel axle 804 .
  • a differential gear 811 serving as a power distribution mechanism is provided at the central portion of the front wheel axle 801 to distribute the rotational driving force transmitted from the engine 810 through the transmission 812 to the left and right front wheel axles 801 .
  • Engine 810 and motor 2 are mechanically connected via belt 830 to pulley 810 a provided on the crankshaft of engine 810 and pulley 820 a provided on the rotating shaft of motor 2 .
  • the rotational driving force of the motor 2 can be transmitted to the engine 810, and the rotational driving force of the engine 810 can be transmitted to the motor 2, respectively.
  • the rotor of the motor 2 rotates when the three-phase AC power output from the inverter 3 is supplied to the stator coils of the stator according to the control of the inverter control device 1, and the rotational driving force corresponding to the three-phase AC power is generated. occurs.
  • the motor 2 is driven by the inverter 3 under the control of the inverter control device 1 and operates as an electric motor. It is induced and operates as a generator that produces three-phase AC power.
  • the inverter 3 is a power conversion device that converts DC power supplied from a high-voltage battery 5, which is a high-voltage (42V or 300V) power supply, into three-phase AC power. It controls the three-phase AC current flowing through the stator coils of the motor 2 .
  • the three-phase AC power generated by the motor 2 is converted into DC power by the inverter 3 to charge the high-voltage battery 5 .
  • the high voltage battery 5 is electrically connected to the low voltage battery 823 via the DC-DC converter 824 .
  • the low-voltage battery 823 constitutes a low-voltage (14V) power supply for the electric vehicle system, and is used as a power supply for a starter 825 that initially starts (cold start) the engine 810, a radio, lights, and the like.
  • the engine 810 When the vehicle is stopped (idle stop mode) such as waiting for a traffic light, the engine 810 is stopped. restart. In the idle stop mode, when the high-voltage battery 5 is insufficiently charged, or when the engine 810 is not sufficiently warmed, the engine 810 is not stopped and continues to be driven. Further, during the idle stop mode, it is necessary to secure a drive source for auxiliary equipment such as an air conditioner compressor that uses engine 810 as a drive source. In this case, the motor 2 is driven to drive the accessories.
  • auxiliary equipment such as an air conditioner compressor that uses engine 810 as a drive source. In this case, the motor 2 is driven to drive the accessories.
  • the motor 2 is driven to assist the driving of the engine 810 even in the acceleration mode or the high-load operation mode. Conversely, in the charging mode requiring charging of the high voltage battery 5 , the engine 810 causes the motor 2 to generate power to charge the high voltage battery 5 . That is, a regeneration mode is performed when the vehicle is braking or decelerating.
  • the inverter control device 1 In the electric vehicle system of the present embodiment using the inverter control device 1, it is possible to reduce the difference between the current true value and the detected value, which deteriorates due to the modulation rate and the delay time constant of the RC filter, without an additional sensor. Torque matches and highly accurate motor torque can be output. Therefore, the desired torque of the driver can be realized with an inexpensive configuration. Furthermore, since the true value of the three-phase current of the motor can be detected, the detection threshold value for protecting the inverter and motor is not exceeded, so damage to the inverter and motor can be prevented, and driving stoppage of the electric vehicle can be prevented.
  • the inverter control device alone has been described.
  • the present invention can also be applied to motor drive systems.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

インバータ制御装置は、三相同期電動機であるモータに流れる交流電流を検出する電流検出部による前記交流電流の検出結果に基づく電流検出値と、所定の電流指令値とに基づいて、前記モータと接続されたインバータを制御するものであって、前記電流指令値に基づくｄ軸電圧およびｑ軸電圧と、前記モータのｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスと、前記電流検出部が有するフィルタ要素の遅れ時間とに基づいて、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正する補正部を備える。

Description

インバータ制御装置、電動車両システム
　本発明は、インバータ制御装置およびそれを用いた電動車両システムに関する。
　電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電動車両に用いられる駆動用回転電機（モータ）には、大出力および高トルク応答が求められる。そのため、強力なエネルギーを保持する希土類の焼結磁石を用いた永久磁石式回転電機（ＰＭモータ）を三相インバータで駆動する方式が一般に用いられている。三相インバータは、直流電源で生成された直流電圧を、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によって任意の電圧・周波数の線間電圧（交流電圧）に変換することで、モータの可変速駆動を実現している。
　電動車両に搭載される三相インバータは、一般に三相インバータから出力される三相電流を検出し、ドライバの踏力に基づいて決定されるトルク指令に基づく電流指令と合致するように三相電流を制御する。三相電流は、インバータの主回路上に存在する電流検出素子と、電流検出素子で検出したアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを用いて検出される。電流検出素子には一般的な電気回路と同様、信号線に乗るノイズの除去を目的としたフィルタが備えられている。このノイズ除去フィルタはノイズを除去できる一方で、ノイズ除去フィルタを介した三相電流は遅れ要素を持つため、検出電流とインバータに流れる実電流との間に乖離が発生する。
　さらに、近年は車載向けの低圧大電流モータのように、インダクタンスの値が小さく、電気時定数の小さなモータが増えている。こうしたモータでは、従来のモータと比べて、検出電流と実電流との乖離が増加する。
　従来のインバータでは、上記のように検出電流と実電流との乖離が発生することで、トルク指令と実際の出力トルクが一致せず、そのためドライバが要求する加速性能を出せないという問題があった。また、インバータやモータを保護するためのフェールセーフ機能の精度が劣化し、最悪の場合にはインバータやモータが破壊する恐れがあった。
　このような検出電流とインバータに流れる実電流との乖離を生じさせないために、例えば特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、時定数の小さいフィルタを介して電流の傾きを検出し、その検出結果に基づいて時定数の異なる複数のフィルタを切り替える技術が記載されている。
日本国特許第６０５０８４１号
　特許文献１の技術では、時定数の異なるフィルタを複数設ける必要があるため、基板の実装面積が限られる場合は採用が難しい。また、時定数の小さいフィルタではノイズを十分に除去できないため、検出した電流の傾きが真値からずれてしまい、その結果、フィルタの切り替えを適切に行うことができず、検出電流と実電流との乖離が悪化する可能性がある。特に、前述のようなインダクタンスが小さいモータでは電流リプルが増大するため、検出電流と実電流との乖離が悪化する可能性が高くなる。
　本発明によるインバータ制御装置は、三相同期電動機であるモータに流れる交流電流を検出する電流検出部による前記交流電流の検出結果に基づく電流検出値と、所定の電流指令値とに基づいて、前記モータと接続されたインバータを制御するものであって、前記電流指令値に基づくｄ軸電圧およびｑ軸電圧と、前記モータのｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスと、前記電流検出部が有するフィルタ要素の遅れ時間とに基づいて、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正する補正部を備える。
　本発明による電動車両システムは、上記のインバータ制御装置と、前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、前記インバータにより駆動される前記モータと、を備え、前記モータの回転駆動力を用いて走行する。
　本発明によれば、インバータの出力電流の検出結果と実電流との乖離を抑制することができる。
本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ駆動装置の構成を示すブロック図。 本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置の機能ブロック図。 変調率に応じた電流指令値と実電流との乖離を説明する図。 三角波信号と実電流および電流検出値との関係を示す図。 変調率によって変化するキャリア高調波電圧リプルを示す図。 本発明の第１の実施形態に係る電流検出値補正部の機能ブロック図。 変調率を変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図。 モータ回転数を一定としたときにモータトルクを正負反転させたときの、力行時および回生時の実電流と電流検出値の一例を示す図。 本発明の第１の実施形態による電流補正の効果を説明する図。 変調率１前後でのゲート信号、ｄ軸電流およびｑ軸電流の波形例を示す図。 変調率１前後での電流リプルと検出値の模式図。 本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置の機能ブロック図。 本発明の第２の実施形態に係る電流検出値補正部の機能ブロック図。 本発明の第２の実施形態による電流補正の効果を説明する図。 本発明の第４の実施形態に係るインバータ制御装置の機能ブロック図。 本発明の第４の実施形態に係る電流指令値補正部の機能ブロック図。 本発明の第５の実施形態に係る電動車両システムの構成図。
（第１の実施形態）
　以下、本発明の第１の実施形態について図面を用いて説明する。
　図１は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置を有するモータ駆動装置６の構成を示すブロック図である。モータ駆動装置６は、インバータ制御装置１、モータ２、インバータ３、高圧バッテリ５および電流検出部７を有している。
　インバータ制御装置１は、車両から要求される目標トルクに応じたトルク指令Ｔ＊に基づいてインバータ３にゲート信号を出力し、インバータ３を制御する。なお、インバータ制御装置１の詳細について後述する。
　インバータ３は、モータ２と高圧バッテリ５に接続されており、インバータ回路３１、パルス幅変調信号出力部３２および平滑キャパシタ３３を有している。
　インバータ回路３１は、上アームスイッチング素子Ｓｕｐ、ＳｖｐおよびＳｗｐと、下アームスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎとを有する。モータ２が力行状態である場合は、高圧バッテリ５から供給される直流電力をこれらのスイッチング素子を用いて交流電力に変換し、モータ２に出力する。また、モータ２が回生状態である場合は、モータ２が発電した交流電力を直流電力に変換し、高圧バッテリ５に出力する。これにより、インバータ３において直流電力と交流電力を相互に変換することが可能になっている。
　パルス幅変調信号出力部３２は、インバータ制御装置１からのゲート信号に基づいて、インバータ回路３１の各スイッチング素子にパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を出力する。パルス幅変調信号出力部３２から入力されたＰＷＭ信号に応じて、各スイッチング素子が所定のタイミングでそれぞれスイッチング動作を行うことで、インバータ回路３１において直流電力と交流電力の相互変換が行われる。
　平滑キャパシタ３３は、高圧バッテリ５からインバータ回路３１に供給される直流電力、またはインバータ回路３１から高圧バッテリ５に出力される直流電力を平滑化する。
　高圧バッテリ５は、モータ駆動装置６の直流電圧源である。直流電圧である高圧バッテリ５の電源電圧Ｅは、インバータ３によって可変電圧、可変周波数のパルス状の三相交流電圧に変換され、線間電圧としてモータ２に印加される。なお、高圧バッテリ５の直流電圧Ｅは、高圧バッテリ５の充電状態に応じて大きく変動する。
　モータ２は、インバータ３からの線間電圧の供給により回転駆動される同期モータである。モータ２には、インバータ制御装置１により三相交流電圧の位相をモータ２の誘起電圧の位相に合わせて制御するために、回転位置センサ２１が取り付けられている。回転位置検出器２２は、回転位置センサ２１の出力信号に基づいて、モータ２におけるロータの回転位置θを演算する。ここで、回転位置センサ２１には、例えば鉄心と巻線とから構成されるレゾルバなどを用いることができる。あるいは、ＧＭＲセンサ等の磁気抵抗素子やホール素子などを用いて回転位置センサ２１を構成してもよい。また、モータ駆動装置６に回転位置検出器２２を設けず、モータ２の三相電流や三相電圧に基づいて回転位置θを推定してもよい。
　電流検出部７は、モータ２を通電する三相交流電流として、Ｕ相交流電流ＩｕとＶ相交流電流ＩｖとＷ相交流電流Ｉｗを検出する。電流検出部７は、電流検出要素７１、フィルタ７２、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３を有している。
　電流検出要素７１は、ホール素子等により構成されており、三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをそれぞれ検出し、これらの電流値に応じた電圧を出力する。なお、図１では三相交流電流の各相に対応して３つの電流検出要素７１を電流検出部７が具備する例を示しているが、電流検出要素７１を２つとし、残る１相の電流値を三相電流の和が零であることから算出してもよい。また、インバータ３に流入するパルス状の直流母線電流を、平滑キャパシタ３３とインバータ３の間に挿入されたシャント抵抗Ｒｓｈの両端の電圧（直流電流検出値Ｉｄｃ）として検出し、その検出結果から三相交流電流を求めてもよい。例えば、インバータ３の各スイッチング素子の状態に応じて、適切なタイミングで直流電流検出値Ｉｄｃを取得することで、直流電流検出値Ｉｄｃから三相交流電流を再現することができる。これ以外にも、任意の手法で三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出することが可能である。
　フィルタ７２は、電流検出要素７１の出力である電圧信号からノイズを除去するためのものであり、抵抗やコンデンサを用いて構成される。フィルタ７２の時定数τは、フィルタ７２の抵抗成分Ｒｆと容量成分Ｃｆにより、以下の式（１）で導出される。
　τ＝Ｒｆ×Ｃｆ　　・・・（１）
　アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３は、電流検出要素７１からフィルタ７２を介して入力される電圧信号をアナログデータとして取得し、所定のサンプリングレートでデジタルデータに変換する。こうして得られたデジタルデータは、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３からインバータ制御装置１に出力される。これにより、インバータ制御装置１において、三相交流電流の検出値をデジタルデータとして取得することができる。
　次に、図２を用いてインバータ制御装置１の詳細について説明する。図２は、本発明の第１の実施形態に係るインバータ制御装置１の機能ブロック図である。本実施形態のインバータ制御装置１は、電流指令生成部１１、三相／ｄｑ電流変換部１２、電流制御部１３、ｄｑ／三相電圧変換部１４、ゲート信号生成部１５、速度算出部１６、スイッチング周波数生成部１７、三角波生成部１８、変調率演算部１９、電流検出値補正部２０の各機能ブロックを有しており、電源電圧Ｅとトルク指令Ｔ＊に対応したｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に応じて、インバータ３のインバータ回路３１を駆動させる。インバータ制御装置１は、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、これらの機能ブロックを実現することができる。あるいは、これらの機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
　電流指令生成部１１は、トルク指令Ｔ＊と電源電圧Ｅに基づき、モータトルクの関係式あるいはマップを用いて、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊を決定する。
　三相／ｄｑ電流変換部１２は、電流検出部７から出力されるＵ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流Ｉｖ、Ｗ相交流電流Ｉｗの各デジタルデータと、回転位置検出器２２から出力される回転位置θとに基づいて、三相交流電流の検出値をｄｑ変換したｄ軸電流検出値Ｉｄ１およびｑ軸電流検出値Ｉｑ１を演算する。なお、三相／ｄｑ電流変換部１２により演算されるｄ軸電流検出値Ｉｄ１とｑ軸電流検出値Ｉｑ１を、以下では「第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１」、「第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１」とそれぞれ称する。
　電流検出値補正部２０は、電流検出部７が有するフィルタ７２の遅れ時間によって発生するＵ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗの検出誤差を補正するように、三相／ｄｑ電流変換部１２により演算された第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１と第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１をそれぞれ補正する。そして、これらの補正結果に応じたｄ軸電流検出値Ｉｄ２およびｑ軸電流検出値Ｉｑ２を出力する。なお、電流検出値補正部２０の詳細については後述する。電流検出値補正部２０により第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１と第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１がそれぞれ補正されることで演算されるｄ軸電流検出値Ｉｄ２およびｑ軸電流検出値Ｉｑ２を、以下では「第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２」、「第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２」とそれぞれ称する。
　電流制御部１３は、電流指令生成部１１により演算されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電流検出値補正部２０により演算された第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２および第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２とがそれぞれ一致するように、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を演算する。
　ｄｑ／三相電圧変換部１４は、電流制御部１３から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、回転位置検出器２２から出力される回転位置θとに基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊をＵＶＷ変換した三相電圧指令値であるＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊、Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊を演算する。
　ゲート信号生成部１５は、ｄｑ／三相電圧変換部１４から出力される三相電圧指令値、すなわちＵ相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊およびＷ相電圧指令値Ｖｗ＊と、三角波生成部１８から出力される三角波信号Ｔｒとの比較結果に基づき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に対してパルス状の電圧を生成する。そして、生成したパルス状の電圧に基づき、インバータ３の各相のスイッチング素子に対するゲート信号を生成する。このとき、各相の上アームのゲート信号Ｇｕｐ、Ｇｖｐ、Ｇｗｐをそれぞれ論理反転させ、下アームのゲート信号Ｇｕｎ、Ｇｖｎ、Ｇｗｎを生成する。ゲート信号生成部１５が生成したゲート信号は、インバータ制御装置１からインバータ３のパルス幅変調信号出力部３２に出力され、パルス幅変調信号出力部３２によってＰＷＭ信号に変換される。これにより、インバータ回路３１の各スイッチング素子がオン／オフ制御され、インバータ３の出力電圧が調整される。
　速度算出部１６は、回転位置θの時間変化から、モータ２の回転速度（回転数）に応じた電気角周波数ωｒを演算する。
　スイッチング周波数生成部１７は、トルク指令Ｔ＊と電気角周波数ωｒに基づいて、スイッチング周波数ｆｃを出力する。なお、予め決められた一定のスイッチング周波数ｆｃを出力してもよい。
　三角波生成部１８は、スイッチング周波数ｆｃに基づき三角波信号Ｔｒを出力する。
　変調率演算部１９は、電流指令生成部１１により演算されたｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊と、電源電圧Ｅとに基づいて、インバータ３の変調率ｍｏｄを演算する。変調率ｍｏｄを演算するために、変調率演算部１９は、まず以下の式（２）に基づき、ｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑを演算する。なお、式（２）はモータ２の電圧方程式である。
　Ｖｄ＝Ｒ×Ｉｄ－ωｒ×Ｌｑ×Ｉｑ
　Ｖｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋ωｒ×Ｌｄ×Ｉｄ＋ωｒ×Ｋｅ　　・・・（２）
　式（２）において、Ｉｄ，Ｉｑはｄ軸電流とｑ軸電流をそれぞれ表している。本実施形態では、Ｉｄ＝Ｉｄ＊、Ｉｑ＝Ｉｑ＊として式（２）を計算する。また、ωｒはモータ２の電気角周波数を表し、これは前述のように速度算出部１６により演算される。さらに、Ｌｄ，Ｌｑはｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスをそれぞれ表し、Ｋｅは誘起電圧定数を、Ｒは巻線抵抗をそれぞれ表している。これらの値は、モータ２の構造に応じて予め決定される。
　なお、誘起電圧定数Ｋｅには温度依存性があるため、以下の式（３）に基づき、温度依存性を考慮して式（２）の誘起電圧定数Ｋｅを補正してもよい。式（３）は、モータ２が有するロータの温度と誘起電圧との関係を表している。式（３）より、ロータの温度が通常温度Ｔ＿ｎｏｍｉから変動すると、ロータが有する磁石の温度が変化するため、それに伴って誘起電圧が線形に変動することが分かる。
　Ｋｅ＝Ｋｅ＿ｎｏｍｉ＋（Ｔ－Ｔｎｏｍｉ）×Ｋａ　　・・・（３）
　式（３）において、Ｋｅ＿ｎｏｍｉは通常温度の誘起電圧定数を、Ｔ＿ｎｏｍｉはロータの通常温度を、Ｋａは誘起電圧の温度依存傾きをそれぞれ表している。これらの値は、モータ２の構造に応じて予め決定される。また、Ｔはロータ温度を表しており、不図示の温度センサ等を用いて取得される。
　変調率演算部１９は、式（２）で導出されたｄ軸電圧Ｖｄおよびｑ軸電圧Ｖｑに基づき、以下の式（４）を用いて変調率ｍｏｄを算出する。
　ｍｏｄ＝２√（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）／Ｅ　　・・・（４）
　なお、上記の変調率ｍｏｄの代わりに、以下の式（５）で定義される電圧利用率を用いてもよい。どちらを用いた場合でも同様の演算が可能であるため、以降では変調率ｍｏｄを用いた場合で説明する。
　電圧利用率＝（線間電圧実効値）／Ｅ　　・・・（５）
　次に、本実施形態の特徴である電流検出値補正部２０の詳細を説明する前に、本発明に至った着眼事象について以下に説明する。
　図３は、変調率に応じた電流指令値と実電流との乖離を説明する図である。図３では、電流指令値と電源電圧をそれぞれ一定としたときの、モータ２の回転数と電流指令値、実電流および変調率との関係の一例を示している。
　図３に示すように、モータ２の回転数が増大して変調率が大きくなるに従って、インバータ３からモータ２に流れる実電流がインバータ３の電流指令値と乖離し、その乖離の大きさは最大で約０．８％程度であることが分かる。この誤差は単体で見ると小さいが、モータ２のトルク精度を決定する影響因子はこれ以外にも、例えばロータ温度（磁石温度）Ｔや巻線抵抗Ｒなどがある。そのため、トルク精度を向上するためには、実電流との乖離による誤差をできる限り低減した電流検出値をインバータ制御装置１において取得する必要がある。さらに、電流検出値はインバータ３やモータ２の保護にも用いられるため、実電流と一致した電流検出値の取得は、インバータ３やモータ２の破損防止の観点からも重要である。
　続いて、三角波信号Ｔｒに応じたタイミングで電流検出部７が取得する電流検出値と実電流との間に、前述の式（４）で計算される変調率ｍｏｄに応じた乖離が生じる２つの理由を、以下に図４～図６を参照して説明する。
　まず、１つ目の理由は、電流検出部７にノイズ除去用のＲＣフィルタとしてフィルタ７２が存在することである。図１に示したように、三相交流電流の検出を行う電流検出部７には、抵抗とコンデンサを用いて構成されたフィルタ７２が設けられている。このフィルタ７２を通してインバータ制御装置１が電流検出値を取得することにより、実電流に対して電流検出値に遅れが発生し、真値との乖離が生じる。
　図４は、三角波信号Ｔｒと実電流および電流検出値との関係を示す図である。図４では三相交流電流のうちＵ相交流電流Ｉｕを例として、三角波生成部１８から出力される三角波信号Ｔｒを符号４１、Ｕ相交流電流Ｉｕの実際の値（実電流）を符号４２、電流検出部７においてフィルタ７２を介したＵ相交流電流Ｉｕの値（電流検出値）を符号４３にそれぞれ示している。また、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３が電流検出値４３をサンプルホールドして得られるデジタルデータ値を符号４４に示している。
　図４に示すように、アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３は、例えば三角波信号Ｔｒの山側、すなわち上昇から下降に転じるタイミングと、三角波信号Ｔｒの谷側、すなわち下降から上昇に転じるタイミングとで、Ｕ相交流電流Ｉｕの検出値をそれぞれサンプルホールドして取得し、インバータ制御装置１に出力する。なお、インバータ制御装置１の処理負荷上の制限等から、三角波信号Ｔｒの山側または谷側の一方だけでＵ相交流電流Ｉｕの検出値を取得しても構わない。
　図４の実電流４２と電流検出値４３を比較すると、三角波信号Ｔｒの山側と谷側のタイミングにおいて、実電流４２よりも電流検出値４３が僅かに高くなっている。そのため、電流検出値４３から得られるデジタルデータ値４４についても、サンプリング時点の実電流４２よりも高くなっている。このように、電流検出部７ではフィルタ７２を介して電流検出値４３を取得しているため、実電流４２に対して電流検出値４３に遅れが発生し、乖離が生じることが分かる。
　また、近年の車載向けのモータでは、従来よりも低抵抗化および低インダクタンス化が進んでいる。そのため、モータ２に流れる実電流は、モータ２の回転に応じて急峻に立ち上がりと立ち下がりを繰り返すこととなり、これによって実電流と電流検出値との乖離がさらに大きくなる場合がある。
　次に、２つ目の理由は、変調率ｍｏｄによって変化するキャリア高調波電圧リプルが電流検出値に影響を及ぼすことである。
　図５は、変調率ｍｏｄによって変化するキャリア高調波電圧リプルを示す図である。前述のように、電流検出部７からインバータ制御装置１に出力される三相交流電流の電流検出値は、三角波信号Ｔｒの山側と谷側でそれぞれ検出されたものである。そのため、電流検出値に主として影響を与える周波数成分は、三角波信号Ｔｒのスイッチング周波数ｆｃの２倍成分となる。図５より、スイッチング周波数ｆｃの２倍成分（２ｆｃ＋／－ｆ１）は，変調率ｍｏｄが０．６近傍で最大となることが分かる。なお、ｆ１はモータ２の基本波周波数であり、以下の式（６）で与えられる。
　ｆ１＝（モータ回転数）／６０×（モータの極数）／２　　・・・（６）
　以上説明したように、電流検出部７が取得する電流検出値と実電流との間には、「ノイズ除去のためのＲＣフィルタ」と、「変調率によって変化するキャリア高調波電圧リプル」とにより、変調率ｍｏｄに応じた乖離が発生する。そこで本発明では、インバータ制御装置１において電流検出値補正部２０により、ＲＣフィルタの時定数、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑ、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに基づき、電流検出部７から取得した電流検出値を補正して実電流との乖離を取り除くようにした。
　続いて、電流検出値補正部２０の詳細を以下に説明する。図６は、本発明の第１の実施形態に係る電流検出値補正部２０の機能ブロック図である。本実施形態の電流検出値補正部２０は、インダクタンス算出部２０１、電流傾き算出部２０２、ｄ軸積算部２０３、ｑ軸積算部２０４、ｄ軸補正部２０５、ｑ軸補正部２０６の各機能ブロックを有して構成される。
　インダクタンス算出部２０１は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいて、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。ここで、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑは、一般的にｄ軸電流とｑ軸電流に応じてそれぞれ変化する。そのため、モータ２におけるこれらの関係を予めマップ情報として記憶し、このマップ情報を参照することで、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいて、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを算出することができる。あるいは、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを固定値としてもよい。
　電流傾き算出部２０２は、前回の制御周期までに電流制御部１３から出力されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、インダクタンス算出部２０１により算出されたｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑとに基づき、ｄ軸電流とｑ軸電流のそれぞれの傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔを算出する。
　ｄ軸積算部２０３は、電流傾き算出部２０２により算出されたｄ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔを、フィルタ７２の時定数τに応じた積算時間分だけ積算することで、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐを算出する。
　ｑ軸積算部２０４は、電流傾き算出部２０２により算出されたｑ軸電流の傾きｄＩｑ／ｄｔを、フィルタ７２の時定数τに応じた積算時間分だけ積算することで、ｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを算出する。
　以下では、ｄ軸積算部２０３によるｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐの算出方法およびｑ軸積算部２０４によるｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐの算出方法について詳述する。
　まず、補正電流と力行・回生の関係について述べる。図７は、変調率ｍｏｄを変更した時の電流指令値と電流検出値の関係の一例を示す図である。なお、図７では電源電圧Ｅ、スイッチング周波数ｆｃおよびフィルタ遅れ時定数τをそれぞれ一定値としている。
　図７に示すように、変調率ｍｏｄに依存して電流検出値が変化し、電流指令値との間に乖離が生じる。この乖離は、力行と回生とで方向が異なっている。すなわち、力行と回生とでは、電流指令値に対する電流検出値の高低が異なっている。この理由を、以下に図８を用いて説明する。
　図８は、モータ回転数を一定としたときにモータトルクを正負反転させたときの、力行時および回生時の実電流と電流検出値の一例を示す図である。図８の左側に示すように、力行時には電流リプルを含む実電流が電流リプルの立ち下がりで検出される。そのため、フィルタ遅れがない場合の電流検出値に対して、フィルタ遅れがある場合の電流検出値の方が大きくなる。一方、図８の右側に示すように、回生時には電流リプルを含む実電流が電流リプルの立ち上がりで検出される。そのため、フィルタ遅れがない場合の電流検出値に対して、フィルタ遅れがある場合の電流検出値の方が小さくなる。
　ゆえに、図７で説明したように、力行と回生とでは電流指令値に対する電流検出値の高低が異なることになる。したがって、補正電流もこれに応じて、力行と回生とで変化させる必要があることが分かる。
　そこで、本実施形態のインバータ制御装置１では、電流検出値補正部２０において、ｄ軸電流とｑ軸電流のそれぞれに対してフィルタ遅れを考慮した補正電流を算出し、その補正電流を用いて、電流検出値の補正を行う。具体的には、電流傾き算出部２０２により、ｄ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔとｑ軸電流の傾きｄＩｑ／ｄｔを数式ベースでそれぞれ算出する。これらの傾きから、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４により、以下のようにしてｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐとｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐをそれぞれ算出する。
　ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐは、ｄ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔおよびｑ軸電流の傾きｄＩｑ／ｄｔを用いて、以下の式（７）、（８）でそれぞれ表される。
　ΔＩｄ－ｃｍｐ＝ｄＩｄ／ｄｔ×τ　　・・・（７）
　ΔＩｑ－ｃｍｐ＝ｄＩｑ／ｄｔ×τ　　・・・（８）
　式（７）、（８）において、τはフィルタ遅れ時定数を表している。
　ここで、前述の式（２）で示した電圧方程式は、定常状態における電圧方程式であり、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの時間微分成分が含まれていない。ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑの時間微分成分を考慮すると、モータ２の電圧方程式は以下の式（９）で表される。
　Ｖｄ＝Ｒ×Ｉｄ＋Ｌｄ×ｄＩｄ／ｄｔ－ωｒ×Ｌｑ×Ｉｑ
　Ｖｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋Ｌｑ×ｄＩｑ／ｄｔ＋ωｒ×Ｌｄ×Ｉｄ＋ωｒ×Ｋｅ　・・・（９）
　一方、モータ２の電気角１周期におけるｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑの平均値をそれぞれ考えると、式（９）においてｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑの時間微分成分を無視することができる。この場合、前述の式（２）で示した定常状態の電圧方程式を適用して、以下の式（１０）が成り立つ。なお式（１０）では、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑの平均値を、Ｉｄ￣、Ｉｑ￣、Ｌｄ￣、Ｌｑ￣とそれぞれ表している。また、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の平均値を、Ｖｄ＊￣、Ｖｑ＊￣とそれぞれ表している。
　Ｖｄ＊￣＝Ｒ×Ｉｄ￣－ωｒ×Ｌｑ￣×Ｉｑ￣
　Ｖｑ＊￣＝Ｒ×Ｉｑ￣＋ωｒ×Ｌｄ￣×Ｉｄ￣＋ωｒ×Ｋｅ　　・・・（１０）
　一般にインバータ回路３１から出力される電圧は、各相の上下アームの状態に応じて、Ｖ０～Ｖ７の８種類の電圧ベクトルで表される。このうちＶ１～Ｖ６の各ベクトルでは、モータ２の各巻線に対して、電源電圧Ｅに応じた電圧が印加される。一方、全ての相の上アームがオフ（下アームがオン）となるＶ０ベクトル、または全ての相の上アームがオン（下アームがオフ）となるＶ７ベクトルでは、モータ２の各巻線に対して印加される電圧が０となる。したがって、これらの電圧ベクトルが出力されるタイミングでは、式（９）においてＶｄ＝Ｖｑ＝０とすることで以下の式（１１）が成り立つ。
　０＝Ｒ×Ｉｄ＋Ｌｄ×ｄＩｄ／ｄｔ－ωｒ×Ｌｑ×Ｉｑ
　０＝Ｒ×Ｉｑ＋Ｌｑ×ｄＩｑ／ｄｔ＋ωｒ×Ｌｄ×Ｉｄ＋ωｒ×Ｋｅ　・・・（１１）
　式（１１）においてＩｄ＝Ｉｄ￣、Ｉｑ＝Ｉｑ￣、Ｌｄ＝Ｌｄ￣、Ｌｑ＝Ｌｑ￣とし、この式に前述の式（１０）を代入すると、以下の式（１２）が得られる。
　ｄＩｄ／ｄｔ＝Ｖｄ＊￣／Ｌｄ￣
　ｄＩｑ／ｄｔ＝Ｖｑ＊￣／Ｌｑ￣　　・・・（１２）
　式（１２）は、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑとを用いて表現された簡便な数式である。したがって、Ｖ０ベクトルまたはＶ７ベクトルのタイミングに合わせて、電流検出部７により三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出することで、これらの電流値から求められた第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を、式（１２）で表されるｄ軸電流とｑ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔに基づいて補正できることが分かる。
　電流傾き算出部２０２は、前回の制御周期までに電流制御部１３から出力された電気角１周期分のｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の平均値と、インダクタンス算出部２０１により算出されたｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑの平均値とに基づき、上記の式（１２）を用いて、ｄ軸電流とｑ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔを算出する。こうして算出された電流傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔを前述の式（７）、（８）にそれぞれ適用することで、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４において、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐをそれぞれ求めることができる。
　ｄ軸補正部２０５は、以下の式（１３）により、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１にｄ軸積算部２０３で演算されたｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐを加算することで、第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２を求める。
　Ｉｄ２＝Ｉｄ１＋ΔＩｄ－ｃｍｐ　　・・・（１３）
　ｑ軸補正部２０６は、ｄ軸補正部２０５と同様に以下の式（１４）により、第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１にｑ軸積算部２０４で演算されたｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを加算することで、第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２を求める。
　Ｉｑ２＝Ｉｑ１＋ΔＩｑ－ｃｍｐ　　・・・（１４）
　電流検出値補正部２０は、以上説明したようにして、電流指令値に基づくｄ軸電圧Ｖｄ＊およびｑ軸電圧Ｖｑ＊と、モータ２のｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、電流検出部７が有するフィルタ要素の遅れ時間τとに基づいて、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１と第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１をそれぞれ補正し、第２のｄ軸電流検出値Ｉｄ２および第２のｑ軸電流検出値Ｉｑ２を演算する。これにより、電流検出部７がフィルタ７２を介して検出した電流検出値と、モータ２とインバータ３の間で実際に流れる実電流との間で発生する乖離を、効果的に抑制することが可能となる。
　図９は、本発明の第１の実施形態による電流補正の効果を説明する図である。図９において、（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、モータ２を力行運転させた場合の補正前および補正後のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの測定値と真値との差を、変調率ごとに示している。（ａ）は電源電圧Ｅがノミナル値の８３％である場合を、（ｂ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１００％である場合を、（ｃ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１２０％である場合をそれぞれ示している。また、（ｄ）、（ｅ）および（ｆ）は、モータ２を回生運転させた場合の補正前および補正後のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの測定値と真値との差を、変調率ごとに示している。（ａ）は電源電圧Ｅがノミナル値の８３％である場合を、（ｂ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１００％である場合を、（ｃ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１２０％である場合をそれぞれ示している。
　図９（ａ）～（ｆ）のいずれにおいても、補正前のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと比較して、補正後のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの方が測定値と真値との差が小さいことが分かる。したがって、本実施形態による電流補正方法では、前述の式（１２）を用いて算出されるｄ軸電流およびｑ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔと、電流検出部７におけるフィルタ７２の時定数τとを用いて、式（７）、（８）によりｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを算出し、これを用いて、電流検出部７により測定されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの値をそれぞれ正しく補正できることを確認できる。
　本実施の形態によって、追加センサなしでＲＣフィルタの遅れ時定数によって悪化する電流真値と検出値との乖離を低減できる。これによって、モータのトルク指令と実際に出力されるトルク指令が一致して精度の高いモータトルクを出力できる。加えて、モータの三相電流の真値を検出できるため、インバータやモータを保護するための検出閾値を超過することがないようにでき、インバータやモータの破損を防止できる。
　以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。
（１）電流検出部７は、三相同期電動機であるモータ２に流れる交流電流を検出する。インバータ制御装置１は、電流検出部７による交流電流の検出結果に基づく電流検出値、すなわち第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１と、所定の電流指令値、すなわちｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊とに基づいて、モータ２と接続されたインバータ３を制御する。インバータ制御装置１は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づくｄ軸電圧およびｑ軸電圧、すなわちｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、モータ２のｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、電流検出部７が有するフィルタ要素であるフィルタ７２の遅れ時間τとに基づいて、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を補正する電流検出値補正部２０を備える。このようにしたので、インバータ３の出力電流の検出結果と実電流との乖離を抑制することができる。
（２）電流検出値補正部２０は、電流傾き算出部２０２により、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑに基づいて、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１のｄ軸成分およびｑ軸成分の電流傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔをそれぞれ算出する。また、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４により、算出した電流傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔに基づいて、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１をそれぞれ補正するためのｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを算出する。そして、ｄ軸補正部２０５およびｑ軸補正部２０６により、算出したｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを用いて、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を補正する。このようにしたので、簡便な数式で算出可能な電流傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔを用いて、電流指令値と実電流との乖離を抑制するように電流検出値を補正することができる。
（第２の実施形態）
　続いて、本発明の第２の実施形態を説明する。本実施形態では、変調率が１を超える領域では電流補正量を抑えることで、電流検出値と実電流との乖離をさらに小さくする例を説明する。
　第１の実施形態で説明した図９では、（ａ）～（ｆ）いずれの場合においても、変調率が１を超える領域で、補正後のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの測定値と真値との差が大きくなっている。すなわち、第１の実施形態で説明した電流検出値の補正方法では、変調率が１を超過すると補正量が過大となってしまい、補正後の電流検知値の真値に対する誤差が増大することが分かる。この誤差の要因について、以下に図１０を参照して詳しく説明する。
　図１０は、変調率１前後でのゲート信号、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの波形例を示す図である。図１０では、変調率０．９４と変調率１．１８のそれぞれの場合におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相のゲート信号波形と、これらのゲート信号に応じてモータ２に流れるｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの解析結果を示している。
　変調率０．９４の場合は、図１０の左側に示すように、全ての相でゲート信号がオフとなるＶ０ベクトルや、全ての相でゲート信号がオンとなるＶ７ベクトルが、ゲート信号波形においてある程度の割合で存在する。そのため、第１の実施形態で説明した電流補正が成り立つ。このとき、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは、キャリア波の２倍の周期で規則的に変化している。一方、変調率１．１８の場合は、図１０の右側に示すように、Ｖ０ベクトルやＶ７ベクトルの割合が少ない。そのため、前述の式（１２）を適用できるタイミングが限られてしまい、第１の実施形態で説明した電流補正が成り立たない。このとき、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑでは、キャリア波の２倍の周期の変化に加えて、キャリア波と同じ周期の変化も存在する。
　以上説明したように、変調率が１を超えると、電流補正の誤差が増大する。その要因を以下に図１１を参照して説明する。
　図１１は、変調率１前後での電流リプルと検出値の模式図を示している。なお、以下の説明では、電流検出部７がキャリア波の２倍周期でモータ２の電流検出を行うとする。また、変調率０．９４の場合は、モータ２に流れる電流がキャリア波の２倍周期で変化し、変調率１．１８の場合は、モータ２に流れる電流がキャリア波の１倍周期で主として変化するとする。
　変調率０．９４の場合は、電流検出タイミングの２倍周期で電流リプルが発生する。そのため、図１１の左側に示すように、フィルタ遅れを含んだ検出値は常に実値よりも高くなる。一方で、変調率１．１８の場合は、電流検出タイミングの１倍周期で電流リプルが発生する。そのため、図１１の右側に示すように、フィルタ遅れを含んだ検出値には、実値よりも高くなる部分と低くなる部分が交互に存在する。そのため、変調率が１を超える領域では、電流検出部７により検出された電流値が実値に近づくと考えられる。
　そこで、本発明の第２の実施形態では、変調率が１を超える領域では電流補正量を抑えることで、電流検出値と実電流との乖離を小さくするようにする。
　図１２は、本発明の第２の実施形態に係るインバータ制御装置１Ａの機能ブロック図である。本実施形態のインバータ制御装置１Ａは、図２に示した第１の実施形態のインバータ制御装置１と比べて、電流検出値補正部２０に替えて電流検出値補正部２０Ａを備えており、変調率演算部１９で演算された変調率ｍｏｄと、キャリア波の周波数を表すスイッチング周波数ｆｃとがこの電流検出値補正部２０Ａに入力される点が異なっている。
　図１３は、本発明の第２の実施形態に係る電流検出値補正部２０Ａの機能ブロック図である。本実施形態の電流検出値補正部２０Ａは、図６に示した第１の実施形態の電流検出値補正部２０と比べて、電流傾き算出部２０２とｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４との間に、傾き補正部２０７をさらに有する点が異なっている。
　傾き補正部２０７は、変調率ｍｏｄに対して所定のしきい値Ｋを設定し、変調率ｍｏｄがしきい値Ｋを超えた場合に、電流傾き算出部２０２からｄ軸積算部２０３とｑ軸積算部２０４にそれぞれ入力されるｄ軸電流およびｑ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔ，ｄＩｑ／ｄｔを減少させる働きをする。ここで、傾き補正部２０７において設定される変調率Ｋは、三角波信号Ｔｒのスイッチング周波数ｆｃとフィルタ遅れ時定数τに基づき、例えば以下の式（１５）によって定まる。
　Ｋ＝２／√３（１－４ｆｃ・τ）　　・・・（１５）
　式（１５）において、例えばτ＝３μｓ、ｆｃ＝６ｋＨｚの場合には、Ｋ＝１．０７となり、τ＝３μｓ、ｆｃ＝１２ｋＨｚの場合には、Ｋ＝０．９８８となる。ただし、Ｋの値は式（１５）で求められるものに限らず、チューニングによって適宜変更してもよい。
　傾き補正部２０７は、変調率ｍｏｄがしきい値Ｋ以下の場合は、可変ゲインＧａをＧａ＝１とすることで、電流傾き算出部２０２から出力されたｄ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔとｑ軸電流の傾きｄＩｑ／ｄｔを、そのままｄ軸積算部２０３とｑ軸積算部２０４にそれぞれ入力する。一方、変調率ｍｏｄがしきい値Ｋを超える場合は、電流傾き算出部２０２から出力されたｄ軸電流の傾きｄＩｄ／ｄｔとｑ軸電流の傾きｄＩｑ／ｄｔに対して、０以上１未満の可変ゲインＧａをそれぞれ乗算し、その乗算結果をｄ軸積算部２０３とｑ軸積算部２０４にそれぞれ入力する。これにより、第１の実施形態と比べて、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４によってそれぞれ算出されるｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐの値を減少させるようにする。このときの可変ゲインＧａの値は、変調率ｍｏｄとしきい値Ｋの差分が大きいほど０に近づき、変調率ｍｏｄが１．２付近でＧａ＝０となるように設定する。ただし、Ｇａ＝０となる変調率ｍｏｄの値はこれに限らず、チューニングにより適宜変更してもよい。
　図１４は、本発明の第２の実施形態による電流補正の効果を説明する図である。第１の実施形態で説明した図９と同様に、図１４においても、（ａ）、（ｂ）および（ｃ）は、モータ２を力行運転させた場合の補正前および補正後のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの測定値と真値との差を、変調率ごとに示している。（ａ）は電源電圧Ｅがノミナル値の８３％である場合を、（ｂ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１００％である場合を、（ｃ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１２０％である場合をそれぞれ示している。また、（ｄ）、（ｅ）および（ｆ）は、モータ２を回生運転させた場合の補正前および補正後のｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの測定値と真値との差を、変調率ごとに示している。（ａ）は電源電圧Ｅがノミナル値の８３％である場合を、（ｂ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１００％である場合を、（ｃ）は電源電圧Ｅがノミナル値の１２０％である場合をそれぞれ示している。
　図１４（ａ）～（ｆ）のいずれにおいても、補正前のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと比較して、補正後のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑの方が測定値と真値との差が小さいことが分かる。また、第１の実施形態で説明した図９と比べて、変調率１．１５付近でのこれらの差がより一層小さくなっている。したがって、本実施形態による電流補正方法では、第１の実施形態で説明した補正方法に加えて、傾き補正部２０７により変調率１．１５付近での過剰な補正を抑制することで、電流検出部７により測定されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑの値をそれぞれ正しく補正できることを確認できる。
　以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、電流検出値補正部２０Ａは、インバータ３の変調率ｍｏｄに基づき、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを減少させる。具体的には、電流検出値補正部２０Ａは、インバータ３のスイッチング周波数ｆｃと、フィルタ７２の遅れ時間τとに基づき、変調率ｍｏｄに対するしきい値Ｋを設定する。そして、変調率ｍｏｄがしきい値Ｋを超えた場合に、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを減少させる。このようにしたので、電流指令値と実電流との乖離をさらに抑制するように電流検出値を補正することができる。
（第３の実施形態）
　続いて、本発明の第３の実施形態を説明する。本実施形態では、電流検出部７において取得した電流信号をアナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３によりアナログデータからデジタルデータに変換する際の遅れ時間を考慮して、電流検出値の精度をさらに向上させる例を説明する。
　なお、本実施形態におけるインバータ制御装置の構成は、第１の実施形態で説明したものと同一である。したがって以下では、第１の実施形態で説明したインバータ制御装置１の構成を用いて、本実施形態を説明する。
　本実施形態では、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４により、第１の実施形態で説明した式（７）、（８）に替えて、以下の式（１６）、（１７）をそれぞれ用いて、ｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐおよびｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを算出する。
　ΔＩｄ－ｃｍｐ＝ｄＩｄ／ｄｔ×（τ＋β）　　・・・（１６）
　ΔＩｑ－ｃｍｐ＝ｄＩｑ／ｄｔ×（τ＋β）　　・・・（１７）
　式（１６）、（１７）において、βはアナログ／デジタル（ＡＤ）変換器７３によるアナログ／デジタル変換の遅れ時間を表している。このアナログ／デジタル変換の遅れ時間βは、ｄ軸積算部２０３およびｑ軸積算部２０４において予め設定されていてもよい。あるいは、モータ２の電気角周波数ωｒおよびインバータ制御装置１の制御周期に基づき、遅れ時間βを算出してもよい。
　以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、電流検出部７は、交流電流の検出結果をアナログ値からデジタル値に変換して第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を生成するアナログ／デジタル変換器７３を有する。電流検出値補正部２０は、このアナログ／デジタル変換器７３の遅れ時間βに基づき、第１のｄ軸電流検出値Ｉｄ１および第１のｑ軸電流検出値Ｉｑ１を補正する。このようにしたので、電流検出部７において取得した電流信号をアナログデータからデジタルデータに変換する際の遅れ時間を考慮して、電流指令値と実電流との乖離をさらに抑制するように電流検出値を補正することができる。
（第４の実施形態）
　続いて、本発明の第４の実施形態を説明する。本実施形態では、電流検出値の代わりに電流指令値を補正する例を説明する。
　図１５は、本発明の第４の実施形態に係るインバータ制御装置１Ｂの機能ブロック図である。本実施形態のインバータ制御装置１Ｂは、図２に示した第１の実施形態のインバータ制御装置１と比べて、電流検出値補正部２０に替えて電流指令値補正部２０Ｂを有している点が異なっている。なお、インバータ制御装置１と同様に、本実施形態のインバータ制御装置１Ｂも、例えばマイクロコンピュータにより構成され、マイクロコンピュータにおいて所定のプログラムを実行することにより、各機能ブロックを実現することができる。あるいは、機能ブロックの一部または全部をロジックＩＣやＦＰＧＡ等のハードウェア回路を用いて実現してもよい。
　電流指令値補正部２０Ｂは、電流検出部７が有するフィルタ７２の遅れ時間によって発生するＵ相交流電流Ｉｕ、Ｖ相交流電流ＩｖおよびＷ相交流電流Ｉｗの検出誤差を補正するように、電流指令生成部１１から出力されるｄ軸電流指令Ｉｄ１＊とｑ軸電流指令Ｉｑ１＊をそれぞれ補正する。そして、これらの補正結果に応じたｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を電流制御部１３へ出力する。以下では、電流指令生成部１１から出力される補正前のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ１＊を、「第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊」、「第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊」とそれぞれ称する。また、電流指令値補正部２０Ｂにより第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊と第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊がそれぞれ補正されることで演算されるｄ軸電流指令Ｉｄ２＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を、「第２のｄ軸電流指令Ｉｄ２＊」、「第２のｑ軸電流指令Ｉｑ２＊」とそれぞれ称する。
　図１６は、本発明の第４の実施形態に係る電流指令値補正部２０Ｂの機能ブロック図である。本実施形態の電流指令値補正部２０Ｂは、図６に示した第１の実施形態の電流検出値補正部２０と比べて、インダクタンス算出部２０１、ｄ軸補正部２０５、ｑ軸補正部２０６にそれぞれ替えて、インダクタンス算出部２０１Ｂ、ｄ軸補正部２０５Ｂ、ｑ軸補正部２０６Ｂを有している点が異なっている。
　インダクタンス算出部２０１Ｂは、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊および第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊に基づいて、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを算出する。ここでは、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊の代わりに、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊および第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊を用いることで、第１の実施形態におけるインダクタンス算出部２０１と同様に、ｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑを算出することができる。
　ｄ軸補正部２０５Ｂは、以下の式（１８）により、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊にｄ軸積算部２０３で演算されたｄ軸電流補正量ΔＩｄ－ｃｍｐを加算することで、第２のｄ軸電流指令Ｉｄ２＊を求める。
　Ｉｄ２＊＝Ｉｄ１＊＋ΔＩｄ－ｃｍｐ　　・・・（１８）
　ｑ軸補正部２０６Ｂは、ｄ軸補正部２０５Ｂと同様に以下の式（１９）により、第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊にｑ軸積算部２０４で演算されたｑ軸電流補正量ΔＩｑ－ｃｍｐを加算することで、第２のｑ軸電流指令Ｉｑ２＊を求める。
　Ｉｑ２＊＝Ｉｑ１＊＋ΔＩｑ－ｃｍｐ　　・・・（１９）
　以上説明したように、インバータ制御装置１Ｂは、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊および第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊に基づくｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊と、モータ２のｄ軸インダクタンスＬｄおよびｑ軸インダクタンスＬｑと、電流検出部７が有するフィルタ要素であるフィルタ７２の遅れ時間τとに基づいて、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ１＊および第１のｑ軸電流指令Ｉｑ１＊を補正する電流指令値補正部２０Ｂを備える。これにより、第１の実施形態と同様に、インバータ３の出力電流の検出結果と実電流との乖離を抑制することが可能となる。
（第５の実施形態）
　次に、図１７を用いて、本発明に係るインバータ制御装置を電動車両システムに適用した実施形態を説明する。
　図１７は、本発明の第５の実施形態に係る電動車両システムの構成図である。本実施形態の電動車両システムは、図１７に示すように、モータ２をモータ／ジェネレータとして適用したパワートレインを有する。
　図１７の電動車両システムにおいて、車体８００のフロント部には、前輪車軸８０１が回転可能に軸支されており、前輪車軸８０１の両端には、前輪８０２、８０３が設けられている。車体８００のリア部には、後輪車軸８０４が回転可能に軸支されており、後輪車軸８０４の両端には後輪８０５、８０６が設けられている。
　前輪車軸８０１の中央部には、動力分配機構であるデファレンシャルギア８１１が設けられており、エンジン８１０から変速機８１２を介して伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸８０１に分配するようになっている。エンジン８１０とモータ２とは、エンジン８１０のクランクシャフトに設けられたプーリー８１０ａとモータ２の回転軸に設けられたプーリー８２０ａとがベルト８３０を介して機械的に連結されている。
　これにより、モータ２の回転駆動力がエンジン８１０に、エンジン８１０の回転駆動力がモータ２にそれぞれ伝達できるようになっている。モータ２は、インバータ制御装置１の制御に応じてインバータ３から出力された三相交流電力がステータのステータコイルに供給されることによって、ロータが回転し、三相交流電力に応じた回転駆動力を発生する。
　すなわち、モータ２は、インバータ制御装置１の制御に基づきインバータ３によって駆動されて電動機として動作する一方、エンジン８１０の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、ステータのステータコイルに起電力が誘起され、三相交流電力を発生する発電機として動作する。
　インバータ３は、高電圧（４２Ｖあるいは３００Ｖ）系電源である高圧バッテリ５から供給された直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、運転指令値に従ってロータの磁極位置に応じた、モータ２のステータコイルに流れる三相交流電流を制御する。
　モータ２によって発電された三相交流電力は、インバータ３によって直流電力に変換されて高圧バッテリ５を充電する。高圧バッテリ５にはＤＣ－ＤＣコンバータ８２４を介して低圧バッテリ８２３に電気的に接続されている。低圧バッテリ８２３は、電動車両システムの低電圧（１４Ｖ）系電源を構成するものであり、エンジン８１０を初期始動（コールド始動）させるスタータ８２５、ラジオ、ライトなどの電源に用いられている。
　車両が信号待ちなどの停車時（アイドルストップモード）にあるとき、エンジン８１０を停止させ、再発車時にエンジン８１０を再始動（ホット始動）させる時には、インバータ３でモータ２を駆動し、エンジン８１０を再始動させる。尚、アイドルストップモードにおいて、高圧バッテリ５の充電量が不足している場合や、エンジン８１０が十分に温まっていない場合などにおいては、エンジン８１０を停止せず駆動を継続する。また、アイドルストップモード中においては、エアコンのコンプレッサなど、エンジン８１０を駆動源としている補機類の駆動源を確保する必要がある。この場合、モータ２を駆動させて補機類を駆動する。
　加速モード時や高負荷運転モードにある時にも、モータ２を駆動させてエンジン８１０の駆動をアシストする。逆に、高圧バッテリ５の充電が必要な充電モードにある時には、エンジン８１０によってモータ２を発電させて高圧バッテリ５を充電する。すなわち、車両の制動時や減速時などの回生モードを行う。
　インバータ制御装置１を用いた本実施形態の電動車両システムでは、追加センサなしで変調率とＲＣフィルタの遅れ時定数によって悪化する電流真値と検出値との乖離を低減できるため、指令値と実トルクが一致して精度の高いモータトルクを出力できる。そのため、ドライバの所望のトルクを安価な構成で実現できる。さらに、モータの三相電流の真値を検出できるため、インバータやモータを保護するための検出閾値を超過することがなく、インバータやモータの破損を防止でき、電動車両の駆動停止を防止できる。
　なお、本実施形態の電動車両システムは、ハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。
　また、上述の各実施形態では、インバータ制御装置単体について説明したが、当該上述の機能を有していれば、インバータ制御装置とインバータが一体化したインバータ装置や、インバータ装置とモータが一体化したモータ駆動システムにも本発明を適用できる。
　なお、本発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。
１，１Ａ，１Ｂ…インバータ制御装置、２…モータ、３…インバータ、５…高圧バッテリ、６…モータ駆動装置、７…電流検出部、１１…電流指令生成部、１２…三相／ｄｑ電流変換部、１３…電流制御部、１４…ｄｑ／三相電圧変換部、１５…ゲート信号生成部、１６…速度算出部、１７…スイッチング周波数生成部、１８…三角波生成部、１９…変調率演算部、２０，２０Ａ…電流検出値補正部、２０Ｂ…電流指令値補正部、２１…回転位置センサ、２２…回転位置検出器、３１…インバータ回路、３２…パルス幅変調信号出力部、３３…平滑キャパシタ、７１…電流検出要素、７２…フィルタ、７３…アナログ／デジタル（ＡＤ）変換器、２０１，２０１Ｂ…インダクタンス算出部、２０２…電流傾き算出部、２０３…ｄ軸積算部、２０４…ｑ軸積算部、２０５，２０５Ｂ…ｄ軸補正部、２０６，２０６Ｂ…ｑ軸補正部、２０７…傾き補正部

Claims (6)

  1. 　三相同期電動機であるモータに流れる交流電流を検出する電流検出部による前記交流電流の検出結果に基づく電流検出値と、所定の電流指令値とに基づいて、前記モータと接続されたインバータを制御するインバータ制御装置であって、
    　前記電流指令値に基づくｄ軸電圧およびｑ軸電圧と、前記モータのｄ軸インダクタンスおよびｑ軸インダクタンスと、前記電流検出部が有するフィルタ要素の遅れ時間とに基づいて、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正する補正部を備えたインバータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記補正部は、
    　前記ｄ軸電圧、前記ｑ軸電圧、前記ｄ軸インダクタンスおよび前記ｑ軸インダクタンスに基づいて、前記電流検出値または前記電流指令値のｄ軸成分およびｑ軸成分の電流傾きをそれぞれ算出し、
    　算出した前記電流傾きに基づいて、前記電流検出値または前記電流指令値のｄ軸成分とｑ軸成分をそれぞれ補正するためのｄ軸電流補正量およびｑ軸電流補正量を算出し、
    　算出した前記ｄ軸電流補正量および前記ｑ軸電流補正量を用いて、前記電流検出値または前記電流指令値を補正するインバータ制御装置。
  3. 　請求項２に記載のインバータ制御装置において、
    　前記補正部は、前記インバータの変調率または電圧利用率に基づき、前記ｄ軸電流補正量および前記ｑ軸電流補正量を減少させるインバータ制御装置。
  4. 　請求項３に記載のインバータ制御装置において、
    　前記補正部は、前記インバータのスイッチング周波数と、前記フィルタ要素の遅れ時間とに基づき、前記変調率または前記電圧利用率に対するしきい値を設定し、
    　前記変調率または前記電圧利用率が前記しきい値を超えた場合に、前記ｄ軸電流補正量および前記ｑ軸電流補正量を減少させるインバータ制御装置。
  5. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記電流検出部は、前記交流電流の検出結果をアナログ値からデジタル値に変換して前記電流検出値を生成するアナログ／デジタル変換器を有し、
    　前記補正部は、前記アナログ／デジタル変換器の遅れ時間に基づき、前記電流検出値または前記電流指令値のいずれかを補正するインバータ制御装置。
  6. 　請求項１から請求項５のいずれか一項に記載のインバータ制御装置と、
    　前記インバータ制御装置により制御される前記インバータと、
    　前記インバータにより駆動される前記モータと、を備え、
    　前記モータの回転駆動力を用いて走行する電動車両システム。
PCT/JP2021/032027 2021-02-24 2021-08-31 インバータ制御装置、電動車両システム WO2022180896A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE112021006411.8T DE112021006411T5 (de) 2021-02-24 2021-08-31 Wechselrichtersteuervorrichtung und elektrofahrzeugsystem

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021028015A JP7439003B2 (ja) 2021-02-24 2021-02-24 インバータ制御装置、電動車両システム
JP2021-028015 2021-02-24

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2022180896A1 true WO2022180896A1 (ja) 2022-09-01

Family

ID=83048777

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2021/032027 WO2022180896A1 (ja) 2021-02-24 2021-08-31 インバータ制御装置、電動車両システム

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP7439003B2 (ja)
DE (1) DE112021006411T5 (ja)
WO (1) WO2022180896A1 (ja)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070041257A (ko) * 2005-10-14 2007-04-18 삼성전자주식회사 전류극성 판별장치 및 그 제어방법
JP2008048541A (ja) * 2006-08-17 2008-02-28 Aisin Aw Co Ltd 電気モータのフィードバック制御方法および装置
JP2015180120A (ja) * 2014-03-18 2015-10-08 株式会社安川電機 電力変換装置、発電システム、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6050841B2 (ja) 2015-01-29 2016-12-21 ファナック株式会社 電流検出モードの変更機能を備えたモータ駆動装置

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070041257A (ko) * 2005-10-14 2007-04-18 삼성전자주식회사 전류극성 판별장치 및 그 제어방법
JP2008048541A (ja) * 2006-08-17 2008-02-28 Aisin Aw Co Ltd 電気モータのフィードバック制御方法および装置
JP2015180120A (ja) * 2014-03-18 2015-10-08 株式会社安川電機 電力変換装置、発電システム、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法

Also Published As

Publication number Publication date
DE112021006411T5 (de) 2023-10-05
JP2022129320A (ja) 2022-09-05
JP7439003B2 (ja) 2024-02-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9413281B2 (en) Apparatus for controlling AC motor
US9020731B2 (en) Control apparatus for electric motor, electrically-powered vehicle including the control apparatus, and method for controlling electric motor
WO2021131658A1 (ja) インバータ制御装置、電動車両システム
US20110181231A1 (en) Control device and control method for ac motor
US8274247B2 (en) Rotary electric machine control system
US10873285B2 (en) Inverter drive device and electrically driven vehicle system using the same
CN110291709B (zh) 逆变器装置以及电动车辆
CN105392660A (zh) 逆变器装置及电动车辆
US8258728B2 (en) Rotary electric machine control system
JP2013090401A (ja) 回転電機制御システム
WO2021049248A1 (ja) モータ制御装置、機電一体ユニット、および電動車両システム
CN112840556B (zh) 电动机控制装置及电动车辆系统
WO2022180896A1 (ja) インバータ制御装置、電動車両システム
JP5899787B2 (ja) 回転電機制御システム
US20230141601A1 (en) Motor control device, electromechanical unit, electric vehicle system, and motor control method
US20240042867A1 (en) Motor control device, electromechanical integrated unit, boost converter system, electric vehicle system, and motor control method
WO2023053490A1 (ja) インバータ制御装置、ハイブリッドシステム、機電一体ユニット、電動車両システム、インバータ制御方法
US20230308035A1 (en) Motor control device
WO2024084566A1 (ja) 電力変換器制御装置及び電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 21927992

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 112021006411

Country of ref document: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 21927992

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1