JP2015180120A - 電力変換装置、発電システム、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法 - Google Patents

電力変換装置、発電システム、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法 Download PDF

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Abstract

【課題】昇圧回路の昇圧動作から単相インバータのＰＷＭ動作への切り替え時において単相インバータから出力される交流電圧の歪みを抑制することができる電力変換装置、発電システム、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法を提供する。
【解決手段】電力変換装置２は、昇圧回路１０による昇圧動作から単相インバータ１１のＰＷＭ動作への切り替えの際に、電圧検出フィルタの検出遅延を補償する遅延補償値に基づき、電圧検出フィルタの出力を変更する。
【選択図】図１

Description

開示の実施形態は、電力変換装置、発電システム、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法に関する。
従来、昇圧回路および単相インバータを備え、直流電源の電圧を昇圧回路により昇圧することにより、直流電源の電圧よりも振幅が大きな交流電圧を単相インバータから出力する電力変換装置が知られている。
この種の電力変換装置において、昇圧回路の昇圧制御と単相インバータのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御とを交互に実施して単相インバータから交流電圧を出力する技術が提案されている。かかる電力変換装置は、上記交流電圧の波形のうち直流電源の電圧よりも絶対値が小さい部分を単相インバータにより生成し、上記交流電圧の波形のうち直流電源の電圧よりも絶対値が大きい部分を昇圧回路で生成する（例えば、特許文献１参照）。
国際公開第２０１３／０６９３２６号
しかしながら、単相インバータのＰＷＭ制御が昇圧回路から単相インバータへの出力電圧に基づいて行われる場合、かかる出力電圧の検出に遅延があると、昇圧回路の昇圧動作から単相インバータのＰＷＭ動作への切り替え時において、単相インバータから出力される交流電圧に歪みが生じるおそれがある。
実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、昇圧回路の昇圧動作から単相インバータのＰＷＭ動作への切り替え時において単相インバータから出力される交流電圧の歪みを抑制することができる電力変換装置、発電システム、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。
実施形態の一態様に係る電力変換装置は、昇圧回路と、単相インバータと、制御部とを備える。前記昇圧回路は、直流電源の電圧を昇圧して出力する。前記単相インバータは、前記昇圧回路の出力電圧を交流に変換して出力する。前記制御部は、前記昇圧回路の昇圧動作と前記単相インバータのＰＷＭ動作とを切り替える。さらに、前記制御部は、電圧検出フィルタと、検出電圧変更部とを備える。前記電圧検出フィルタは、前記昇圧回路の出力電圧を検出する電圧検出部の検出結果からノイズ成分を除去する。前記検出電圧変更部は、前記昇圧回路の昇圧動作から前記単相インバータのＰＷＭ動作への切り替えの際に、前記電圧検出フィルタの検出遅延を補償する遅延補償値に基づき、前記電圧検出フィルタの出力を変更する。
実施形態の一態様によれば、昇圧回路の昇圧動作から単相インバータのＰＷＭ動作への切り替え時において単相インバータから出力される交流電圧の歪みを抑制することができる電力変換装置、発電システム、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法を提供することができる。
図１は、第１の実施形態に係る発電システムの構成例を示す図である。 図２は、電力変換装置の制御部の構成例を示す図である。 図３は、電力変換装置の制御部から出力されるゲート信号と出力電圧と母線電圧の関係例を示す図である。 図４は、電圧検出フィルタによる検出遅延を示す図である。 図５は、検出遅延による出力電圧の歪みを示す図である。 図６は、母線電圧推定器の構成例を示す図である。 図７は、制御部の制御処理の流れを示すフローチャートの一例である。 図８は、第２の実施形態に係る検出電圧変更部の構成例を示す図である。 図９は、第３の実施形態に係る検出電圧変更部の構成例を示す図である。 図１０は、第４の実施形態に係る検出電圧変更部の構成を示す図である。 図１１は、第５の実施形態に係る検出電圧変更部の構成を示す図である。 図１２は、第６の実施形態に係る指令生成部の構成を示す図である。
以下、添付図面を参照して、本願の開示する電力変換装置、発電システム、電力変換装置の制御装置および電力変換装置の制御方法の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。例えば、以下においては、直流電源および発電装置の一例として太陽電池を説明するが、直流電源および発電装置は、太陽電池以外の直流発電機や燃料電池などであってもよい。また、直流電源は、例えば、交流電源（交流発電機を含む）とコンバータとを含み、交流電源の交流電力をコンバータで直流電力へ変換して出力する構成であってもよい。
［１．第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態に係る発電システムの構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係る発電システム１は、電力変換装置２および太陽電池３を備え、太陽電池３で発電された直流電力を交流電力へ変換して電力系統４へ出力する。なお、図１に示す例では、電力変換装置２は電力系統４に接続されるが、電力系統４は、負荷であればよく、例えば、交流電力で動作する機器であってもよい。
［１．１．電力変換装置２］
電力変換装置２は、入力端子Ｔｐ、Ｔｎと、出力端子Ｔ１、Ｔ２と、昇圧回路１０と、単相インバータ１１と、出力フィルタ１２と、電源電流検出部１３と、電源電圧検出部１４と、出力電流検出部１５と、出力電圧検出部１６と、母線電圧検出部１７と、制御部２０（制御部および制御装置の一例）とを備える。
入力端子Ｔｐは太陽電池３の正極に接続され、入力端子Ｔｎは太陽電池３の負極に接続される。また、出力端子Ｔ１、Ｔ２は電力系統４に接続される。太陽電池３から入力端子Ｔｐ、Ｔｎを介して入力された直流電圧は、昇圧回路１０および単相インバータ１１によって交流電圧に変換され、変換後の交流電圧が出力端子Ｔ１、Ｔ２から電力系統４へ出力される。
昇圧回路１０は、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６と、ダイオードＤ５、Ｄ６と、リアクトルＬ１と、コンデンサＣ１、Ｃ２とを有する。リアクトルＬ１の一端は太陽電池３に接続される。
スイッチング素子Ｑ５は、リアクトルＬ１を介して太陽電池３の正極と負極との間に並列に接続される。ダイオードＤ５は、スイッチング素子Ｑ５に逆並列に接続される。スイッチング素子Ｑ６は、リアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ５との接続点に一端が接続され、他端が単相インバータ１１に接続される。ダイオードＤ６は、スイッチング素子Ｑ６に逆並列に接続される。
コンデンサＣ１は、太陽電池３の正極と負極との間に接続され、入力端子Ｔｐ、Ｔｎ間の電圧変動を抑制する。コンデンサＣ２は、昇圧回路１０の出力側に接続され、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ５によって昇圧された電圧を平滑する。
かかる昇圧回路１０は、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を交互にオン／オフに制御して、太陽電池３から入力端子Ｔｐ、Ｔｎへ入力される直流電圧を昇圧した電圧をスイッチング素子Ｑ６から出力する。また、昇圧回路１０は、スイッチング素子Ｑ５をオフおよびスイッチング素子Ｑ６をオンに制御して、太陽電池３から入力端子Ｔｐ、Ｔｎへ入力される直流電圧をスイッチング素子Ｑ６から出力する。
このように、昇圧回路１０は、太陽電池３から出力される直流電圧を昇圧したり、太陽電池３から出力される直流電圧を昇圧せずに出力したりすることができる。なお、以下においては、昇圧回路１０と単相インバータ１１との接続点の電圧、すなわち、昇圧回路１０から単相インバータ１１へ入力される電圧を母線電圧Ｖｐｎと記載する。
単相インバータ１１は、ブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４に逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４とを備える。単相インバータ１１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオン／オフに制御して、母線電圧Ｖｐｎを正の交流電圧に変換し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をオン／オフに制御して母線電圧Ｖｐｎを負の交流電圧に変換する。
また、単相インバータ１１は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４をオンに制御して母線電圧Ｖｐｎを正の電圧として出力し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３をオンに制御して母線電圧Ｖｐｎを負の電圧として出力する。このように、単相インバータ１１は、母線電圧Ｖｐｎを交流に変換したり、母線電圧Ｖｐｎを変換せずに出力したりすることができる。
また、上述したスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、例えば、窒化ガリウム(ＧａＮ)または炭化珪素(ＳｉＣ)を含むワイドバンドギャップ半導体である。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などであってもよい。
出力フィルタ１２は、例えば、リアクトルＬ２とコンデンサＣ３とを有するＬＣフィルタであり、単相インバータ１１と電力系統４との間に設けられる。かかる出力フィルタ１２は、単相インバータ１１を構成するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチングに起因するスイッチングノイズを除去する。
電源電流検出部１３は、太陽電池３から昇圧回路１０へ供給される直流電流の瞬時値Ｉｉｎ（以下、電源電流Ｉｉｎと記載する場合がある）を検出する。また、電源電圧検出部１４は、太陽電池３から供給される直流電圧の瞬時値Ｖｉｎ（以下、電源電圧Ｖｉｎと記載する場合がある）を検出する。なお、電源電流検出部１３は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する。
出力電流検出部１５は、電力変換装置２から電力系統４へ供給される交流電流の瞬時値ｉｇ（以下、出力電流ｉｇと記載する場合がある）を検出する。また、出力電圧検出部１６は、電力変換装置２から電力系統４へ供給される交流電圧の瞬時値ｕｇ（以下、出力電圧ｕｇと記載する場合がある）を検出する。なお、出力電流検出部１５は、例えば、磁電変換素子であるホール素子を利用して電流を検出する。
母線電圧検出部１７は、昇圧回路１０から単相インバータ１１へ出力される母線電圧Ｖｐｎの瞬時値（以下、母線電圧Ｖｐｎ１と記載する場合がある）を検出する。
制御部２０は、電源電圧Ｖｉｎ、電源電流Ｉｉｎ、出力電流ｉｇ、出力電圧ｕｇおよび母線電圧Ｖｐｎ１に基づいて、昇圧回路１０および単相インバータ１１を制御するゲート信号Ｓ１〜Ｓ６を出力する。ゲート信号Ｓ１〜Ｓ６は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートに入力され、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を制御する。
制御部２０は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、入出力ポートなどを有するマイクロコンピュータや各種の回路を含む。かかるマイクロコンピュータのＣＰＵは、ＲＯＭに記憶されているプログラムを読み出して実行することにより、後述する制御を実現する。以下、制御部２０の具体的構成の一例について図面を参照して具体的に説明する。
［１．２．制御部２０の構成］
図２は、制御部２０の構成例を示す図である。制御部２０は、図２に示すように、指令生成部２１と、電圧検出フィルタ２２と、インバータ制御部２３と、昇圧制御部２４と、検出電圧変更部２５とを備える。かかる指令生成部２１、電圧検出フィルタ２２、インバータ制御部２３、昇圧制御部２４および検出電圧変更部２５の機能は、例えば、上記ＣＰＵが上記プログラムを読み出して実行することにより実現される。
なお、指令生成部２１、電圧検出フィルタ２２、インバータ制御部２３、昇圧制御部２４および検出電圧変更部２５の少なくともいずれかまたは全部をＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等の集積回路により構成することもできる。
［１．２．１．指令生成部２１］
指令生成部２１は、電源電流検出部１３から入力される電源電流Ｉｉｎおよび電源電圧検出部１４から入力される電源電圧Ｖｉｎに基づき、太陽電池３から昇圧回路１０へ供給される電力を最大化するように交流電圧指令Ｕｇ*を生成する。最大化するにあたり、指令生成部２１は、交流電圧指令Ｕｇ*と電源電圧Ｖｉｎとの関係に基づき、インバータ制御部２３および昇圧制御部２４のいずれかに交流電圧指令Ｕｇ*を出力するようにしている。
具体的には、指令生成部２１は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下の場合は、インバータ制御部２３に対して交流電圧指令Ｕｇ*を出力し、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎより大きい場合は、昇圧制御部２４に対して交流電圧指令Ｕｇ*を出力する。
指令生成部２１は、位相検出器３０と、座標変換器３１と、ｄｑ変換器３２と、電流指令生成器３３と、減算器３４、３５と、ｑ軸電流制御器３６と、ｄ軸電流制御器３７と、交流電圧指令生成器３８と、切替判定器３９と、切替器４０とを備える。
位相検出器３０は、電力変換装置２から電力系統４へ供給される出力電圧ｕｇの位相θ（以下、出力電圧位相θと記載する）を検出する。位相検出器３０は、例えば、ＰＬＬ(Phase Locked Loop)により構成される。また、出力電圧ｕｇは、電力系統４の電圧に対応する。
座標変換器３１は、単相インバータ１１から電力系統４へ供給される出力電流ｉｇを、直交座標上で互いに直交する一対の信号に変換する。例えば、座標変換器３１は、出力電流ｉｇに基づき、出力電流ｉｇの位相と同期する第１の信号と、出力電流ｉｇの位相に対して９０度遅れた第２の信号とを生成する。
ｄｑ変換器３２は、出力電圧位相θに基づき、座標変換器３１により生成される第１および第２の信号を座標変換によりｄｑ座標系のｄｑ成分へ変換する。これにより、ｄｑ変換器３２は、ｄ軸成分の電流Ｉｄ（以下、ｄ軸電流Ｉｄと記載する）とｑ軸成分の電流Ｉｑ（以下、ｑ軸電流Ｉｑと記載する）とを得る。なお、ｑ軸電流Ｉｑは、出力電流ｉｇのうち有効電流に対応し、ｄ軸電流Ｉｄは、出力電流ｉｇのうち無効電流に対応する。
電流指令生成器３３は、電源電圧Ｖｉｎおよび電源電流Ｉｉｎに基づき、太陽電池３から昇圧回路１０へ供給される電力を最大化するように電流指令ｉ*を生成する。電流指令ｉ*は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*をｑ軸成分、ｄ軸電流指令Ｉｄ*をｄ軸成分とする。ｑ軸電流指令Ｉｑ*は、出力電流ｉｇのうち有効成分に対する指令であり、ｄ軸電流指令Ｉｄ*は、出力電流ｉｇのうち無効成分に対する指令である。
減算器３４は、ｑ軸電流指令Ｉｑ*からｑ軸電流Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差Ｉｑｄｉｆｆを算出し、ｑ軸電流制御器３６へ出力する。ｑ軸電流制御器３６は、例えば、ＰＩ（比例積分）制御を行うことによって、ｑ軸電流偏差Ｉｑｄｉｆｆがゼロになるようにｑ軸交流電圧指令Ｕｑ*を調整し、交流電圧指令生成器３８へ出力する。
減算器３５は、ｄ軸電流指令Ｉｄ*からｄ軸電流Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差Ｉｄｄｉｆｆを算出し、ｄ軸電流制御器３７へ出力する。ｄ軸電流制御器３７は、例えば、ＰＩ制御を行うことによって、ｄ軸電流偏差Ｉｄｄｉｆｆがゼロになるようにｄ軸交流電圧指令Ｕｄ*を調整し、交流電圧指令生成器３８へ出力する。
交流電圧指令生成器３８は、ｑ軸交流電圧指令Ｕｑ*、ｄ軸交流電圧指令Ｕｄ*および出力電圧位相θに基づいて、交流電圧指令Ｕｇ*を生成する。例えば、交流電圧指令生成器３８は、以下の式（１）を用いて、交流電圧指令Ｕｇ*の振幅Ｍを演算し、以下の式（２）を用いて、位相θａを演算する。交流電圧指令生成器３８は、例えば、出力電圧位相θに位相θａを加算して交流電圧指令Ｕｇ*の位相θｖを演算する。交流電圧指令生成器３８は、例えば、Ｍ×ｓｉｎθｖを演算することにより交流電圧指令Ｕｇ*（＝Ｍ×ｓｉｎθｖ）を生成する。
Figure 2015180120
切替判定器３９は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下であるか否かを判定する。切替判定器３９は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下であると判定すると、Ｌｏｗレベルの切替信号Ｓｗを出力し、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎより大きいと判定すると、Ｈｉｇｈレベルの切替信号Ｓｗを出力する。
切替器４０は、切替信号Ｓｗに応じた出力先へ、交流電圧指令Ｕｇ*を出力する。切替器４０は、切替信号ＳｗがＬｏｗレベルである場合は、交流電圧指令Ｕｇ*をインバータ制御部２３へ出力し、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルである場合は、交流電圧指令Ｕｇ*を昇圧制御部２４へ出力する。
なお、切替判定器３９は、図２に示す構成に限定されず、他の構成であってもよい。例えば、切替器４０を設けず、交流電圧指令Ｕｇ*をインバータ制御部２３および昇圧制御部２４へ入力し、切替判定器３９がインバータ制御部２３および昇圧制御部２４のいずれかを動作させる構成でもよい。
この場合、インバータ制御部２３は、切替信号ＳｗがＬｏｗレベルである場合は、単相インバータ１１のＰＷＭ制御を行い、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルである場合は、単相インバータ１１のＰＷＭ制御を行わない。また、昇圧制御部２４は、切替信号ＳｗがＬｏｗレベルである場合は、昇圧回路１０の昇圧制御を行わず、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルである場合は、昇圧回路１０の昇圧制御を行う。
また、指令生成部２１は、図２に示す構成に限定されず、他の構成であってもよい。例えば、指令生成部２１は、インバータ制御部２３に対する交流電圧指令Ｕｇ*を生成する指令生成部と、昇圧制御部２４に対する交流電圧指令Ｕｇ*を生成する指令生成部とを別々に有する構成であってもよい。
［１．２．２．電圧検出フィルタ２２］
電圧検出フィルタ２２は、母線電圧検出部１７（図１参照）の検出結果である母線電圧Ｖｐｎ１からノイズ成分を除去する。かかる電圧検出フィルタ２２は、例えば、ローパスフィルタであり、交流電圧指令Ｕｇ*の周波数が５０Ｈｚまたは６０Ｈｚである場合は、母線電圧Ｖｐｎ１のノイズ成分（例えば、１００Ｈｚ以上の周波数成分）を低減するように構成する。なお、以下において、電圧検出フィルタ２２によってノイズが除去された母線電圧Ｖｐｎ１を母線電圧Ｖｐｎ２と記載する。
［１．２．３．インバータ制御部２３］
インバータ制御部２３は、母線電圧Ｖｐｎ２、電源電圧Ｖｉｎおよび交流電圧指令Ｕｇ*に基づいて、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。かかるインバータ制御部２３は、図２に示すように、電圧補正器５１と、キャリア比較器５２とを備える。
電圧補正器５１は、基準電圧Ｖｒｅｆと母線電圧Ｖｐｎ２とに基づいて、交流電圧指令Ｕｇ*を補正することによって、変調率α１を求める。電圧補正器５１は、例えば、下記式（３）の演算により変調率α１を求める。なお、基準電圧Ｖｒｅｆは、電圧補正器５１に予め設定されるパラメータである。
Figure 2015180120
キャリア比較器５２は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下の場合、変調率α１とキャリア信号とを比較することにより、ＰＷＭ信号を生成する。キャリア比較器５２は、交流電圧指令Ｕｇ*の極性が正の場合は、生成したＰＷＭ信号をゲート信号Ｓ１、Ｓ４として出力し、交流電圧指令Ｕｇ*の極性が負の場合は、生成したＰＷＭ信号をゲート信号Ｓ２、Ｓ３として出力する。
また、キャリア比較器５２は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎよりも大きい場合、交流電圧指令Ｕｇ*の極性に応じたゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。具体的には、キャリア比較器５２は、交流電圧指令Ｕｇ*の極性が正の場合は、ゲート信号Ｓ１、Ｓ４をＨｉｇｈレベルにし、ゲート信号Ｓ２、Ｓ３をＬｏｗレベルにする。これにより、単相インバータ１１から正の電圧が出力される。また、キャリア比較器５２は、交流電圧指令Ｕｇ*の極性が負の場合は、ゲート信号Ｓ２、Ｓ３をＨｉｇｈレベルにし、ゲート信号Ｓ１、Ｓ４をＬｏｗレベルにする。これにより、単相インバータ１１から負の電圧が出力される。
［１．２．４．昇圧制御部２４］
昇圧制御部２４は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下の場合、Ｌｏｗレベルのゲート信号Ｓ５とＨｉｇｈレベルのゲート信号Ｓ６を出力する。これにより、スイッチング素子Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ６がオンになり、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ６を介して電源電圧Ｖｉｎが単相インバータ１１へ出力される。
また、昇圧制御部２４は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎよりも大きい場合、交流電圧指令Ｕｇ*に応じた母線電圧Ｖｐｎになるようにゲート信号Ｓ５、Ｓ６を出力する。具体的には、昇圧制御部２４は、電源電圧Ｖｉｎおよび交流電圧指令Ｕｇ*に基づいて互いにＨｉｇｈおよびＬｏｗが反転する一対のＰＷＭ信号を生成する。例えば、昇圧制御部２４は、変調率α２（＝｜Ｕｇ*｜−Ｖｉｎ）／｜Ｕｇ*｜）を有するＰＷＭ信号を生成する。昇圧制御部２４は、生成した一対のＰＷＭ信号を一対のゲート信号Ｓ５、Ｓ６として出力する。
昇圧制御部２４は、昇圧回路１０を制御して出力電圧ｕｇのうち電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が高い部分の電圧を生成する期間に、スイッチング素子Ｑ５およびスイッチング素子Ｑ６を交互にオンにする。これにより、電力変換装置２では、出力電圧ｕｇのうち電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が高い部分の電圧を生成する期間に低負荷状態や無負荷状態になっても、母線電圧Ｖｐｎが不必要に高くなったコンデンサＣ１の電荷をスイッチング素子Ｑ６およびリアクトルＬ１を介して太陽電池３側へ逃がすことができる。
図３は、インバータ制御部２３および昇圧制御部２４から出力されるゲート信号Ｓ１〜Ｓ６と出力電圧ｕｇと母線電圧Ｖｐｎの関係例を示す図である。図３に示すように、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下である場合、電力変換装置２は、昇圧回路１０の昇圧動作を行わず、単相インバータ１１のＰＷＭ動作を行うことで、交流電圧指令Ｕｇ*に応じた電圧を出力する。これにより、出力電圧ｕｇのうち電源電圧Ｖｉｎよりも絶対値が小さい部分の電圧が生成される。
また、電力変換装置２は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎよりも大きい場合、単相インバータ１１のＰＷＭ動作を行わず、昇圧回路１０の昇圧動作を行うことで、単相インバータ１１を介して電力系統４へ交流電圧指令Ｕｇ*に応じた母線電圧Ｖｐｎを出力する。これにより、出力電圧ｕｇのうち電源電圧Ｖｉｎよりも交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が大きい部分の電圧が生成される。
［１．２．５．検出電圧変更部２５］
検出電圧変更部２５は、昇圧回路１０の昇圧動作から単相インバータ１１のＰＷＭ動作への切り替えの際に、電圧検出フィルタ２２の検出遅延を補償する遅延補償値Ｖｃｍｐに基づき、電圧検出フィルタ２２の出力を変更する。これにより、昇圧制御からインバータ制御への切り替え時において単相インバータ１１から出力される出力電圧ｕｇの歪みを抑制することができる。
以下、検出電圧変更部２５について具体的に説明する。図４は、電圧検出フィルタ２２による検出遅延を示す図であり、図５は、検出遅延による出力電圧の歪みを示す図である。
昇圧回路１０の昇圧電圧が一定である場合、母線電圧Ｖｐｎは直流電圧であることから、電圧検出フィルタ２２の検出遅延の影響は少ない。しかし、本実施形態に係る電力変換装置２は、上述のように、昇圧回路１０によって出力電圧ｕｇのうち電源電圧Ｖｉｎよりも交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が大きい部分の交流電圧を生成する。
電圧検出フィルタ２２には検出遅延があるため、図４に示すように、昇圧制御の期間において、母線電圧Ｖｐｎの変化に対して母線電圧Ｖｐｎ２の変化が遅延する。そのため、昇圧回路１０の昇圧動作から単相インバータ１１のＰＷＭ動作への切り替え時において、電圧検出フィルタ２２から出力される母線電圧Ｖｐｎ２には、誤差ΔＶｐｎが生じる。
インバータ制御部２３は母線電圧Ｖｐｎ２に基づくＰＷＭ制御を行うため、図５に示すように、昇圧回路１０の昇圧動作から単相インバータ１１のＰＷＭ動作への切り替え時において、誤差ΔＶｐｎにより出力電圧ｕｇが急激に変化し、出力電圧ｕｇに歪みが生じる。また、電圧検出フィルタ２２のフィルタ機能を単相インバータ１１のＰＷＭ動作期間のみにおいてオンにしたとしても、誤差ΔＶｐｎが生じるため、電圧検出フィルタ２２のフィルタ機能を常時オンした場合と同様に出力電圧ｕｇに歪みが生じる。
そこで、検出電圧変更部２５は、昇圧回路１０の昇圧動作から単相インバータ１１のＰＷＭ動作への切り替えの際に、電圧検出フィルタ２２の検出遅延を補償する遅延補償値Ｖｃｍｐに基づき、電圧検出フィルタ２２の出力を変更する。
検出電圧変更部２５は、例えば、電源電流Ｉｉｎに応じた昇圧回路１０の電圧降下分ΔＶを推定し、電源電圧Ｖｉｎに電圧降下分ΔＶを加算することにより、母線電圧推定値Ｖｐｎ^を演算する。検出電圧変更部２５は、かかる母線電圧推定値Ｖｐｎ^を遅延補償値Ｖｃｍｐとして出力する。
図２に示すように、検出電圧変更部２５は、母線電圧推定器６１と、置換器６２とを備える。母線電圧推定器６１は、出力電圧ｕｇおよび電源電圧Ｖｉｎなどに基づいて電圧降下分ΔＶを推定することにより、母線電圧推定値Ｖｐｎ^を求める。
ここで、入力電力と出力電力とが等しい場合、電源電圧Ｖｉｎおよび電源電流Ｉｉｎと、出力電圧ｉｕと出力電流ｉｇとの関係は、下記式（４）のように表すことができる。
Figure 2015180120
上記式（４）により、下記式（５）が成り立つ。
Figure 2015180120
また、昇圧回路１０の昇圧動作が行われない期間において、昇圧回路１０の電圧降下分ΔＶは、下記式（６）のように表すことができる。なお、下記式（６）において、「ＲＬ」は、リアクトルＬ１の抵抗成分を示し、「ＲＳＷ」は、スイッチング素子Ｑ６のオン抵抗を示す。
Figure 2015180120
上記式（５）、（６）から、昇圧回路１０の電圧降下分ΔＶは、下記式（７）のように表すことができる。
Figure 2015180120
母線電圧Ｖｐｎは、下記式（８）に示すように、電源電圧Ｖｉｎに電圧降下分ΔＶを加算した電圧値であることから、電源電圧Ｖｉｎおよび電圧降下分ΔＶから母線電圧Ｖｐｎを推定することができる。
Figure 2015180120
母線電圧推定器６１は、リアクトルＬ１の抵抗成分ＲＬとスイッチング素子Ｑ６のオン抵抗ＲＳＷとをパラメータとして記憶している。母線電圧推定器６１は、これらのパラメータを用いて、上記式（７）の演算により電圧降下分ΔＶを推定し、さらに、電源電圧Ｖｉｎに推定した電圧降下分ΔＶを加算することで、母線電圧推定値Ｖｐｎ^を求める。
図６は、母線電圧推定器６１の構成例を示す図である。図６に示すように、母線電圧推定器６１は、電圧降下推定器７１と、加算器７２とを備える。電圧降下推定器７１は、電源電圧Ｖｉｎ、出力電圧ｕｇおよび出力電流ｉｇに基づき、上記式（７）の演算により電圧降下分ΔＶの推定値である降下電圧推定値ΔＶ^を求める。加算器７２は、電源電圧Ｖｉｎに降下電圧推定値ΔＶ^を加算することで、母線電圧推定値Ｖｐｎ^を求める。
なお、母線電圧推定器６１は、上記パラメータを用いて、上記式（６）の演算により降下電圧推定値ΔＶ^を求め、電源電圧Ｖｉｎに降下電圧推定値ΔＶ^を加算することで、母線電圧推定値Ｖｐｎ^を求めることもできる。
置換器６２は、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになったタイミングで、母線電圧推定器６１によって推定演算された母線電圧推定値Ｖｐｎ^を遅延補償値Ｖｃｍｐとして電圧検出フィルタ２２へ出力する。これにより、電圧検出フィルタ２２の出力が母線電圧推定値Ｖｐｎ^に基づいて変更される。
ここで、電圧検出フィルタ２２が、例えば、１次のデジタルローパスフィルタであるとする。この場合、電圧検出フィルタ２２の入出力である母線電圧Ｖｐｎ１と母線電圧Ｖｐｎ２との関係は、下記式（９）のように表すことができる。
Figure 2015180120
さらに、ｓ＝（１−Ｚ-1）／ｔｓとして上記式（９）を離散化すると、下記式（１０）のように表すことができる。
Figure 2015180120
上記式（１０）から分かるように、今回入力値Ｖｐｎ１（ｋ）が出力前回値Ｖｐｎ２（ｋ−１）と同じである場合、Ｖｐｎ２（ｋ）＝Ｖｐｎ２（ｋ−１）である。したがって、今回出力値Ｖｐｎ２（ｋ）は、出力前回値Ｖｐｎ２（ｋ−１）に収束する。
図３に示すように、単相インバータ１１のＰＷＭ動作期間では、母線電圧Ｖｐｎは一定であることから、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになった後は、母線電圧検出部１７から出力される母線電圧Ｖｐｎ１は一定である。
そこで、置換器６２は、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになったタイミングで、電圧検出フィルタ２２の出力前回値Ｖｐｎ２（ｋ−１）を遅延補償値Ｖｃｍｐに置き換える。
これにより、電圧検出フィルタ２２から出力される母線電圧Ｖｐｎ２が母線電圧推定値Ｖｐｎ^に対応する値になり、インバータ制御部２３は、検出遅延が補償された母線電圧Ｖｐｎ２に基づいて単相インバータ１１を制御することができる。そのため、昇圧回路１０の昇圧動作から単相インバータ１１のＰＷＭ動作への切り替え時において単相インバータ１１の出力電圧ｕｇの歪みを抑制することができる。
なお、電圧検出フィルタ２２は、１次のデジタルローパスフィルタに限定されない。例えば、電圧検出フィルタ２２は、ｎ（ｎは２以上の整数）次のデジタルローパスフィルタやその他のデジタルフィルタであってもよい。
また、置換器６２は、電圧検出フィルタ２２の内部値として、出力前回値Ｖｐｎ２（ｋ−１）を遅延補償値Ｖｃｍｐに置き換えたが、置き換える内部値は出力前回値Ｖｐｎ２（ｋ−１）に限定されない。例えば、置換器６２は、電圧検出フィルタ２２の内部値のうち検出遅延を補償できる内部値を遅延補償値Ｖｃｍｐに基づいて変更する機能や構成を有するものでもよい。
［１．３．制御部２０による処理フロー］
図７は、制御部２０の制御処理の流れを示すフローチャートの一例である。制御部２０は、図７に示す制御処理を所定周期で繰り返し実行する。
図７に示すように、制御部２０は、交流電圧指令Ｕｇ*を生成し（Ｓｔｅｐ１０）、出力電圧検出部１６から検出された電源電圧Ｖｉｎを取得する（Ｓｔｅｐ１１）。
制御部２０は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下であるか否かを判定する（Ｓｔｅｐ１２）。交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下であると判定すると（Ｓｔｅｐ１２；Ｙｅｓ）、制御部２０は、遅延補償タイミングであるか否かを判定する（Ｓｔｅｐ１３）。
Ｓｔｅｐ１３において、制御部２０は、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎよりも大きい値から電源電圧Ｖｉｎ以下に変化したタイミングである場合に、遅延補償タイミングであると判定する。制御部２０は、遅延補償タイミングであると判定すると（Ｓｔｅｐ１３；Ｙｅｓ）、遅延補償値Ｖｃｍｐを生成し、かかる遅延補償値Ｖｃｍｐに基づき母線電圧Ｖｐｎ２を変更する（Ｓｔｅｐ１４）。
Ｓｔｅｐ１４の処理が終了した場合、または、遅延補償タイミングではないと判定すると（Ｓｔｅｐ１３；Ｎｏ）、制御部２０は、母線電圧Ｖｐｎ２および交流電圧指令Ｕｇ*に基づいて、ゲート信号Ｓ１〜Ｓ４を生成し、単相インバータ１１をＰＷＭ制御する（Ｓｔｅｐ１５）。
Ｓｔｅｐ１２において、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以下ではないと判定すると（Ｓｔｅｐ１２；Ｎｏ）、制御部２０は、交流電圧指令Ｕｇ*に基づきゲート信号Ｓ５、Ｓ６を生成し、昇圧回路１０を昇圧制御する（Ｓｔｅｐ１６）。
このように、第１の実施形態に係る電力変換装置２は、昇圧回路１０の昇圧動作から単相インバータ１１のＰＷＭ動作への切り替え時に、電圧検出フィルタ２２の検出遅延を補償する遅延補償値Ｖｃｍｐに基づき、電圧検出フィルタ２２の出力を変更する。これにより、昇圧回路１０の昇圧制御と単相インバータ１１のＰＷＭ制御とを交互に実施して単相インバータ１１から交流電圧を出力する場合であっても、単相インバータ１１の出力電圧ｕｇの歪みを抑制することができる。
［２．第２の実施形態］
次に、第２の実施形態に係る発電システムの電力変換装置について説明する。なお、第２の実施形態に係る発電システムは、検出電圧変更部の構成以外は、発電システム１と同様の構成であるため図示および説明を省略し、また、電力変換装置２と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。
図８は、第２の実施形態に係る検出電圧変更部の構成を示す図である。図８に示すように、検出電圧変更部２５Ａは、記憶部６４と、置換器６５とを備える。
記憶部６４は、切替信号ＳｗがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになる直前に、電圧検出フィルタ２２から出力される母線電圧Ｖｐｎ２を記憶し、記憶した母線電圧Ｖｐｎ２を遅延補償値Ｖｃｍｐとして置換器６５へ出力する。
置換器６５は、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになったタイミングで、電圧検出フィルタ２２の出力前回値Ｖｐｎ２（ｋ−１）を遅延補償値Ｖｃｍｐに置き換える。
切替信号ＳｗがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになる直前は、母線電圧Ｖｐｎが安定した直流電圧であり、電圧検出フィルタ２２から出力される母線電圧Ｖｐｎ２は、電圧検出フィルタ２２によってノイズが除去されている。
したがって、切替信号ＳｗがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになる直前の母線電圧Ｖｐｎ２を遅延補償値Ｖｃｍｐとして、電圧検出フィルタ２２の出力前回値Ｖｐｎ２（ｋ−１）を遅延補償値Ｖｃｍｐに置き換えることにより、出力電圧ｕｇの歪みを精度よく抑制することができる。
なお、母線電圧Ｖｐｎが安定した直流電圧である期間であれば、記憶部６４に記憶される母線電圧Ｖｐｎ２は、切替信号ＳｗがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになる直前の母線電圧Ｖｐｎ２でなくてもよい。記憶部６４は、例えば、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになってから所定期間が経過したタイミングで電圧検出フィルタ２２から出力される母線電圧Ｖｐｎ２を記憶することもできる。また、記憶部６４が母線電圧Ｖｐｎ２を記憶するタイミングは、パラメータによって設定することができる。
［３．第３の実施形態］
次に、第３の実施形態に係る発電システムの電力変換装置について説明する。なお、第３の実施形態に係る発電システムは、検出電圧変更部の構成以外は、発電システム１と同様の構成であるため図示および説明を省略し、また、電力変換装置２と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。
図９は、第３の実施形態に係る検出電圧変更部の構成を示す図である。図９に示すように、検出電圧変更部２５Ｂは、母線電圧推定器６１と、置換器６２Ｂとを備える。
置換器６２Ｂは、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルの場合に、電圧検出フィルタ２２から出力される母線電圧Ｖｐｎ２をインバータ制御部２３へ出力する。また、置換器６２Ｂは、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになったタイミングから所定条件を満たすまでの期間に、母線電圧推定器６１によって推定演算された母線電圧推定値Ｖｐｎ^を遅延補償値Ｖｃｍｐとしてインバータ制御部２３へ出力する。これにより、電圧検出フィルタ２２の出力が母線電圧推定値Ｖｐｎ^に基づいて変更される。
置換器６２Ｂが遅延補償値Ｖｃｍｐをインバータ制御部２３へ出力する期間は、予め設定された期間であり、例えば、母線電圧Ｖｐｎ２が母線電圧Ｖｐｎと実質的に同じになる期間以上に設定される。この場合、置換器６２Ｂは、予め設定された期間が経過すると、インバータ制御部２３への出力対象を遅延補償値Ｖｃｍｐから母線電圧Ｖｐｎ２へ切り替える。
また、置換器６２Ｂが遅延補償値Ｖｃｍｐをインバータ制御部２３へ出力する期間は、例えば、電圧検出フィルタ２２の出力変化量が所定値以下になるまでの間にすることもできる。この場合、置換器６２Ｂは、例えば、母線電圧Ｖｐｎ２の変化量を演算し、かかる変化量が所定値以下となった場合に、インバータ制御部２３への出力対象を遅延補償値Ｖｃｍｐから母線電圧Ｖｐｎ２へ切り替える。
また、置換器６２Ｂが遅延補償値Ｖｃｍｐをインバータ制御部２３へ出力する期間は、例えば、母線電圧Ｖｐｎ２と母線電圧推定値Ｖｐｎ^との差が所定値以下になるまでの間にすることもできる。この場合、置換器６２Ｂは、例えば、母線電圧Ｖｐｎ２と母線電圧推定値Ｖｐｎ^との差を演算し、かかる差が所定値以下となった場合に、インバータ制御部２３への出力対象を遅延補償値Ｖｃｍｐから母線電圧Ｖｐｎ２へ切り替える。
このように、第３の実施形態に係る電力変換装置は、昇圧回路１０の昇圧動作から単相インバータ１１のＰＷＭ動作への切り替え時から所定条件を満たすまでの期間に、母線電圧Ｖｐｎ２を遅延補償値Ｖｃｍｐに置き換える。これにより、出力電圧ｕｇの歪みを抑制することができる。なお、電圧検出フィルタ２２は、デジタルフィルタに限定されない。例えば、電圧検出フィルタ２２は、アナログローパスフィルタであってもよい。
［４．第４の実施形態］
次に、第４の実施形態に係る発電システムの電力変換装置について説明する。なお、第４の実施形態に係る発電システムは、検出電圧変更部の構成以外は、発電システム１と同様の構成であるため図示および説明を省略し、また、電力変換装置２と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。
図１０は、第４の実施形態に係る検出電圧変更部の構成を示す図である。図１０に示すように、検出電圧変更部２５Ｃは、切替判定器６０と、母線電圧推定器６１と、置換器６２Ｃとを備える。
切替判定器６０は、母線電圧Ｖｐｎ２と母線電圧推定値Ｖｐｎ^との差が所定値以下の場合、Ｈｉｇｈレベルの切替信号Ｓｗ１を出力し、母線電圧Ｖｐｎ２と母線電圧推定値Ｖｐｎ^との差が所定値よりも大きい場合、Ｌｏｗレベルの切替信号Ｓｗ１を出力する。
置換器６２Ｃは、切替判定器６０からＨｉｇｈレベルの切替信号Ｓｗ１が出力された場合に、母線電圧Ｖｐｎ２をインバータ制御部２３へ出力する。また、置換器６２Ｃは、切替判定器６０からＬｏｗレベルの切替信号Ｓｗ１が出力された場合に、母線電圧推定器６１によって推定演算された母線電圧推定値Ｖｐｎ^を遅延補償値Ｖｃｍｐとしてインバータ制御部２３へ出力する。
昇圧回路１０の昇圧動作から単相インバータ１１のＰＷＭ動作への切り替え時には、母線電圧Ｖｐｎ２と母線電圧推定値Ｖｐｎ^との差が所定値よりも大きくなる。したがって、置換器６２Ｃは、昇圧回路１０の昇圧動作から単相インバータ１１のＰＷＭ動作への切り替え時に、母線電圧Ｖｐｎ２を遅延補償値Ｖｃｍｐに置き換えることで、出力電圧ｕｇの歪みを抑制することができる。なお、電圧検出フィルタ２２は、デジタルフィルタに限定されない。例えば、電圧検出フィルタ２２は、アナログローパスフィルタであってもよい。
［５．第５の実施形態］
次に、第５の実施形態に係る発電システムの電力変換装置について説明する。なお、第５の実施形態に係る発電システムは、検出電圧変更部の構成以外は、発電システム１と同様の構成であるため図示および説明を省略し、また、電力変換装置２と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。
図１１は、第５の実施形態に係る検出電圧変更部の構成を示す図である。図１１に示すように、検出電圧変更部２５Ｄは、記憶部６４Ｄと、置換器６５Ｄとを備える。
記憶部６４Ｄは、切替信号ＳｗがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルになる直前に、電圧検出フィルタ２２から出力される母線電圧Ｖｐｎ２を記憶し、記憶した母線電圧Ｖｐｎ２を遅延補償値Ｖｃｍｐとして置換器６５Ｄへ出力する。
置換器６５Ｄは、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルの場合に、電圧検出フィルタ２２から出力される母線電圧Ｖｐｎ２をインバータ制御部２３へ出力する。また、置換器６５Ｄは、切替信号ＳｗがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルになったタイミングから所定条件を満たすまでの期間に、記憶部６４Ｄから出力される遅延補償値Ｖｃｍｐをインバータ制御部２３へ出力する。なお、「所定条件を満たすまでの期間」は、例えば、第３の実施形態に係る検出電圧変更部２５Ｃの場合と同様である。
このように、第５の実施形態に係る電力変換装置は、昇圧回路１０の昇圧動作から単相インバータ１１のＰＷＭ動作への切り替え時から所定条件を満たすまでの期間に、母線電圧Ｖｐｎ２を遅延補償値Ｖｃｍｐに置き換える。これにより、出力電圧ｕｇの歪みを抑制することができる。なお、電圧検出フィルタ２２は、デジタルフィルタに限定されない。例えば、電圧検出フィルタ２２は、アナログローパスフィルタであってもよい。
［６．第６の実施形態］
次に、第６の実施形態に係る電力変換装置について説明する。なお、第６の実施形態に係る電力変換装置は、指令生成部の構成以外は、第１〜第５の電力変換装置と同様の構成であるため図示および説明を一部省略し、また、第１〜第５の電力変換装置と同一機能を有する構成要素については同一符号を付し、重複する説明は省略する。なお、第６の実施形態に係る電力変換装置の単相インバータ１１には、電力系統４に代えて、例えば、交流電動機が接続される。
図１２は、第６の実施形態に係る指令生成部の構成を示す図である。図１２に示すように、指令生成部２１Ｅは、位相検出器３０と、切替判定器３９と、切替器４０と、電圧振幅実効値演算器８１と、電圧指令出力器８２と、減算器８３と、交流電圧指令生成器８４とを備える。
電圧振幅実効値演算器８１は、出力電圧ｕｇの振幅実効値Ｕｇを演算する。電圧振幅実効値演算器８１は、例えば、出力電圧ｕｇの振幅値を演算し、かかる振幅値に１／√２を乗算することで、出力電圧ｕｇの振幅実効値Ｕｇを求める。
電圧指令出力器８２は、電圧指令Ｕｇ１*を減算器８３へ出力する。減算器８３は、電圧指令Ｕｇ１*と出力電圧ｕｇの振幅実効値Ｕｇとの偏差を演算し、交流電圧指令生成器へ出力する。
交流電圧指令生成器８４は、電圧指令Ｕｇ１*と振幅実効値Ｕｇとの偏差がゼロになるように、交流電圧指令Ｕｇ*を生成する。例えば、交流電圧指令生成器８４は、例えば、ＰＩ制御器を有し、電圧指令Ｕｇ１*と振幅実効値Ｕｇとの偏差がゼロになるように、交流電圧指令Ｕｇ*の振幅Ｍを求める。交流電圧指令生成器８４は、振幅Ｍと出力電圧位相θとに基づいて交流電圧指令Ｕｇ*（＝Ｍ×ｓｉｎθ）を生成する。交流電圧指令生成器８４は、生成した交流電圧指令Ｕｇ*を切替器４０や切替判定器３９へ出力する。
このように、第６の実施形態に係る電力変換装置は、電圧指令Ｕｇ１*に基づいて交流電圧指令Ｕｇ*を生成することができ、自立運転が可能である。したがって、単相インバータ１１に交流電動機を接続した場合であっても、出力電圧ｕｇの歪みを抑制することができる電力変換装置を提供することができる。
［７．その他］
上述した第１〜第５の実施形態では、交流電圧指令Ｕｇ*の生成をｄ軸成分およびｑ軸成分のスカラー量を用いて生成することができるため電圧指令の生成処理を容易に行うことができるが、交流電圧指令Ｕｇ*をベクトル量のみを用いて生成するようにしてもよい。
また、上述の実施形態では、交流電圧指令Ｕｇ*の絶対値が電源電圧Ｖｉｎ以上であるか否かにより、昇圧回路１０の昇圧動作と単相インバータ１１のＰＷＭ動作とを切り替える例を説明したが、昇圧回路１０の昇圧制御と単相インバータ１１のＰＷＭ制御との切替条件は、かかる例に限定されない。
例えば、リアクトルＬ１の抵抗成分およびスイッチング素子Ｑ６のオン抵抗による電圧降下分ΔＶを考慮し、交流電圧指令Ｕｇ*が所定電圧Ｖｓｗ（＜Ｖｉｎ）以下であるか否かにより、昇圧回路１０の昇圧動作と単相インバータ１１のＰＷＭ動作とを切り替えてもよい。所定電圧Ｖｓｗは、例えば、Ｖｉｎ＋ΔＶである。また、Ｖｓｗ１（＜Ｖｉｎ）＜Ｕｇ*＜Ｖｓｗ２（＞Ｖｉｎ）である期間では、昇圧回路１０の昇圧動作と単相インバータ１１のＰＷＭ動作とを同時に行うようにしてもよい。
上述した実施形態では、母線電圧検出部１７は、母線電圧Ｖｐｎの瞬時値を検出するものとして説明したが、母線電圧検出部１７は、例えば、分圧回路により母線電圧Ｖｐｎを所定比率で降圧した電圧を出力する構成であってもよい。この場合、電圧検出フィルタ２２は、例えば、母線電圧検出部１７から出力される電圧をＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換し、かかるデジタル信号からフィルタによってノイズを除去する。
また、上述の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４および／またはスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６は、窒化ガリウム(ＧａＮ)または炭化珪素(ＳｉＣ)を含むワイドバンドギャップ半導体である。これにより、電力変換装置２の出力に接続される系統インピーダンスや負荷の変化に対して能動的に補償することができる。
さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
１ 発電システム
２ 電力変換装置
３ 太陽電池（直流電源、発電装置）
４ 電力系統
１０ 昇圧回路
１１ 単相インバータ
１２ 出力フィルタ
１３ 電源電流検出部
１４ 電源電圧検出部
１５ 出力電流検出部
１６ 出力電圧検出部
１７ 母線電圧検出部
２０ 制御部
２１、２１Ｅ 指令生成部
２２ 電圧検出フィルタ
２３ インバータ制御部
２４ 昇圧制御部
２５、２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ、２５Ｄ 検出電圧変更部
３９、６０ 切替判定器
６１ 母線電圧推定器
６２、６２Ｂ、６２Ｃ、６５、６５Ｄ 置換器
６４、６４Ｄ 記憶部
７１ 電圧降下推定器
７２ 加算器

Claims (11)

  1. 直流電源の電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、
    前記昇圧回路の出力電圧を交流に変換して出力する単相インバータと、
    前記昇圧回路の昇圧動作と前記単相インバータのＰＷＭ動作とを切り替える制御部と、を備え、
    前記制御部は、
    前記昇圧回路の出力電圧を検出する電圧検出部の検出結果からノイズ成分を除去する電圧検出フィルタと、
    前記昇圧回路の昇圧動作から前記単相インバータのＰＷＭ動作への切り替えの際に、前記電圧検出フィルタの検出遅延を補償する遅延補償値に基づき、前記電圧検出フィルタの出力を変更する検出電圧変更部と、を備える
    ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記制御部は、
    前記単相インバータに接続された負荷への交流電圧指令を生成する指令生成部と、
    前記交流電圧指令の絶対値が前記直流電源の電圧より大きい場合に、前記昇圧回路を昇圧制御により、前記交流電圧指令の絶対値が前記直流電源の電圧よりも大きい部分を生成せしめる昇圧制御部と、
    前記交流電圧指令の絶対値が前記直流電源の電圧よりも小さい場合に、前記単相インバータをＰＷＭ制御により、前記電圧検出フィルタの出力と前記交流電圧指令とに基づいて前記交流電圧指令の絶対値が前記直流電源の電圧よりも小さい部分を生成せしめるインバータ制御部とを備える
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記検出電圧変更部は、
    前記昇圧回路の出力電圧を前記遅延補償値として推定演算する推定部と、
    前記昇圧回路の昇圧動作から前記単相インバータのＰＷＭ動作への切り替えの際に、前記電圧検出フィルタの出力または前記電圧検出フィルタの内部値を前記遅延補償値に置き換える置換部と、を備える
    ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 前記推定部は、
    前記単相インバータの出力電圧および出力電流と前記直流電源の電圧とに基づいて前記昇圧回路の出力電圧を推定する
    ことを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記検出電圧変更部は、
    前記単相インバータのＰＷＭ動作から前記昇圧回路の昇圧動作へ切り替える前に前記電圧検出フィルタの出力を前記遅延補償値として保持する保持部と、
    前記昇圧回路の昇圧動作から前記単相インバータのＰＷＭ動作への切り替えの際に、前記電圧検出フィルタの出力または前記電圧検出フィルタの内部値を前記保持部に保持された前記遅延補償値に置き換える置換部と、を備える
    ことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  6. 前記電圧検出フィルタは、
    前記電圧検出部の検出結果と前記電圧検出フィルタの出力前回値とに基づいて前記電圧検出部の検出結果からノイズ成分を除去するデジタルフィルタであり、
    前記置換部は、
    前記出力前回値を前記遅延補償値に置き換えて前記電圧検出フィルタの出力を変更する
    ことを特徴とする請求項３〜５のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  7. 前記置換部は、
    前記電圧検出フィルタの出力変化量が所定値以下になるまで、または、前記昇圧回路の昇圧動作から前記単相インバータのＰＷＭ動作への切り替えから所定期間が経過するまで、前記電圧検出フィルタの出力を前記遅延補償値に置き換える
    ことを特徴とする請求項３〜５のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  8. 前記昇圧回路のスイッチング素子および／または前記単相インバータのスイッチング素子は、
    窒化ガリウム(ＧａＮ)または炭化珪素(ＳｉＣ)を含むワイドバンドギャップ半導体である
    ことを特徴とする請求項１〜６のいずれか１つに記載の電力変換装置。
  9. 請求項１〜８のいずれか１つに記載の電力変換装置と、
    前記電力変換装置へ直流電力を供給する発電装置と、を備える
    ことを特徴とする発電システム。
  10. 直流電源の電圧を昇圧して出力する昇圧回路と該昇圧回路の出力電圧を交流に変換する単相インバータとの接続点の電圧の検出結果からノイズ成分を除去する電圧検出フィルタと、
    前記昇圧回路の昇圧動作から前記単相インバータのＰＷＭ動作への切り替えの際に、前記電圧検出フィルタの検出遅延を補償する遅延補償値に基づき、前記電圧検出フィルタの出力を変更する検出電圧変更部と、を備える
    ことを特徴とする電力変換装置の制御装置。
  11. 直流電源の電圧を昇圧する昇圧回路と、該昇圧回路の出力電圧を交流に変換する単相インバータとの接続点の電圧を検出する工程と、
    前記検出された電圧からノイズ成分を電圧検出フィルタにより除去する工程と、
    前記昇圧回路の昇圧動作から前記単相インバータのＰＷＭ動作への切り替えの際に、前記電圧検出フィルタの検出遅延を補償する遅延補償値に基づき、前記電圧検出フィルタの出力を変更する工程と、を含む
    ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。
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