JP2016067132A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】リモート電圧検出手段に異常が生じた場合にローカル電圧に基づいた制御を行う電力変換装置において、応答性が高く、さらに、部品点数の少ない電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１０は、電圧制御電流Ｉｍｏｓを調整する半導体スイッチＱ１〜Ｑ４と、電気負荷６０に印加されるリモート電圧Ｖｓを検出するリモート電圧センサＳ１と、出力端子から出力されるローカル電圧Ｖｏを検出するローカル電圧センサＳ２と、制御部２０とを備える。制御部２０は、リモート電圧Ｖｓ及びローカル電圧Ｖｏのいずれか一方と、目標電圧Ｖｓ＊との電圧偏差に基づいて、目標電流Ｉｒｅｆを算出し、電圧制御電流Ｉｍｏｓが目標電流Ｉｒｅｆとなるように半導体スイッチＱ１〜Ｑ４の制御を行うことで、出力電圧を目標電圧Ｖｓ＊に調整し、リモート電圧Ｖｓ及びローカル電圧Ｖｏのうち、目標電流Ｉｒｅｆが小さくなる方を用いて、目標電流Ｉｒｅｆを算出する。
【選択図】 図１

Description

入力電圧を変換し、出力電圧を電気負荷に対して供給する電力変換装置に関する。
入力電圧を変換し、出力電圧を電気負荷に対して供給する電力変換装置において、出力端子から電気負荷までの配線抵抗による電圧降下を補償するため、電気負荷に印加されている電圧（リモート電圧）を検出し、その検出値に基づいて出力電圧を調整するものが知られている。ここで、振動が大きい車載の電力変換装置では、リモート電圧検出手段と電力変換装置との間が断線することや、リモート電圧検出手段の端子外れなどが生じるおそれがある。
特許文献１に記載の構成では、電力変換装置の出力端子の電圧（ローカル電圧）と、電気負荷に印加される電圧（リモート電圧）を検出する。そして、ローカル電圧及びリモート電圧のそれぞれに基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、デューティが小さい方の信号を選択してスイッチング制御を行う構成にしている。このような構成にすることで、リモート電圧の検出に異常が生じた場合に、無制御状態となることなく、ローカル電圧に基づく出力電圧の制御が可能になる。
特開２００５−４５９４５号公報
特許文献１に記載の構成は、電圧の検出値からＰＷＭ信号を生成する方式であり、負荷変動時における応答性が低いという問題がある。また、ローカル電圧及びリモート電圧のそれぞれからＰＷＭ制御信号を生成する構成とすると、部品点数が多くなるという問題が生じる。
本発明は、上記の課題を解決するためのものであり、リモート電圧検出手段に異常が生じた場合にローカル電圧に基づいた制御を行う電力変換装置において、応答性が高く、さらに、部品点数の少ない電力変換装置を提供することを目的とする。
本発明は、出力端子が電気負荷に接続され、入力電圧を変換し出力電圧を当該電気負荷に対して供給する電力変換装置であって、開状態と閉状態とが切り替わることで、前記出力電圧を制御するための電圧制御電流を調整する半導体スイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）と、前記出力電圧として前記電気負荷に印加される電圧であるリモート電圧を検出する第１電圧検出手段（Ｓ１）と、前記出力電圧として前記出力端子から出力される電圧であるローカル電圧を検出する第２電圧検出手段（Ｓ２）と、前記リモート電圧及び前記ローカル電圧のいずれか一方と、前記出力電圧の目標値である目標電圧との電圧偏差に基づいて、前記電圧制御電流の目標値である目標電流を算出する目標電流算出手段（２１）と、前記電圧制御電流が前記目標電流となるように前記半導体スイッチの制御を行うことで、前記出力電圧を前記目標電圧に調整するスイッチ制御手段（２２）と、を備え、前記目標電流算出手段は、前記リモート電圧及び前記ローカル電圧のうち、前記目標電流が小さくなる方を用いて、前記目標電流を算出することを特徴とする。
本発明の電力変換装置は、目標電圧と出力電圧の検出値との電圧偏差に基づいて目標電流を算出し、電圧制御電流（例えば、半導体スイッチに流れるスイッチ電流）が目標電流となるように半導体スイッチの制御を行う電流モード制御方式の電力変換装置である。このため、電圧の検出値からＰＷＭ信号を生成する方式に比べて、高い応答性の制御を行うことができる。
本発明の電力変換装置は、出力電圧を２つの電圧検出手段によって検出する。そして、各電圧検出手段による検出値であるリモート電圧及びローカル電圧のいずれか一方と、目標電圧との電圧偏差に基づいて、目標電流を算出する。これにより、両検出手段の一方に異常が生じた場合であっても、応答性が良い状態で電力出力を継続できる。さらに、リモート電圧及びローカル電圧のうち、目標電流が小さくなる方を用いて目標電流を算出する構成にした。これにより、両検出手段の一方に異常が生じた場合に、出力電圧が変動することを抑制することができる。また、目標電流算出手段は、アナログ回路を用いる必要が無く、部品点数が増加することを抑制することができる。
さらに、電流モード制御方式の本電力変換装置では、リモート電圧に基づく目標電流とローカル電圧に基づく目標電流との切り替え時において、出力電圧が不安定になることを抑制できる。
電力変換システムの電気的構成図。 第１実施形態の制御部を表す機能ブロック図。 第１実施形態の接続異常時における動作を表すタイミングチャート。 第１実施形態の負荷電流変化時における動作を表すタイミングチャート。 第２実施形態の目標電流算出手段を表す機能ブロック図。 第３実施形態の目標電流算出手段を表す機能ブロック図。 第４実施形態の目標電流算出手段を表す機能ブロック図。 第４実施形態の接続異常時における動作を表すタイミングチャート。
（第１実施形態）
図１に本実施形態の電力変換システムを示す。本電力変換システムは、電力変換装置１０の入力端子が二次電池５０に接続され、電力変換装置１０の出力端子が電気負荷６０に接続されて構成されている。電力変換装置１０は直流電源である二次電池５０に並列接続されており、その二次電池５０から直流電力を供給される。電力変換装置１０は、二次電池５０から供給される入力電圧を変換して出力する。電気負荷６０は電力変換装置１０によって所定の電圧に昇圧又は降圧された直流電力が供給されて駆動する駆動負荷である。また、電気負荷６０は、駆動負荷に代えて充電対象としての二次電池であってもよい。
電力変換装置１０は、インバータ１２と、全波整流回路１４を備えている。電力変換装置１０のインバータ１２は、入力側平滑コンデンサ１１を介して二次電池５０に接続されている。
インバータ１２は、フルブリッジ型であり、４つの半導体スイッチＱ１〜Ｑ４から構成されている。半導体スイッチＱ１〜Ｑ４はＭＯＳ−ＦＥＴによって構成されている。インバータ１２は、二次電池５０から供給される直流電力を所定の周波数の交流に変換する。なお、入力側平滑コンデンサ１１は、主としてインバータ１２のスイッチ動作に伴うノイズが二次電池５０側へと流れ込むことを抑制する。
インバータ１２は、トランス１３の１次側コイルに接続されている。トランス１３は、１次側コイルにインバータ１２から入力される電力を昇圧又は降圧し、二次側コイルから出力する。トランス１３の二次側コイルは全波整流回路１４に入力される。
全波整流回路１４は、センタタップ型であり、２つのダイオードＤ１，Ｄ２から構成されている。全波整流回路１４は、トランス１３の二次側コイルから入力される交流電力を直流電力に変換してリアクトル１５に出力する。リアクトル１５は供給される直流電力を蓄積し、出力電圧を平滑化する出力側平滑コンデンサ１６を介して電気負荷６０に直流電力を出力する。
電気負荷６０の両端子間にリモート電圧センサＳ１（第１電圧検出手段）が設けられているとともに、出力側平滑コンデンサ１６の両端子間にローカル電圧センサＳ２（第２電圧検出手段）が設けられている。リモート電圧センサＳ１は、電気負荷６０に印加される電圧を検出し、ローカル電圧センサＳ２は、電力変換装置１０の出力端子から出力される電圧を検出する。また、入力側平滑コンデンサ１１とインバータ１２とを接続する経路上に電流センサＳ３が設けられている。
インバータ１２を制御する制御部２０は、リモート電圧センサＳ１の検出値Ｖｓ及びローカル電圧センサＳ２の検出値Ｖｏを取得する。また、制御部２０は、電流センサＳ３の検出値をインバータ１２の半導体スイッチＱ１〜Ｑ４に流れる電流（電圧制御電流）であるスイッチ電流Ｉｍｏｓとしてそれぞれ取得する。制御部２０はこれら取得した検出値Ｖｓ，Ｖｏ，Ｉｍｏｓに基づいて、インバータ１２に対してピーク電流モード制御を行う。以下、本実施形態における制御部２０による制御について説明する。
図２に制御部２０の機能ブロック図を示す。制御部２０は、リモート電圧Ｖｓが目標電圧Ｖｓ＊に等しい電圧値で一定となるように一定電圧制御を行う。また、検出値Ｖｓ，Ｖｏ，Ｉｍｏｓに基づいて目標電流Ｉｒｅｆを算出する目標電流算出手段２１、及び、電圧制御電流である電流Ｉｍｏｓが目標電流Ｉｒｅｆとなるように調整するピーク電流モード制御を行うピーク電流制御手段２２（スイッチ制御手段）を備える。
制御部２０には、所定の目標電圧Ｖｓ＊が入力される。目標電圧Ｖｓ＊は、電気負荷６０の動作に適した出力電圧（電気負荷６０の動作電圧）に設定される。第１偏差算出手段２３において、目標電圧Ｖｓ＊とリモート電圧Ｖｓの偏差を算出する。第１偏差算出手段２３により算出された偏差は、ＰＩ制御手段２４（比例積分制御手段）に入力される。
ＰＩ制御手段２４は、偏差を減らすべく、偏差に比例する値と偏差の時間積分値に比例する値との和を、電流Ｉｍｏｓの目標値である目標電流Ｉｒｅｆとして、ピーク電流制御手段２２に出力する。ここで、ＰＩ制御手段２４の出力である目標電流Ｉｒｅｆは、電流制限手段２５により、所定の上限値及び所定の下限値の範囲内となるように制限された上で、ピーク電流制御手段２２に対して出力される。電流制限手段２５による目標電流Ｉｒｅｆの制限は、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４における過電流の抑制を主たる目的とする。
ピーク電流制御手段２２のＤＡ変換器２９は、入力される目標電流Ｉｒｅｆを、デジタル値からアナログ値に変換する。そして、そのアナログ値に変換された目標電流Ｉｒｅｆが、コンパレータ３０の−端子に対して入力される。また、ピーク電流制御手段２２の加算手段３１には、スイッチ電流Ｉｍｏｓとスロープ補償信号とが入力される。そして、スイッチ電流Ｉｍｏｓとスロープ補償信号との和（補償後スイッチ電流）が加算手段３１からコンパレータ３０の＋端子に入力される。なお、スロープ補償信号は、リアクトル１５に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。
コンパレータ３０は、目標電流Ｉｒｅｆと補償後スイッチ電流との比較を行い、補償後スイッチ電流が目標電流Ｉｒｅｆより小さい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３２のＳ端子に入力する。また、ＲＳフリップフロップ３２のＲ端子には、クロック信号が入力される。ＲＳフリップフロップ３２の出力は、デューティ制限手段３３によってデューティの上限値を設定された上で、半導体スイッチＱ１〜Ｑ４を駆動するゲート回路に出力される。
半導体スイッチＱ１，Ｑ４又は半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオン状態（閉状態）とされている間、リアクトル１５に流れるリアクトル電流の増加に伴い、スイッチ電流Ｉｍｏｓは増加する。そして、スイッチ電流Ｉｍｏｓと目標電流Ｉｒｅｆとが等しくなるとコンパレータ３０の出力がハイ状態からロー状態となり、半導体スイッチＱ１，Ｑ４又は半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオフ状態（開状態）にされる。半導体スイッチＱ１，Ｑ４又は半導体スイッチＱ２，Ｑ３がオフ状態とされている期間、リアクトル電流が減少していく。そして、ＲＳフリップフロップ３２に対してクロックが入力されるタイミングで半導体スイッチＱ１，Ｑ４又は半導体スイッチＱ２，Ｑ３は再びオン状態にされ、再びリアクトル電流及びスイッチ電流Ｉｍｏｓが増加していく。
ここで、リモート電圧センサＳ１は、図１に示すように電気負荷６０の端子に接続されており、制御部２０とはそれぞれ別体で搭載されている。このため、リモート電圧センサＳ１と制御部２０との間で端子はずれや断線などの接続異常が生じることが懸念される。
そこで、本実施形態では、リモート電圧センサＳ１にかかる接続異常が生じた場合に、ローカル電圧センサＳ２による検出値であるローカル電圧Ｖｏと目標電圧Ｖｓ＊との偏差に基づいて目標電流Ｉｒｅｆを算出する構成としている。
具体的には、補正手段２６により目標電圧Ｖｓ＊に対して補正値Ｖαを加算することで補正し、第２偏差算出手段２７によって補正後の目標電圧Ｖｓ＊とローカル電圧Ｖｏとの偏差Δ２を算出する。そして、最小値選択手段２８が第１偏差算出手段２３によって算出された偏差Δ１と、第２偏差算出手段２７によって算出された偏差Δ２とのうち小さいものを選択する。そして、最小値選択手段２８によって選択された偏差に基づき、ＰＩ制御手段２４がＰＩ制御を実施し、目標電流Ｉｒｅｆを算出する。ここで、リモート電圧センサＳ１によるリモート電圧Ｖｓの検出周期と、ローカル電圧センサＳ２によるローカル電圧Ｖｏの検出周期とは、同じ値に設定されている。具体的には、リモート電圧Ｖｓ及びローカル電圧Ｖｓの検出周期は、ともに１０μｓである。また、目標電流Ｉｒｅｆの算出周期と、ローカル電圧Ｖｏ及びリモート電圧Ｖｓの検出周期とは同期するように設定されている。
補正手段２６は、目標電圧Ｖｓ＊に対して、リモート電圧センサＳ１に接続異常が生じている場合に０Ｖ、リモート電圧センサＳ１が正常である場合に０．５Ｖを補正値Ｖαとして加算する。補正手段２６は、リモート電圧センサＳ１の接続異常について、リモート電圧Ｖｓが所定値（６Ｖ＝１／２×Ｖｓ＊）以上である場合に正常であると判定し、リモート電圧Ｖｓが所定値未満である場合に接続異常であると判定する。ここで、正常時の補正値Ｖα（０．５Ｖ）は、電力変換装置１０と電気負荷６０との間の配線において生じる電圧降下Ｖｒより大きい値に設定されている。具体的には、電力変換装置１０の出力電流の最大値と、電力変換装置１０の出力端子と電気負荷６０との間の配線抵抗との積より正常時の補正値Ｖαを大きい値としている。
図３に示すタイミングチャートを用いて電力変換装置１０の動作を説明する。時刻Ｔ１では、リモート電圧センサＳ１が正常に動作している。このため、偏差Δ１が偏差Δ２より小さく、リモート電圧Ｖｓに基づく制御が行われる。
時刻Ｔ２において、リモート電圧センサＳ１と制御部２０との接続異常が生じる。これにより、偏差Δ２が偏差Δ１より小さくなるため、偏差Δ２に基づく制御が行われる。時刻Ｔ３において、所定時間が経過することで補正値Ｖαが０．５Ｖから０Ｖとなる。これにより、ローカル電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｓ＊と等しくなる。
時刻Ｔ４において、リモート電圧センサＳ１が正常になる。時刻Ｔ５において、リモート電圧センサＳ１が正常になり所定時間が経過したことで、補正値Ｖαの値が０Ｖから０．５Ｖとなる。これにより、偏差Δ２は補正値Ｖαと等しい値（０．５Ｖ）になる。時刻Ｔ５における偏差Δ１は、電力変換装置１０と電気負荷６０とを接続する配線において生じる電圧降下Ｖｒに相当する。正常時の補正値Ｖαは電圧降下Ｖｒより大きく設定されているため、時刻Ｔ５において、偏差Δ２より偏差Δ１が小さくなる。このため、時刻Ｔ５以降において、偏差Δ１に基づく制御、つまり、リモート電圧Ｖｓに基づく制御が行われるようになる。
図４にリモート電圧Ｖｓ及びローカル電圧Ｖｏのいずれか一方に基づく制御が行われている場合に、負荷電流が変化したときのタイミングチャートを示す。図４（ａ）には、リモート電圧Ｖｓに基づく制御が行われている場合に、負荷電流が減少したとき（８０Ａ→１０Ａ）のリモート電圧Ｖｓ、ローカル電圧Ｖｏ、及び、スイッチ電流Ｉｍｏｓの変化を示す。図４（ｂ）には、リモート電圧Ｖｓに基づく制御が行われている場合に、負荷電流が増加したとき（１０Ａ→８０Ａ）のリモート電圧Ｖｓ、ローカル電圧Ｖｏ、及び、スイッチ電流Ｉｍｏｓの変化を示す。図４（ｃ）には、ローカル電圧Ｖｏに基づく制御が行われている場合に、負荷電流が減少したとき（８０Ａ→１０Ａ）のリモート電圧Ｖｓ、ローカル電圧Ｖｏ、及び、スイッチ電流Ｉｍｏｓの変化を示す。図４（ｄ）には、ローカル電圧Ｖｏに基づく制御が行われている場合に、負荷電流が増加したとき（１０Ａ→８０Ａ）のリモート電圧Ｖｓ、ローカル電圧Ｖｏ、及び、スイッチ電流Ｉｍｏｓの変化を示す。
図４（ａ）と図４（ｃ）と、及び、図４（ｂ）と図４（ｄ）とをそれぞれ比較すると、リモート電圧Ｖｓに基づく制御を実施している状態と、ローカル電圧Ｖｏに基づく制御を実施している状態とにおいて、ほぼ等しい応答性で電力変換装置１０が動作している。
以下、本実施形態における効果を述べる。
本実施形態の電力変換装置１０は、目標電圧Ｖｓ＊と出力電圧の検出値であるリモート電圧Ｖｓとの偏差Δ１に基づいて目標電流Ｉｒｅｆを算出し、電圧制御電流であるスイッチ電流Ｉｍｏｓが目標電流Ｉｒｅｆとなるように半導体スイッチＱ１〜Ｑ４の制御を行う電流モード制御方式の電力変換装置である。このため、電圧の検出値からＰＷＭ信号を生成する方式に比べて、高い応答性の制御を行うことができる。
さらに、電力変換装置１０は、出力電圧を２つの電圧センサＳ１，Ｓ２によって検出する。そして、各電圧センサＳ１，Ｓ２による検出値であるリモート電圧Ｖｓ及びローカル電圧Ｖｏのいずれか一方と、目標電圧Ｖｓ＊との電圧偏差Δ１，Δ２に基づいて、目標電流Ｉｒｅｆを算出する。これにより、両電圧センサＳ１，Ｓ２の一方に異常が生じた場合であっても、応答性が良い状態で電圧出力を継続できる。さらに、リモート電圧Ｖｓ及びローカル電圧Ｖｏのうち、目標電流Ｉｒｅｆが小さくなる方を用いて目標電流Ｉｒｅｆを算出する構成にした。これにより、両電圧センサＳ１，Ｓ２の一方に異常が生じた場合に、出力電圧が変動することを抑制することができる。また、目標電流算出手段２１は、アナログ回路を用いる必要が無く、部品点数が増加することを抑制することができる。
さらに、電流モード制御方式の本電力変換装置１０では、リモート電圧Ｖｓに基づく目標電流Ｉｒｅｆとローカル電圧Ｖｏに基づく目標電流Ｉｒｅｆとの切り替え時において、切り替えに伴う遅延が生じず、出力電圧が不安定になることを抑制できる。
リモート電圧センサＳ１が正常であることを条件として、ローカル電圧Ｖｏと目標電圧Ｖｓ＊との偏差Δ２が所定量大きくなるように補正を行うことで、リモート電圧Ｖｓに基づく制御を実施することができる。さらに、リモート電圧センサＳ１に異常が生じていることを条件として、ローカル電圧Ｖｏと目標電圧Ｖｓ＊との偏差Δ２が所定量大きくなるような補正を行わないことで、リモート電圧センサＳ１に接続異常が生じた場合に、ローカル電圧Ｖｏと目標電圧Ｖｓ＊とが等しくなる制御が行われる。その後、リモート電圧センサＳ１が正常に戻った場合、ローカル電圧Ｖｏと目標電圧Ｖｓ＊との偏差Δ２が大きくなることで、ローカル電圧Ｖｏに基づく制御からリモート電圧Ｖｓに基づく制御へ速やかに切り替えることができる。
リモート電圧Ｖｓに基づく制御を行うと、電気負荷６０に供給される電圧が目標電圧Ｖｓ＊に近づくため、好適に電気負荷６０への電力供給を行うことが可能になる。このため、リモート電圧センサＳ１に接続異常が生じた後で正常に戻った場合に、好適に出力電圧を制御することが可能になる。
さらに、上記実施形態では、リモート電圧センサＳ１が正常である場合の補正値Ｖαを電圧降下Ｖｒより大きい値としている。これにより、リモート電圧センサＳ１が正常に戻った時点での、リモート電圧Ｖｓと目標電圧Ｖｓ＊との偏差ΔＶ１が、ローカル電圧Ｖｏと補正後の目標電圧Ｖｓ＊＋Ｖαとの偏差ΔＶ２に比べて確実に小さな値となる。このため、リモート電圧センサＳ１が正常に戻ると、リモート電圧Ｖｓに基づく制御が行われるようになる。
（第２実施形態）
図５に第２実施形態における目標電流算出手段２１ａの機能ブロック図を示す。なお、本実施形態における電力変換装置の動作は、図３に示すタイミングチャートと同様である。
目標電流算出手段２１ａは、リモート電圧Ｖｓ及びローカル電圧Ｖｏのそれぞれに基づいて第１目標電流Ｉｒｅｆ１及び第２目標電流Ｉｒｅｆ２を算出し、第１目標電流Ｉｒｅｆ１及び第２目標電流Ｉｒｅｆ２のうち小さい方を目標電流Ｉｒｅｆとして選択する。
第１偏差算出手段２３ａは、目標電圧Ｖｓ＊とリモート電圧Ｖｓとの偏差ΔＶ１を算出する。ＰＩ制御手段２４ａは、偏差ΔＶ１に対してＰＩ制御を行うことで、第１目標電流Ｉｒｅｆ１を算出する。また、補正手段２６ａは、目標電圧Ｖｓ＊に補正値Ｖαを加算することで補正を行う。ここで、補正値Ｖαは、リモート電圧センサＳ１に接続異常が生じている場合は０Ｖ、リモート電圧センサＳ１が正常である場合は０．５Ｖである。リモート電圧センサＳ１が正常である場合のＶαは、電力変換装置１０と電気負荷６０との間の配線抵抗による電圧降下Ｖｒより大きく設定されている。
第２偏差算出手段２７ａは、補正手段２６ａにより補正された目標電圧（Ｖｓ＊＋Ｖα）とローカル電圧Ｖｏとの偏差ΔＶ２を算出する。ＰＩ制御手段２８ａは、その偏差ΔＶ２に対してＰＩ制御を行うことで、第２目標電流Ｉｒｅｆ２を算出する。
そして、第１目標電流Ｉｒｅｆ１及び第２目標電流Ｉｒｅｆ２は、電圧制御電流であるスイッチ電流Ｉｍｏｓが所定の上限値と下限値との範囲内となるように制限する制限手段２５ａ，２９ａを介して最小値選択手段３０ａに入力される。最小値選択手段３０ａは、第１目標電流Ｉｒｅｆ１及び第２目標電流Ｉｒｅｆ２のうち小さい方を目標電流Ｉｒｅｆとして選択し、その目標電流Ｉｒｅｆをピーク電流制御手段２２に出力する。
ＰＩ制御手段２４ａによる第１目標電流Ｉｒｅｆ１の算出は、リモート電圧Ｖｓの検出周期（２０μｓ）に同期して行われ、ＰＩ制御手段２８ａによる第２目標電流Ｉｒｅｆ２の算出は、ローカル電圧Ｖｏの検出周期（１０μｓ）に同期して行われる。このように、各電圧センサＳ１，Ｓ２の検出周期を互いに異なるものとすることが可能となり、電力変換装置１０の制御部２０の設計の自由度を向上させることができる。また、目標電流Ｉｒｅｆの算出周期と、ローカル電圧Ｖｏの検出周期とが同期する構成とした。このような構成にすることで、制御の安定性の向上を図ることが可能になる。
ここで、第１目標電流Ｉｒｅｆ１の算出における比例ゲインを、第２目標電流Ｉｒｅｆ２の算出における比例ゲインに合わせて設定した場合を想定する。この場合、第１目標電流Ｉｒｅｆ１がローカル電圧Ｖｏの検出周期（１０μｓ）と同期して算出される一方で、リモート電圧Ｖｓが２０μｓにわたって更新されない。このため、第１目標電流Ｉｒｅｆ１に基づく制御を行うと、リモート電圧Ｖｓが更新されるまで過電圧（オーバーシュート）が発生してしまうことが考えられる。そこで、本実施形態では、第１目標電流Ｉｒｅｆ１の算出におけるＰＩ制御のゲインは、第２目標電流Ｉｒｅｆ２の算出におけるＰＩ制御のゲインに比べて小さく設定する。これにより、リモート電圧Ｖｓに基づいて出力電圧の制御を行った場合に、出力電圧が過電圧（オーバーシュート）になることを抑制する。
さらに、ＰＩ制御手段２８ａによる第２目標電流Ｉｒｅｆ２の算出における比例ゲインを、ＰＩ制御手段２４ａによる第１目標電流Ｉｒｅｆ１の算出における比例ゲインに合わせて設定した場合では、第２目標電流Ｉｒｅｆ２に基づく制御を行うと、応答性が低くなってしまうことが考えられる。そこで、ＰＩ制御手段２４ａによる第１目標電流Ｉｒｅｆ１の算出における比例ゲインとＰＩ制御手段２８ａによる第２目標電流Ｉｒｅｆ２の算出における比例ゲインとの比を、リモート電圧Ｖｓの検出周期（２０μｓ）とローカル電圧Ｖｏの検出周期（１０μｓｅｃ）との逆比（１：２）とする構成とした。このような構成にすることで、リモート電圧Ｖｓに基づく制御、及び、ローカル電圧Ｖｏに基づく制御における応答性を等しくすることができ、過電圧や応答性の低下を抑制できる。
（第３実施形態）
図６に第３実施形態における目標電流算出手段２１ｂの機能ブロック図を示す。なお、本実施形態における電力変換装置の動作は、図３に示すタイミングチャートと同様である。
電圧選択手段２３ｂに、リモート電圧Ｖｓ及びローカル電圧Ｖｏが入力される。電圧選択手段２３ｂは、リモート電圧Ｖｓに補正値Ｖαを加算した値と、ローカル電圧Ｖｏを比較する。そして、リモート電圧Ｖｓに補正値Ｖαを加算した値がローカル電圧Ｖｏ以上の場合（Ｖｓ＋Ｖα≧Ｖｏ）、リモート電圧Ｖｓを制御対象電圧Ｖｆｅｅｄとして選択し、偏差算出手段２４ｂに出力する。また、リモート電圧Ｖｓに補正値Ｖαを加算した値がローカル電圧Ｖｏ未満の場合（Ｖｏ＞Ｖｓ＋Ｖα）、ローカル電圧Ｖｏを制御対象電圧Ｖｆｅｅｄとして選択し、偏差算出手段２４ｂに出力する。ここで、補正値Ｖαは、リモート電圧センサＳ１に接続異常が生じている場合は０Ｖ、リモート電圧センサＳ１が正常である場合は０．５Ｖである。リモート電圧センサＳ１が正常である場合のＶαは、電力変換装置１０と電気負荷６０との間の配線抵抗による電圧降下Ｖｒより大きく設定されている。
偏差算出手段２４ｂは、制御対象電圧Ｖｆｅｅｄと目標電圧Ｖｓ＊との偏差を算出する。ＰＩ制御手段２５ｂは、偏差算出手段２４ｂによって算出された偏差に基づいてＰＩ制御を行い、目標電流Ｉｒｅｆを算出する。そして、目標電流Ｉｒｅｆを上限値と下限値との間に制限する制限手段２６ｂを介して、目標電流Ｉｒｅｆをピーク電流制御手段２２に出力する。
ここで、電圧選択手段２３ｂにおいて、リモート電圧センサＳ１が正常な場合に、補正値Ｖαを電力変換装置１０及び電気負荷６０の間での配線抵抗による電圧降下Ｖｒより大きい値に設定する。これにより、リモート電圧センサＳ１が正常な場合は、リモート電圧Ｖｓに基づく制御が行われる。また、リモート電圧センサＳ１が異常な場合に、Ｖαを０Ｖに設定する。これにより、リモート電圧センサＳ１が異常になると速やかにローカル電圧Ｖｏに基づく制御が行われる。また、リモート電圧センサＳ１が正常に戻ると、Ｖαが配線抵抗による電圧降下Ｖｒより大きい値に設定されるため、リモート電圧Ｖｓに基づく制御が行われる。
（第４実施手段）
図７に第３実施形態における目標電流算出手段２１ｃの機能ブロック図を示す。
目標電流算出手段２１ｃの第１補正手段２３ｃは、第１目標電流Ｉｒｅｆ１と第２目標電流Ｉｒｅｆ２との比較を行う。第１補正手段２３ｃは、第１目標電流Ｉｒｅｆ１が第２目標電流Ｉｒｅｆ２より大きい状態（リモート電圧センサＳ１の異常時）が所定時間維持されると、補正値Ｖα１を−０．５Ｖに設定し、目標電圧Ｖｓ＊に加算する。また、第１補正手段２３ｃは、第２目標電流Ｉｒｅｆ２が第１目標電流Ｉｒｅｆ１以下の状態（リモート電圧センサＳ１の正常時）が所定時間維持されると、補正値Ｖα１を０Ｖに設定し、目標電圧Ｖｓ＊に加算する。ここで、リモート電圧センサＳ１の異常時におけるＶα１の大きさ（０．５Ｖ）は、電力変換装置１０と電気負荷６０との間の配線抵抗による電圧降下Ｖｒより大きく設定されている。
第１偏差算出手段２４ｃは、第１補正手段２３ｃによって補正された目標電圧（Ｖｓ＊＋Ｖα１）と、リモート電圧Ｖｓとの偏差ΔＶ１を算出する。ＰＩ制御手段２５ｃは、偏差ΔＶ１に基づいてＰＩ制御を実施し、第１目標電流Ｉｒｅｆ１を算出する。
目標電流算出手段２１ｃの第２補正手段２７ｃは、第１目標電流Ｉｒｅｆ１と第２目標電流Ｉｒｅｆ２との比較を行う。第２補正手段２７ｃは、第１目標電流Ｉｒｅｆ１が第２目標電流Ｉｒｅｆ２より大きい状態（リモート電圧センサＳ１の異常時）が所定時間維持されると、補正値Ｖα２を０Ｖに設定し、目標電圧Ｖｓ＊に加算する。また、第２補正手段２７ｃは、第２目標電流Ｉｒｅｆ２が第１目標電流Ｉｒｅｆ１以下の状態（リモート電圧センサＳ１の正常時）が所定時間維持されると、補正値Ｖαを０．５Ｖに設定し、目標電圧Ｖｓ＊に加算する。ここで、リモート電圧センサＳ１の正常時におけるＶα２の大きさ（０．５Ｖ）は、電力変換装置１０と電気負荷６０との間の配線抵抗による電圧降下Ｖｒより大きく設定されている。
第２偏差算出手段２８ｃは、第２補正手段２７ｃによって補正された目標電圧（Ｖｓ＊＋Ｖα２）と、ローカル電圧Ｖｏとの偏差ΔＶ２を算出する。ＰＩ制御手段２９ｃは、偏差ΔＶ２に基づいてＰＩ制御を実施し、第２目標電流Ｉｒｅｆ２を算出する。
ＰＩ制御手段２５ｃ，２９ｃによりそれぞれ算出された第１目標電流Ｉｒｅｆ１及び第２目標電流Ｉｒｅｆ２は、電流制限手段２６ｃ，３０ｃによりそれぞれ所定の上限値及び下限値の範囲となるように電流値を制限される。そして、最小値選択手段３１ｃは、第１目標電流Ｉｒｅｆ１と第２目標電流Ｉｒｅｆ２とのうち小さい方を目標電流Ｉｒｅｆとして選択し、その目標電流Ｉｒｅｆをピーク電流制御手段２２に出力する。なお、第１目標電流Ｉｒｅｆ１の算出周期は２０μｓ、第２目標電流Ｉｒｅｆ２の算出周期は１０μｓである。
以下、図８に示すタイミングチャートを用いて本実施形態の電力変換装置の動作を説明する。
時刻Ｔ１１において、リモート電圧センサＳ１が正常であり、リモート電圧Ｖｓに基づく制御が行われている。このため、リモート電圧Ｖｓと目標電圧Ｖｓ＊とが等しい電圧となっている。
時刻Ｔ１２において、リモート電圧センサＳ１に異常が生じる。リモート電圧センサＳ１に異常が生じることで、リモート電圧Ｖｓが０Ｖとなる。一方、ローカル電圧Ｖｏは、目標電圧Ｖｓ＊に配線抵抗による電圧降下Ｖｒを足した値となっている。つまり、偏差ΔＶ２が偏差ΔＶ１より小さくなり、第２目標電流Ｉｒｅｆ２が第１目標電流Ｉｒｅｆ１より小さくなる。このため、第２目標電流Ｉｒｅｆ２が目標電流Ｉｒｅｆとして選択される。その結果、ローカル電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｓ＊に補正値Ｖα２（０．５Ｖ）を加算した値に近づくことになる。なお、補正値Ｖα２は、配線抵抗による電圧降下Ｖｒより大きい値であるため、補正値Ｖα２と電圧降下Ｖｒの差分だけローカル電圧Ｖｏが増加する。
時刻Ｔ１３において、第２目標電流Ｉｒｅｆ２が目標電流Ｉｒｅｆとして選択されている状態が所定時間維持されるため、補正値Ｖα２が０．５Ｖから０Ｖになる。その結果、ローカル電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｓ＊に近づく。その結果、ローカル電圧Ｖｏが０．５Ｖ減少する。また、補正値Ｖα１が０Ｖから−０．５Ｖになる。
時刻Ｔ１４において、リモート電圧センサＳ１が正常になる。リモート電圧センサＳ１が正常になることで、補正後の目標電圧（Ｖｓ＊＋Ｖα１）よりリモート電圧Ｖｓ（＝Ｖｏ−Ｖｒ＝Ｖｓ＊−Ｖｒ）が大きくなる。これにより、偏差Δ１が負の値となり、偏差Δ２（０Ｖ）より小さくなるため、第１目標電流Ｉｒｅｆ１が第２目標電流Ｉｒｅｆ２より小さくなる。このため、目標電流Ｉｒｅｆとして第１目標電流Ｉｒｅｆ１が選択される。つまり、リモート電圧Ｖｓに基づく制御が行われる。
時刻Ｔ１５において、第１目標電流Ｉｒｅｆ１が目標電流Ｉｒｅｆとして選択されている状態が所定時間維持されるため、補正値Ｖαが−０．５Ｖから０Ｖになる。これにより、リモート電圧Ｖｓを目標電圧Ｖｓ＊にする制御が行われる。
以下、本実施形態における効果を述べる。
リモート電圧センサＳ１に異常が生じている場合に、第１目標電流Ｉｒｅｆ１を小さくするように目標電圧Ｖｓ＊から補正値Ｖα１を減算する補正を行うことで、リモート電圧センサＳ１が正常に戻った場合、リモート電圧Ｖｓに基づく第１目標電流Ｉｒｅｆ１がローカル電圧Ｖｏに基づく第２目標電流Ｉｒｅｆ２に比べて小さな値となる。このため、第１目標電流Ｉｒｅｆ１が最小値選択手段３１ｃにより目標電流Ｉｒｅｆとして選択され、リモート電圧Ｖｓに基づく制御が行われるようになる。その後、リモート電圧Ｖｓ又は目標電圧Ｖｓ＊に対する補正が行われなくなるため、目標電圧Ｖｓ＊とリモート電圧Ｖｓとが等しくなる。このように、リモート電圧センサＳ１に異常が生じた後、正常に戻った場合に、好適に出力電圧を制御することが可能になる。
（他の実施形態）
・第１〜第３実施形態において、補正値Ｖαの０Ｖから０．５Ｖへの切り替え、及び、補正値Ｖαの０．５Ｖから０Ｖへの切り替えは、所定時間経過するのを待機しなくてもよい。つまり、リモート電圧センサＳ１が異常から正常になったと同時、及び、正常から異常になったと同時に補正値Ｖαを切り替えてもよい。
・フルブリッジ型のインバータ回路に代えて、ハーフブリッジ型のインバータ回路を備えるものであってもよい。同様に、ハーフブリッジ型の整流回路に代えて、フルブリッジ型の整流回路を備えるものであってもよい。また、フルブリッジ型の電力変換装置に代えて、フォワード型及びフライバック型などの電力変換装置であってもよい。また、絶縁型の電力変換装置に代えて、非絶縁型の電力変換装置であってもよい。
・ピーク電流モード制御に代えて、平均電流モード制御など他の電流モード制御を行ってもよい。
・第１，３実施形態において、ローカル電圧Ｖｏの検出周期とリモート電圧Ｖｓの検出周期とは異なるものであってもよい。
・第２，４実施形態において、ローカル電圧Ｖｏの検出周期とリモート電圧Ｖｓの検出周期は同じであってもよい。また、リモート電圧Ｖｓの検出周期がローカル電圧Ｖｏの検出周期より短いものであってもよい。
１０…電力変換装置、２１…目標電流算出手段、２２…ピーク電流制御手段（スイッチ制御手段）、Ｑ１〜Ｑ４…半導体スイッチ、Ｓ１…リモート電圧センサ（第１電圧検出手段）、Ｓ２…ローカル電圧センサ（第２電圧検出手段）。

Claims (10)

  1. 出力端子が電気負荷に接続され、入力電圧を変換し出力電圧を当該電気負荷に対して供給する電力変換装置（１０）であって、
    開状態と閉状態とが切り替わることで、前記出力電圧を制御するための電圧制御電流を調整する半導体スイッチ（Ｑ１〜Ｑ４）と、
    前記出力電圧として前記電気負荷に印加される電圧であるリモート電圧を検出する第１電圧検出手段（Ｓ１）と、
    前記出力電圧として前記出力端子から出力される電圧であるローカル電圧を検出する第２電圧検出手段（Ｓ２）と、
    前記リモート電圧及び前記ローカル電圧のいずれか一方と、前記出力電圧の目標値である目標電圧との電圧偏差に基づいて、前記電圧制御電流の目標値である目標電流を算出する目標電流算出手段（２１）と、
    前記電圧制御電流が前記目標電流となるように前記半導体スイッチの制御を行うことで、前記出力電圧を前記目標電圧に調整するスイッチ制御手段（２２）と、
    を備え、
    前記目標電流算出手段は、前記リモート電圧及び前記ローカル電圧のうち、前記目標電流が小さくなる方を用いて、前記目標電流を算出することを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記目標電流算出手段は、前記リモート電圧と前記目標電圧との電圧偏差、及び、前記ローカル電圧と前記目標電圧との電圧偏差のうち、小さい方の電圧偏差を用いて、前記目標電流を算出することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記目標電流算出手段は、前記リモート電圧と前記目標電圧との電圧偏差に基づいて第１目標電流を算出するとともに、前記ローカル電圧と前記目標電圧との電圧偏差に基づいて第２目標電流を算出し、前記第１目標電流及び前記第２目標電流のうち小さい方を前記目標電流として選択して用いることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記第２電圧検出手段による前記ローカル電圧の検出周期は、前記第１電圧検出手段による前記リモート電圧の検出周期に比べて短いものであり、
    前記目標電流算出手段による前記第１目標電流及び第２目標電流の算出周期と、前記第２電圧検出手段による前記ローカル電圧の検出周期とが同期しており、
    前記目標電流算出手段は、比例積分制御を用いて前記第１目標電流及び前記第２目標電流を算出するものであって、
    前記第１目標電流の算出における比例積分制御のゲインは、前記第２目標電流の算出における比例積分制御のゲインに比べて小さく設定されていることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 前記第１目標電流の算出における比例ゲインと前記第２目標電流の算出における比例ゲインとの比を、前記第１電圧検出手段による前記リモート電圧の検出周期と前記第２電圧検出手段による前記ローカル電圧の検出周期との逆比と等しく設定することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 前記第２目標電流が前記目標電流として所定時間にわたって選択され続けていることを条件とし、前記第１目標電流を小さくするように前記リモート電圧に所定量を加算する補正又は前記目標電圧から所定量を減算する補正を行い、前記第１目標電流が前記目標電流として所定時間にわたって選択され続けていることを条件とし、前記補正を行わない補正手段（２３ｃ）を備えることを特徴とする請求項３乃至５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 前記第１電圧検出手段が正常であることを条件とし、前記ローカル電圧と前記目標電圧との偏差が所定量大きくなるように補正を行い、前記第１電圧検出手段に異常が生じていることを条件とし、前記補正を行わない補正手段（２６，２６ａ，２７ｃ）を備えることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 前記補正手段は、前記所定量として前記電力変換装置の出力電流の最大値と、前記出力端子と前記電気負荷との間の配線抵抗との積より大きい値を用いることを特徴とする請求項６又は７に記載の電力変換装置。
  9. 前記第１電圧検出手段による前記リモート電圧の検出周期と、前記第２電圧検出手段による前記ローカル電圧の検出周期とは、互いに異なることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 前記第２電圧検出手段による前記ローカル電圧の検出周期は、前記第１電圧検出手段による前記リモート電圧の検出周期に比べて短いものであり、
    前記目標電流算出手段による前記目標電流の算出周期と、前記第２電圧検出手段による前記ローカル電圧の検出周期とが同期していることを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
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