JP4117554B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流回転電機の制御装置に関し、特に交流回転電機の磁気騒音低減を実現するモータ制御装置に関する。

近年、電気自動車、ハイブリッド自動車、燃料電池自動車などが実用レベル又は開発レベルとなっている。これらの自動車では大出力の交流回転電機が走行動力発生用の主要要素となっているが、このような大出力交流回転電機ではその磁気騒音が大きいという問題があった。また、種々の用途において、静粛な交流モータが要望されており、交流回転電機の磁気騒音低減に関する種々の技術が提案されている。たとえば、特許文献１は、電動機の誘起電圧に含まれる高調波成分を打ち消す電圧成分をインバータの出力電圧に重畳することによりトルク脈動やそれによる騒音を低減することを提案している。

その他、たとえば、特許文献２は、通電電流の基本周波数成分に対してその高調波成分を積極的に重畳してトルク脈動の低減を図るとことを提案している。
特許第2928594号公報 特開平11−55986号公報

しかしながら、上記した従来の高調波重畳式磁気騒音低減技術にもかかわらず、交流回転電機の低騒音化は満足できる水準に達していると言えるものではなかった。この理由について以下に説明する。

騒音は振動体（ここでは交流回転電機の鉄心）の機械的振動により発生するため、何らかの振動手段を付加して、減衰すべき周波数の振動エネルギーと同一周波数、逆位相、等しい振幅をもつ振動エネルギーを加えれば、振動体のこの周波数における振動をキャンセルできるはずである。また、電機子電流の基本周波数成分に対してなんらかの高調波成分を加えることにより磁気騒音を低減できる知見自体は上記したように以前より種々主張されている。

しかしながら、これら先行技術文献は、交流回転電機の所定周波数の磁気騒音（音響エネルギー）を低減するために、その電機子コイルにどのような周波数、位相、振幅を重畳すればよいか、すなわち低減すべき音響（振動エネルギー）と通電電流との数量的関係について具体的に記載しておらず、ある特定周波数の磁気騒音を低減するためのどのような電流を流すべきかが不明であったため、その実用化は困難であった。更に、この磁気騒音とそれを抑制するための電流との間の関係は交流回転電機の構造やその使用状態により種々変動するはずであり、その結果、上記高調波重畳式磁気騒音低減技術は理念としては知られていてもいまだ実用されたものはなかった。

本発明は上記問題点に鑑み、種々の交流回転電機の磁気騒音を良好に低減可能な交流回転電機の磁気騒音低減方法及びそれを用いるモータ制御装置を提供することをその目的としている。

請求項１記載のモータ制御装置は、ｍ（ｍは３以上の正の整数）相の車両用同期交流回転電機の回転位置を検出する回転角検出要素と、検出された前記回転位置に基づいて前記交流回転電機の電機子の各相巻線に所定の基本周波数及び振幅を有する相電流を個別に加えるモータ電流制御要素とを備えるモータ制御装置において、
前記各相巻線を流れる相電流を検出する相電流検出要素を有し、
前記モータ電流制御要素は、前記回転角センサの出力信号により指定される前記相電流の基本周波数成分のｄ−ｑ軸座標系に前記各相電流の検出値を座標変換して、ｄ軸検出値Ｉｄおよびｑ軸検出値Ｉｑを出力する相電流検出値座標系変換要素と、前記相電流の基本周波数成分の目標値である基本波指令値の前記ｄ−ｑ軸座標系上のｄ、ｑ軸成分であるｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を出力する基本波指令値出力要素と、６ｋ＋１（ｋは整数、基本周波数成分のｋは０）次の高調波電流成分の目標値である高調波指令値の前記ｄ−ｑ軸座標系上のｄ、ｑ軸成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊を出力する高調波指令値出力要素と、（ｉｄ１＊）＋（Ｉｄ６ｋ＋１＊）−（Ｉｄ）を演算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを求め、かつ、（Ｉｑ１＊）＋（Ｉｑ６ｋ＋１＊）−（Ｉｑ）を演算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを求める電流偏差演算要素と、前記ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて前記各相巻線に印加する相電圧を制御して、前記ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑを０に向けて収束させる相電圧制御要素とを備え、
前記高調波指令値出力要素は、前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数成分の６ｋ（次）倍の高調波成分を、前記ｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊の前記ｄ軸基本波指令値Ｉｄ＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ＊への重畳処理により減衰させるものであることを特徴としている。

請求項２記載のモータ制御装置は、ｍ（ｍは３以上の正の整数）相の車両用同期交流回転電機の回転位置を検出する回転角検出要素と、検出された前記回転位置に基づいて前記交流回転電機の電機子の各相巻線に所定の基本周波数及び振幅を有する相電流を個別に加えるモータ電流制御要素とを備えるモータ制御装置において、
前記モータ電流制御要素は、前記相電流の基本周波数成分の目標値である基本波指令値のｄ−ｑ軸座標系上のｄ、ｑ軸成分であるｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を出力する基本波指令値出力要素と、６ｋ＋１（ｋは整数、基本周波数成分のｋは０）次の高調波電流成分の目標値である高調波指令値の前記ｄ−ｑ軸座標系上のｄ、ｑ軸成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊を出力する高調波指令値出力要素と、（ｉｄ１＊）＋（Ｉｄ６ｋ＋１＊）を演算してｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を求め、かつ、（Ｉｑ１＊）＋（Ｉｑ６ｋ＋１＊）を演算してｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める電流指令値演算要素と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に基づいて前記各相巻線に印加する相電圧を制御して、前記相巻線にｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に相当する相電流を通電する相電圧制御要素とを備え、
前記高調波指令値出力要素は、前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数成分の６ｋ（次）倍の高調波成分を、前記ｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊の前記ｄ軸基本波指令値Ｉｄ＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ＊への重畳により減衰させるものであることを特徴としている。

請求項３記載の発明は請求項１又は２記載のモータ制御装置において、前記ｋは１および／又は２であることを特徴としている。

すなわち、これらの発明では、径方向における６ｋ次（モータ電流の基本周波数成分の６ｋ倍）の周波数の振動、騒音を低減するために、モータ電流に６ｋ＋１次の高調波電流成分を重畳する。その位相および振幅は、実験などによりもしくは後述する式により適宜設定すればよい。このようにすれば、交流回転電機が発生する又は外部から交流回転電機に入力される加振力により交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する径方向振動のうちのｋ次の高調波成分を良好に低減でき、いわゆる磁気騒音を良好に低減することが実用レベルにて初めて可能となった。

以下、更に詳しく説明する。

磁気騒音は、交流回転電機の鉄心の磁気力（磁気加振力）により形成される振動（磁気振動ともいう）に起因し、この磁気振動は周方向振動と径方向振動の合成振動となる。

鉄心の周方向振動はトルクリップルを生じさせるが、ステータ鉄心又はロータ鉄心はほぼ円筒形状又は円柱形状を有しているため、これら鉄心が周方向に周期的に振動したとしても、この振動による鉄心に接する空気の振動すなわち磁気騒音は小さい。これに対して、鉄心の径方向の振動はステータ鉄心又はロータ鉄心の外周面又は内周面の径方向振動を生じさせるが、これら外周面又は内周面は空気に接しているため、ステータ鉄心又はロータ鉄心の径方向振動により、これら外周面又は内周面が径方向に振動し、大きな磁気騒音を生じさせる。すなわち、磁気加振力の周方向成分を低減することにより主としてトルク脈動が低減され、磁気加振力の径方向成分を低減することにより主として磁気騒音が低減される。

この知見に鑑み、本発明では、通常はロータ起磁力及びステータ電流（基本周波数成分）により形成される磁気加振力の径方向成分（径方向磁気的加振力ともいう）の所定次数の高調波成分を低減するために、この磁気加振力の高調波成分とのベクトル和の振幅が減少する（元の状態よりも小さくなる）位相、振幅をもつ磁気加振力を追加するべく、この磁気加振力（径方向磁気振動成分）の次数よりも１だけ大きい次数の径方向振動低減用高調波電流を上記ステータ電流（多相交流電流）に重畳させる。このようにすれば、磁気騒音を良好に低減できることがわかった。

なお、この径方向振動低減用高調波電流の重畳により、上記ロータ起磁力及びステータ電流（基本周波数成分）により形成される磁気加振力の径方向成分の他、交流回転電機のその他の径方向振動、たとえば外部から入力される径方向振動も低減することができる。

以下、本発明の好適態様を図面を用いて説明する。
（原理説明）
以下、本発明を多相交流回転電機に適用した場合の原理を以下に説明する。

図１は、N相交流回転電機の一相分の磁気回路を模式図示した図であり、図２は図１の等価磁気回路図である。同期機では磁束φはロータの磁極（コイル又は永久磁石により形成される）により形成され、ロータ起磁力Ｆｍａｇは磁気回路におけるロータの磁極の起磁力すなわち磁界強度であり、ステータ起磁力Fｃｏｉｌは、ステータ電流により磁気回路に形成される起磁力すなわち磁界強度である。Rｇはステータとロータとの間のギャップの磁気抵抗である。

図１、図２から、１相あたりの、磁束φ、磁気エネルギーW、径方向の磁気加振力ｆが、

により定義される。すなわち、磁気加振力ｆは、ロータ起磁力の２乗と、ステータ起磁力の２乗と、ロータ起磁力とステータ起磁力との積との合計として定義される。

上記図及び数式において、Iｃｏｉｌはステータ電流（電機子の相電流）、ｘはギャップ幅、Sはギャップ部対向面積、μ０は空気の透磁率、Nは電機子の各相コイルのターン数である。

この多相交流回転電機の第１相、第２相、第（N-1）相のロータ起磁力Ｆｍａｇとステータ電流（相電流）Ｉｃｏｉｌとを、

に示す。当業者であれば容易に理解されるので、残りの相のロータ起磁力Ｆｍａｇ及びステータ電流Ｉｃｏｉｌの記載は省略する。

なお、Fｉはロータ起磁力のｉ次成分の振幅、Iｉはステータ電流のｉ次成分の振幅、θはロータの回転角、α、β、γ、δ、ｓ、ｔ、ｕは位相角、ｊ、ｋ、L、ｍ、ｎは整数値である。

これらの式において、ロータ起磁力Ｆｍａｇは高調波としてｊ、ｋ、L次の高調波成分だけをもち、ステータ電流Ｉｃｏｉｌは高調波としてｍ、ｎ次の高調波成分だけをもつとしたが、更に他の高調波をもっていてもよいことは明白である。単純化のために、三相交流回転電機に限定すると、数４、数５、数６は下記のようになる。

数７を数３に代入して得られる数１０によりU相加振力ｆｕが得られる。

数８を数３に代入して得られる数１１によりV相加振力ｆｖが得られる。

数９を数３に代入して得られる数１２によりW相加振力ｆｗが得られる。

数４〜数６において、θは基本波の角度である。θは基本波の角速度をωとすればωｔに等しく、また基本波の周波数（基本周波数）をｆとすれば２πｆｔに等しいことは当然である。また、数４〜数６において、３６０、１２０、２４０という数値は、実際の計算では、２π、２π／３、４π／３にそれぞれ読み替えるのが簡単である。

磁気音は上記各相加振力のベクトル和に正相関を有するわけであるが、各相加振力は、数４１、数４２、数４３に示されるように多数の項の一次関数（和また差の式）となっている。各相加振力の合計は、各相の各項を互いに同一の次数ごとに（各周波数ごとに）別々にベクトル加算した項（以下、ベクトル加算項ともいう）の一次関数（和また差の式）となる。磁気音は、各ベクトル加算項において、ベクトル加算項を構成する各項が同位相（似た位相）で強めあう場合に問題となり、各ベクトル加算項を構成する各項の位相が大きく異なる場合にはベクトル加算項の振幅が小さくなるため、ほとんど問題とはならない。

すなわち、数１０、数１１、数１２を加算した場合、ベクトル加算項を構成する各項が同位相となってベクトル加算項の振幅が上記各項の振幅に対して大幅に大きくなるのは、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次となる。

数１０、数１１、数１２から、ステータ電流Ｉｃｏｉｌにｍ次高調波電流成分、ｎ次高調波電流成分を重畳すると、常に、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の加振力成分を顕著に生じさせることがわかる。

ということは、ある位相をもつｘ次の高調波電流成分を重畳することにより、（ｘ−１）次の加振力を発生することができることがわかる。

したがって、現在発生している磁気音の原因となる磁気音の（ｘ−１）次成分をキャンセルするために、この磁気音の（ｘ−１）次成分と逆位相、等振幅をもつ加振力を発生するｘ次の高調波電流を重畳することにより、磁気音をキャンセルすることができる。また、位相が完全に逆位相となっていなくても、振幅が完全に等しくなくても、ベクトル加算されたそれらの和の振幅を小さくすることにより、大幅に低減することができる。

また、現在発生している磁気音の原因となる磁気音の（ｘ−１）次成分を変更（増大又は低減）するために、この磁気音の（ｘ−１）次成分と逆位相、等振幅をもつ加振力を発生するｘ次の高調波電流をステータ電流の基本周波数成分に重畳することにより、磁気音を変更（増大又は低減）することができる。つまり、ベクトル加算されたそれらの和の振幅が増加したり、減少したりすることができる。

交流回転電機の（ｘ−１）次の磁気音を増加又は低減するために、ｘ次の高調波電流を好適位相、好適振幅で重畳すればよいという知見は、従来知られていなかったものであり、今後の低騒音モータの開発において非常に重要である。

同様に、数１０、数１１、数１２から、ステータ電流Ｉｃｏｉｌにｍ次高調波電流成分とｎ次高調波電流成分とを重畳することにより、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の磁気加振力成分を同時に変更（増加又は低減）することもできる。ただし、この場合、重畳するｍ次高調波電流成分の位相及び振幅と、ｎ次高調波電流成分の位相及び振幅とによって、（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の加振力が生じるために、これらの加振力と、本来存在する（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の磁気音とのそれぞれの次数でのベクトル和がすべて０となることは容易ではない。しかし、各次の加振力のベクトル和の振幅ができるだけ小さくなるようにもしくは所望の大きさになるように重畳電流の位相及び振幅を調整することができる。

交流回転電気の（ｍ−１）次、（ｎ−１）次、（ｎ−ｍ）次の磁気音を同時に変更（低減又は増大）するために、ｍ次、ｎ次の高調波電流を好適位相、好適振幅にて加算すればよいという知見は、従来知られていなかったものであり、今後の低騒音モータの開発において非常に重要である。

数１０、数１１、数１２にて表される各項のうち、ベクトル和が０となる項を消去して簡略化した式を以下に示す。

三相交流回転電機のロータ起磁力Ｆｍａｇの高調波としては、３次高調波成分と５次高調波成分と７次高調波成分がほかの次数の高調波成分よりも格段に優勢であるので、ロータ起磁力Ｆｍａｇの基本波成分と３次高調波成分と５次高調波成分と７次高調波成分とをもち、磁気音変更のための高調波電流を重畳しない場合について、生じる磁気音（磁気音）を以下に説明する。

整数値（次数値）は、ｊ＝３、ｋ＝５、L＝７となるので、これを数７〜数９に代入すると、下記の式となる。

これら数１６、数１７、数１８を数３に代入し、高調波電流重畳しないので、ｍ＝０（Im=0）、ｎ＝０（Iｎ=0）とすれば、下記の式が得られる。

数１９、数２０、数２１において、ベクトル和が０となる項を消去し、同位相で強め合う項と直流成分項とを抜粋すると、下記の式となる。

したがって、数２２、数２３、数２４を加算して得られる各相加振力の合計は、下記の数２５となる。

数８において、○で囲んだ数字を丸数字というものとすると、丸数字１で示される項は加振力合計の直流成分項、丸数字２で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの３次の高調波により生じる６次の高調波成分、丸数字３で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と５次の高調波により生じる６次の高調波成分、丸数字４で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と７次の高調波により生じる６次の高調波成分、丸数字５で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次と７次の高調波により生じる１２次の高調波成分、丸数字６で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分、丸数字７で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの７次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分となる。

すなわち、三相交流回転電機の磁気音は、ロータ起磁力Ｆｍａｇの基本波成分と３次高調波成分と５次高調波成分と７次高調波成分により、６次と１２次の磁気音成分に起因することが数２５からわかる。

そこで、これら６次と１２次の磁気音成分の変更（低減又は増大）のために、ステータ電流Ｉｃｏｉｌに７次高調波成分と１３次高調波成分を重畳した場合を以下に説明する。

この場合、数７、数８、数９において、ｊ＝３、ｋ＝５、L＝７、ｍ＝７、ｎ＝１３とすれば、下記の式となる。

数２６、数２７、数２９を用いて、数１０、数１１、数１２を計算すると、下記の式が得られる。

数２９、数３０、数３１において、ベクトル和が０となる項を消去し、同位相で強め合う項と直流成分項とを抜粋すると、下記の式が得られる。

これらの式を数２５と同様に整理すると、各相加振力の総和は、下記の式となる。

この数３５において、
丸数字１で示される項は直流成分項、
丸数字２で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの３次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字３で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と５次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字４で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次と７次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字５で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次と７次の高調波により生じる１２次の高調波成分、
丸数字６で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分、
丸数字７で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの７次の高調波とステータ電流の１次電流成分（基本波）により生じる６次の高調波成分となる。

丸数字８で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次の成分（基本波）とステータ電流の７次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字９で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの１次の成分（基本波）とステータ電流の１３次の高調波により生じる１２次の高調波成分、
丸数字１０で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の７次の高調波により生じる１２次の高調波成分、
丸数字１１で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの５次の高調波とステータ電流の１３次の高調波により生じる１８次の高調波成分、
丸数字１２で示される項はロータ起磁力Ｆｍａｇの７次の高調波とステータ電流の１３次の高調波により生じる６次の高調波成分、
丸数字１３で示される項はステータ電流の１次の成分（基本波）と７次の成分により生じる６次の高調波成分、
丸数字１４で示される項はステータ電流の１次の成分（基本波）と１３次の成分により生じる１２次の高調波成分、
丸数字１５で示される項はステータ電流の７次の成分と１３次の成分により生じる６次の高調波成分である。

結局、数１２で示される各相加振力の合計は、６次、１２次の高調波となるので、上記丸数字２、３、４、６、７、８、１２、１３、１５の項の位相角や各振幅を設定すれば、上記丸数字２、３、４、６、７、８、１２、１３、１５の項のベクトル和を０、又は、小さくしたり、又は、大きくしたりすることができ、磁気音の６次の騒音をキャンセル乃至低減（乃至増大）を実現することができる。

同様に、上記丸数字５、９、１０、１４の項の位相角や各振幅を設定すれば、上記丸数字５、９、１０、１４の項のベクトル和を０、又は、小さくしたり、又は、大きくしたりすることができ、磁気音の１２次の騒音をキャンセル乃至低減（乃至増大）を実現することができる。

つまり、数３５において、７次の高調波電流成分と１３次の高調波電流成分との位相と振幅とを調整することにより、数３５に示す直流項以外の項の和を０として三相交流回転電機において最も重要となる磁気音の６次の高調波成分と１２次の高調波成分をキャンセルしたり、数３５に示す直流項以外の項の和を所定レベル以下として三相交流回転電機において最も重要となる磁気音の６次の高調波成分となる１２次の高調波成分を低減（乃至増大）したりすることができる。

磁気音の６次高調波のキャンセル条件を下記の式に示す。

数３６において、破線にて示す各項の和または差は磁気音成分となる径方向磁気加振力の６次高調波のベクトル和を表し、実線にて示す各項の和または差はキャンセル用の高調波電流による加振力の６次高調波のベクトル和を示す。したがって、数３６において、これら両者のベクトル和が０となるように、位相角と振幅を定めればよい。磁気音の１２次高調波のキャンセル条件を下記の式に示す。

数３７において、破線にて示す各項の和または差は磁気音成分となる１２次高調波のベクトル和を表し、実線にて示す各項の和または差はキャンセル用の高調波電流による加振力の１２次高調波のベクトル和を示す。したがって、数３７において、これら両者のベクトル和が０となるように、位相角と振幅を定めればよい。

なお、上記した数３５、数３６、数３７において、回転数の関数としてのθは刻々と変化するので、基本波の回転数や位相や振幅の時間変化につれて、数３５に示す磁気音の総和を所定レベルとするための高調波電流の振幅と位相とは刻々と変化する。同様に、数３６、数３７を満足する高調波電流の振幅と位相も刻々と変化する。このため、重畳する高調波電流の振幅と位相とは、基本波電流の周波数、位相、振幅に応じて所定時間ごとに演算される。
（変形態様）
上記した実施例では、３、５、７次高調波を含むロータ起磁力Ｆｍａｇにより生じる６次、１２次の磁気音を７次、１３次の高調波電流成分の重畳によりキャンセル又は低減する場合を示した。同様に、ある次数の高調波電流を重畳することによりこの次数より１だけ低い次数の磁気音（磁気音）を低減できるという手法を採用することにより、任意の次数の磁気音の高調波を１種類だけ、あるいは互いに異なる次数をもつ複数種類の高調波を低減乃至キャンセルできる。

たとえば、上記説明した式において、６次の磁気音（磁気音）だけをキャンセル乃至低減することもでき、１２次のそれだけをキャンセル乃至低減することも、数９１、数９２、数９３の該当項を０とすることにより簡単に実施することができる。また、三相交流回転電機とは異なる多相交流回転電機であっても、ある次数の高調波電流を重畳することにより、この次数より１だけ低い次数の磁気音（磁気音）を低減できるという知見が成立することは、上記各式を相の変更に合わせて変更すれば容易にわかる。

（変形例）
また、分布巻きと呼ばれる多スロット構成（たとえば毎相毎極２乃至３スロットの構成）においても、この実施例を適用することができることは当然である。

（変形例）
上記した説明では、ステータ電流Ｉｃｏｉｌを静止座標軸（角度θ）を基準に説明を行ったが、ステータ電流Ｉｃｏｉｌをその基本周波数成分の回転座標系（ｄ、ｑ軸）を基準として表示することも当然可能である。

次に、上記した磁気音低減を実現するモータ制御回路の例を以下に説明する。
（実施例１）
上記した高調波電流の重畳制御を図３〜図６を参照して説明する。図３はこの実施例のモータ制御装置を示すブロック回路図、図４は座標変換回路２の一例を示すブロック回路図、図５は回路各部の信号波形（回転座標系表示）を示す波形図、図６は回路各部の信号波形（静止座標系表示）を示す波形図である。

このモータ制御装置はモータ電流をフィードバック制御を行う実施例であって、１は基本波指令値発生回路、２は高調波指令値発生回路、３、４は加算器、５、６は減算器、７、８はPIアンプ（比例−積分回路）、９は座標変換回路、１０はPWM電圧発生回路、１１は三相インバータ、１２は２つの電流センサ（相電流検出要素）、１３は三相同期電動発電機（車両用同期交流回転電機）、１４はレゾルバ（回転角検出要素）、１５は位置信号処理回路、１６は遅れ補償回路、１７は座標変換回路である。

上記各構成要素１〜１７のうち三相同期電動発電機１３を除く構成要素は、本発明で言うモータ制御装置を構成しており、上記各構成要素１〜１７のうち電流センサ（相電流検出要素）１２、三相同期電動発電機（車両用同期交流回転電機）１３およびレゾルバ（回転角検出要素）をのぞく構成要素（回路）は、本発明で言うモータ電流制御要素を構成している。

また、構成要素（回路）１７は本発明で言う相電流検出値座標系変換要素を構成し、構成要素（回路）１は本発明で言う基本波指令値出力要素を構成し、構成要素（回路）２は本発明で言う高調波指令値出力要素を構成し、構成要素（回路）３〜６は本発明で言う電流偏差演算要素を構成し、構成要素（回路）７〜１１は本発明で言う相電圧制御要素を構成している。いうまでもなく、三相インバータ１１は直流電源から給電されて三相交流電圧を発生する。

基本波指令値発生回路（基本波指令値出力要素）１は、入力されるトルク指令値および回転数指令値に対応する基本波電流の目標値を、そのｄ軸電流成分であるｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊、および、そのｑ軸電流成分であるｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊に変換する公知の回路である。上記トルク指令値は、たとえば車両制御ECUなどの外部制御装置から入力され、この基本波指令値発生回路１はそれにも基づいてｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を決定する。このｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊の決定において必要であれば、トルク指令値以外に更に三相インバータ１１の電圧やレゾルバ１４の出力信号などが基本波指令値発生回路１に入力される。

高調波指令値発生回路２（高調波指令値出力要素）は、あらかじめ設定された６ｋ＋１（ｋは整数、基本周波数成分のｋは０）次の高調波電流の目標値を、そのｄ軸電流成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊、および、そのｑ軸電流成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊に変換する回路である。更に言えば、この高調波指令値発生回路２は、三相同期電動発電機１３の径方向振動を低減する高調波電流指令値を発生するための回路である。

高調波指令値発生回路２の具体例を図４に示すブロック図を参照して説明する。図４において、２１は７次電流指令値発生回路、２２は１３次電流指令値発生回路、２４、２５は座標変換回路、２７、２８は加算器である。ただし、この実施例では、高調波指令値発生回路２は６次および１２次の径方向振動低減のために７次および１３次の高調波指令値だけを発生するが更に高次の高調波指令値を発生して加算器２７、２８にて同様に重畳させてもよい。

７次電流指令値発生回路２１は、基本波指令値発生回路１から入力されるｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊と、６次径方向振動相殺用の７次高調波指令値の振幅Ｉ７＊および位相角β７＊との関係を記載するテーブルである。すなわち、７次高調波指令値の振幅Ｉ７＊および位相角β７＊は、基本波回転座標系上のｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊を変数とする関数値となる。なお、ここでは、７次高調波指令値の振幅Ｉ７＊および位相角β７＊は基本波回転座標系上の値とするが、静止座標系上においても同じ値となる。

同じく、１３次電流指令値発生回路２２は、基本波指令値発生回路１から入力されるｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊と、１２次径方向振動相殺用の１３次高調波指令値の振幅Ｉ１３＊および位相角β１３＊との関係を記載するテーブルである。すなわち、１３次高調波指令値の振幅Ｉ１３＊および位相角β１３＊は、基本波回転座標系上のｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊を変数とする関数値となる。なお、ここでは、１３次高調波指令値の振幅Ｉ１３＊および位相角β１３＊は基本波回転座標系上の値とするが、静止座標系上においても同じ値となる。これらのデータＩ７＊、β７＊、Ｉ１３＊、β１３＊は７次、１３次電流指令値発生回路２１、２２のROM（図示せず）に格納されている。ｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊を回路２１、２２に代入して得られたこれらのデータＩ７＊、β７＊は座標変換回路２４へ、これらのデータＩ１３＊、β１３＊は座標変換回路２５に出力される。

座標変換回路２４は、７次電流指令値発生回路２１から入力された７次高調波電流の振幅Ｉ７＊と位相角（基本波の位相角θを基準として決定する）β７＊とにより基本波回転座標系（ｄ−ｑ軸座標系又は基本波ｄｑ座標系ともいう）表示の７次高調波電流指令値のｄ軸成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ７＊、および、そのｑ軸成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ７＊を演算する。

座標変換回路２５は、１３次電流指令値発生回路２２から入力された１３次高調波電流の振幅Ｉ１３＊と位相角（基本波の位相角θを基準として決定する）β１３＊とにより基本波回転座標系（ｄ−ｑ軸座標系又は基本波ｄｑ座標系ともいう）表示の１３次高調波電流指令値のｄ軸成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ１３＊、および、そのｑ軸成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ１３＊を演算する。この演算は、次に示す数３８の演算により行われる。

なお、数３８において、θｖは、後述する遅れ補償回路（位相補償回路）１６から出力されるモータ回転角θを位相補償して得た位相補償回転角信号である。

ただし、上記説明では、回路２１、２２は、ｄ軸指令値Ｉｄ＊、ｑ軸指令値Ｉｑ＊と出力すべき高調波指令値の振幅、位相角とのテーブルを記憶したが、この検出した回転角、電圧、電流と、出力すべき高調波指令値の振幅、位相角とのテーブルを記憶しておき、このテーブルに回転角、電圧、電流の検出値を代入して出力すべき高調波指令値の振幅、位相角を演算してもよい。

次に、７次ｄ軸高調波指令値Ｉｄ７＊と１３次ｄ軸高調波指令値Ｉｄ１３＊とは加算器２７により加算されてｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊とされ、７次ｑ軸高調波指令値Ｉｑ７＊と１３次ｑ軸高調波指令値Ｉｑ１３＊とは加算器２８により加算されてｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊とされる。もちろん、１９次高調波指令値など更に高次の高調波指令値を形成して加算器２７、２８にて同様に加算してもよい。

このようにして求めたｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊は加算器３によりｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊に加算されてｄ軸指令値Ｉｄ＊とされ、同様に、ｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊は加算器４によりｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊に加算されてｑ軸指令値Ｉｑ＊とされる。これにより、簡単な演算により騒音キャンセル電流指令値を決定することができる。すなわち、各次高調波指令値は数３８に示すように単一周波数成分だけを演算すればよいので簡単となる。

位置信号処理回路１５は、レゾルバ１４からの回転角信号に基づいて静止座標
系の回転角θを演算し、遅れ補償回路１６および座標変換回路１７に出力する。遅れ補償回路１６は、位相補償回路であって、位相補償された回転角θｖを座標変換回路２４、２５および後述する座標変換回路９に出力し、これらの回路の演算遅れなどを補償する。座標変換回路１７は、電流センサ１２で検出されたＵ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとを座標変換処理することにより、回転座標系表示の電流検出値としてのｄ軸検出値Ｉｄとｑ軸検出値Ｉｑとを出力する。

減算器５は、上記の演算により求められたｄ軸指令値Ｉｄ＊からｄ軸検出値Ｉｄを減算して偏差ΔIｄを求め、減算器６は、ｑ軸指令値Ｉｑ＊からｑ軸検出値Ｉｑを減算して偏差ΔIｑを求める。ＰＩアンプ７は、偏差ΔIｄを０に収束させるべく偏差ΔIｄをPI（比例−積分）増幅して対応するｄ軸電圧Ｖｄを出力し、ＰＩアンプ８は、偏差ΔIｑを０に収束させるべく偏差ΔIｑをPI（比例−積分）増幅して対応するｑ軸電圧Ｖｑを出力する。

座標変換回路９は、入力される位相補償回転角信号θｖを用いてこれらの電圧Ｖｄ、Ｖｑを回転座標系の三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換し、ＰＷＭ電圧発生回路１０は三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＰＷＭ信号電圧Ｕｕ、Ｕｖ、Ｕｗに変換し、三相インバータ１１は入力されるＰＷＭ信号電圧Ｕｕ、Ｕｖ、Ｕｗに基づいて内蔵の６つのスイッチング素子を断続制御して三相交流電圧を作成し、それを三相同期電動発電機１３の各相端子に印加する。上記したモータ制御回路は、高調波指令値発生回路２をのぞいて通常のモータ制御方式と同じであり、この種のＰＷＭフィードバック制御自体はもはや周知であるので、詳細な説明は省略する。

これにより、モータにおいて騒音の主要要因となっている６次、１２次高調波騒音のレベルを大幅に低減することができる。

以下、この実施例の利点を以下に説明する。

まず、この実施例によれば、構成要素（回路）５〜１１、１７が、基本波指令値および高調波指令値の両方を一括してフィードバック制御するので回路系を簡素化することができる。したがって、座標変換回路１７には、検出された三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖを基本周波数成分と高調波成分とに周波数分離せずにそのまま座標変換することができるので、この周波数分離のためのフィルタによる位相遅れを防止することができ、それによる演算誤差や制御遅れによる騒音キャンセル効果の劣化を抑止することができる。

また、高調波指令値の振幅、位相角のテーブルは、変動が少ないｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊、ｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊に対応して設定されているため、読み込み頻度を低減することができる。
（実施例２）
その他の実施例を図７を参照して以下に説明する。この回路構成例は、図３に示すフィードバック型の回路構成例１の高調波指令値発生回路２で生成するｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊、および、そのｑ軸電流成分であるｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊を、座標変換回路１７で生成する回転座標系表示の電流検出値としてのｄ軸検出値Ｉｄおよびｑ軸検出値Ｉｑから、減算器２０および２１により減算し、電流検出値としてのＩｄ１とＩｑ１を生成する。上記手段にて生成したＩｄ１、Ｉｑ１を減算器５、６にて減算し、ΔＩｄとΔＩｑを生成する。その後段の処理は回路構成例１の回路構成と同じであるため、説明を省略する。
（実施例３）
その他の実施例を図８を参照して以下に説明する。この回路構成例は、図３に示すフィードバック型の回路構成例１から電流センサ１２、座標変換回路１７を省略し、減算器５、６およびＰＩアンプ７、８を電流制御器１８に置換して、オープン制御型の回路に変更したものであり、電流制御器１８は、ｄ軸指令値Ｉｄ＊およびｑ軸指令値Ｉｑ＊をそれぞれ所定の大きさのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値に変換し、座標変換回路９がこれらの回転座標系の電圧指令値を静止座標系の電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換するものである。
（実施例４）
他の実施例を図９に示すフローチャートを参照して以下に説明する。

この回路構成例は、図４に示す基本波指令値発生回路１および高調波指令値発生回路２をマイコンによるソフトウエア処理とし、かつ、必要に応じて基本波指令値（回転座標系表示）への高調波指令値（回転座標系表示）の重畳の実施を特定の条件に応じて行うものである。

まず、ステップＳ１００にて基本波指令値を演算した後、別に演算した所定の判定結果に基づいて径方向振動低減のための高調波重畳を行うか否かを判定し（S１０２）する。高調波重畳処理を行わないと判定した場合には、ステップＳ１０３にてｄ軸指令値Ｉｄ＊をｄ軸指令値Ｉｄ１＊とし、ｑ軸指令値Ｉｑ＊をｑ軸指令値Ｉｑ１＊として、以下に説明する高調波重畳処理を行わない。高調波重畳処理を行うと判定した場合にはステップＳ１０４に進む。

なお、この高調波重畳の実施の是非は、たとえば回転数が所定値未満かどうかを判定し、そうであれば高調波重畳を指令し、そうでなければ高調波重畳を行わないようにすればよい。これにより、径方向振動騒音が目立つ低回転数域での高調波重畳による騒音低減を実現し、それ以上の回転域では電力消費の低減などを図ることができる。また、エンジン始動時など必要発生トルクが所定値以上である場合に高調波重畳を禁止しして、モータの最大トルクを増加することができる。

ステップＳ１０４では、求めた基本波指令値（ｄ軸指令値Ｉｄ１＊、ｑ軸指令値Ｉｑ１＊）をテーブルに代入して７次高調波指令値の振幅、位相角を求め、この７次高調波指令値の振幅およびその位相角と入力された補正回転角度θｖとに基づいて基本波指令値の回転座標系基準の７次高調波指令値を求める。

ステップＳ１０８、ステップＳ１１０における同様の処理にて１３次高調波指令値を求め、更にステップＳ１１２、ステップＳ１１４における同様の処理にて６ｋ＋１次高調波指令値を求め、ステップＳ１１６にてこれら各高調波指令値をすべて加算して、合成ｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊、合成ｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊を求める。

次に、ステップＳ１１８にて、合成ｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｎ＋１＊にｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊を加算し、合成ｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｎ＋１＊にｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を加算して、ｄ軸指令値Ｉｄ＊とｑ軸指令値Ｉｑ＊とを求める。なお、ステップＳ１１６、ステップＳ１１８は一括して演算してもよく、専用ハードウエアで演算してもよい。更に、ステップＳ１０４、Ｓ１０６と、ステップＳ１０８、Ｓ１１０とは専用ハードウエアにて並列に演算してもよく、アナログ回路にて演算してもよい。

（実験例）
実験用の同期機（８極、２４スロット、IPM）において、隣接する３個のティースに加わる磁気音を縦軸に、回転角度（電気角）を横軸とした場合における磁気音の波形図を図１０に示す。

図１０において、大きな波形は電機子コイルに基本波電流を通電した場合の径方向加振力であり、小さい波形は上記基本波波電流（角速度θ）に第７高調波（角速度７θ）の高調波電流を通電した場合の径方向加振力を示す。図１０から大幅な磁気音低減を実現できることがわかった。

上記実験機における回転数を変更した場合の磁気音（周波数６θ）測定結果を図１１（電動時）、図１２（発電時）に示す。すべての回転数にて磁気音を格段に低減できることが実測された。

（変形態様）
上記各構成では、径方向振動の低減について説明したが、同時に、周方向磁気加振力（トルクリップル）低減のための高調波電流を更に重畳することもできる。交流回転電機としては、種々の構成の同期機の他、誘導機を採用することもでき、電動モードおよび発電モードのどちらで利用しても良い。また、すべての回転域で径方向振動低減用高調波電流を重畳してもよく、特に磁気騒音が問題となる回転域でのみ径方向振動低減用高調波電流を重畳してもよい。所定の一つの次数の径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより所定の一つの次数の径方向振動を低減してもよく、複数の次数の径方向振動低減用高調波電流を重畳することにより複数の次数の径方向振動を低減してもよい。回転域により、径方向振動低減用高調波電流の重畳とトルクリップル低減用の高調波電流の重畳とを切り替えてもよい。

多相交流回転電機の一相分の磁気回路を模式図示した図である。 図１の等価磁気回路図である。 本発明の磁気騒音低減型モータ制御回路の一実施例を示すブロック回路図である。 図３に示す回路２の一例を示すブロック回路図である。 図３における各部信号波形（基本波回転座標系）を示す波形図である。 図３における各部信号波形（静止座標系）を示す波形図である。 他の実施例を示すブロック回路図である。 他の実施例を示すブロック回路図である。 他の実施例を示すフローチャートである。 FEMにて計算した径方向加振力の波形図である。 磁気音の測定結果（電動時）を示す図である。 磁気音の測定結果（発電時）を示す図である。

符号の説明

１ 基本波指令値発生回路（基本波指令値出力要素）
２ 高調波指令値発生回路（高調波指令値出力要素）
３、４ 加算器（電流偏差演算要素）
５、６は減算器（電流偏差演算要素）
７、８ PIアンプ（比例−積分回路、相電圧制御要素）
９ 座標変換回路（相電圧制御要素）
１０ PWM電圧発生回路（相電圧制御要素）
１１ 三相インバータ（相電圧制御要素）
１２ 電流センサ（相電流検出要素）
１３ 三相同期電動発電機（車両用同期交流回転電機）
１４ レゾルバ（回転角検出要素）
１５ 位置信号処理回路（回転角検出要素）
１６ 遅れ補償回路（回転角検出要素）
１７ 座標変換回路（相電流検出値座標系変換要素）

Claims (3)

1. ｍ（ｍは３以上の正の整数）相の車両用同期交流回転電機の回転位置を検出する回転角検出要素と、
   検出された前記回転位置に基づいて前記交流回転電機の電機子の各相巻線に所定の基本周波数及び振幅を有する相電流を個別に加えるモータ電流制御要素と、
   を備えるモータ制御装置において、
   前記各相巻線を流れる相電流を検出する相電流検出要素を有し、
   前記モータ電流制御要素は、
   前記回転角センサの出力信号により指定される前記相電流の基本周波数成分のｄ−ｑ軸座標系（回転座標系）上へ前記各相電流の検出値（静止座標系）を座標変換して、ｄ軸検出値Ｉｄおよびｑ軸検出値Ｉｑを出力する相電流検出値座標系変換要素と、
   前記相電流の基本周波数成分の目標値である基本波指令値の前記ｄ−ｑ軸座標系上のｄ、ｑ軸成分であるｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を出力する基本波指令値出力要素と、
   ６ｋ＋１（ｋは整数、基本周波数成分のｋは０）次の高調波電流成分の目標値である高調波指令値の前記ｄ−ｑ軸座標系上のｄ、ｑ軸成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊を出力する高調波指令値出力要素と、
   （ｉｄ１＊）＋（Ｉｄ６ｋ＋１＊）−（Ｉｄ）を演算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを求め、かつ、（Ｉｑ１＊）＋（Ｉｑ６ｋ＋１＊）−（Ｉｑ）を演算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを求める電流偏差演算要素と、
   前記ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑに基づいて前記各相巻線に印加する相電圧を制御して、前記ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑを０に向けて収束させる相電圧制御要素と、
   を備え、
   前記高調波指令値出力要素は、
   ６ｋ次の径方向振動高調波成分相殺可能な６ｋ＋１次のｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊と、ｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊との関係を記憶するマップを有し、
   入力されたｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を前記マップに代入して、６ｋ次の径方向振動高調波成分相殺用の６ｋ＋１次のｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊を求め、
   前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数成分の６ｋ（次）倍の高調波成分を、前記ｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊の前記ｄ軸基本波指令値Ｉｄ＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ＊への重畳処理により減衰することを特徴とするモータ制御装置。
2. ｍ（ｍは３以上の正の整数）相の車両用同期交流回転電機の回転位置を検出する回転角検出要素と、
   検出された前記回転位置に基づいて前記交流回転電機の電機子の各相巻線に所定の基本周波数及び振幅を有する相電流を個別に加えるモータ電流制御要素と、
   を備えるモータ制御装置において、
   前記モータ電流制御要素は、
   前記相電流の基本周波数成分の目標値である基本波指令値のｄ−ｑ軸座標系上のｄ、ｑ軸成分であるｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を出力する基本波指令値出力要素と、
   ６ｋ＋１（ｋは整数、基本周波数成分のｋは０）次の高調波電流成分の目標値である高調波指令値の前記ｄ−ｑ軸座標系上のｄ、ｑ軸成分であるｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊を出力する高調波指令値出力要素と、
   （ｉｄ１＊）＋（Ｉｄ６ｋ＋１＊）を演算してｄ軸電流指令値Ｉｄ＊を求め、かつ、（Ｉｑ１＊）＋（Ｉｑ６ｋ＋１＊）を演算してｑ軸電流指令値Ｉｑ＊を求める電流指令値演算要素と、
   ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に基づいて前記各相巻線に印加する相電圧を制御して、前記相巻線にｄ軸電流指令値Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に相当する相電流を通電する相電圧制御要素と、
   を備え、
   前記高調波指令値出力要素は、
   ６ｋ次の径方向振動高調波成分相殺可能な６ｋ＋１次のｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊と、ｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊との関係を記憶するマップを有し、
   入力されたｄ軸基本波指令値Ｉｄ１＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ１＊を前記マップに代入して、６ｋ次の径方向振動高調波成分相殺用の６ｋ＋１次のｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊を求め、
   前記交流回転電機が発生する又は外部から前記交流回転電機に入力される加振力により前記交流回転電機の回転軸の軸心を中心として放射状に発生する振動である径方向振動のうちの前記基本周波数成分の６ｋ（次）倍の高調波成分を、前記ｄ軸高調波指令値Ｉｄ６ｋ＋１＊およびｑ軸高調波指令値Ｉｑ６ｋ＋１＊の前記ｄ軸基本波指令値Ｉｄ＊およびｑ軸基本波指令値Ｉｑ＊への重畳処理により変更することを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項１又は２記載のモータ制御装置において、
   前記ｋは１および／又は２であることを特徴とするモータ制御装置。