JP4742658B2

JP4742658B2 - 同期機の電流制御装置及び電流制御方法

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Publication number: JP4742658B2
Application number: JP2005121699A
Authority: JP
Inventors: 春樹屋代
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2005-04-18
Filing date: 2005-04-19
Publication date: 2011-08-10
Anticipated expiration: 2025-04-19
Also published as: JP2006325278A

Description

本発明は、同期機の電流制御装置及び電流制御方法に関し、特に、同期機の振動の主要因であるトルク変動や騒音の主要因である半径方向節点力を低減する同期機の電流制御装置及び電流制御方法に関する。

従来、同期電動機の印加電流を制御して同期電動機のトルク変動を低減するようにした同期電動機の制御装置及び電流制御方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。このものは、ｎ相交流により駆動する同期電動機の各相に印加する印加電流として、基本電流（１次周波数電流）をＫ＝1＋Σ_i=1ｋ_2in・cos[2in(ωt＋χ_2in)]の式で得られる補正係数Ｋで補正した電流を与えて駆動する。この際、係数ｋ_2inに関して、同期電動機を正弦波電流で制御したときのトルク変動波形をフーリエ変換することにより算出される２ｉｎ次成分の平均トルクに対する割合の極性を反転したものとしている。言い換えれば、基本電流を印加したときに発生するトルク変動の大きい高次周波数電流成分を打ち消すような高次周波数電流を基本電流に重畳することにより、トルク変動を低減しようとするものである。
特開２００１−３５２７９１号公報

しかしながら、従来の上述した特許文献１におけるトルク変動の低減のために重畳する高次周波数電流の設定方法では、低減効果が少なく十分とは言えないという問題があった。

本発明は、この問題に着目してなされたもので、トルク変動や半径方向節点力の低減効果が大きく、同期機の振動や騒音を大幅に低減できる同期機の電流制御装置及び電流制御方法を提供することを目的とする。

このため、本発明の同期機の電流制御装置は、同期機に基本電流を印加したときに現れる半径方向節点力又はトルク変動のｐ次成分を低減するために、前記基本電流を前記ｐ次の高次周波数電流成分に基づいて設定した補正係数を乗算して補正するようにした同期機の電流制御装置であって、Ｋ＝［１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)］の式により得られるＫを前記補正係数として与え、前記ｐ次の高次周波数電流成分の振幅値に関連する前記補正係数Ｋ内の係数ｑ、ｒの値をそれぞれ変化させたときに、前記半径方向節点力又はトルク変動の低減効果が所定以上となるような係数ｑ、ｒ値を選択して補正係数Ｋを設定する補正係数設定手段と、該補正係数設定手段で設定された補正係数Ｋを基本電流に乗算して得られる印加電流を前記各相コイルに印加制御して同期機を駆動制御する駆動制御手段とを備え、前記同期機は３相交流により駆動され、前記補正係数設定手段は、前記補正係数Ｋ内の係数ｑの値を、基本電流印加時の前記半径方向節点力又はトルク変動の波形をフーリエ変換した結果の前記ｐ次成分の実部の、３相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクと２相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクの差を総計したもの、に対する比の符号を反転した値とし、前記補正係数Ｋ内の係数ｒの値を、基本電流印加時の前記半径方向節点力又はトルク変動の波形をフーリエ変換した結果の前記ｐ次成分の虚部の、３相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクと２相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクの差を総計したもの、に対する比の符号を反転した値として設定する構成であることを特徴とする

また、本発明の同期機の電流制御方法は、同期機に基本電流を印加したときに現れる半径方向節点力又はトルク変動のｐ次成分を低減するために、前記基本電流を前記ｐ次の高次周波数電流成分に基づいて設定した補正係数を乗算して補正するようにした同期機の電流制御方法であって、Ｋ＝［１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)］の式により得られるＫを前記補正係数として与え、前記ｐ次の高次周波数電流成分の振幅値に関連する前記補正係数Ｋ内の係数ｑ、ｒの値をそれぞれ変化させたときに、前記半径方向節点力又はトルク変動の低減効果が所定以上となるような係数ｑ、ｒ値を選択して補正係数Ｋを設定し、該設定された補正係数Ｋを基本電流に乗算して得られる印加電流を前記各相コイルに印加制御して同期機を駆動制御し、前記同期機は３相交流により駆動され、前記補正係数Ｋ内の係数ｑの値を、基本電流印加時の前記半径方向節点力又はトルク変動の波形をフーリエ変換した結果の前記ｐ次成分の実部の、３相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクと２相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクの差を総計したもの、に対する比の符号を反転した値とし、前記補正係数Ｋ内の係数ｒの値を、基本電流印加時の前記半径方向節点力又はトルク変動の波形をフーリエ変換した結果の前記ｐ次成分の虚部の、３相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクと２相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクの差を総計したもの、に対する比の符号を反転した値として設定するようにしたことを特徴とする。

本発明の同期機の電流制御装置及び電流制御方法によれば、同期機に基本電流を印加したときに現れる半径方向節点力又はトルク変動のｐ次成分を打ち消すようなｐ次の高次周波数電流を重畳し、この重畳するｐ次の高次周波数電流値を適切に設定することで、同期機の騒音の主要因である半径方向節点力或いは騒音の主要因であるトルク変動を大きく低減でき、同期機の振動或いは騒音を低減できる。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明に係る同期機の電流制御装置の一実施形態を示す構成図で、３相同期モータの駆動システムに適用した例を示す。

図１において、本実施形態の電流制御装置１０は、図示しないコントローラからのトルク指令値と回転センサ１で検出されるモータ３０の回転速度に基づいて各相の正弦波基本電流の電流値と位相を演算すると共に、この演算した基本電流（１次周波数電流）を印加したときに現れるトルク変動や半径方向節点力を低減するための補正係数Ｋを後述するように設定し、この設定した補正係数Ｋを前記基本電流に乗じて基本電流を補正する補正係数設定手段としての電流補正係数設定部１１と、該電流補正係数設定部１１から出力される補正電流値と各相に流れている実際の電流値を検出する電流センサ２で検出された実際の電流値との比較結果が３相／２相変換部１２を介して入力し比較結果に基づいたフィードバック制御による電圧指令値を２相／３相変換部１４を介してモータドライバ２０に出力する駆動制御手段としてのＰＩ制御部１３を備える。

前記モータドライバ２０は、入力する電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御部２１とインバータ２２を介して各相のコイルに対して位相が１２０度ずつ異なる所定周波数の交流電圧を印加し、これにより、モータ３０がその周波数に対応した回転数で駆動する。

図２及び図３に、前記モータ３０として、高出力と低振動性という特性を備えるために多用される傾向にある４極対４８ティースの分布巻きによる３相同期モータの構造を示す。

このモータ３０は、固定子４０と、回転子５０と、これらを収納するモータケース６０とを備える。

前記回転子５０は、その軸中心に設けた回転軸７０がモータケース６０に設けられた軸受６１，６２により回転可能に支持されている。また、回転軸７０に対し圧入により固定された積層鋼鈑等をベース材とし、該ベース材の外周部に８個の永久磁石５１〜５８が図３に示すように周方向に略等間隔に且つ図２に示すように軸方向に貫通して固定されている。前記永久磁石５１〜５８は、厚み方向に磁化されており、図３のように隣接する磁石のＮ極とＳ極が逆向きとなるよう配置されている。この永久磁石５１〜５８は、回転子５０をモータケース６０に組み付けると、回転子５０の永久磁石５１〜５８と固定子４０の電磁石との関係により磁路を形成する。

前記固定子４０は、モータケース６０に対し圧入やボルト止め等により固定された積層鋼鈑をベース材とし、該ベース材の回転子５０と対向する内周部に、計４８個のティース(1)〜(48)を備える。各ティース(1)〜(48)間に形成されたスロットには、前記モータドライバ２０に接続されたコイル４２が巻き付けられている。前記コイル４２は、図３に示すように、Ｕ相のコイルとＶ相のコイルとＷ相のコイルの３相に分けられており、前記モータドライバ２０からの位相が１２０度ずつ異なる所定周波数の交流電圧の印加により固定子４０に回転磁界を発生させる。

前記電流補正係数設定部１１では、補正係数Ｋを下記の（１）式により与え、補正係数Ｋ内の係数ｑ、ｒの値を半径方向節点力の低減効果が所定以上となるように選択し設定する。

Ｋ＝［１+ｑcos(pωt)+ｒsin(pωt)］・・・（１）
ここで、ｐはトルク変動や半径方向節点力を低減するために１次周波数電流に重畳する高次周波数電流の次数を示す。

次に、前記電流補正係数設定部１１による前記補正係数Ｋの式における、重畳高次周波数電流の振幅値に関連する係数ｑ、ｒの値の設定方法について詳述する。尚、以下ではモータ騒音の主要因である半径方向節点力低減のためのｑ、ｒ値の設定について説明するが、後述するようにトルク変動低減のためのｑ、ｒ値の設定も同様である。

モータ３０の騒音は、主にモータケース６０の面直方向、即ち、半径方向の振動が原因であるが、この半径方向振動は、回転子５０と固定子４０間の電磁力変動、即ち、半径方向節点力（以下、節点力とする）に主に起因して発生する。この節点力に関して、前述の４極対４８ティースの分布巻きによる３相同期モータについて電磁界解析ソフト（ＪＭＡＧ：株式会社日本総合研究所製）を用いて計算した。図４は計算の際の２次元モデルの１／４を表示したものであり、図５は計算に用いたＵ、Ｖ、Ｗ相に印加する９００Ａの基本電流（１次周波数電流）波形である。図６に、図４のティース(1)の節点力（固定子４０の外向きを正とした）に関する計算結果を示し、図７に、図６の節点力をフーリエ変換した結果をデシベル表示したものを示す。図７から節点力は偶数次数が大きいことがわかる。

これら偶数次数の中のｐ次成分を低減するために重畳するｐ次の高次周波数電流を具体的に求めるために、印加電流と節点力の関係を調べた。その結果を図８に示す。

図８は、１次周波数電流を印加した場合にモータ３０に発生する節点力波形（図中の実線）と、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の１次周波数電流Ｉu、Ｉv、Ｉwの３項までを考慮した場合（図８（Ａ））、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の１次周波数電流Ｉu、Ｉv、Ｉwの６項までを考慮した場合（図８（Ｂ））及びＵ、Ｖ、Ｗ相の１次周波数電流Ｉu、Ｉv、Ｉwの７項までを考慮した場合（図８（Ｃ））の計算上の各節点力波形（図中の破線）との比較を示したものである。

図８から明らかなように、節点力は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の１次周波数電流Ｉu、Ｉv、Ｉwの７項まで考慮すると、略一致する。即ち、モータ３０に１次周波数電流を印加したときに発生する節点力をＦ(ωt)とすると、Ｆ(ωt)は下式で表現できる。

Ｆ(ωt)＝Ｇu*Ｉu＋Ｇv*Ｉv＋Ｇw*Ｉw＋Ｇuv*Ｉu*Ｉv＋Ｇvw*Ｉv*Ｉw
＋Ｇwu*Ｉw*Ｉu＋Ｇuvw*Ｉu*Ｉv*Ｉw ・・・（２）
ここで、Ｇ(u,v,w)は位置の関数であり、ωtの関数と考えてよい。また、（２）式は、各相電流の１次の項をすべて考慮したものと言える。尚、図８では、印加電流とは無関係の無負荷時節点力を除いてある。

尚、同じ方法をトルクに適用した結果を図９に示す。節点力と同様に、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の１次周波数電流Ｉu、Ｉv、Ｉwの７項まで考慮すると略一致することがわかる。従って、ここでは節点力低減のための補正係数Ｋの設定方法について説明するが、トルク変動低減のための補正係数Ｋの設定方法についても同様の考えが適用できる。

本発明では、トルク指令値等に基づいて演算された１次周波数電流に節点力低減のためのｐ次の高次周波数電流を重畳するに際して、上述したように１次周波数電流にＫ＝[１+ｑcos(pωt)+ｒsin(pωt)]の補正係数Ｋを乗算する。即ち、図５に示すようなＵ、Ｖ、Ｗ相の１次周波数電流Ｉu、Ｉv、Ｉwに対してｐ次の高次周波数電流を重畳した電流をそれぞれＩu'、Ｉv'、Ｉw'とすると、補正後の印加電流Ｉu'、Ｉv'、Ｉw'は下記の（３）式ように表せる。

Ｉu'＝Ｉu*[１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)]
Ｉv'＝Ｉv*[１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)] ・・・（３）
Ｉw'＝Ｉw*[１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)]
ｐ次の高次周波数電流を重畳した電流を印加した場合の節点力Ｆ(ωt)'は、（２）式のＩu、Ｉv、Ｉwに（３）式のＩu'、Ｉv'、Ｉw'を代入して求めることができる。即ち、
Ｆ(ωt)'＝Ｇu*Ｉu'＋Ｇv*Ｉv'＋Ｇw*Ｉw'＋Ｇuv*Ｉu'*Ｉv'＋Ｇvw*Ｉv'*Ｉw'
＋Ｇwu*Ｉw'*Ｉu'＋Ｇuvw*Ｉu'*Ｉv'*Ｉw'
＝(Ｇu*Ｉu＋Ｇv*Ｉv＋Ｇw*Ｉw)*[１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)]
＋(Ｇuv*Ｉu*Ｉv＋Ｇvw*Ｉv*Ｉw＋Ｇwu*Ｉw*Ｉu)*[１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)]²
＋Ｇuvw*Ｉu*Ｉv*Ｉw*[１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)]³
となり、ｑ、ｒを微小項としてテーラー展開１次までの近似とすれば、
Ｆ(ωt)'≒(Ｇu*Ｉu＋Ｇv*Ｉv＋Ｇw*Ｉw)*[１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)]
＋(Ｇuv*Ｉu*Ｉv＋Ｇvw*Ｉv*Ｉw＋Ｇwu*Ｉw*Ｉu)*[１＋2ｑcos(pωt)＋2ｒsin(pω
t)]＋Ｇuvw*Ｉu*Ｉv*Ｉw*[１＋3ｑcos(pωt)＋3ｒsin(pωt)] ・・・（４）
ｐ次に関連する項を抽出して（４）式をあらためて以下のようにおく。

Ｆ(ωt)'≒(Ｆ¹ ₀＋Ｆ¹ _p)*[１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)]
＋(Ｆ² ₀＋Ｆ² _p)*[１＋2ｑcos(pωt)＋2ｒsin(pωt)]
＋(Ｆ³ ₀＋Ｆ³ _p)*[１＋3ｑcos(pωt)＋3ｒsin(pωt)] ・・・（５）
（５）式において、ｑ＝ｒ＝０の場合は、高次周波数電流を重畳しないことを意味しているので、Ｆ(ωt)'＝Ｆ(ωt)となる。つまり、Ｆ¹ _p〜Ｆ³ _pはｐ次成分の節点力を表し、Ｆ¹ _p、Ｆ² _p、Ｆ³ _pの和は１次周波数電流により発生する節点力のｐ次成分を意味する。また、Ｆ¹ ₀〜Ｆ³ ₀は、０次、即ち、直流（ＤＣ）成分の節点力を表し、Ｆ¹ ₀、Ｆ² ₀、Ｆ³ ₀の和は節点力の平均を意味する。従って、節点力の平均をＦ_aveとすると、
Ｆ_ave＝Ｆ¹ ₀+Ｆ² ₀+Ｆ³ ₀ ・・・（６）
となる。

ここで、前述した特許文献１の電流制御は、ｎ相交流により駆動する同期電動機の各相の基本電流（１次周波数電流）を、Ｋ＝1＋Σ_i=1ｋ_2in・cos[2in(ωt＋χ_2in)]の式で得られる補正係数Ｋで補正するというものであり、２ｉｎ次の高次周波数電流の振幅ｋ_2inに関して、同期電動機を正弦波電流で制御したときのトルク変動波形をフーリエ変換することにより算出される２ｉｎ次成分の平均トルクに対する割合の極性を反転したものとしている。言い換えれば、各相の基本電流をＩ＝Ａcos（ωt）＋Ｂsin（ωt）としたときに、２ｉｎ次成分を低減する高次周波数電流を重畳した電流Ｉ′を、Ｉ′＝｛Ａcos（ωt）＋Ｂsin（ωt）｝*｛１＋ｑcos（２ｉｎωt）＋ｒsin（２ｉｎωt）｝として与え、ｑを同期電動機を正弦波電流で制御したときのトルク変動波形をフーリエ変換することにより算出される２ｉｎ次成分実部の平均トルクに対する割合の極性を反転したものとし、ｒを同期電動機を正弦波電流で制御したときのトルク変動波形をフーリエ変換することにより算出される２ｉｎ次成分虚部の平均トルクに対する割合の極性を反転したものとすることと等価と言える。

従って、低減したい節点力のｐ次成分の実部をＦ_p ^realとし虚部をＦ_p ^imagとすると、従来の特許文献１の場合、トルクを節点力に読替えてｐ次の高次周波数電流の振幅に関連する係数ｑ、ｒ（補正係数Ｋにおける係数ｑ、ｒ）を求めると、
ｑ＝−Ｆ_p ^real/(Ｆ¹ ₀+Ｆ² ₀+Ｆ³ ₀)、ｒ＝−Ｆ_p ^imag/(Ｆ¹ ₀+Ｆ² ₀+Ｆ³ ₀) ・・・（７）
となる。

一方、本発明の場合は、（５）式から、ｑ、ｒを求めると、
ｑ＝−Ｆ_p ^real/(Ｆ¹ ₀+２Ｆ² ₀+３Ｆ³ ₀)、ｒ＝−Ｆ_p ^imag/(Ｆ¹ ₀+２Ｆ² ₀+３Ｆ³ ₀) ・・・（８）
となり、従来方法と異なる。

図１０に、ｐ＝１２として、図４に示す２次元モデルを用い、１次周波数電流９００Ａでのティース(1)における１２次成分の節点力を低減する高次周波数電流の係数ｑ、ｒの値を従来方法の（７）式で求めた場合（図中の実線）と、本発明方法の（８）式で求めた場合（図中の破線）のＵ相電流波形を示す。図から高次周波数電流の位相は同じで振幅が異なるのがわかる。

ところで、（８）式を誘導する過程の（４）式ではテーラー展開の１次近似を使っているので、（８）式の係数ｑ、ｒが必ずしもｐ次成分の節点力低減の最適値とは限らない。そこで、前述の電磁界解析ソフト（ＪＭＡＧ）を使い、ｑ、ｒを変化させてｐ次成分の節点力低減量を計算し、図１１に示すような係数ｑ、ｒ値とｐ次成分節点力低減量との関係を示すｐ次成分節点力低減マップを作成した。尚、電磁界解析ソフトを使用しなくとも実験でトルクやモータケース６０の振動を計測することで同様にｐ次成分節点力低減マップを作成できる。

図１１の節点力低減マップでは、係数ｑ、ｒの値は同等の低減量に対して円形状に分布し、低減量の増大に従って円形の中心に向かう目玉状のマップ形状となり、その中心に最適値（ｑ₀、ｒ₀）が存在し、最適値（ｑ₀、ｒ₀）近傍で１２次成分の節点力を約２４ｄB低減することができる。最適値（ｑ₀、ｒ₀）近傍のｑ、ｒ値を用いた場合（本発明）の節点力（破線）と図６の電流補正なし（オリジナル）の場合（実線）の節点力を比較したものを図１２に示し、図１２の節点力をフーリエ変換した結果をデシベル表示したものを図１３に示す。図１３から１２次成分が２０ｄB以上低減しているのがわかる。尚、１４次では悪化しているが、３相モータの場合、１４次成分は他のティースの１４次成分とバランスされて合力は小さくなるので問題ない。最適値（ｑ₀、ｒ₀）を用いて補正した場合のＵ相電流Ｉu'を図１４に示す。また、図１１に、１次周波数電流として９００Ａにおいて、従来方法の（７）式から得られるｑ、ｒ値を（ｑ’、ｒ’）で示し、本発明方法の（８）式のテーラー展開１次近似により得られるｑ、ｒ値を（ｑ、ｒ）で示してある。本発明方法の（８）式のテーラー展開１次近似により得られるｑ、ｒ値では約２２ｄBの低減効果を得られ、従来方法の（７）式により得られるｑ、ｒ値では３〜４ｄBの低減効果しかない。

従って、例えば、図１５に示すように、従来方法で算出される（ｑ’、ｒ’）値と最適値（ｑ₀、ｒ₀）の中間に境界を設定し、最適値（ｑ₀、ｒ₀）近傍を中心として（ｑ'、ｒ'）と（ｑ₀、ｒ₀）間の距離の略１／２を半径とした円内の範囲を、係数ｑ、ｒの選択範囲として設定することとする。これにより、従来方法に比べｐ次成分節点力の大幅な低減効果が得られるようになる。本計算例では約１０ｄB以上の低減効果となり、従来方法に対して約６ｄB以上効果が大きく、そのまま放射音を６ｄB以上低減できるようになる。図１５に示す円形の係数ｑ、ｒの選択範囲内において、ｑ、ｒを最適値（ｑ₀、ｒ₀）に設定すれば、略最大の低減効果を得ることができる。そして、ｑ、ｒを最適値（ｑ₀、ｒ₀）に設定した時の高次周波数電流を重畳することによる電力増加を試算すると約３．６％であり、ほとんど問題ない。

ここで、（８）式をさらに考察する。

（２）式のＦ(ωt)は時間の関数であるとともに、１次周波数電流Ｉu、Ｉv、Ｉwの関数とも考えられ、（２）式をあらためて以下のようにおく。

Ｆ(Ｉu、Ｉv、Ｉw)＝Ｇu*Ｉu＋Ｇv*Ｉv＋Ｇw*Ｉw＋Ｇuv*Ｉu*Ｉv＋Ｇvw*Ｉv*Ｉw
＋Ｇwu*Ｉw*Ｉu＋Ｇuvw*Ｉu*Ｉv*Ｉw ・・・（９）
また、（４）、（５）式の対応から、
Ｆ¹ ₀＝（Ｇu*Ｉu＋Ｇv*Ｉv＋Ｇw*Ｉw）_DC
Ｆ² ₀＝（Ｇuv*Ｉu*Ｉv＋Ｇvw*Ｉv*Ｉw＋Ｇwu*Ｉw*Ｉu）_DC ・・・（１０）
Ｆ³ ₀＝（Ｇuvw*Ｉu*Ｉv*Ｉw）_DC
ここで添え字ＤＣは、ＤＣ成分（平均値）を示す。

（９）式を使って（１０）の各式を書き改めると、
Ｆ¹ ₀＝Ｆ(Ｉu、０、０)_DC＋Ｆ(０、Ｉv、０)_DC＋Ｆ(０、０、Ｉw)_DC
Ｆ² ₀＝Ｆ(Ｉu、Ｉv、０)_DC＋Ｆ(０、Ｉv、Ｉw)_DC＋Ｆ(Ｉu、０、Ｉw)_DC
−２Ｆ(Ｉu、０、０)_DC−２Ｆ(０、Ｉv、０)_DC−２Ｆ(０、０、Ｉw)_DC
Ｆ³ ₀＝Ｆ(Ｉu、Ｉv、Ｉw)_DC−Ｆ(Ｉu、Ｉv、０)_DC−Ｆ(０、Ｉv、Ｉw)_DC
−Ｆ(Ｉu、０、Ｉw)_DC＋Ｆ(Ｉu、０、０)_DC＋Ｆ(０、Ｉv、０)_DC
＋Ｆ(０、０、Ｉw)_DC
となり、（８）式の分母は、
Ｆ¹ ₀＋２Ｆ² ₀＋３Ｆ³ ₀＝３Ｆ(Ｉu、Ｉv、Ｉw)_DC−Ｆ(Ｉu、Ｉv、０)_DC
−Ｆ(０、Ｉv、Ｉw)_DC−Ｆ(Ｉu、０、Ｉw)_DC
＝［Ｆ(Ｉu、Ｉv、Ｉw)_DC−Ｆ(Ｉu、Ｉv、０)_DC］
＋[Ｆ(Ｉu、Ｉv、Ｉw)_DC−Ｆ(０、Ｉv、Ｉw)_DC]
＋[Ｆ(Ｉu、Ｉv、Ｉw)_DC−Ｆ(Ｉu、０、Ｉw)_DC] ・・・（１１）
となる。

（１１）式は、３相各相電流を同時に印加した時の半径方向節点力の平均と各相電流を２相同時に印加した時の半径方向節点力の平均の差を総計したものと言える。即ち、３相電流の内、２相を同時に印加した３つのケースの半径方向節点力平均を３相同時に印加した場合の半径方向節点力平均から差引いたものの総和である。

尚、（１１）式の右辺中、Ｆ(Ｉu、Ｉv、０)_DC等はＪＭＡＧ等の電磁界解析ソフトでは比較的容易に求めることができるが、実験では例えばＷ相電流をモータ以外の負荷を経由して電流中立点に戻す等の工夫が必要となる。

図１１の節点力低減マップからわかるように、節点力の同等の低減量に対して多くのｑ、ｒの組合せがある。係数ｑ、ｒを選択する場合、同等の節点力低減効果であれば重畳する高次周波数電流による電力増が少ない方がよい。例として、図１１において約１２ｄBの低減効果がある２点ｑ＝０．１２、ｒ＝−０．３とｑ＝０．０７５、ｒ＝−０．１８５の場合、高次周波数電流重畳による電力増はそれぞれ５％増と２％増となり、後者のｑ、ｒ値を選択することが望ましい。従って、係数ｑ、ｒの値を選択する目安として、ｑ²＋ｒ²を指標とし、ｑ₀ ²＋ｒ₀ ²以下となるｑ、ｒ値、即ち、最適値（ｑ₀、ｒ₀）による電力増以下の電力増となる係数ｑ、ｒを選択するようにする。これにより、節点力の低減と共に電力増を抑制できる。

尚、係数ｑ、ｒの値の選択範囲は、図１５の円内の範囲に限定するものではなく、半径方向節点力或いはトルク変動の低減効果が、少なくとも従来技術のｑ’、ｒ’値による３〜４ｄBより大きい低減効果が得られるような選択範囲であればよい。

図１６に、１次周波数電流を変化させた場合の係数ｑ、ｒ値（図中実線で示す）を（８）式により求めた結果を示す。尚、従来方法の（７）式により求めたｑ、ｒ値（図中破線で示す）についても示した。

図１６から係数ｑ、ｒは、１次周波数電流に応じて変化し、必ずしも一定値とはならない。従って、図１６の１次周波数電流値と係数ｑ、ｒ値の対応データを例えばマップ化する等して、図１の電流補正係数設定部１１に予め記憶格納し、この記憶データから１次周波数電流値に応じた係数ｑ、ｒ値を検索するようにすれば、係数ｑ、ｒを（８）式による演算を行わずに設定することができ、係数ｑ、ｒの設定が容易にできる。

尚、本実施形態では、節点力について説明したが、上述したようにトルク変動についても同様の論理を適用できるので、モータ振動の主要因であるトルク変動に関しても従来方法より低減でき、モータ振動を従来方法より低減できることは言うまでもない。

また、本実施形態は、同期機の一例として４極対４８ティースの分布巻き３相同期モータの例を示したが、極対数やティース数が異なる同期モータにも同様に適用することができる。更に、同期ジェネレータや同期モータジェネレータにも適用することができる。

また、本実施形態は、回転子と固定子とが径方向に対向配置されるラジアルタイプの同期機への適用例を示したが、例えば、回転子と固定子とが軸方向に対向配置されるアキシャルタイプの同期機にも適用することができる。

本発明の同期機の電流制御装置の一実施形態を適用した同期モータの駆動システムの概略を示す構成図同期型３相モータの構造を示す断面図図２に示すモータの回転子と固定子を示す全体図電磁解析ソフトによる計算モデル図計算に用いたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流波形図計算モデルのティース(1)の半径方向節点力波形図図６の半径方向節点力波形のフーリエ変換結果を示す図半径方向節点力の多項式近似の説明図トルク変動の多項式近似の説明図高次周波数電流重畳時の従来技術と本発明の各Ｕ相電流波形の比較を示す図係数ｑ、ｒに関する半径方向節点力低減マップ係数ｑ、ｒに最適値を用いて補正した時と補正なしの時の半径方向節点力波形の比較を示す図。図１２の各半径方向節点力波形のフーリエ変換結果を示す図係数ｑ、ｒに最適値を用いた時のＵ相電流波形図係数ｑ、ｒの選択範囲の一例を説明する図基本電流と係数ｑ、ｒの値との対応関係を示す図

符号の説明

１０電流制御装置
１１電流補正係数設定部
１３ＰＩ制御部
２０モータドライバ
２１ＰＷＭ制御部
２２インバータ
３０３相同期モータ
４０固定子
４２コイル
５０回転子
６０モータケース
７０回転軸

Claims

同期機に基本電流を印加したときに現れる半径方向節点力又はトルク変動のｐ次成分を低減するために、前記基本電流を前記ｐ次の高次周波数電流成分に基づいて設定した補正係数を乗算して補正するようにした同期機の電流制御装置であって、
Ｋ＝［１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)］の式により得られるＫを前記補正係数として与え、前記ｐ次の高次周波数電流成分の振幅値に関連する前記補正係数Ｋ内の係数ｑ、ｒの値をそれぞれ変化させたときに、前記半径方向節点力又はトルク変動の低減効果が所定以上となるような係数ｑ、ｒ値を選択して補正係数Ｋを設定する補正係数設定手段と、
該補正係数設定手段で設定された補正係数Ｋを基本電流に乗算して得られる印加電流を前記各相コイルに印加制御して同期機を駆動制御する駆動制御手段と、
を備え、
前記同期機は３相交流により駆動され、
前記補正係数設定手段は、
前記補正係数Ｋ内の係数ｑの値を、基本電流印加時の前記半径方向節点力又はトルク変動の波形をフーリエ変換した結果の前記ｐ次成分の実部の、３相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクと２相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクの差を総計したもの、に対する比の符号を反転した値とし、
前記補正係数Ｋ内の係数ｒの値を、基本電流印加時の前記半径方向節点力又はトルク変動の波形をフーリエ変換した結果の前記ｐ次成分の虚部の、３相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクと２相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクの差を総計したもの、に対する比の符号を反転した値として設定する構成である、
ことを特徴とする同期機の電流制御装置。
前記補正係数設定手段は、
前記基本電流値と前記係数ｑ、ｒの値の対応データを予め記憶し、該記憶された対応データから前記基本電流値に応じて前記係数ｑ、ｒ値を検索する構成である請求項１に記載の同期機の電流制御装置。
同期機に基本電流を印加したときに現れる半径方向節点力又はトルク変動のｐ次成分を低減するために、前記基本電流を前記ｐ次の高次周波数電流成分に基づいて設定した補正係数を乗算して補正するようにした同期機の電流制御方法であって、
Ｋ＝［１＋ｑcos(pωt)＋ｒsin(pωt)］の式により得られるＫを前記補正係数として与え、前記ｐ次の高次周波数電流成分の振幅値に関連する前記補正係数Ｋ内の係数ｑ、ｒの値をそれぞれ変化させたときに、前記半径方向節点力又はトルク変動の低減効果が所定以上となるような係数ｑ、ｒ値を選択して補正係数Ｋを設定し、
該設定された補正係数Ｋを基本電流に乗算して得られる印加電流を前記各相コイルに印加制御して同期機を駆動制御し、
前記同期機は３相交流により駆動され、
前記補正係数Ｋ内の係数ｑの値を、基本電流印加時の前記半径方向節点力又はトルク変動の波形をフーリエ変換した結果の前記ｐ次成分の実部の、３相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクと２相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクの差を総計したもの、に対する比の符号を反転した値とし、
前記補正係数Ｋ内の係数ｒの値を、基本電流印加時の前記半径方向節点力又はトルク変動の波形をフーリエ変換した結果の前記ｐ次成分の虚部の、３相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクと２相同時に電流を印加したときの平均半径方向節点力又は平均トルクの差を総計したもの、に対する比の符号を反転した値として設定するようにした、
ことを特徴とする同期機の電流制御方法。
前記基本電流値と前記係数ｑ、ｒの値の対応データを予め記憶し、該記憶された対応データから前記基本電流値に応じて前記係数ｑ、ｒ値を検索するようにした請求項３に記載の同期機の電流制御方法。