JP4984643B2 - 同期モータ及びその制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、同期モータ及びその制御装置に関し、詳細には、同期モータの駆動電流に高次成分を重畳させることにより、同期モータから生じる振動及び騒音を抑制する技術に関する。

同期モータでは、回転駆動源となる電磁力の形成に起因して、ステータ上に時系的変化を伴う力（「節点力」と呼ばれる。）が生じる。この節点力は、同期モータのステータ又はハウジングに半径方向の変位を生じさせるとともに、周囲に伝達されることから、同期モータから生じる騒音の原因となる。このため、同期モータからの騒音を抑制するには、この節点力を低減することが有効と考えられる。節点力を低減させるための方法として、交流を構成する各相の基本電流に同期モータの相数ｎ等に応じた係数を乗算することで、駆動電流に高次成分を重畳させる方法が知られている。すなわち、Ｋ＝１＋Σ_ｉ＝１ｋ_２ｉｎｃｏｓ｛２ｉｎ（ωｔ＋χ_２ｉｎ）｝として表される係数を各相の基本電流に乗算し、これにより高次成分を重畳させた駆動電流を形成して、同期モータに印加するのである（特許文献１）。
特開２００１−３５２７９１号公報（段落番号０００９，００１０）

しかしながら、この補正係数Ｋを乗算することによる方法には、高次成分の波形に起因した次のような問題がある。
すなわち、この方法によれば、高次成分を重畳させた駆動電流において、基本電流の山又は谷に相当する部分で高次成分が顕著に発現することとなる（前掲特許文献１の図５）。このため、この山又は谷の部分において、基本電流が増大する高負荷時に磁束密度が飽和に近付き、高次成分の重畳による磁束の変化が得難くなることから、節点力を充分に低減することができず、騒音抑制の効果が減殺されることである。

本発明は、同期モータにおいて、高次成分の重畳により節点力を低減するとともに、負荷によらず、広い作動条件下でこの効果が得られるようにして、同期モータから生じる騒音を効果的に抑制することを目的とする。

本発明は、同期モータ及びその制御装置を提供するものである。
本発明に係る同期モータの制御装置は、ｎ相交流の駆動電流により同期モータを制御する装置であって、このｎ相交流の各相の基本電流がＢ×ｃｏｓθ＋Ｃ×ｓｉｎθとして表される場合に、この基本電流に対し、ｐ＝６ｍ−１又はｐ＝６ｍ＋１（ｍを自然数とする。）として、ｅ×ｃｏｓ（ｐθ）＋ｆ×ｓｉｎ（ｐθ）として表される高次電流を加算して、同期モータに印加する駆動電流に高次成分を重畳させるものである。

また、本発明に係る同期モータは、ｎ相交流の駆動電流により運転する同期モータであって、このｎ相交流の各相の基本電流がＢ×ｃｏｓθ＋Ｃ×ｓｉｎθとして表される場合に、ｐ＝６ｍ−１又はｐ＝６ｍ＋１（ｍを自然数とする。）として、次式により表される駆動電流ｉｄにより運転するものである。
ｉｄ＝Ｂ×ｃｏｓθ＋Ｃ×ｓｉｎθ＋ｅ×ｃｏｓ（ｐθ）＋ｆ×ｓｉｎ（ｐθ）

本発明によれば、高次成分を重畳させた駆動電流において、基本電流の山又は谷に相当する部分に限らず、基本電流の中心値を与える電気角付近についても高次成分を実効的に発現させることができる。このため、高次成分の重畳により単に節点力を低減するばかりでなく、高負荷時を含む広い作動条件下でこの効果を得ることができ、同期モータからの騒音を効果的に抑制することができる。

以下に図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
図１，２は、本発明の一実施形態に係る同期モータ１の構成を示している。図１は、同期モータ１の回転中心軸ＡＸを含む平面による断面を、図２は、この回転中心軸ＡＸに対して垂直な平面による断面を示している。
本実施形態において、同期モータ１は、高出力及び静粛性の双方の特性を備える４極対４８ティース型の三相同期モータである。同期モータ１は、図１に示すように、円筒状のハウジング（以下「モータケース」という。）１１に固定子１３及び回転子１５を収納して構成される。

固定子１３は、積層鋼板をベース材として構成されたものであり、中央部が軸方向に貫通した円筒状に形成されている。図２に示すように、固定子１３の内周部には、４８個のティースＴ１〜Ｔ４８がその全周に亘り等間隔に設けられている。隣り合うティースの間に形成されるスロットには、固定子１３に回転磁界を発生させるためのコイル１９が巻き付けられている。このコイル１９は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相に分けられ、各相のコイル１９は、後述するモータコントローラに接続されている。固定子１３は、モータケース１１に対して圧入又はネジ止め等により固定されている。

回転子１５は、積層鋼板をベース材として構成されたものであり、図２に示すように、モータケース１１内において、固定子１３の内側に配置されている。回転子１５の外周部には、８個の永久磁石１５１〜１５８が等間隔に、かつベース材を軸方向に貫通して埋設されている。これらの永久磁石１５１〜１５８は、厚み方向に磁化されており、隣り合うもの同士の磁極Ｎ，Ｓを交互に入れ換えて配置されている。回転子１５は、回転軸部材１７に対して圧入等により固定されており、この回転軸部材１７は、回転中心軸ＡＸと同軸に配置され、モータケース１１に設けられた２つの軸受け３１，３２により回転自在に支持されている（図１）。後述するモータコントローラにより各相のコイル１９に駆動電流が印加されることで、固定子１３のコイル１９と、回転子１５の永久磁石１５１〜１５８との間に磁路が形成され、回転子１５が駆動電流の周波数に応じた速度で回転する。

図３は、本実施形態に係る同期モータ１の制御装置（以下「モータコントローラ」という。）の構成を示している。
本実施形態において、モータコントローラは、電流制御部１０１、三相二相変換部１０３、ＰＩ制御部１０５、二相三相変換部１０７及び信号形成部１０９を含んで構成され、信号形成部１０９により出力された制御信号に基づいてインバータ２０１が作動して、同期モータ１に三相交流の駆動電流が印加される。Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相の駆動電流に高次成分を重畳させるため、本実施形態では、電流制御部１０１により三相二相変換部１０３による変換前に高次成分を重畳させる。電流制御部１０１は、同期モータ１に対するトルク指令値Ｃｍと、同期モータ１の実際の回転速度（以下「モータ回転数」という。）Ｎｍとに基づいて三相交流の各相の基本電流ｉ１ｕ〜ｉ１ｗを演算する。このため、本実施形態では、モータ回転数Ｎｍを検出するための回転数センサ（図示せず。）を設置している。電流制御部１０１は、算出した基本電流ｉ１ｕ〜ｉ１ｗのそれぞれに所定の次数ｐの高次電流ｉｐｕ〜ｉｐｗを加算して、高次成分を重畳させた駆動電流ｉｄｕ〜ｉｄｗを形成する。ＰＩ制御部１０５は、三相二相変換部１０３により二相に変換された駆動電流ｉｄを入力するとともに、同期モータ１に実際に印加されている駆動電流ｉｄａｃｔをフィードバックし、これらの差分（＝ｉｄ−ｉｄａｃｔ）に基づいて同期モータ１に対する指令としての駆動電流ｉｄｃｎｔを形成する。信号形成部１０９は、二相三相変換部１０７を介してフィードバック制御後の駆動電流ｉｄｃｎｔを入力し、これをＰＷＭパルスに変換して、インバータ２０１に対する制御信号を形成する。以下、電流制御部１０１の動作について説明する。

電流制御部１０１は、トルク指令値Ｃｍ及びモータ回転数Ｎｍに基づいて各相の一次周波数電流（「基本電流」に相当する。）ｉ１ｕ〜ｉ１ｗを算出するとともに、これに次数ｐの高次周波数電流（「高次電流」に相当する。）ｉｐｕ〜ｉｐｗを加算して、高次成分を重畳させた駆動電流ｉｄｕ〜ｉｄｗを形成する。位相差をφａ＝１２０°、φｂ＝２４０°とした場合に、各相の一次周波数電流ｉ１ｕ〜ｉ１ｗは、下式により表すことができる。なお、電流制御部１０１は、トルク指令値Ｃｍ及びモータ回転数Ｎｍに基づいて一次周波数電流の大きさＢ，Ｃ及び周波数ωを設定する。

ｉ１ｕ＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ） ・・・（１）
ｉ１ｖ＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ−φａ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−φａ） ・・・（２）
ｉ１ｗ＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ−φｂ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−φｂ） ・・・（３）
また、高次成分を重畳させるため、電流制御部１０１は、算出した一次周波数電流ｉ１ｕ〜ｉ１ｗに対し、下式により表される高次周波数電流ｉｐｕ〜ｉｐｗを加算する。ｉｐｕ〜ｉｐｗの加算に際し、電流制御部１０１は、高次周波数電流の大きさｅ，ｆを算出するとともに、モータ回転数Ｎｍに基づいて次数ｐを設定する。この次数ｐは、ｍを自然数として、ｐ＝６ｍ±１として表される。騒音の原因となる節点力を構成する成分のうち、低減対象とするものの次数ｐを予め特定し、モータ回転数Ｎｍに対応させてモータコントローラに記憶させておく。モータ回転数Ｎｍと次数ｐとの関係は、実験又は計算により把握することができる。次数ｐの設定方法については、後により詳細に説明する。

ｉｐｕ＝ｅ×ｃｏｓ（ｐωｔ）＋ｆ×ｓｉｎ（ｐωｔ） ・・・（４）
ｉｐｖ＝ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ−φａ））＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ−φａ）） ・・・（５）
ｉｐｗ＝ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ−φｂ））＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ−φｂ）） ・・・（６）
以上から、同期モータ１に印加される各相の駆動電流ｉｄｕ〜ｉｄｗは、下式の通りとなる。

ｉｄｕ＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ）＋ｅ×ｃｏｓ（ｐωｔ）＋ｆ×ｓｉｎ（ｐωｔ） ・・・（７）
ｉｄｖ＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ−φａ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−φａ）＋ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ−φａ））＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ−φａ）） ・・・（８）
ｉｄｗ＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ−φｂ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−φｂ）＋ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ−φｂ））＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ−φｂ）） ・・・（９）
図４は、高次成分を重畳させた駆動電流ｉｄｕ〜ｉｄｗを、たとえば、Ｕ相について示したものである。

駆動電流ｉｄｕにおいて、高次周波数電流ｉｐｕを加算したことによる高次成分は、対応するＵ相の基本電流ｉ１ｕの山又は谷に対応する部分（すなわち、電気角Ａで０°，１８０°又は３６０°の部分）に限らず、この基本電流ｉ１ｕの中心値を与える電気角付近（すなわち、９０°〜１２０°又は２７０°〜３００°）においても発現している。この中心値を与える電気角付近では、山等に対応する部分と比較して磁束が飽和に達するまでに余裕があることから、低負荷時に限らず、高負荷時においても高次成分の重畳により磁束を実質的に制御して、節点力を低減することが可能である。

以下、高次周波数電流ｉｐｕ〜ｉｐｗの次数ｐの設定方法について説明する。
図５は、同期モータ１を一次周波数電流ｉ１ｕ〜ｉ１ｗにより高負荷域（たとえば、３１１８Ａ）で運転した場合に特定のティースに対して半径方向に働く節点力（以下、特に「半径方向節点力」という。）を、次数毎に示したものである。この半径方向節点力の解析結果は、計算コード名ＪＭＡＧ（株式会社日本総合研究所製）によるものである。計算に採用される同期モータの２次元、１／４モデルを図６に示す。なお、図５は、この計算モデルのティースＴｂ１に働く半径方向節点力を示したものである。同図から、高次成分を重畳させず、一次周波数電流ｉ１ｕ〜ｉ１ｗにより同期モータ１を運転する場合は、ティースＴｂ１に対して偶数次数の半径方向節点力が大きく作用することが分かる。特に図示しないが、他のティースＴｂ２，Ｔｂ３についても、同様に偶数次数のものが大きく作用することが判明している。

図７は、ティースＴｂ１，Ｔｂ２，Ｔｂ３のそれぞれに作用する半径方向節点力Ｆを電気角Ａとの関係で示したものである。同図から、各ティースＴｂ１〜Ｔｂ３に作用する半径方向節点力Ｆは、同様な波形を示す一方、位相が等間隔でずれていることが分かる。
図８は、ティースＴｂ１〜Ｔｂ３のそれぞれについて、半径方向節点力Ｆの（ａ）２次成分、（ｂ）４次成分及び（ｃ）６次成分を電気角Ａとの関係で示したものである。同図から、２次及び４次成分については、ティースＴｂ１〜Ｔｂ３の間で位相が等間隔でずれており、これらの合計が各電気角Ａで略０となることが分かる。他方、６次成分については、ティースＴｂ１〜Ｔｂ３の間で位相にずれがなく、互いに打ち消すことのないことが分かる。半径方向節点力Ｆの成分毎の波形には規則性があり、６ｍ次成分（ｍを自然数とする。）については、ティースＴｂ１〜Ｔｂ３の間で位相にずれがなく、互いに略等しい波形を示すことが判明している。また、他のティースＴａ１〜Ｔａ３についても同様であり、これらに作用する半径方向節点力は、６ｍ次成分で互いに略等しい波形を示すこととなる。このように、図６に示す計算モデルのうちティースＴｂ１〜Ｔｂ３（又はＴａ１〜Ｔａ３）の領域において、６ｍ次以外の成分については、各ティースの間でこれらが互いに打ち消し合うことから、騒音抑制のためには、高次成分の重畳によりこの６ｍ次成分を低減するのが効果的であるといえる。

以上の知見をもとに、半径方向節点力Ｆの６ｍ次成分を低減するために加算すべき高次周波数電流ｉｐの次数ｐについて述べる。
半径方向節点力をＦ（ωｔ）とすると、一次周波数電流ｉ１を印加することによりこのＦ（ωｔ）が発生するのであるから、Ｆ（ωｔ）は、下式により表すことができる。
Ｆ（ωｔ）＝Ｇ（ωｔ）×｛Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ）｝ ・・・（１０）
半径方向節点力Ｆ（ωｔ）の主要な成分が既述の通り偶数次数に存在することから、Ｇ（ωｔ）は、奇数次数の周期関数として表されることになり、Ｆ（ωｔ）は、更に下式により表すことができる。

Ｆ（ωｔ）＝｛ａ_１ｃｏｓ（ωｔ）＋ｂ_１ｓｉｎ（ωｔ）＋ａ_３ｃｏｓ（３ωｔ）＋ｂ_３ｓｉｎ（ωｔ）＋・・・｝×｛Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ）｝ ・・・（１１）
モータ全般に関し、一次周波数電流ｉ１の印加により大きな平均トルクが得られるように設計がなされるのが一般的であることから、Ｇ（ωｔ）について、低次のものほどその係数が大きな値に設定される。従って、（１１）式において、係数ａ_１，ｂ_１に着目して高次周波数電流ｉｐの次数ｐを設定する。そこで、ｍを自然数として、高次周波数電流ｉｐとしてｉｐ１＝ｅ×ｃｏｓ（（６ｍ−１）ωｔ）＋ｆ×ｓｉｎ（（６ｍ−１）ωｔ）、又はｉｐ２＝ｅ×ｃｏｓ（（６ｍ＋１）ωｔ）＋ｆ×ｓｉｎ（（６ｍ＋１）ωｔ）を採用する。前者の高次周波数電流ｉｐ１が発生させる節点力を求めると、下式のようであり、係数ｅ，ｆを適切に設定することで、駆動電流ｉｄにおいて、一次周波数電流ｉ１の６ｍ次成分を低減させる高次成分を発現させることが可能である。後者の高次周波数電流ｉｐ２についても同様である。

Ｇ（ωｔ）×｛ｅ×ｃｏｓ（（６ｍ−１）ωｔ）＋ｆ×ｓｉｎ（（６ｍ−１）ωｔ）｝
＝｛ａ_１ｃｏｓ（ωｔ）＋ｂ_１ｓｉｎ（ωｔ）＋ａ_３ｃｏｓ（３ωｔ）＋ｂ_３ｓｉｎ（ωｔ）＋・・・｝×｛ｅ×ｃｏｓ（（６ｍ−１）ωｔ）＋ｆ×ｓｉｎ（（６ｍ−１）ωｔ）｝
≒０．５×｛（ａ_１ｅ−ｂ_１ｆ）×ｃｏｓ（６ｍ×ωｔ）＋（ｂ_１ｅ＋ａ_１ｆ）×ｓｉｎ（６ｍ×ωｔ）｝ ・・・（１２）
図９は、Ｕ相及びＷ相の基本電流ｉ１ｕ，ｉ１ｗをＢ×ｃｏｓ（ωｔ＋７５°）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ＋７５°）、ｉ１ｗ＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ＋１９５°）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ＋１９５°）とし、高次周波数電流ｉｄの次数ｐを１１（すなわち、ｍ＝２）とした場合のＵ相及びＷ相の駆動電流ｉｄｕ，ｉｄｗ（＝ｉｄｗａ）を示したものである。各相の駆動電流ｉｄｕ〜ｉｄｗは、下式により表される。

ｉｄｕ＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ＋７５°）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ＋７５°）＋ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ＋７５°）＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ＋７５°） ・・・（１３）
ｉｄｖ＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ−４５°）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−４５°）＋ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ−４５°））＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ−４５°）） ・・・（１４）
ｉｄｗ＝ｉｄｗａ＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ＋１９５°）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ＋１９５°）＋ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ＋１９５°））＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ＋１９５°）） ・・・（１５ａ）
図９から、各相の駆動電流ｉｄｕ〜ｉｄｗの波形が維持されるとともに、位相のみがずれていることが分かる。同図において、符合ｉｄｗｂは、Ｗ相の一次周波数電流ｉ１ｗに対し、下式により表される高次成分（ｐ＝１１）を重畳させた場合の駆動電流を比較例として示したものである。これによる場合は、Ｕ相の駆動電流ｉｄｕと同じ波形が維持されておらず、半径方向節点力Ｆの規則性（図７）により、半径方向節点力Ｆを効果的に低減することができない。

ｉｄｗ＝ｉｄｗｂ＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ＋１９５°）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ＋１９５°）＋ｅ×ｃｏｓ（ｐωｔ＋１９５°）＋ｆ×ｓｉｎ（ｐωｔ＋１９５°） ・・・（１５ｂ）
図１０は、高次周波数電流ｉｄの次数ｐを１１（すなわち、ｍ＝２）とした場合にティースＴｂ１（図６）に作用する半径方向節点力Ｆを示したものであり、高次成分を重畳させた場合のものを実線Ａで、高次成分を重畳させず、一次周波数電流ｉ１により運転した場合のものを一点鎖線Ｂで示している。同図から、絶対値の大きい半径方向節点力Ｆを与える電気角Ａについては、一次周波数電流ｉ１による場合の原波形に対する変化はそれほどなく、他方、絶対値の小さな半径方向節点力Ｆを与える電気角Ａについては、この原波形に対する変化が相対的に大きく、半径方向節点力Ｆが実効的に発現していることが分かる。

なお、図１０において、点線は、前掲特許文献１の補正係数の乗算による場合（次数ｐを１１とする。）の半径方向節点力Ｆを比較例として示したものである。本実施形態によるものと比較して、絶対値の大きい半径方向節点力Ｆを与える電気角Ａにおいて、原波形に対する変化が大きく、半径方向節点力Ｆが大きく低減されていることが分かる。従って、これによる場合は、一次周波数電流ｉ１が大きくなる高負荷時において、半径方向節点力Ｆが大きく低減されるべき電気角Ａで磁束が飽和に近付くことから、高次成分の重畳による磁束の変化が得難く、この低減効果が減殺されることになる。図１２は、補正係数の乗算による場合に固定子上に発生する磁束を、一次周波数電流の大きさ毎に示したものである。点線により、一次周波数電流による場合のものを示している。同図から、一次周波数電流の増大と磁束の増大とは比例せず、一次周波数電流が大きいときほどその増大の幅が小さく、また、高次成分の重畳による磁束の変化も小さいことが分かる。

図１１は、次数ｐを１１とした場合に、高負荷時にティースＴｂ１に作用する半径方向節点力Ｆをフーリエ変換し、次数毎にデシベルにより表示したものである。本実施形態によるもの（ａ）と、補正係数の乗算によるもの（ｂ）とについて示している。同図から、本実施形態による場合は、対象とした半径方向節点力Ｆの１２次成分に関して大きな低減効果が得られる一方、補正係数の乗算による場合は、本実施形態による場合と比較してこの低減効果が小さいことが分かる。

以上において、高次周波数電流ｉｄの大きさを定める係数ｅ，ｆは、実験又は計算により最適な値のものを設定する。係数ｅ，ｆを変化させた結果得られる効果を、半径方向節点力Ｆの低減対象とする次数ｐについて評価し、この効果が最も良好に得られるｅ，ｆの組み合わせを抽出するのである。
本実施形態に関し、電流制御部１０１が「電流制御手段」を構成し、三相二相変換部１０３、ＰＩ制御部１０５、二相三相変換部１０７及び信号形成部１０９が「駆動手段」を構成する。

以上より、本実施形態によれば、高次成分を重畳させた駆動電流ｉｄにおいて、一次周波数電流ｉ１の山又は谷に相当する部分に限らず、一次周波数電流ｉ１の中心値を与える電気角付近についても高次成分を発現させることができる。このため、高負荷時を含む広い作動条件下で半径方向節点力Ｆを低減して、同期モータ１から生じる騒音を効果的に抑制することができる。また、半径方向節点力Ｆが低減されることで、モータケース１１に生じる変位を抑制し、同期モータ１の振動を低減することができる。

なお、以上では、半径方向節点力Ｆを低減し、これによる効果として同期モータ１からの騒音を抑制する場合について説明した。本発明によれば、これに限らず、同期モータ１のトルク変動を抑制することとし、これに付随する効果として同期モータ１の振動、延いては騒音の抑制を図ることもできる。
また、以上では、同期モータ１を発動機として使用する場合について説明したが、同期モータ１を発電機として使用することも可能である。この場合においても本実施形態に係る電流制御の採用により半径方向節点力を低減し、発電時に生じる騒音を抑制することができる。同期モータ1に発動機及び発電機の双方の機能を持たせ、状況に応じてこれらの機能を使い分けるとともに、騒音抑制に関して以上と同様の効果を得ることができる。

本発明の一実施形態に係る同期モータの回転中心軸を含む平面による断面 同上実施形態に係る同期モータの回転中心軸に対して垂直な平面による断面 同上実施形態に係る同期モータの制御装置の構成 同上実施形態に係る基本電流としての一次周波数電流ｉ１ｕ、及び駆動電流ｉｄｕ 半径方向節点力の次数毎の分析結果 同上分析に採用される半径方向節点力の計算モデル 異なるティースに作用する半径方向節点力 同上半径方向節点力の２次、４次及び６次成分 Ｕ相及びＷ相の駆動電流ｉｄｕ，ｉｄｗａ 一次周波数電流ｉ１又は駆動電流ｉｄを印加した場合に生じる半径方向節点力 高次成分の重畳による半径方向節点力の低減 一次周波数電流の増大に対する磁束の変化

符号の説明

１…同期モータ、１１…モータケース、１３…固定子、１５…回転子、１５１〜１５８…永久磁石、１７…回転軸部材、１９…コイル、３１，３２…軸受け、１０１…電流制御部、１０３…三相二相変換部、１０５…ＰＩ制御部、１０７…二相三相変換部、１０９…信号形成部、２０１…インバータ、ＡＸ…回転中心軸、Ｔ１〜Ｔ４８…ティース。

Claims (7)

1. ｎ相交流の駆動電流により同期モータを制御する装置であって、
   前記ｎ相交流の各相の基本電流がＢ×ｃｏｓθ＋Ｃ×ｓｉｎθとして表される場合に、この基本電流に対し、ｐ＝６ｍ−１又はｐ＝６ｍ＋１（ｍを自然数とする。）として、ｅ×ｃｏｓ（ｐθ）＋ｆ×ｓｉｎ（ｐθ）として表される高次電流を加算して、前記駆動電流を形成する電流制御手段と、
   前記電流制御手段により形成された駆動電流を同期モータに供給して、この同期モータを駆動する駆動手段と、
   を含んで構成される同期モータの制御装置。
2. 前記ｎ相交流の１つ相の基本電流がＢ×ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ）、他の１つの相の基本電流がＢ×ｃｏｓ（ωｔ−φ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−φ）として表される場合に、これらの基本電流に加算される高次電流が夫々ｅ×ｃｏｓ（ｐωｔ）＋ｆ×ｓｉｎ（ｐωｔ）、ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ−φ））＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ−φ））として表される関係にある請求項１に記載の同期モータの制御装置。
3. 前記駆動電流が三相交流である請求項１に記載の同期モータの制御装置。
4. φａ，φｂの一方を略１２０°、他方を略２４０°として、前記三相交流のうち第１の相の基本電流がＢ×ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ）、第２の相の基本電流がＢ×ｃｏｓ（ωｔ−φａ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−φａ）、第３の相の基本電流がＢ×ｃｏｓ（ωｔ−φｂ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−φｂ）として表される場合に、これらの基本電流に重畳される高次電流が夫々ｅ×ｃｏｓ（ｐωｔ）＋ｆ×ｓｉｎ（ｐωｔ）、ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ−φａ））＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ−φａ））、ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ−φｂ））＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ−φｂ））として表される関係にある請求項３に記載の同期モータの制御装置。
5. 同期モータの回転速度を検出する回転速度検出手段を更に含んで構成され、
   前記電流制御手段は、前記回転速度検出手段により検出された回転速度に基づいて次数ｐを設定する請求項１〜４のいずれかに記載の同期モータの制御装置。
6. ｎ相交流の駆動電流により運転する同期モータであって、
   前記ｎ相交流の各相の基本電流がＢ×ｃｏｓθ＋Ｃ×ｓｉｎθとして表される場合に、ｐ＝６ｍ−１又はｐ＝６ｍ＋１（ｍを自然数とする。）として、下式により表される駆動電流ｉｄにより運転する同期モータ。
   ｉｄ＝Ｂ×ｃｏｓθ＋Ｃ×ｓｉｎθ＋ｅ×ｃｏｓ（ｐθ）＋ｆ×ｓｉｎ（ｐθ）
7. 三相交流の駆動電流により運転する同期モータであって、
   φａ，φｂの一方を略１２０°、他方を略２４０°として、前記三相交流のうち第１の相の基本電流がＢ×ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ）、第２の相の基本電流がＢ×ｃｏｓ（ωｔ−φａ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−φａ）、第３の相の基本電流がＢ×ｃｏｓ（ωｔ−φｂ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−φｂ）として表される場合に、ｐ＝６ｍ−１又はｐ＝６ｍ＋１（ｍを自然数とする。）として、前記第１の相に対応する駆動電流ｉｄ１、前記第２の相に対応する駆動電流ｉｄ２、及び前記第３の相に対応する駆動電流ｉｄ３が夫々下式により表される関係にある同期モータ。
   ｉｄ１＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ）＋ｅ×ｃｏｓ（ｐωｔ）＋ｆ×ｓｉｎ（ｐωｔ）
   ｉｄ２＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ−φａ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−φａ）＋ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ−φａ））＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ−φａ））
   ｉｄ３＝Ｂ×ｃｏｓ（ωｔ−φｂ）＋Ｃ×ｓｉｎ（ωｔ−φｂ）＋ｅ×ｃｏｓ（ｐ（ωｔ−φｂ））＋ｆ×ｓｉｎ（ｐ（ωｔ−φｂ））

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