JP7351819B2 - ステッピングモータ駆動装置 - Google Patents
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Description
このような回転振動および静止角度誤差の問題は、ハイブリッド型ステッピングモータ、とくに小型のハイブリッド型ステッピングモータおいてとくに顕著に現れる。また、ステータ小歯間および/またはロータ小歯間に磁石を挿入したスロットマグネット型のステッピングモータにおいても、同様に、回転振動および静止角度誤差の問題が顕著である。
特許文献3は、モータの逆起電力高調波によって振動が発生すると指摘し、励磁位相の補償によって逆起電力高調波を抑制する手法を開示している。
また、この発明の一実施形態は、ステッピングモータの静止角度誤差を低減でき、かつ回転座標系を用いた簡単な構成で高精度な駆動を実現できるステッピングモータ駆動装置を提供する。
この発明の一実施形態では、前記トルク補正波形が、リラクタンストルクの揺らぎを抑制するリラクタンストルク補正波形成分を含む。この構成により、リラクタンストルクの揺らぎに起因する振動を抑制することができる。
この発明の一実施形態では、前記リラクタンストルク補正波形成分が、前記ステッピングモータの電気角周期の基本正弦波の2倍の周波数を有し前記基本正弦波と位相を整合させた原波形を前記基本正弦波と同符号または異符号に全波整流した波形を有する。位相の整合は、厳密に位相が整合していることを意味するものではない。むろん、厳密に位相が整合していてもよいが、実際上は、微少な位相ずれを意図的に導入することによって、振動低減効果が向上する場合があり得る。したがって、ここでの位相の整合とは、リラクタンストルクの励磁位相に依存する揺らぎを抑制できる範囲内での位相ずれを許容する趣旨である。
この発明の一実施形態では、前記リラクタンストルク補正波形成分が、前記ステッピングモータの自己インダクタンスの角度微分の振幅が当該ステッピングモータの相互インダクタンスの角度微分の振幅よりも大きいときには、前記原波形を前記基本正弦波と同符号に全波整流した波形を有し、前記自己インダクタンスの角度微分の振幅が前記相互インダクタンスの角度微分の振幅よりも小さいときには、前記原波形を前記基本正弦波と異符号に全波整流した波形を有する。
この発明の一実施形態では、前記リラクタンストルク補正波形成分が、前記ステッピングモータに供給されるモータ電流に応じて変化する波形を有する。
マグネットトルクの電流に対する非線形性は、モータの回転振動の一因となり得る。そこで、マグネットトルク補正波形成分によって制御電流波形を補正することにより、モータの回転振動および静止角度誤差を一層改善できる。このような、マグネットトルクの非線形性に関する電流補正は、とりわけハイブリッド型のステッピングモータにおいて効果的である。
この発明の一実施形態では、前記マグネットトルク補正波形成分が、前記ステッピングモータの電気角周期の基本正弦波に重畳されたときに当該基本正弦波のピーク部の振幅を増幅する波形を有している。
この発明の一実施形態では、前記トルク補正指令生成器が、互いに直交するα軸およびβ軸によって規定される2相固定座標系での電流波形を表すトルク補正波形に従うトルク補正指令を生成するものである。そして、前記トルク補正指令座標変換器における座標変換が、前記2相固定座標系から前記回転座標系への変換である。
本願出願人は、モータ電流値によって、トルクのロータ角度依存性(θ-T特性)が励磁位相に対して揺らぎを起こす現象が生じ、それにより、回転振動および/または静止角度誤差の悪化が説明できることを見出した。とくに、発生トルクに対する電流値の非線形性が、ロータ角度とトルクとの関係を表すθ-T波形の揺らぎに影響し、かつ従来のステッピングモータに関する学説では無視できるとされてきたリラクタンストルクもθ-T波形の揺らぎに影響することを見出した。これらの発見に基づき、この出願は、以下に説明する実施形態を提供する。
[理想的な場合のマグネットトルクに関する考察]
モータインダクタンスの角度依存性が小さい同期型モータ、たとえば表面磁石型モータやハイブリッド型ステッピングモータ、一部の埋め込み磁石型モータでは、モータが発生するトルクは磁石によるものが支配的になる。磁石によるトルクは、「マグネットトルク」と呼ばれる。
ステッピングモータの場合は、マグネットトルクと電流との関係が線形でないことが知られている。そこで、電流の二次の項を導入し、その係数をpとおくと、次式(2)のように書くことができる。理想的なマグネットトルクの場合には、p=0であり、上式(1)のとおりになる。
ここで、理想的なマグネットトルクの場合、すなわちp=0の場合を考える。また、電流が角速度ωの理想的な正弦波波形で時間的に変動する場合を考えることとし、IA(t)=cos(ωt)、IB(t)=-sin(ωt)とおく(ただし、tは時間を表す)。すると、上記式(2)は次のとおりになる。
図1から、θ-T波形は、形を保ったままで並行移動しており、任意の一定負荷において、トルクの脈動が起こらないことが分かる。したがって、トルク脈動を起因とする回転方向の加振力は働かないので、モータの回転による振動は発生しない。
磁石がない場合でも、コイルによって生じる磁束によって鉄心間に電磁力が生じる。その電磁力による吸引によってトルクが発生する。これを「リラクタンストルク」という。リラクタンストルクは、モータインダクタンスのθ依存性を起源とする。リラクタンストルクTrは、磁気エネルギーの和をU、A相およびB相の自己インダクタンスをLA,LB、相互インダクタンスをMとしたときに、次のように書ける。
IAIB=A1cos(2ωt+δ1) (15)
IA 2-IB 2=A2cos(2ωt+δ2) (16)
これらをIAについて解くと、次式が得られる。
MΔ=LΔのときのA相電流IA(=√(2α/LΔ)・cosωt)およびB相電流IB(=-√(2α/LΔ)・sinωt)の波形を図5Aの曲線510および図5Bの曲線520にそれぞれ示す。これらは、正弦波の波形となる。図5Aの曲線510に示す正弦波電流波形とA相電流IAの波形(曲線512)との差分を「重畳波形」と呼び、図5Aに曲線511で示す。曲線510の正弦波電流波形に対して曲線511の重畳波形を重畳することで、曲線512に示す、A相電流IAの波形が得られる。同様に、図5Bの曲線520に示す正弦波電流波形とB相電流IBの波形(曲線522)との差分を「重畳波形」と呼び、図5Bに曲線521で示す。曲線520の正弦波電流波形に対して曲線521の重畳波形を重畳することで、曲線522に示す、B相電流IBの波形が得られる。重畳波形(曲線511,521)は、LΔ=MΔのときに相当する正弦波電流波形(曲線510,520)に対して、2倍周期の正弦波状波形を正弦波電流(曲線510,520)と同じ符号に整流した波形となる。
モータを励磁するとき、インダクタンスの角度微分の振幅LΔおよびMΔは、モータ電流に依存する。したがって、モータ電流に依存する振幅LΔおよびMΔの変動も含めて、モータに供給する各相の電流を計算することが好ましい。しかし、現実のアプリケーションでは、式(22),(23)の根号処理が煩雑でもあることから、振幅LΔおよびMΔをそれぞれ定数とおいた基本重畳波形をテーブル化しておき、モータ電流に応じてその基本重畳波形の振幅を調整することによって、モータの電気角周期の基本正弦波(図5A,5Bの曲線510,520)に重畳すべき重畳波形(図5A,5Bの曲線511,521)を作成してもよい。その場合でも、ステッピングモータの低振動化は充分に達成できる。LΔ<MΔのときには、重畳波形の符号を反転させることによって、対応することができる(図5A,5Bの曲線511a,521a参照)。
LΔとMΔの大小関係が反転したときに、重畳波形が反転する理由を説明する。
[非線形性を考慮した場合のマグネットトルク]
マグネットトルクが電流に対して非線形性を有している場合の電流補正について考える。ステッピングモータにおいて、電流に対してトルクが非線形でない現象が生じることが知られている。図7に、2相ハイブリッド型ステッピングモータのトルク-電流特性の一例を示す。入力電流に対するトルクの特性は、非線形なトルクカーブを描く。このトルクカーブに対して二次多項式でフィッティングし、一次の係数をトルク定数kt、二次の係数をp・ktとおくと、電流に対する非線形性を含んだマグネットトルクは、式(1)にトルク定数を考慮して、次のように表せる。
式(24)のIAおよびIBに式(27),(28)のIAcompおよびIBcompをそれぞれ代入すると、次式が得られる。
TM=αkt(cos(ωt)sin(θ)-sin(ωt)cos(θ))=-αktsin(ωt-θ) (29)
αは入力電流の振幅となる。判別式D<0のとき、すなわち、次式の関係のときに解が虚部を持つ。
IA=Re(IAcomp)+Im(IAcomp) (31)
IB=Re(IBcomp)+Im(IBcomp) (32)
例として、図7の場合の電流補正を考える。トルク定数は、kt=0.2745(N・m/A)、トルクの2次の係数はp=0.095(N・m/A2)となる。D=0のときの励磁電流αは、次式のとおりであり、このときの電流波形は、図8の曲線802のようになる。現象論的には、1相励磁のときのトルクの減少を補うために電流ピーク部の電流値が増やされる状態になって、励磁電流波形は三角波に近づくと解釈できる。
D>0となる場合の例として、励磁電流α=1.8(A)のときの補正電流波形を図9の曲線902に示す。図9の曲線900は、補正前の正弦波電流波形(α・sinωt)を示す。曲線902と曲線900との差分に対応する重畳波形を曲線901で示す。曲線900の正弦波電流波形に対して曲線901の重畳波形を重ね合わせることにより、曲線902の補正電流波形が得られる。励磁電流が増えることで、ピーク部の電流値をさらに増やす必要があることがわかる。
一つの具体例として、2相ハイブリッド型ステッピングモータに前述の補正を適用する場合について説明する。ハイブリッド型ステッピングモータでは、前述のリラクタンストルクを補正する電流補正によって低い振動レベルを達成できる。そして、さらにマグネットトルクの非線形項の補正のための電流補正を組み合わせれば、一層低い振動レベルを達成できる。
ステータ2は、ステータ鉄心21および巻線22を含む。ステータ鉄心21の両端にモータフランジ4およびブラケット5がそれぞれ固定され、これらがモータケース8を構成している。
一対のロータセグメント41,42は、実質的に同様の構成を有している。そして、ロータ歯ピッチの半分であるハーフピッチだけずらして、回転軸30に固定されている。したがって、回転軸線10に沿って見たときに、一方のロータセグメント41のロータ歯33の間に他方のロータセグメント42のロータ歯33が位置している。
図14は、互いに直交するα軸およびβ軸によって規定される2相固定座標系であるα-β座標系とd-q回転座標系との関係を示す。d-q回転座標系は、ステッピングモータ1のロータの磁束方向をd軸とし、それに直交する方向をq軸として定義され、ロータの回転角θ(電気角)に応じて回転する回転座標系である。A相巻線22AおよびB相巻線22Bに、電気角で90度の位相差を有し、電気角λに応じて正弦波状に変化する電流iα,iβが通電される。iα=iα1、iβ=iβ1のとき、α軸から角度λ1だけ回転した合成電流ベクトルi1が得られる。この合成電流ベクトルi1をd軸およびq軸に投影すると、ロータの回転角θに応じたd軸電流成分id1およびq軸電流成分iq1が得られる。そして、q軸電流成分iq1に比例するモータトルクが発生する。
図15にdp-qp回転座標系(指令座標系)とd-q回転座標系(ロータ座標系)との関係を示す。dp-qp回転座標系のdp軸およびqp軸は、d-q回転座標系のd軸およびq軸にそれぞれ対応している。そして、位置角度指令θ*とロータの回転角θとの相違に応じて、dp-qp回転座標系とd-q回転座標系との間には、角度差δが生じる。たとえば、制御ユニット60は、位置角度指令θ*を生成し、dp軸電流指令idp *を電流振幅値とし、qp軸電流指令iqp *をゼロとする。すると、dp軸は、α軸に対して角度θ*をなし、dp軸成分のみを持つ指令電流ベクトルi*が生成される。この指令電流ベクトルi*をd軸およびq軸に投影すると、d軸電流成分idおよびq軸電流成分iqが得られる。それにより、q軸電流成分iqに比例するモータトルクが発生する。
図16は、ステッピングモータ1の駆動に関連する制御ユニット60の機能的な構成を説明するためのブロック図である。図16に示す制御ユニット60内の各部の機能は、プロセッサ61がメモリ62に格納されたプログラムを実行することによってソフトウェア的に実現されてもよい。また、それらの機能の一部または全部が電気/電子回路を含むハードウェアで実現されてもよい。
同様に、qp軸電流制御器86は、qp軸電流指令iqp *とqp軸電流iqpとを比較し、その比較結果に応じたqp軸電圧指令Vqp *を生成する電圧指令生成器である。より具体的には、qp軸電流指令iqp *に対するqp軸電流iqpの偏差が求められる。その偏差に対して増幅等の演算を行ってqp軸電圧指令Vqp *が求められる。
図17は、補償指令生成器81の具体的な構成例を説明するためのブロック図である。補償指令生成器81は、係数設定器73と、A相補償値演算部70Aと、B相補償値演算部70Bとを含む。A相補償値演算部70Aは、A相リラクタンストルク補正波形発生器71A、A相マグネットトルク補正波形発生器72A、およびA相加算器76Aを含む。B相補償値演算部70Bも同様に、B相リラクタンストルク補正波形発生器71B、B相マグネットトルク補正波形発生器72B、およびB相加算器76Bを含む。
別の具体例として、スロットマグネット型ステッピングモータに前述の補正を適用する場合について説明する。スロットマグネット型ステッピングモータでは、前述のリラクタンストルクを補正する電流補正によって低い振動レベルを達成できる。マグネットトルクの非線形項の補正のための電流補正は、スロットマグネット型ステッピングモータでは、必ずしも必要ではなく、これを省略しても、低い振動レベルを達成できる。
ステッピングモータ1は、ステータ2と、ロータ3と、モータフランジ4と、ブラケット5と、一対の軸受6,7とを含む。
モータケース8の内部にロータ3が回転軸線10まわりに回転可能に配置されている。ロータ3は、回転軸線10に沿って配置された回転軸30と、回転軸30に支持されたロータ鉄心31とを含む。回転軸30は、一対の軸受6,7により回転自在に支持されている。一方の軸受6はモータフランジ4に装着されており、他方の軸受7はブラケット5に装着されている。
ロータ鉄心31の外周面には、所定の歯ピッチでロータ歯33が周方向11に等間隔に形成されている。各ロータ歯33は、回転軸線10に平行に延びている。ただし、ロータ歯33は、回転軸線10に対して傾斜していてもよい。
隣接するロータ歯33の間にロータスロット34が形成されている。ロータスロット34内には、ロータスロットマグネット35が挿入されている。ロータスロットマグネット35は、ロータスロット34に沿って棒状に延びた硬磁性挿入物(典型的には永久磁石片)である。ロータスロットマグネット35は、たとえば接着剤でロータスロット34内に固定されている。
ロータ歯33は、移動方向である周方向11を横切る交差方向に延びる突条である。ロータ歯33は、回転軸線10に直交する切断面内において略一定の幅で放射方向に沿って外方(回転軸線10から離反する方向)に向かって突出している。ロータ歯33は、回転軸線10から離れる方向に向いた頂面33aを有している。頂面33aは、回転軸線10のまわりの周方向11に沿っている。回転軸線10に直交する切断面内において、複数のロータ歯33は実質的に合同な断面形状を有しており、一定のロータ歯ピッチPrで等間隔に配置されている。隣接するロータ歯33の間に形成されるロータスロット34は、それらのロータ歯33によってそれぞれ規定される一対の互いにほぼ平行な側面34b,34cと、それらの側面34b,34cの間に形成された底面34aとによって規定され、略矩形の断面形状を有している。底面34aは、回転軸線10まわりの周方向11に沿っている。ロータスロット34の底面34aからロータ歯33の頂面33aまでの距離、すなわち、ロータ歯33の高さを「ロータ歯丈Hr」という。
ロータ歯33とステータ歯23とが対向するとき、それらの間には、それらの対向方向、すなわち放射方向(スロット34,24の深さ方向)に関して一定のギャップ(隙間)が形成される。このギャップを「鉄ギャップΔF」という。ロータスロット34とステータスロット24とが対向するとき、ロータスロットマグネット35とステータスロットマグネット25との間に、それらの対向方向、すなわち放射方向(スロット34,24の深さ方向)に関して一定のギャップが形成される。このギャップを「磁石ギャップΔM」という。
図29Aは、ギャップ比ΔM/ΔFが4倍のスロットマグネット型モータについて、無励磁状態でロータをゆっくり回転したときの自己インダクタンスLおよび相互インダクタンスMの解析結果を示す。図29Bは、同じモータについて、d軸電流を定格電流値とし、q軸電流をゼロとした状態で、ロータをゆっくり回転したときの自己インダクタンスLおよび相互インダクタンスMの解析結果を示す。図30Aは、図28A(無励磁状態)に対応するトルクの解析結果を示す。また、図30Bは、図28B(d軸定格電流励磁)に対応するトルクの解析結果を示す。無励磁時(図30A)のトルクは、ディテントトルクとなる。
図38には、ギャップ比ΔM/ΔFが8倍のスロットマグネット型ステッピングモータについてのモータ電流の実測値を示す。図38には、補正前の基本電流波形(正弦波。図5Aおよび図5Bの曲線510,520に対応)、これに重畳するリラクタンストルク補正電流波形(図5Aおよび図5Bの曲線511,521に対応)、および補正後の電流波形(図5Aおよび図5Bの曲線512,522に対応)を示す。補正後の電流波形は、基本電流波形にリラクタンストルク補正電流波形を重畳して得られる波形である。ただし、リラクタンストルク補正電流波形は、モータ電流に応じて振幅を調整して重畳されている。
2 ステータ
22,22A,22B 巻線
25 ステータスロットマグネット
30 回転軸
31 ロータ鉄心
35 ロータスロットマグネット
40 永久磁石
41 ロータセグメント
42 ロータセグメント
50 直流電源
51 PWMインバータ
512 パルス幅変調パターン発生器
52A A相電流検出器
52B B相電流検出器
55 駆動回路部
60 制御ユニット
70A A相補償値演算部
70B B相補償値演算部
71A A相リラクタンストルク補正波形発生器
71B B相リラクタンストルク補正波形発生器
72A A相マグネットトルク補正波形発生器
72B B相マグネットトルク補正波形発生器
73 係数設定器
76A A相加算器
76B B相加算器
81 補償指令生成器
82 補償指令座標変換器
83 第1加算器
84 第2加算器
85 dp軸電流制御器
86 qp軸電流制御器
87 相電流座標変換器
88 電圧指令座標変換器
Claims (13)
- 位置角度指令に応じてステッピングモータを駆動するためのステッピングモータ駆動装置であって、
前記ステッピングモータの相電流を検出する電流検出器と、
前記ステッピングモータの巻線に電流を通電するインバータと、
前記インバータを制御する制御ユニットと、を含み、
前記位置角度指令に応じて回転し、互いに直交するdp軸およびqp軸によって規定される回転座標系が定義され、
前記制御ユニットは、
前記電流検出器が検出する相電流を前記位置角度指令に基づいて前記回転座標系のdp軸成分およびqp軸成分に変換してdp軸検出電流およびqp軸検出電流を生成する相電流座標変換器と、
前記ステッピングモータのトルクの揺らぎを抑制するために前記ステッピングモータに印加すべき電流波形を表すトルク補正波形に従うトルク補正指令を生成するトルク補正指令生成器と、
前記トルク補正指令生成器が生成するトルク補正指令を前記位置角度指令に基づいて前記回転座標系のdp軸成分およびqp軸成分に変換してdp軸トルク補正成分およびqp軸トルク補正成分を生成するトルク補正指令座標変換器と、
前記回転座標系に従うdp軸基本電流指令およびqp軸基本電流指令に前記トルク補正指令座標変換器が生成するdp軸トルク補正成分およびqp軸トルク補正成分をそれぞれ重ね合わせてdp軸電流指令およびqp軸電流指令を生成する加算器と、
前記加算器が生成するdp軸電流指令およびqp軸電流指令と、前記相電流座標変換器が生成するdp軸検出電流およびqp軸検出電流とをそれぞれ比較し、その比較結果に応じて、前記インバータに制御指令を与える制御指令生成器とを含み、
前記トルク補正波形が、リラクタンストルクの揺らぎを抑制するリラクタンストルク補正波形成分を含み、
前記リラクタンストルク補正波形成分が、前記ステッピングモータの電気角周期の基本正弦波の2倍の周波数を有し前記基本正弦波と位相を整合させた原波形を前記基本正弦波と同符号または異符号に全波整流した波形を有し、
前記リラクタンストルク補正波形成分が、前記ステッピングモータの自己インダクタンスの角度微分の振幅が当該ステッピングモータの相互インダクタンスの角度微分の振幅よりも大きいときには、前記原波形を前記基本正弦波と同符号に全波整流した波形を有し、前記自己インダクタンスの角度微分の振幅が前記相互インダクタンスの角度微分の振幅よりも小さいときには、前記原波形を前記基本正弦波と異符号に全波整流した波形を有する、ステッピングモータ駆動装置。 - 位置角度指令に応じてステッピングモータを駆動するためのステッピングモータ駆動装置であって、
前記ステッピングモータの相電流を検出する電流検出器と、
前記ステッピングモータの巻線に電流を通電するインバータと、
前記インバータを制御する制御ユニットと、を含み、
前記位置角度指令に応じて回転し、互いに直交するdp軸およびqp軸によって規定される回転座標系が定義され、
前記制御ユニットは、
前記電流検出器が検出する相電流を前記位置角度指令に基づいて前記回転座標系のdp軸成分およびqp軸成分に変換してdp軸検出電流およびqp軸検出電流を生成する相電流座標変換器と、
前記ステッピングモータのトルクの揺らぎを抑制するために前記ステッピングモータに印加すべき電流波形を表すトルク補正波形に従うトルク補正指令を生成するトルク補正指令生成器と、
前記トルク補正指令生成器が生成するトルク補正指令を前記位置角度指令に基づいて前記回転座標系のdp軸成分およびqp軸成分に変換してdp軸トルク補正成分およびqp軸トルク補正成分を生成するトルク補正指令座標変換器と、
前記回転座標系に従うdp軸基本電流指令およびqp軸基本電流指令に前記トルク補正指令座標変換器が生成するdp軸トルク補正成分およびqp軸トルク補正成分をそれぞれ重ね合わせてdp軸電流指令およびqp軸電流指令を生成する加算器と、
前記加算器が生成するdp軸電流指令およびqp軸電流指令と、前記相電流座標変換器が生成するdp軸検出電流およびqp軸検出電流とをそれぞれ比較し、その比較結果に応じて、前記インバータに制御指令を与える制御指令生成器とを含み、
前記トルク補正波形が、リラクタンストルクの揺らぎを抑制するリラクタンストルク補正波形成分を含み、
前記リラクタンストルク補正波形成分が、前記ステッピングモータの自己インダクタンスの角度微分の振幅および相互インダクタンスの角度微分の振幅の比を用いて算出される波形を有する、ステッピングモータ駆動装置。 - 前記リラクタンストルク補正波形成分が、前記ステッピングモータの電気角周期の基本正弦波の2倍の周波数を有し前記基本正弦波と位相を整合させた原波形を前記基本正弦波と同符号または異符号に全波整流した波形を有する、請求項2に記載のステッピングモータ駆動装置。
- 前記リラクタンストルク補正波形成分が、前記ステッピングモータの自己インダクタンスの角度微分の振幅が当該ステッピングモータの相互インダクタンスの角度微分の振幅よりも大きいときには、前記原波形を前記基本正弦波と同符号に全波整流した波形を有し、前記自己インダクタンスの角度微分の振幅が前記相互インダクタンスの角度微分の振幅よりも小さいときには、前記原波形を前記基本正弦波と異符号に全波整流した波形を有する、請求項3に記載のステッピングモータ駆動装置。
- 前記原波形が、正弦波状の波形である、請求項1,3および4のいずれか一項に記載のステッピングモータ駆動装置。
- 前記dp軸基本電流指令が前記ステッピングモータに通電すべき電流振幅を表し、前記qp軸基本電流指令がゼロを表す、請求項1~5のいずれか一項に記載のステッピングモータ駆動装置。
- 前記リラクタンストルク補正波形成分が、前記ステッピングモータに供給されるモータ電流に応じて変化する波形を有する、請求項1~6のいずれか一項に記載のステッピングモータ駆動装置。
- 前記トルク補正波形が、マグネットトルクの電流に対する非線形性を補償するためのマグネットトルク補正波形成分を含む、請求項1~7のいずれか一項に記載のステッピングモータ駆動装置。
- 前記マグネットトルク補正波形成分が、前記ステッピングモータに供給されるモータ電流に応じて変化する波形を有する、請求項8に記載のステッピングモータ駆動装置。
- 前記マグネットトルク補正波形成分が、前記ステッピングモータの電気角周期の基本正弦波に重畳されたときに当該基本正弦波のピーク部の振幅を増幅する波形を有している、請求項8または9に記載のステッピングモータ駆動装置。
- 前記ステッピングモータが、ハイブリッド型またはスロットマグネット型である、請求項1~10のいずれか一項に記載のステッピングモータ駆動装置。
- 前記トルク補正指令生成器が、互いに直交するα軸およびβ軸によって規定される2相固定座標系での電流波形を表すトルク補正波形に従うトルク補正指令を生成するものであり、
前記トルク補正指令座標変換器における座標変換が、前記2相固定座標系から前記回転座標系への変換である、請求項1~11のいずれか一項に記載のステッピングモータ駆動装置。 - 前記制御指令生成器が、
前記dp軸電流指令および前記qp軸電流指令と前記dp軸検出電流および前記qp軸検出電流とをそれぞれ比較してdp軸電圧指令およびqp軸電圧指令を生成する電圧指令生成器と、
前記電圧指令生成器が生成するdp軸電圧指令およびqp軸電圧指令に対して、前記位置角度指令に基づき、前記回転座標系から前記ステッピングモータの複数の相によって規定されるモータ固定座標系に変換する座標変換を行って前記ステッピングモータの各相の相電圧指令を生成する電圧指令座標変換器とを含む、請求項1~12のいずれか一項に記載のステッピングモータ駆動装置。
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