JPWO2011043118A1 - 電動機システム - Google Patents

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Abstract

ステータ５３の電機子磁極の数と第１ロータ５１の磁極の数と第２ロータ５２のコアの数との比が、１：ｍ：（１＋ｍ）／２に設定されている電動機３と、トルク指令値Ｔr_cに応じてｄ軸電圧指令値Ｖd_c及びｑ軸電圧指令値Ｖq_cを生成し、該電圧指令値のベクトル和の大きさがバッテリ１１の出力電圧Ｖ0に応じて設定された上限電圧Ｖulmtを超えるときに、第１ロータの磁極の磁束を減少させる界磁弱め電流を生じさせるように、該電圧指令値を補正するＥＣＵ６０を備える。

Description

本発明は、複数の可動子を有する電動機とその制御装置を備えた電動機システムに関する。
従来より、複数の可動子を有する電動機として、例えば、第１回転軸に連結された第１ロータと、第２回転軸に連結された第２ロータと、ステータとを備えた回転機が知られている（例えば、特開２００８−６７５９２号公報参照）。
特開２００８−６７５９２号公報に記載された電動機においては、第１回転軸と第２回転軸が同心状に配置されており、第１ロータ及び第２ロータとステータは、第１回転軸の径方向に内側からこの順で配置されている。そして、第１ロータは、周方向に並んだ複数の第１永久磁石及び第２永久磁石を有しており、第１永久磁石及び第２永久磁石は、第１ロータの軸線方向に並列して配置されている。
また、第２ロータは、各々が周方向に並んだ複数の第１コア及び第２コアを有している。第１コア及び第２コアは軟磁性体で構成されており、第１コアは第１ロータの第１永久磁石側の部分とステータの間に配置され、第２コアは第１ロータの第２永久磁石側の部分とステータの間に配置されている。
また、ステータは、周方向に回転する第１回転磁界及び第２回転磁界を生じさせるように構成され、第１回転磁界は第１ロータの第１永久磁石側の部分との間に発生し、第２回転磁界は第１ロータの第２永久磁石側の部分との間に発生する。第１永久磁石及び第２永久磁石の磁極の数と、第１回転磁界及び第２回転磁界の磁極の数と、第１コア及び第２コアの数とは、同一に設定されている。
そして、ステータへの電力供給による第１回転磁界及び第２回転磁界の発生に伴なって、第１回転磁界及び第２回転磁界の磁極と第１永久磁石及び第２永久磁石の磁極により、第１コア及び第２コアが磁化されることによって、これらの要素の間に磁力線が発生する。また、この磁力線の磁力による作用により、第１ロータ及び第２ロータが駆動されて、第１回転軸及び第２回転軸から動力が出力される。
特開２００８−６７５９２号公報に記載された電動機は、その構成上、複数の第１コアから成る第１軟磁性体列と複数の第２コアから成る第２軟磁性体列を備えることが必須であるため、電動機が大型化するという不都合があった。さらに、特許文献１に記載された電動機は、その構成上、第１回転磁界及び第２回転磁界の回転速度と第２ロータの回転速度との速度差と、第２ロータの回転速度と第１ロータの回転速度との速度差とが同じになる速度関係しか成立しないため、設計の自由度が低いという不都合があった。
本発明は、上記背景を鑑みてなされたものであり、小型化を図ることができると共に、設計の自由度を高めることができる電動機と、この電動機の運転可能範囲を拡大するための構成を備えた電動機システムを提供することを目的とする。
本発明は上記目的を達成するためになされたものであり、所定方向に並んだ複数の磁極で構成された磁極列を有する第１可動子と、前記所定方向に並んだ複数の電機子を有して、前記磁極列と対向して配置され、電力の供給に応じて前記複数の電機子に発生する電機子磁極により、前記所定方向に移動する移動磁界を前記磁極列との間に発生させる電機子列を有する固定子と、前記磁極列と前記電機子列との間に位置し、コア部と該コア部よりも透磁率が低い部分が前記所定方向に交互に配置された第２可動子とを備え、前記電機子磁極の数と前記磁極の数と前記コア部の数との比が、１：ｍ：（１＋ｍ）／２（但し、ｍ≠１．０）に設定されている電動機と、該電動機の作動を制御する構成とを備えた電動機システムに関する。
前記電動機においては、固定子の複数の電機子磁極による移動磁界が発生すると、第２可動子のコア部が電機子磁極と第１可動子の磁極によって磁化されて、磁極とコア部と電機子磁極を結ぶ磁力線が発生する。
この場合、前記電動機を例えば以下の条件(a)及び(b)の下で構成したときには、移動磁界、第１可動子、及び第２可動子間の速度と位置の関係は、次のように表される。また、電動機の等価回路は図９のように示される。
(a) 電動機が回転機であり、固定子１００がＵ，Ｖ，Ｗの３相の電機子１０１，１０２，１０３を有する。
(b) 電機子磁極が２個、第１可動子１１０の磁極１１１の数が４、すなわち、電機子磁極のＮ極及びＳ極を１組とする極対数が１、第１可動子１１０の磁極１１１のＮ極及び及びＳ極を１組とする極対数が２、第２可動子１２０のコア部が３個（１２１，１２２，１２３）である。
なお、本明細書で用いる「極対」は、Ｎ極及びＳ極の１組を意味する。
この場合、３個のコア部のうちの第１コア１２１を通過する磁極の磁束Ψk1は、以下の式（１）で表される。
Figure 2011043118
但し、Ψf：磁極の磁束の最大値、θ1：Ｕ相コイルに対する磁極の回転角度位置、θ2：Ｕ相コイルに対する第１コア１２１の回転角度位置。
そのため、第１コア１２１を介してＵ相コイルを通過する磁極の磁束Ψu1は、上記式（１）にcosθ2を乗じた以下の式（２）で表すことができる。
Figure 2011043118
同様に、第２コア１２２を通過する磁極の磁束Ψk2は、次式（３）で表される。
Figure 2011043118
Ｕ相コイルに対する第２コア１２２の回転角度位置は、第１コア１２１に対して２π／３だけ進んでいるため、上記式（３）では、θ2に２π／３が加算されている。
したがって、第２コア１２２を介してＵ相コイルを通過する磁極の磁束Ψu2は、上記式（３）にcos(θ+２π／３）を乗じた以下の式（４）で表される。
Figure 2011043118
同様に、第３コア１２３のコア部１２３を介してＵ相コイルを通過する磁極の磁束Ψu3は、以下の式（５）で表される。
Figure 2011043118
図９に示した電動機では、コア部１２１，１２２，１２３を介してＵ相コイルを通過する磁極の磁束Ψuは、上記式（２），式（４），式（５）で表される磁束Ψu1，Ψu2，Ψu3を足し合わせた以下の式（６）で表される。
Figure 2011043118
また、上記式（６）を一般化すると、第２可動子１２０のコア部１２１，１２２，１２３を介してＵ相コイルを通過する磁極の磁束Ψuは、以下の式（７）で表される。
Figure 2011043118
但し、ａ：第１可動子の磁極の極対数、ｂ：第２可動子のコア部の数、ｃ：固定子の電機子磁極の極対数。
また、上記式（７）を変形すると、以下の式（８）が得られる。
Figure 2011043118
上記式（８）において、ｂ＝ａ＋ｃとすると共に、cos(θ+2π）＝cosθにより整理すると、以下の式（９）が得られる。
Figure 2011043118
上記式（９）をさらに整理すると以下の式（１０）が得られる。
Figure 2011043118
上記式（１０）の右辺の第２項の値は、ａ−ｃ≠０を条件として整理すると、以下の式（１１）に示したようにゼロとなる。
Figure 2011043118
また、上記式（１０）の右辺の第３項の値も、ａ−ｃ≠０を条件として整理すると、以下の式（１２）に示したようにゼロとなる。
Figure 2011043118
以上により、ａ−ｃ≠０のときには、第２移動子１２０のコア部１２１，１２２，１２３を介して固定子１００のＵ相コイルを通過する磁極の磁束ΨUは、以下の式（１３）で表される。
Figure 2011043118
また、上記式（１３）において、ａ／ｃ＝αとすると、以下の式（１４）が得られる。
Figure 2011043118
さらに、上記式（１４）において、ｃ・θ2＝θe2とすると共に、ｃ・θ1＝θe1とすると、以下の式（１５）が得られる。
Figure 2011043118
ここで、θe2は、Ｕ相コイルに対するコア部の回転角度位置θ2に、電機子磁極の極対数ｃを乗じていることから明らかなように、Ｕ相コイルに対するコア部の電気角度位置を表している。また、θe1は、Ｕ相コイルに対する第１可動子１１０の磁極の回転角度位置θ1に、電機子磁極の極対数ｃを乗じていることから明らかなように、Ｕ相コイルに対する磁極の電気角度位置を表している。
同様にして、コア部を介してＶ相コイルを通過する磁極の磁束Ψvは、Ｖ相コイルの電気角度位置がＵ相コイルに対して電気角２π／３だけ遅れていることから、以下の式（１６）で表される。
Figure 2011043118
また、コア部を介してＷ相コイルを通過する磁極の磁束Ψwは、Ｗ相コイルの電気角度位置がＵ相コイルに対して電気角２π／３だけ進んでいることから、以下の式（１７）で表される。
Figure 2011043118
また、上記式（１５）〜式（１７）で表される磁束Ψu，Ψv，Ψwを時間微分すると、以下の式（１８）〜式（２０）が得られる。
Figure 2011043118
Figure 2011043118
Figure 2011043118
但し、ωe1：θe1の時間微分値（固定子に対する第１可動子の角速度を電気角速度に変換した値）、ωe2：θe2の時間微分値（固定子に対する第２可動子の角速度を電気角速度に変換した値）。
ここで、コア部１２１，１２２，１２３を介さずにＵ相〜Ｗ相のコイルを直接通過する磁束は極めて小さく、その影響は無視できる。そのため、コア部１２１，１２２，１２３を介してＵ相〜Ｗ相のコイルをそれぞれ通過する磁極の磁束Ψu，Ψv，Ψw（上記式（１８）〜式（２０））の時間微分値dΨu/dt，dΨv/dt，dΨw/dtは、固定子１００の電機子列に対して、第１可動子１１０の電極及び第２可動子１２０のコア部が回転（移動）するのに伴なって、Ｕ相〜Ｗ相のコイルに発生する逆起電圧（誘導起電圧）をそれぞれ表す。
このことから、Ｕ相のコイルに流れる電流Ｉu，Ｖ相のコイルに流す電流Ｉv，Ｗ相のコイルに流れる電流Ｉwは、以下の式（２１），式（２２），式（２３）で表される。
Figure 2011043118
Figure 2011043118
Figure 2011043118
但し、Ｉ：Ｕ相〜Ｗ相のコイルを流れる電流の振幅（最大値）である。
また、上記式（２１）〜式（２３）により、Ｕ相コイルに対する移動磁界（回転磁界）のベクトルの電気角度位置θmfは以下の式（２４）で表され、Ｕ相コイルに対する移動磁界の電気角速度ωmfは以下の式（２５）で表される。
Figure 2011043118
Figure 2011043118
よって、Ｕ相のコイルに電流Ｉu、Ｖ相のコイルに電流Ｉv、Ｗ相のコイルに電流Ｉwが流れることによって、第１可動子及び第２可動子に出力される機械的出力（動力）Ｗは、リラクタンス分を除くと、以下の式（２６）で表される。
Figure 2011043118
上記式（２６）に、上記式（１８）〜式（２３）を代入して整理すると、以下の式（２７）が得られる。
Figure 2011043118
さらに、この機械的出力Ｗと、磁極を介して第１可動子に伝達されるトルク（以下、第１トルクという）Ｔ1と、コア部を介して第２可動子に伝達されるトルク（以下、第２トルクという）Ｔ2と、第１可動子の電気角速度ωe1及び第２可動子の電気角速度ωe2との関係は、以下の式（２８）で表される。
Figure 2011043118
上記式（２７）と式（２８）とを比較することにより、第１トルクＴ1と第２トルクＴ2は、以下の式（２９），式（３０）で表される。
Figure 2011043118
Figure 2011043118
また、電機子列に供給された電力及び移動磁界の電気角速度ωｍｆと等価のトルクを駆動用等価トルクＴeとすると、電機子列に供給された電力と機械的出力Ｗは、損失を無視すれば等しくなるため、上記式（２５）と式（２７）の関係から、駆動用等価トルクＴeは以下の式（３１）で表される。
Figure 2011043118
さらに、上記式（２９）〜式（３１）より、以下の式（３２）が得られる。
Figure 2011043118
上記式（３２）で表されるトルクの関係、及び上記式（２５）で表される電気角速度の関係は、遊星歯車装置のサンギヤ、リングギヤ及びキャリアにおける回転速度及びトルクの関係と全く同じである。
さらに、上述したように、ｂ＝ａ＋ｃ及びａ−ｃ≠０を条件として、上記式（２５）の電気角速度の関係及び上記式（３２）のトルクの関係が成立する。この条件ｂ＝ａ＋ｃは、磁極の数をｐ、電気子磁極の数をｑとすると、ｂ＝（ｐ＋ｑ）／２、すなわち、ｂ／ｑ＝（１＋ｐ／ｑ）／２で表される。
ここで、ｐ／ｑ＝ｍとすると、ｂ／ｑ＝（１＋ｍ）／２となることから、上述したｂ＝ａ＋ｃという条件が成立していることは、電機子磁極の数と磁極の数とコア部の数との比が、１：ｍ：（１＋ｍ）／２であることを示している。また、上述したａ−ｃ≠０という条件が成立していることは、ｍ≠１．０であることを示している。
本発明の電動機においては、所定方向の所定区間で、電機子磁極の数と磁極の数とコア部の数との比が、１：ｍ：（１＋ｍ）／２（ｍ≠１．０）に設定されているので、上記式（２５）に示した電気角速度の関係、及び上記式（３２）に示したトルクの関係が成立し、電動機が適正に作動することがわかる。
また、上述した従来の場合と異なり、第２移動子が単一のコア部の列だけで構成されているため、電動機の小型化を図ることができる。さらに、上記式（２５）及び式（３２）から明らかなように、α＝ａ／ｃ、すなわち、電機子磁極の極対数に対する磁極の極対数の比を設定することによって、移動磁界、第１可動子、及び第２可動子間の電気角速度の関係と、固定子、第１可動子、及び第２可動子間のトルクの関係を任意に設定することができる。
したがって、電動機の設計の自由度を高めることができる。そして、これらの効果は、複数の電機子のコイルの相数が上述した３相以外の場合であっても同様に得ることができ、また、電動機が回転機ではなく直動機（リニアモータ）の場合にも同様に得ることができる。なお、直動機の場合は、トルクではなく推力の関係を任意に設定することができる。
［第１発明］
第１発明の電動機システムは、上述した電動機と、電源と、所定の要求運転状態に応じて、前記電機子のコイルに供給する電圧の指令値である電圧指令値を決定し、該電圧指令値が前記電源の出力電圧に応じて設定された上限電圧を超えるとき、又は前記移動磁界の速度が所定の上限速度を超えるときに、前記磁極の磁束を減少させる界磁弱め電流を生じさせるように、該電圧指令値を補正する制御装置と、前記電源の出力電力から前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成して、前記電機子のコイルに供給する駆動回路とを備えたことを特徴とする。
第１発明において、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えると、前記電動機に供給する電流を増加させることができなくなって、前記電動機のトルクが頭打ちとなり、前記電動機の運転状態を前記要求運転状態に制御することが困難になる。
そこで、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えるときに、前記制御装置により、前記磁極の磁束を減少させる界磁弱め電流を生じさせるように、該電圧指令値を補正することによって、前記電機子に生じる逆起電力を減少させて前記電動機に供給可能な電流量を増加させることができる。そして、これにより、前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。
また、第１発明において、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えると、前記電機子で生じる逆起電力が大きくなって前記電機子のコイルに供給可能な電流量が少なくなる。そのため、前記電動機のトルクが減少して、前記電動機の運転状態を前記要求運転状態に制御することが困難になる。
そこで、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えるときに、前記制御装置により、前記磁極の磁束を減少させる界磁弱め電流を生じさせるように、該電圧指令値を補正することによって、前記電機子に生じる逆起電力を減少させて前記電動機に供給可能な電流量を増加させることができる。そして、これにより、前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。
また、第１発明において、前記制御装置は、前記電圧指令値の補正を行って前記駆動回路により前記電機子のコイルに駆動電圧を供給している状態で、前記電圧指令値が前記上限電圧以下となったときには、前記電圧指令値の補正を中止することを特徴とする（第２発明）。
第２発明によれば、前記制御装置により、前記電圧指令値が前記上限電圧以下となったときには、前記電圧指令値の補正を中止することによって、前記補正分の通電電流に起因して生じる前記電動機の損失を回避することができる。
また、第１発明において、前記制御装置は、前記電圧指令値の補正を行って前記駆動回路により前記電機子のコイルに駆動電圧を供給している状態で、前記移動磁界の速度が前記上限速度以下となったときには、前記電圧指令値の補正を中止することを特徴とする（第３発明）。
第３発明によれば、前記制御装置により、前記電圧指令値が前記上限電圧以下となったときには、前記電圧指令値の補正を中止することによって、前記補正分の通電電流に起因して生じる前記電動機の損失を回避することができる。
［第４発明］
第４発明の電動機システムは、上述した電動機と、電源と、前記電源の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、所定の要求運転状態に応じて、前記電機子のコイルに供給する電圧の指令値である電圧指令値を決定し、該電圧指令値が前記電源の出力電圧に応じて設定された上限電圧を超えるときに、前記昇圧回路により前記電源の出力電圧を昇圧させる制御装置と、前記電源の出力電力から前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成して、前記電機子のコイルに供給する駆動回路とを備えたことを特徴とする。
第４発明において、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えると、前記電動機に供給する電流を増加させることができなくなって前記電動機のトルクが頭打ちとなり、前記電動機の運転状態を前記要求運転状態に制御することが困難になる。
そこで、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えるときに、前記制御装置により、前記昇圧回路により前記電源の出力電圧を昇圧させることによって、前記電機子に供給可能な電圧を高くして前記電動機に供給可能な電流量を増加させることができる。そして、これにより、前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。
また、第４発明において、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えると、前記電機子で生じる逆起電力が大きくなって前記電機子のコイルに供給可能な電流量が少なくなる。そのため、前記電動機のトルクが減少して、前記電動機の運転状態を前記要求運転状態に制御することが困難になる。
そこで、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えるときに、前記制御装置により、前記昇圧回路により前記電源の出力電圧を昇圧させることによって、前記電機子に供給可能な電圧を高くして前記電動機に供給可能な電流量を増加させることができる。そして、これにより、前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。
また、第４発明において、前記制御装置は、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えたことによる前記電圧値の補正を行って、前記駆動回路により前記電機子のコイルに駆動電圧を供給している状態で、前記電圧指令値が前記上限電圧以下となったときには、前記昇圧回路による前記電源の出力電圧の昇圧を中止することを特徴とする（第５発明）。
第５発明によれば、前記制御装置により、前記電圧指令値が前記上限電圧以下となったときには、前記昇圧回路による前記電源の出力電圧の昇圧を中止することによって、前記昇圧を行う際に前記昇圧回路で生じる損失を回避することができる。
また、第４発明において、前記制御装置は、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えたことにより、前記昇圧回路により前記電源の出力電圧を昇圧させて、前記駆動回路により前記電機子のコイルに駆動電圧を供給している状態で、前記移動磁界の速度が前記上限速度以下となったときには、前記昇圧回路による前記電源の出力電圧の昇圧を中止することを特徴とする（第６発明）。
第６発明によれば、前記制御装置により、前記移動時間の速度が前記上限速度以下となったときに、前記昇圧回路による前記電源の出力電圧の昇圧を補正することによって、前記昇圧を行う際に前記昇圧回路で生じる損失を回避することができる。
［第７発明］
第７発明の電動機システムは、上述した電動機と、電源と、前記電源の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、所定の要求運転状態に応じて、前記電機子のコイルに供給する電圧の指令値である電圧指令値を決定し、該電圧指令値が前記電源の出力電圧に応じて設定された上限電圧を超えるときに、前記磁極の磁束を減少させる界磁弱め電流を生じさせるように該電圧指令値を補正する第１処理を行うことにより生じる第１損失と、前記昇圧回路により前記電源の出力電圧を昇圧させる第２処理を行うことにより生じる第２損失とを推定し、第１損失と第２損失の推定結果に基づいて、前記補正のレベルと前記昇圧のレベルを決定する制御装置と、前記電源の出力電力から前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成して、前記電機子のコイルに供給する駆動回路とを備えたことを特徴とする。
第７発明の発明において、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えると、前記電動機に供給する電流を増加させることができなくなって、前記電動機のトルクが頭打ちとなり、前記電動機の運転状態を前記要求運転状態に制御することが困難になる。
そこで、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えるときに、前記磁極の磁束を減少させる界磁弱め電流を生じさせるように該電圧指令値を補正する第１処理と、前記昇圧回路により前記電源の出力電圧を昇圧させる第２処理とを行うことで、前記電動機に供給可能な電流量を増加させて、前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。そして、前記第１処理を行うことにより生じる第１損失と、前記第２処理を行うことにより生じる第２損失の推定結果に基づくことで、損失を抑制して、前記補正のレベルと前記昇圧のレベルを適切に設定することができる。
また、第７発明において、前記制御装置は、前記第１処理と前記第２処理とのうち、損失が小さくなる方の処理を優先して行うことを特徴とする（第８発明）。
第８発明によれば、前記第１処理と第２処理のうち、損失の推定値が小さくなる方を優先して行うことで、損失をより抑制して、前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。
また、第７発明において、前記制御装置は、前記第１損失と前記第２損失の合算値が最小となるように、前記第１処理による補正のレベルと、前記第２処理による前記電源の出力電圧の昇圧のレベルを決定することを特徴とする（第９発明）。
第９発明によれば、前記第１処理を行うことにより生じる前記第１損失の推定値と、前記第２処理を行うことにより生じる前記第２損失との合算値が最小となるように、前記補正のレベルと前記昇圧のレベルを決定することにより、損失をより抑制して前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。
［第１０発明］
第１０発明は、上述した電動機と、電源と、所定の要求運転状態に応じて、前記電機子のコイルに供給する電圧の指令値である電圧指前記電源の出力電圧から前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成して、前記電機子のコイルに供給し、該駆動電圧の生成態様を、前記電圧指令値が前記電源の出力電圧に応じて設定された上限電圧以下であるか否か、又は前記移動磁界の速度が所定の上限速度以下であるか否かにより切替える令値を決定する制御装置と、駆動回路とを備えたことを特徴とする。
第１０発明によれば、前記電圧指令値に応じた駆動電圧の生成態様を、前記電圧指令値が前記電源の出力電圧に応じて設定された上限電圧以下であるか否か、又は前記移動磁界の速度が所定の上限速度以下であるか否かによって切替えることにより、前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。
また、前記駆動回路は、前記電圧指令値が前記上限電圧以下であるときは、正弦波通電により前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成し、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えているときには、矩形波通電により前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することを特徴とする（第１１発明）。
第１１発明において、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えると、前記電動機に供給する電流を増加させることができなくなって、前記電動機のトルクが頭打ちとなり、前記電動機の運転状態を前記要求運転状態に制御することが困難になる。
そこで、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えるときに、前記駆動回路によって、矩形波通電により前記電源の出力電力から前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することによって、前記駆動電圧の最大値を減少させて、前記電動機に供給可能な電流量を増加させることができる。そして、これにより、前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。
また、第１０発明において、前記駆動回路は、前記電圧指令値が前記上限電圧以下であるときは、前記３相全ての電機子のコイルの印加電圧を変化させる３相変調により、前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成し、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えるときには、前記３相のうち２相の電機子のコイルの印加電圧のみを変化させる２相変調により、前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することを特徴とする（第１２発明）。
第１２発明によれば、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えるときは、２相変調により前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することによって、ＰＷＭ制御によるスイッチング回数を減少させてスイッチングによる損失を低減することができる。そして、これにより、スイッチングによる損失が所定レベルを超えない範囲での前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。
また、第１０発明において、前記駆動回路は、前記移動磁界の速度が前記上限速度以下であるときは、正弦波通電により前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成し、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えるときには、矩形波通電により前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することを特徴とする（第１３発明）。
第１３発明によれば、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えるときに、矩形波通電により前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することによって、前記駆動電圧の最大電圧を低下させることができる。そして、これにより、前記電動機に電流を供給し得る回転域が高速側に広げて、前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。
また、第１０発明において、前記駆動回路は、前記移動磁界の速度が前記上限速度以下であるときは、前記３相の全ての電機子のコイルの印加電圧を変化させる３相変調により、前記前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成し、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えるときには、前記３相のうち２相の電機子のコイルの印加電圧のみを変化させる２相変調により、前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することを特徴とする（第１４発明）。
第１４発明によれば、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えるときは、２相変調により前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することによって、ＰＷＭ制御によるスイッチング回数を減少させてスイッチングによる損失を低減することができる。そして、これにより、スイッチングによる損失が所定レベルを超えない範囲での前記電動機の制御可能範囲を拡大することができる。
回転機の概略構造を縦断面により示した図。 図３に示した回転機に備えられたステータ、第１ロータ、及び第２ロータを、これらの周方向に展開して示した図。 回転機とその制御装置を備えた電動機システムの構成図。 所定の回転速度における界磁弱め電流の通電による損失及び昇圧回路の損失と、トルクとの相関マップ。 界磁弱め電流の通電による損失及び昇圧回路の損失の和と、昇圧回路の昇圧比との相関マップ。 ３相変調と２相変調とを比較した説明図。 ３相変調による場合の相関電圧と、２相変調による場合の相関電圧とを比較した説明図。 ２相変調による駆動電圧の生成方法の説明図。 電動機の等価回路を示した図。
本発明の実施形態について、図１〜図８を参照して説明する。図１を参照して、本実施形態の電動機システムは、回転機３（本発明の電動機に相当する）と、回転機３の動作制御を行うＥＣＵ（Electronic Control Unit，本発明の制御装置に相当する）６０と、インバータ回路を含む駆動回路であるＰＤＵ（Power Drive Unit）１０と、バッテリ１１（本発明の電源に相当する）と、昇圧回路１３とを備えている。
ＥＣＵ６０は、ＣＰＵ，ＲＡＭ，ＲＯＭ，インターフェース回路等を含む電子回路ユニットであり、予め実装された回転機３の制御用プログラムをＣＰＵで実行することによって、回転機３の動作制御を行う。
回転機３は、そのハウジング６内に回転自在に支承された第１ロータ５１（本発明の第１可動子に相当する）、及び第２ロータ（本発明の第２可動子に相当する）を同軸心に備えている。また、回転機３のハウジング６内に、ステータ５３（本発明の固定子に相当する）が固定されている。
この場合、ステータ５３は、第１ロータ５１に対向して第１ロータ５１の周囲に配置されている。また、第２ロータ５２は、第１ロータ５１とステータ５３との間に、これらと非接触状態で回転するように配置されている。そのため、第１ロータ５１、第２ロータ５２、及びステータ５３は、同心円状に配置されている。
なお、以下では、特に断らない限り、「周方向」は回転機３の軸心部（第１ロータ５１の軸心部）から延在している第１回転軸２５の軸心周り方向を意味し、「軸心方向」は第１回転軸２５の軸心方向を意味するものとする。
ステータ５３は、その内側の第１ロータ５１及び第２ロータ５２に対して作用させる回転磁界を発生する複数の電機子５３３を有し、複数の鋼板を積層して円筒状に形成された鉄芯（電機子鉄芯）５３１と、この鉄芯５３１の内周面部に装着された３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）分のコイル（電機子巻線）５３２とを備えている。鉄芯５３１は第１回転軸２５と同軸心に外挿されて、ハウジング６に固定されている。
Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のコイル５３２は、各コイル５３２と鉄芯５３１とにより個々の電機子５３３を構成している。これらのＵ，Ｖ，Ｗの３相分のコイル５３２は、周方向に並ぶようにして鉄芯５３１に装着されている（図２参照）。これにより、複数（３の倍数個）の電機子５３３を周方向に並べた電機子列が構成されている。
この電機子列の３相分のコイル５３２は、３相の交流電流を通電したときに、鉄芯５３１の内周面部に、周方向に等間隔で並び、且つ周方向に回転する複数（偶数）の電機子磁極が発生するように配列されている。この電機子磁極の列は、周方向で、Ｎ極及びＳ極が交互に並ぶ配列（互いに隣り合う任意の２つの電機子磁極が異なる極性となる配列）である。ステータ５３は、この電機子磁極列の回転によって、鉄芯５３１の内側に回転磁界を発生するものである。
３相分のコイル５３２は、ＰＤＵ１０及び昇圧回路１３を介してバッテリ１１に接続され、ＰＤＵ１０を介してコイル５３２とバッテリ１１との間の電力の授受（コイル５３２に対する電気エネルギーの入出力）が行われる。そして、ＥＣＵ６０により、ＰＤＵ１０を介してコイル５３２の通電を制御することによって、回転磁界の発生形態（回転磁界の回転速度や磁束強度）を制御することができる。
図２に示したように、第１ロータ５１は、軟磁性体から成る円筒状の基体５１１と、基体５１１の外周面に固着された複数（偶数）の永久磁石５１２（磁石磁極，本発明の磁極に相当する）とを備えている。基体５１１は、例えば鉄板又は鋼板を積層して形成されている。そして、この基体５１１がステータ５３の鉄芯５３１の内側で第１回転軸２５に外挿され、第１回転軸２５と一体に回転するように第１回転軸２５に固定されている。
また、第１ロータ５１の複数の永久磁石５１２は、周方向に等間隔で配列されている。この永久磁石５１２の配列によって、第１ロータ５１の外周面部に、ステータ５３の鉄芯５３１の内周面部に対向して周方向に並ぶ複数の磁極からなる磁極列が構成されている。この場合、図２中の（Ｎ），（Ｓ）で示したように、周方向で互いに隣り合う２つの永久磁石５１２，５１２の外表面部（ステータ５３の鉄芯５３１の内周面部に対応する面部）の磁極は、互いに異なる磁性の磁極となっている。すなわち、第１ロータ５１の複数の永久磁石５１２の配列によって、第１ロータ５１の外周面部に形成される磁極列は、Ｎ極及びＳ極が交互に並ぶ配列となっている。
なお、第１ロータ５１の基体５１１及び永久磁石５１２の長さ（第１回転軸２５の軸心方向の長さ）は、ステータ５３の鉄芯５３１の軸心方向の長さと同程度とされている。
第２ロータ５２は、軟磁性体から成る複数のコア５２１（本発明のコア部に相当する）を、ステータ５３と第１ロータ５１との間に、これらと非接触状態で配列して構成された軟磁性体列を備えている。この軟磁性体列を構成する複数のコア５２１は、コア５２１よりも透磁率が低い部分５２２を挟んで周方向に等間隔で配列されている。
各コア５２１は、例えば複数の鋼板を積層して形成されている。そして、これらのコア５２１から成る軟磁性体列は、第２回転軸３３の端部に形成された環状のフランジ３３ａに固定されている。これにより、第２ロータ５２は、第２回転軸３３と一体に回転するようになっている。
なお、上記軟磁性体列を構成する各コア５２１の長さ（第１回転軸２５の軸心方向の長さ）は、ステータ５３の鉄芯５３１の軸心方向の長さと同程度とされている。
また、回転機３のステータ５３の電機子磁極の個数をｐ、第１ロータ５１の磁極の個数（永久磁石５１２の個数）をｑ、第２ロータ５２の軟磁性体のコア５２１の個数をｒとしたときに、これらのｐ，ｑ，ｒは、以下の式（３３）の関係を満たすように設定されている。
Figure 2011043118
但し、ｍ≠１。なお、ｐ，ｑは偶数であり、ｍは正の有理数である。
この場合、例えば、ｐ＝４、ｑ＝８、ｒ＝６、ｍ＝２に設定すれば、上記式（３３）の関係が満たされる。
以上のように回転機３のステータ５３の電機子磁極の個数ｐと、第２ロータ５２のコア５２１の個数ｑと、第１ロータ５１の磁極の個数（永久磁石５１２の個数）ｒとが、上記式（３３）の関係を満たすように構成された回転機３では、第１ロータ５１及び第２ロータ５２の両方又は一方の回転時に、第１ロータ５１の磁極から第２ロータ５２のコア５２１を経由してステータ５３の各相のコイル５３２に作用する磁束（鎖交磁束）の時間的変化率ｄΨu／dt，ｄΨv／dt，ｄΨw／dt（但し、ΨuはＵ相、ΨvはＶ相、ΨwはＷ相の各コイルに作用する鎖交磁束）は、以下の式（３４）、式（３５）、式（３６）により表される。
Figure 2011043118
Figure 2011043118
Figure 2011043118
但し、Ψf：第１ロータ５１の磁極の磁束の最大値、θe2：ステータ５３の３相コイル５３２のうちの１つの基準コイル（例えば、Ｕ相のコイル）に対する第２ロータ５２の電気角度位置、ωe2：第２ロータ５２の電気角速度、θe1：上記基準コイルに対する第１ロータ５１の電気角度位置、ωe1：第１ロータ５１の電気角速度。
なお、上記式（３４）〜式（３６）では、第１ロータ５１の１つの磁極が上記基準コイルに対向する状態でのθe1の値を“０”とし、第２ロータ５２の１つのコア５２１が上記基準コイルに対応する状態でのθe2の値を“０”としている。また、上記“電気角度”は、機械角に電機子磁極の極対数（Ｎ極及びＳ極の対の個数（＝ｐ／２））を乗じた角度を意味する。
この場合、第１ロータ５１の磁極から、第２ロータ５２のコア５２１を経由せずに直接的に各コイル５３２に作用する磁束は、コア５２１を経由する磁束に対して微小であるので、上記式（３４）〜式（３６）のｄΨu／dt，ｄΨv／dt，ｄΨw／dtは、ステータ５３に対する第１ロータ５１や第２ロータ５２の回転に伴なって、各相のコイル５３２に発生する逆起電力（誘起電圧）を表すものとなる。
そこで、本実施形態では、ステータ５３のコイル５３２の通電によって発生する回転磁界の磁束ベクトルの回転角度位置θmf（電気角での回転角度位置）と、その時間的変化率（微分値）である角速度ωmf（電気角速度）とが、それぞれ、以下の式（３７），式（３８）の関係を満たすように、ステータ５３のコイル５３２の通電電流をＥＣＵ６０によりＰＤＵ１０を介して制御する。
Figure 2011043118
但し、θmf：回転磁界の磁束ベクトルの回転角度位置、θe2：第２ロータ５２の電気角度位置、θe1：第１ロータ５１の電気角度位置、ｃ：電機子磁極の対極数、θ2：第２ロータ５２の機械角度位置、θ1：第１ロータ５１の機械角度位置。
Figure 2011043118
但し、ωmf：回転磁界の磁束ベクトルの角速度、ωe2：第２ロータ５２の電気角速度、ωe1：第１ロータ５１の電気角速度、ｃ：電機子磁極の対極数、ω2：第２ロータ５２の機械角速度、ω1：第１ロータ５１の機械角速度。
上記のように、ステータ５３に回転磁界を発生させることにより、回転機３の運転を適切に行なって、第１ロータ５１及び第２ロータ５２にトルクを発生させることができる。このとき、ステータ５３のコイル５３２への供給電力（入力電力）又はコイル５３２からの出力電力を、回転磁界の電気角での角速度ωmfで除したものを、この回転磁界の等価トルクＴmf（以下、回転界磁等価トルクＴmfという）と定義し、第１ロータ５１に発生するトルクをＴ1、第２ロータ５２に発生するトルクをＴ2としたときに、Ｔmf，Ｔ1，Ｔ2の間には、以下の式（３９）の関係が成立する。なお、ここでは、銅損、鉄損等によるエネルギー損失は無視し得る程度に微小であるとする。
Figure 2011043118
上記式（３８）により示される角速度の相互関係、及び上記式（３９）により示されるトルクの相互関係は、シングルピニオン型の遊星歯車装置のサンギヤ，リングギヤ，キャリアの回転速度の相互関係、及びトルクの相互関係と同じ関係となる。すなわち、電機子磁極及び第１ロータ５１の一方がサンギヤ、他方がリングギヤに対応し、第２ロータ５２がキャリアに対応する。
したがって、回転機３は、遊星歯車装置としての機能（より一般的には、差動装置としての機能）を持つことになり、電機子磁極と第１ロータ５１と第２ロータ５２の回転が、式（３８）で示される共線関係を保って行われる。
そして、この場合、回転機３は、一般の遊星歯車機構と同様にエネルギーの分配・合成機能を持つ。すなわち、ステータ５３と第２ロータ５２のコア５２１（軟磁性体）と第１ロータ５１の永久磁石５１２との間で形成される磁気回路を介して、ステータ５３のコイル５３２と第２ロータ５２と第１ロータ５１との間でのエネルギーの分配・合成が可能となる。
例えば、第１ロータ５１及び第２ロータ５２に負荷を与えた状態で、ステータ５３のコイル５３２に電力（電気エネルギー）を供給して回転磁界を発生させることにより、コイル５３２に供給した電気エネルギーを、上記磁気回路を介して第１ロータ５１及び第２ロータ５２の回転運動エネルギーに変換して、第１ロータ５１及び第２ロータ５２を回転駆動する（第１ロータ５１及び第２ロータ５２にトルクを発生させる）ことができる。この場合、コイル５３２に入力される電気エネルギーは、第１ロータ５１及び第２ロータ５２に分配される。
また、例えば、第１ロータ５１を外部から回転駆動する（第１ロータ５１に外部から回転運動エネルギーを与える）と共に、第２ロータ５２に負荷を与えた状態で、ステータ５３のコイル５３２から電気エネルギーを出力させる（コイル５３２による発電を行う）ように回転磁界を発生させることにより、上記磁気回路を介して第２ロータ５２の回転運動エネルギーとコイル５３２の発電エネルギーとに変換し、第２ロータを回転駆動すると共に、コイル５３２による発電を行うことができる。この場合、第１ロータ５１に入力されるエネルギーが、第２ロータ５２とコイル５３２とに分配される。
さらに、例えば、第１ロータ５１を外部から回転駆動する（第１ロータ５１に外部から回転運動エネルギーを与える）と共に、第２ロータ５２に負荷を与えた状態で、ステータ５３のコイル５３２に電気エネルギーを供給して回転磁界を発生させることにより、第１ロータ５１に供給した回転運動エネルギーとコイル５３２に供給した電気エネルギーとを、上記磁気回路を介して第２ロータの回転運動エネルギーに変換し、第２ロータ５２を回転駆動することができる。この場合、第１ロータ５１に入力されるエネルギーとコイル５３２に供給されるエネルギーとが合成されて、第２ロータ５２に伝達される。
このように、回転機３においては、第１ロータ５１及び第２ロータ５２の各回転運動エネルギーと、コイル５３２の電気エネルギーとの間の相互変換を行いつつ、第１ロータ５１、第２ロータ５２、及びコイル５３２との間で、エネルギーの分配と合成を行うことが可能である。
次に、図３〜図８を参照して、ＥＣＵ６０及びＰＤＵ１０の構成と動作について説明する。図３を参照して、ＥＣＵ６０は、いわゆるｄ−ｑベクトル制御により回転機３のステータ５３の各相のコイルの通電電流（相電流）を制御する。すなわち、ＥＣＵ６０は、回転機３のステータ５３の３相分のコイルを、２相直流の回転座標であるｄ−ｑ座標系での等価回路に変換して取り扱う。
ステータ５３に対応する等価回路は、ｄ軸上の電機子（以下、ｄ軸電機子という）と、ｑ軸上の電機子（以下、ｑ軸電機子という）とを有する。そして、ｄ−ｑ座標系は、３相コイルのうちの基準コイルに対するｄ軸の位相を、上記式（３９）により算出される回転角度位置θmfとし、ｄ軸と直交する方向をｑ軸として、第１ロータ５１及び第２ロータ５２と共に回転する回転座標系となる。
ＥＣＵ６０は、位置センサ７０（レゾルバ、エンコーダ等）により検出される第１ロータ５１の機械角度位置θ1と、位置センサ７１により検出される第２ロータ５２の機械角度位置θ2とにより、上記式（３９）により、回転角度位置θmfを算出する電気角変換器６７と、相電流センサ７２，７３により検出されるＵ相電流検出値ｉu_sとＷ相電流検出値ｉw_sを、回転角度位置θmfに基づいて、ｄ軸電機子のコイルに流れる電流（以下、ｄ軸電流という）の検出値であるｄ軸電流検出値ｉd_s、及びｑ軸電機子のコイルに流れる電流（以下、ｑ軸電流という）の検出値であるｑ軸電流検出値ｉq_sに変換する３相／ｄｑ変換器６５と、回転角度位置θmfを微分して電気角速度ωmfを算出する電気角速度算出器６６とを備えている。
さらに、ＥＣＵ６０は、外部から与えられるトルク指令値Ｔr_c（本発明の要求運転状態に相当する）に応じて、ｄ軸電流（界磁電流）の指令値であるｄ軸電流指令値ｉd_c及びｑ軸電流（トルク電流）の指令値でるｑ軸電流指令値ｉq_cを生成する電流指令生成器６８と、第１ロータ５１及び第２ロータ５２の回転により、ステータ５３の電機子コイルに生じる逆起電圧を減少させるための電流（界磁弱め電流）を、ｄ軸電機子に供給する補正を行ったｄ軸電流指令値ｉd_ca及びｑ軸電流指令値ｉq_caを生成する界磁電流制御器６９と、ｄ軸電流指令値ｉd_cとｄ軸電流検出値ｉd_sとの差Δｉdを求める減算器６１と、ｑ軸電流指令値ｉq_cとｑ軸電流検出値ｉq_sとの差Δｉqを求める減算器６２と、Δｉdを減少させるようにｄ軸電機子のコイルの端子間電圧の指令値であるｄ軸電圧指令値Ｖd_c（本発明の電圧指令値に相当する）、及びΔｉqを減少させるようにｑ軸電機子のコイルの端子間電圧の指令値であるｑ軸電圧指令値Ｖq_c（本発明の電圧指令値に相当する）を決定する電流制御器６３と、ｄ軸電圧指令値Ｖd_c及びｑ軸電圧指令値Ｖq_cを、回転角度位置θmfに基づいて、３相電圧の指令値であるＵ相電圧指令値Ｖu_c，Ｖ相電圧指令値Ｖv_c，Ｗ相電圧指令値Ｖw_cに変換するｄｑ／３相変換器６４とを備えている。
界磁電流制御器６９は、ｄ軸電圧指令値Ｖd_cとｑ軸電圧指令値Ｖq_cのベクトル和の大きさ（√(Ｖd_c2＋Ｖq_c2)）が、バッテリ１１の出力電圧Ｖ0に応じて、Ｖ0よりも若干低く設定された上限電圧Ｖulmtを超えるときに、界磁弱め電流を通電させる補正を行って、ｄ軸電流指令値ｉd_ca及びｑ軸電流指令値ｉq_caを生成する。
なお、このように、ｄ軸電流指令値ｉd_cとｑ軸電流指令値ｉq_cを補正することによって、ｄ軸電圧指令値Ｖd_cとｑ軸電流指令値Ｖq_cも補正される。
また、ＰＤＵ１０は、Ｖu_c，Ｖv_c，Ｖw_cに応じて、インバータを構成するスイッチング素子（トランジスタ等）をＰＷＭ制御によりスイッチングすることにより、昇圧回路１３を介してバッテリ１１から供給される電力から、回転機３のステータ５３の３相コイルの通電制御を実行する。昇圧回路１３におけるバッテリ１１の出力電圧の昇圧比は、昇圧比制御器７５により、トルク指令値Ｔr_cと電気角速度ωmfに基づいて決定される。
ここで、回転機３の電気角速度ωmfが上昇するに従って、ステータ５３の電機子コイルに生じる逆起電圧が高くなる。そして、この逆起電圧がバッテリ１１の出力電圧Ｖ0を超えた状態になると、ＰＤＵ１０から回転機３に通電することができなくなって、回転機３のトルク制御が不能となる。
そこで、ＥＣＵ６０は、(1)界磁電流制御器６９により、界磁弱め電流を流すための補正を行ってｄ軸電流指令値ｉd_ca及びｑ軸電流指令値ｉq_caを生成する第１処理（界磁弱め処理）と、(2)昇圧比制御器７５により、昇圧回路１３によるバッテリ１１の出力電圧Ｖ0の昇圧比を１よりも大きくして、ＰＤＵ１０に供給する電圧ＶpをＶ0よりも高くする第２処理（昇圧処理）とのうちの、少なくともいずれか一方の処理を行って、回転機３のトルク制御が可能な範囲を拡大している。以下、第１処理及び第２処理について説明する。
［第１実施形態］
先ず、ＥＣＵ６０により実行される第１処理及び第２処理の第１実施形態について説明する。第１実施形態では、昇圧比制御器７５が、図４に示したトルク−損失の相関マップに従って、第１処理と第２処理のどちらを優先して実行するかを決定する。
図４に示した相関マップは、縦軸を損失（Loss）に設定し、横軸をトルク（Tr）に設定して、予め設定された上限速度を超える電気角速度において、要求された回転機３のトルクを得るために、第１処理のみを行ったときの損失（第１損失）をａ1で示し、第２処理のみを行ったときの損失（第２損失）をｂ1で示したものである。
図４の相関マップでは、トルクがＴr10以下である範囲では、第１処理を実行したときの第１損失の方が、第２処理を実行したときの第２損失よりも小さくなっている。また、トルクがＴr10を超えた範囲では、逆に、第２処理を実行したときの第２損失の方が、第１処理を実行したときの第１損失よりも小さくなっている。
そこで、昇圧比制御器７５は、トルク指令値Ｔr_cがＴr10以下であるときは、第１処理（界磁弱め処理）を行う。一方、トルク指令値Ｔr_cがＴr10を超えているときには、昇圧比制御器７５は、第２処理（昇圧処理）を行う。これにより、損失の発生を抑えて、回転機３の制御範囲における電気角速度の上限を拡大することができる。
なお、昇圧比制御器７５は、昇圧比指令値Ｖb_cを昇圧回路１３に出力することで、昇圧回路１３によるバッテリ１１の出力電圧Ｖ0の昇圧比を設定する。また、昇圧比制御７５は、界磁電流指令値ｉr_cを界磁電流制御器６９に出力することで、ｄ軸指令電流ｉd_c及びｑ軸指令電流ｉq_cの補正量を決定する。
［第２実施形態］
次に、ＥＣＵ６０により実行される第１処理及び第２処理の第２実施形態について説明する。第２実施形態では、昇圧比制御器７５が、図５に示した昇圧比−損失の相関マップに従って、第１処理と第２処理の双方を実行する場合の、第１処理における界磁弱めの設定と、第２処理における昇圧比の設定を決定する。
図５に示した相関マップは、縦軸を損失（Loss）に設定し、横軸を昇圧比（Rate）に設定して、トルク電流（ｑ軸電流）のみでトルク指令値Ｔr_cに応じたトルクを回転機３から出力させようとすると、ｄ軸電圧指令値Ｖd_cとｑ軸電圧指令値Ｖq_cのベクトル和の大きさ（√(Ｖd_c2＋Ｖq_c2)）が、上記電圧Ｖulmtを超えるときに、上記第１処理（界磁弱め処理）と第２処理（昇圧処理）の双方を実行したときの損失の変化を示したものである。
図５において、ａ1は第１処理を行ったことにより生じる回転機３での損失（第１損失）を示し、ｂ1は第２処理を行ったことにより生じる昇圧回路１３での損失（第２損失）を示し、ｃは第１処理と第２処理により生じるトータルの損失（第１損失と第２損失の和）を示している。、
図５に示した相関マップでは、昇圧回路１３の昇圧比をＲ10に設定したときに、ｃのトータル損失が最小（Ｌ22）になっている。そこで、昇圧比制御器７５は、昇圧回路１３の昇圧比をＲ10に設定する。また、界磁電流制御器６９における界磁電流を流すための補正量を、Ｒ10に応じたａ2の損失Ｌ21に相当する補正量に設定する。
このように、昇圧回路１３の昇圧比と、界磁電流制御器６９における補正量を決定することによって、回転機３と昇圧回路１３におけるトータル損失を最小に抑えて、回転機３の制御可能範囲を拡大することができる。
［第３実施形態］
次に、上記第１実施形態及び第２実施形態と共に、或いは、上記第１実施形態及び第２実施形態とは別に、ＰＤＵ１０により実行される駆動電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwの生成処理について説明する。
ＰＤＵ１０は、電気角速度ωmfが予め設定された上限速度以下であるときは、３相変調により駆動電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwを生成する。また、電気角速度ωmfが上限速度を超えているときには、２相変調により駆動電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwを生成する。そして、これにより、高速回転域におけるＰＤＵ１０のインバータ回路におけるスイッチング素子（トランジスタ等）のスイッチング回数を減少させて、スイッチング損失を低減させている。
以下、図６〜図８を参照して、２相変調による駆動電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwの生成処理について説明する。図６（ａ）は３相変調により生成される駆動電圧の１相を示しており、３相変調では、全域においてＰＷＭ制御によるＤｕｔｙ切り替えが行われているため、ＰＤＵ１０におけるスイッチング素子のスイッチング回数が多くなる。
それに対して、図６（ｂ）は２相変調により生成される駆動電圧の１相を示しており、２相変調では、電気角６０°の範囲で、Ｄｕｔｙ０％或いはＤｕｔｙ１００％に設定され、この範囲ではＰＤＵ１０におけるスイッチング素子のスイッチングが行われない。そのため、スイッチング素子のスイッチング回数が３相変調よりも少なくなる。
また、図７（ａ）は、３相変調により生成された３相の駆動電圧Ｕ1，Ｖ1，Ｗ1と、相関電圧ＵＶ1，ＶＷ1，ＷＵ1の波形を、縦軸を電圧（Ｖ）とし、横軸を時間（ｔ）として示している。それに対して、図７（ｂ）は、２相変調により生成された３相の駆動電圧Ｕ2，Ｖ2，Ｗ2と、相関電圧ＵＶ2，ＶＷ2，ＷＵ2の波形を、縦軸を電圧（Ｖ）とし、横軸を時間（ｔ）として示している。
図７（ａ）と図７（ｂ）を比較すると、３相変調による駆動電圧Ｕ1，Ｖ1，Ｗ1と、２相変調による駆動電圧Ｕ2，Ｖ2，Ｗ2の波形は異なっているが、３相変調による相関電圧ＵＶ1，ＶＷ1，ＷＵ1と、２相変調による相関電圧ＵＶ2，ＶＷ2，ＷＵ2の波形は等しくなっていることがわかる。
そのため、回転機３のステータ５３の電機子コイルに印加される電圧（相間電圧）は、３相変調による場合と２相変調による場合とで同一となるため、回転機３の出力は変わらない。
次に、図８は、２相変調による駆動電圧の生成方法を示したものである。例えば、正側においては、２相変調による駆動電圧Ｗ2は、３相変調による駆動電圧Ｗ1の１２０°〜１８０°の範囲を、Ｄｕｔｙ１００％レベルの電圧Ｐvに置き換えて生成されている。そして、この置き換えのためのオフセット分ｐ1に応じて、他の３相変調による駆動電圧Ｖ1，Ｗ1にもオフセット分ｐ2，ｐ3を付加して、２相変調による駆動電圧Ｕ2，Ｖ2を生成している。いる。
また、負側においても、同様にして、例えば、２相変調による駆動電圧Ｖ2は、３相変調による駆動電圧Ｖ1の１８０°〜２４０°の範囲を、Ｄｕｔｙ０％レベルの電圧Ｍvに置き換えて生成されている。そして、この置き換えのためのオフセット分ｍ1に応じて、他の３相変調による駆動電圧Ｕ1，Ｗ1にもオフセット分ｍ2，ｍ3を付加して、２相変調による駆動電圧Ｕ2，Ｗ2を生成している。
なお、ｄ軸電圧指令値Ｖd_cとｑ軸電圧指令値Ｖq_cのベクトル和の大きさ（√(Ｖd_c2＋Ｖq_c2)）が、上限電圧Ｖulmt以下であるか否かに応じて、ベクトル和の大きさが上限電圧Ｖulmt以下であるときは３相変調により駆動電圧を生成し、ベクトル和の大きさが上限電圧Ｖulmtを超えるときには、２相変調により駆動電圧を生成するようにしてもよい。
また、電気角速度ωmfが予め設定された上限速度以下であるか否かに応じて、電気角速度ωmfが上限速度以下であるときは正弦波通電による駆動電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwを生成し、電気角速度ωmfが上限速度を超えることには矩形波通電による駆動電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwを生成するようにしてもよい。
さらに、ｄ軸電圧指令値Ｖd_cとｑ軸電圧指令値Ｖq_cのベクトル和の大きさ（√(Ｖd_c2＋Ｖq_c2)）が、上限電圧Ｖulmt以下であるか否かに応じて、ベクトル和の大きさが上限電圧Ｖulmt以下であるときは正弦波通電による駆動電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwを生成し、ベクトル和の大きさが上限電圧Ｖulmtを超えるときには、矩形波通電による駆動電圧Ｖu，Ｖv，Ｖwを生成するようにしてもよい。
なお、本実施の形態では、回転機３のステータ５３にＵ，Ｖ，Ｗの３相のコイルを備えたが、３相以外の相数のコイルによって、回転磁界（移動磁界）を発生させるようにしてもよい。
また、本実施の形態では、本発明の電動機として回転機３を示したが、直動機（リニアモータ）に対しても、本発明を同様に適用してその効果を得ることができる。
また、本実施の形態では、ＥＣＵ６０により、回転機３をｄ−ｑ座標系での等価回路に変換して制御したが、このような変換を行わない場合であっても、上記式（３７）又は上記式（３８）の関係を維持するように、回転機３のステータ５３の３相コイル５３２の通電制御を行うことで、本発明の効果を得ることができる。
以上のように、本発明の電動機システムによれば、小型化を図ると共に設計の自由度を高めた電動機の運転可能範囲を拡大することができるから、電動機システムを利用する上で有用である。

Claims (14)

  1. 所定方向に並んだ複数の磁極で構成された磁極列を有する第１可動子と、
    前記所定方向に並んだ複数の電機子を有して、前記磁極列と対向して配置され、電力の供給に応じて前記複数の電機子に発生する電機子磁極により、前記所定方向に移動する移動磁界を前記磁極列との間に発生させる電機子列を有する固定子と、
    前記磁極列と前記電機子列との間に位置し、コア部と該コア部よりも透磁率が低い部分が前記所定方向に交互に配置された第２可動子とを備え、
    前記電機子磁極の数と前記磁極の数と前記コア部の数との比が、１：ｍ：（１＋ｍ）／２（但し、ｍ≠１．０）に設定されている電動機と、
    電源と、
    所定の要求運転状態に応じて、前記電機子のコイルに供給する電圧の指令値である電圧指令値を決定し、該電圧指令値が前記電源の出力電圧に応じて設定された上限電圧を超えたとき、又は前記移動磁界の速度が所定の上限速度を超えたときに、前記磁極の磁束を減少させる界磁弱め電流を生じさせるように、該電圧指令値を補正する制御装置と、
    前記電源の出力電力から前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成して、前記電機子のコイルに供給する駆動回路と
    を備えたことを特徴とする電動機システム。
  2. 請求項１記載の電動機システムにおいて、
    前記制御装置は、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えたことにより、前記電圧指令値の補正を行って、前記駆動回路により前記電機子のコイルに駆動電圧を供給している状態で、前記電圧指令値が前記上限電圧以下となったときには、前記電圧指令値の補正を中止することを特徴とする電動機システム。
  3. 請求項１記載の電動機システムにおいて、
    前記制御装置は、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えたことにより、前記電圧指令値の補正を行って、前記駆動回路により前記電機子のコイルに駆動電圧を供給している状態で、前記移動磁界の速度が前記上限速度以下となったときには、前記電圧指令値の補正を中止することを特徴とする電動機システム。
  4. 所定方向に並んだ複数の磁極で構成された磁極列を有する第１可動子と、
    前記所定方向に並んだ複数の電機子を有して、前記磁極列と対向して配置され、電力の供給に応じて前記複数の電機子に発生する電機子磁極により、前記所定方向に移動する移動磁界を前記磁極列との間に発生させる電機子列を有する固定子と、
    前記磁極列と前記電機子列との間に位置し、コア部と該コア部よりも透磁率が低い部分が前記所定方向に交互に配置された第２可動子とを備え、
    前記電機子磁極の数と前記磁極の数と前記コア部の数との比が、１：ｍ：（１＋ｍ）／２（但し、ｍ≠１．０）に設定されている電動機と、
    電源と、
    前記電源の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、
    所定の要求運転状態に応じて、前記電機子のコイルに供給する電圧の指令値である電圧指令値を決定し、該電圧指令値が前記電源の出力電圧に応じて設定された上限電圧を超えたとき、又は前記移動磁界の速度が所定の上限速度を超えたときに、前記昇圧回路により前記電源の出力電圧を昇圧させる制御装置と、
    前記電源の出力電力から前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成して、前記電機子のコイルに供給する駆動回路と
    を備えたことを特徴とする電動機システム。
  5. 請求項４記載の電動機システムにおいて、
    前記制御装置は、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えたことにより、前記昇圧回路により前記電源の出力電圧を昇圧させて、前記駆動回路により前記電機子のコイルに駆動電圧を供給している状態で、前記電圧指令値が前記上限電圧以下となったときには、前記昇圧回路による前記電源の出力電圧の昇圧を中止することを特徴とする電動機システム。
  6. 請求項４記載の電動機システムにおいて、
    前記制御装置は、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えたことにより、前記昇圧回路により前記電源の出力電圧を昇圧させて、前記駆動回路により前記電機子のコイルに駆動電圧を供給している状態で、前記移動磁界の速度が前記上限速度以下となったときには、前記昇圧回路による前記電源の出力電圧の昇圧を中止することを特徴とする電動機システム。
  7. 所定方向に並んだ複数の磁極で構成された磁極列を有する第１可動子と、
    前記所定方向に並んだ複数の電機子を有して、前記磁極列と対向して配置され、電力の供給に応じて前記複数の電機子に発生する電機子磁極により、前記所定方向に移動する移動磁界を前記磁極列との間に発生させる電機子列を有する固定子と、
    前記磁極列と前記電機子列との間に位置し、コア部と該コア部よりも透磁率が低い部分が前記所定方向に交互に配置された第２可動子とを備え、
    前記電機子磁極の数と前記磁極の数と前記コア部の数との比が、１：ｍ：（１＋ｍ）／２（但し、ｍ≠１．０）に設定されている電動機と、
    電源と、
    前記電源の出力電圧を昇圧する昇圧回路と、
    所定の要求運転状態に応じて、前記電機子のコイルに供給する電圧の指令値である電圧指令値を決定し、該電圧指令値が前記電源の出力電圧に応じて設定された上限電圧を超えるときに、前記磁極の磁束を減少させる界磁弱め電流を生じさせるように該電圧指令値を補正する第１処理を行うことにより生じる第１損失と、前記昇圧回路により前記電源の出力電圧を昇圧させる第２処理を行うことにより生じる第２損失とを推定し、第１損失と第２損失の推定結果に基づいて、前記補正のレベルと前記昇圧のレベルを決定する制御装置と、
    前記電源の出力電力から前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成して、前記電機子のコイルに供給する駆動回路と
    を備えたことを特徴とする電動機システム。
  8. 請求項７記載の電動機システムにおいて、
    前記制御装置は、前記第１処理と前記第２処理とのうち、損失が小さくなる方の処理を優先して行うことを特徴とする電動機システム。
  9. 請求項７記載の電動機システムにおいて、
    前記制御装置は、前記第１損失と前記第２損失の合算値が最小となるように、前記第１処理による補正のレベルと、前記第２処理による前記電源の出力電圧の昇圧のレベルを決定することを特徴とする電動機システム。
  10. 所定方向に並んだ複数の磁極で構成された磁極列を有する第１可動子と、
    前記所定方向に並んだ複数の電機子を有して、前記磁極列と対向して配置され、電力の供給に応じて前記複数の電機子に発生する電機子磁極により、前記所定方向に移動する移動磁界を前記磁極列との間に発生させる電機子列を有する固定子と、
    前記磁極列と前記電機子列との間に位置し、コア部と該コア部よりも透磁率が低い部分が前記所定方向に交互に配置された第２可動子とを備え、
    前記電機子磁極の数と前記磁極の数と前記コア部の数との比が、１：ｍ：（１＋ｍ）／２（但し、ｍ≠１．０）に設定されている電動機と、
    電源と、
    所定の要求運転状態に応じて、前記電機子のコイルに供給する電圧の指令値である電圧指令値を決定する制御装置と、
    前記電源の出力電圧から前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成して、前記電機子のコイルに供給し、該駆動電圧の生成態様を、前記電圧指令値が前記電源の出力電圧に応じて設定された上限電圧以下であるか否か、又は前記移動磁界の速度が所定の上限速度以下であるか否かにより切替える駆動回路と
    を備えたことを特徴とする電動機システム。
  11. 請求項１０記載の電動機システムにおいて、
    前記駆動回路は、前記電圧指令値が前記上限電圧以下であるときは、正弦波通電により前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成し、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えているときには、矩形波通電により前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することを特徴とする電動機システム。
  12. 請求項１０記載の電動機システムにおいて、
    前記駆動回路は、前記電圧指令値が前記上限電圧以下であるときは、前記３相全ての電機子のコイルの印加電圧を変化させる３相変調により、前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成し、前記電圧指令値が前記上限電圧を超えるときには、前記３相のうち２相の電機子のコイルの印加電圧のみを変化させる２相変調により、前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することを特徴とする電動機システム。
  13. 請求項１０記載の電動機システムにおいて、
    前記駆動回路は、前記移動磁界の速度が前記上限速度以下であるときは、正弦波通電により前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成し、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えるときには、矩形波通電により前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することを特徴とする電動機システム。
  14. 請求項１０記載の電動機システムにおいて、
    前記駆動回路は、前記移動磁界の速度が前記上限速度以下であるときは、前記３相の全ての電機子のコイルの印加電圧を変化させる３相変調により、前記前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成し、前記移動磁界の速度が前記上限速度を超えるときには、前記３相のうち２相の電機子のコイルの印加電圧のみを変化させる２相変調により、前記電圧指令値に応じた駆動電圧を生成することを特徴とする電動機システム。
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4759589B2 (ja) * 2008-04-24 2011-08-31 本田技研工業株式会社 動力装置
US9294009B2 (en) 2011-03-24 2016-03-22 Daihen Corporation Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus
KR20190060966A (ko) 2011-03-24 2019-06-04 가부시키가이샤 다이헨 전력변환회로를 제어하는 제어회로, 이 제어회로를 구비한 인버터 장치 및 이 인버터 장치를 구비한 계통연계 인버터 시스템
WO2013001634A1 (ja) * 2011-06-30 2013-01-03 トヨタ自動車株式会社 電動機駆動装置およびそれを備えた車両、ならびに電動機駆動装置の制御方法
US9966889B2 (en) * 2013-05-12 2018-05-08 Infineon Technologies Ag Optimized control for synchronous motors
DE102013221433A1 (de) 2013-10-22 2015-04-23 Continental Teves Ag & Co. Ohg Verfahren zur Ansteuerung eines bürstenlosen Motors
JP6546967B2 (ja) * 2017-07-10 2019-07-17 本田技研工業株式会社 動力装置
WO2019175927A1 (ja) * 2018-03-12 2019-09-19 三菱電機株式会社 電動機、圧縮機、送風機、及び冷凍空調装置

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11353028A (ja) * 1998-06-09 1999-12-24 Yaskawa Electric Corp モーションコントローラにおける指令制御方法
JP2000245128A (ja) * 1999-02-22 2000-09-08 Nkk Corp リニア同期モータ
JP3849979B2 (ja) * 2002-07-02 2006-11-22 本田技研工業株式会社 電動パワーステアリング装置
JP2004056892A (ja) * 2002-07-18 2004-02-19 Yaskawa Electric Corp リニアモータ装置
JP4879657B2 (ja) * 2006-05-31 2012-02-22 本田技研工業株式会社 電動機の制御装置
JP4576363B2 (ja) * 2006-08-09 2010-11-04 本田技研工業株式会社 補機駆動装置
JP4576406B2 (ja) * 2006-08-09 2010-11-10 本田技研工業株式会社 電動機
CA2659769C (en) * 2006-08-10 2011-07-12 Honda Motor Co., Ltd. Hybrid vehicle
JP5085361B2 (ja) * 2008-02-05 2012-11-28 本田技研工業株式会社 駆動力伝達装置
JP4747184B2 (ja) * 2008-04-14 2011-08-17 本田技研工業株式会社 電動機
JP4654289B2 (ja) * 2008-08-29 2011-03-16 本田技研工業株式会社 補機駆動装置
JP2010068653A (ja) * 2008-09-11 2010-03-25 Sanyo Electric Co Ltd インバータ制御装置及びモータ駆動システム
JP5246508B2 (ja) * 2009-05-28 2013-07-24 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 電動機駆動装置の制御装置

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