JP2014166074A - 磁石レス巻線界磁モータの駆動回路 - Google Patents
磁石レス巻線界磁モータの駆動回路 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2014166074A JP2014166074A JP2013036231A JP2013036231A JP2014166074A JP 2014166074 A JP2014166074 A JP 2014166074A JP 2013036231 A JP2013036231 A JP 2013036231A JP 2013036231 A JP2013036231 A JP 2013036231A JP 2014166074 A JP2014166074 A JP 2014166074A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- field
- winding
- reactor
- voltage
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
【課題】スイッチング素子を含めた部品の数の低減を図ることができる磁石レス巻線界磁モータの駆動回路を提供する
【解決手段】昇圧回路120は、第1のリアクトルL1と第2のリアクトルL2と第1のコンデンサ121と第2のコンデンサ122を有する。複数相のインバータ回路130は、正極の母線Lpと負極の母線Lnを有し、入力側となる正負の母線Lp,Lnに昇圧回路120の出力側が接続され、正負の母線間に相毎の一対のスイッチング素子T1,T2、T3,T4、T5,T6が直列に接続されている。昇圧回路120における第1のリアクトルL1および第2のリアクトルL2が界磁巻線62,72を構成している。
【選択図】図4
【解決手段】昇圧回路120は、第1のリアクトルL1と第2のリアクトルL2と第1のコンデンサ121と第2のコンデンサ122を有する。複数相のインバータ回路130は、正極の母線Lpと負極の母線Lnを有し、入力側となる正負の母線Lp,Lnに昇圧回路120の出力側が接続され、正負の母線間に相毎の一対のスイッチング素子T1,T2、T3,T4、T5,T6が直列に接続されている。昇圧回路120における第1のリアクトルL1および第2のリアクトルL2が界磁巻線62,72を構成している。
【選択図】図4
Description
本発明は、磁石レス巻線界磁モータの駆動回路に関するものである。
永久磁石が埋設されたロータを備える電動機の駆動回路として、コンバータにおいて電動機の界磁巻線をリアクトルとして共用して界磁巻線に電流を流して昇圧を行い、コンバータの後段のインバータにおいて電動機を駆動するための交流に変換する技術が知られている(例えば、特許文献1)。
ところで、昇圧回路におけるスイッチング素子を含めた部品の数を少なくしたいというニーズがある。
本発明の目的は、スイッチング素子を含めた部品の数の低減を図ることができる磁石レス巻線界磁モータの駆動回路を提供することにある。
本発明の目的は、スイッチング素子を含めた部品の数の低減を図ることができる磁石レス巻線界磁モータの駆動回路を提供することにある。
請求項1に記載の発明では、磁性体よりなる円筒状の界磁ヨークと、前記界磁ヨークの内部において回転可能に支持され、磁気的な凸極部を有するロータと、前記界磁ヨークの内部において前記ロータの凸極部の径方向外側に配置されたステータと、前記界磁ヨークの少なくとも一方の開口部に配置された界磁極コアを有し、界磁巻線の通電に伴い前記界磁極コアに生じる界磁磁束により当該界磁極コアと少なくとも前記ロータと前記ステータと前記界磁ヨークによる界磁磁路を形成する界磁極と、を備えた磁石レス巻線界磁モータの駆動回路であって、直流電源の正極端側に接続された第1のリアクトルと、前記直流電源の負極端側に接続された第2のリアクトルと、前記第1のリアクトルの入力端と前記第2のリアクトルの出力端との間に接続された第1のコンデンサと、前記第1のリアクトルの出力端と前記第2のリアクトルの入力端との間に接続された第2のコンデンサを有する昇圧回路と、正極の母線と負極の母線を有し、入力側となる正負の母線に前記昇圧回路の出力側が接続され、正負の母線間に相毎の一対のスイッチング素子が直列接続されてなる複数相のインバータ回路と、を備え、前記昇圧回路における前記第1のリアクトルおよび前記第2のリアクトルの少なくとも一方が前記界磁巻線を構成してなることを要旨とする。
請求項1に記載の発明によれば、昇圧方式としてZソースコンバータ方式を採用することにより、スイッチング素子の数の低減を図ることができる。また、第1のリアクトルおよび第2のリアクトルの少なくとも一方が界磁巻線を構成しているので、部品の数を少なくできる。よって、スイッチング素子を含めた部品の数の低減を図ることができる。
請求項2に記載の発明では、請求項1に記載の磁石レス巻線界磁モータの駆動回路において、前記界磁巻線を流れる電流を検出する電流検出手段を備えるとともに、前記電流検出手段により検出された電流をフィードバックして前記界磁巻線に流す電流を制御する制御手段を備えることを要旨とする。
請求項2に記載の発明によれば、界磁巻線に流す電流を独立制御することが可能となる。
請求項3に記載の発明では、請求項2に記載の磁石レス巻線界磁モータの駆動回路において、前記第1のコンデンサおよび第2のコンデンサの少なくとも一方の電圧を検出する電圧検出手段を備えるとともに、前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧をフィードバックして前記正負の母線間の電圧を制御することを要旨とする。
請求項3に記載の発明では、請求項2に記載の磁石レス巻線界磁モータの駆動回路において、前記第1のコンデンサおよび第2のコンデンサの少なくとも一方の電圧を検出する電圧検出手段を備えるとともに、前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧をフィードバックして前記正負の母線間の電圧を制御することを要旨とする。
請求項3に記載の発明によれば、界磁巻線に流す電流および正負の母線間の電圧を独立制御することが可能となる。
請求項4に記載のように、請求項3に記載の磁石レス巻線界磁モータの駆動回路において、前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧から前記磁石レス巻線界磁モータに流す電流を増加させることを要旨とする。
請求項4に記載のように、請求項3に記載の磁石レス巻線界磁モータの駆動回路において、前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧から前記磁石レス巻線界磁モータに流す電流を増加させることを要旨とする。
請求項4に記載の発明によれば、正負の母線間の電圧とモータ出力を所定の値に制御できる。
請求項5に記載の発明では、請求項1〜4のいずれか1項に記載の磁石レス巻線界磁モータの駆動回路において、前記界磁巻線を構成するリアクトルに対し直列接続した回生用のスイッチを有することを要旨とする。
請求項5に記載の発明では、請求項1〜4のいずれか1項に記載の磁石レス巻線界磁モータの駆動回路において、前記界磁巻線を構成するリアクトルに対し直列接続した回生用のスイッチを有することを要旨とする。
請求項5に記載の発明によれば、界磁巻線を構成するリアクトルに対し直列接続した回生用のスイッチを用いて回生を行うことができる。
本発明によれば、スイッチング素子を含めた部品の数の低減を図ることができる。
以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図1および図2に示すように、回転電機としてのモータ10は、永久磁石を用いない巻線界磁型の同期モータである。この磁石レス巻線界磁モータ10は、円筒状の界磁ヨーク20と、棒状をなし水平方向に延びる回転シャフト30と、界磁ヨーク20の内部において回転可能に支持されたロータ(回転子)40と、界磁ヨーク20の内部に配置されたステータ(固定子)50と、界磁極60,70を備えている。
図1および図2に示すように、回転電機としてのモータ10は、永久磁石を用いない巻線界磁型の同期モータである。この磁石レス巻線界磁モータ10は、円筒状の界磁ヨーク20と、棒状をなし水平方向に延びる回転シャフト30と、界磁ヨーク20の内部において回転可能に支持されたロータ(回転子)40と、界磁ヨーク20の内部に配置されたステータ(固定子)50と、界磁極60,70を備えている。
回転シャフト30は、図示しないベアリング等を介して組み付けられ、回転シャフト30は回転可能に支持されている。回転シャフト30は磁性体よりなる。
界磁ヨーク20の内部において、回転シャフト30には、ロータコア41が固定されている。このロータコア41は、回転シャフト30の軸線Lまわりで回転シャフト30と一体に回転可能に構成されている。また、回転シャフト30の外周面とロータコア41の内周面とは密着されている。このため、回転シャフト30とロータコア41とは、磁気的に連結されている。ロータコア41は、複数枚の鋼板を軸線Lに沿った方向に積層して構成されている。ロータコア41は、複数枚の鋼板を軸線Lに沿った方向に積層して構成しているので、ロータコア41内において、磁束が軸線Lに沿った方向よりも軸線Lに直交するロータコア41の径方向および周方向へ流れ易くなっている。
界磁ヨーク20の内部において、回転シャフト30には、ロータコア41が固定されている。このロータコア41は、回転シャフト30の軸線Lまわりで回転シャフト30と一体に回転可能に構成されている。また、回転シャフト30の外周面とロータコア41の内周面とは密着されている。このため、回転シャフト30とロータコア41とは、磁気的に連結されている。ロータコア41は、複数枚の鋼板を軸線Lに沿った方向に積層して構成されている。ロータコア41は、複数枚の鋼板を軸線Lに沿った方向に積層して構成しているので、ロータコア41内において、磁束が軸線Lに沿った方向よりも軸線Lに直交するロータコア41の径方向および周方向へ流れ易くなっている。
ロータ40(ロータコア41)はロータティース42を有しており、ロータティース42は径方向外側へ向かって突出している。磁気的な凸極部としてのロータティース42は、複数形成されている。ロータティース42は、周方向に等間隔に形成されているとともに、各ロータティース42の先端面は、何れも同一周面上に位置している。
界磁ヨーク20の内部において、ロータ40(ロータコア41)のロータティース42の径方向外側にはステータ50(ステータコア51)が配置され、ステータコア51はロータコア41を囲うように円環状をなしている。ステータコア51は、複数枚の鋼板を軸線Lに沿った方向に積層して構成されている。このため、ステータコア51内において、磁束が回転シャフト30の軸線Lに沿った方向よりもこの軸線Lに直交するステータコア51の径方向、および周方向へ流れ易くなっている。
また、ステータコア51はステータティース52を有しており、ステータティース52は回転シャフト30に向かって突出している。ステータティース52は複数形成されているとともに、各ステータティース52は、周方向に等間隔に形成されている。各ロータティース42の先端面(ロータコア41の外周面)と、ステータティース52(ステータコア51)の内周面との間には、僅かな隙間(例えば、0.7mm)が形成されている。各ステータティース52にはステータコイル53が巻回されている。つまり、ステータティース52に導線が巻回されて、電機子コイルとしてのステータコイル53が形成されている。各ステータコイル53は、U相巻線、V相巻線、およびW相巻線の何れかとされており、それぞれ位相の異なる電流を流すことによって回転磁界を発生させるようになっている。なお、図面では複数のステータコイル53のコイルエンドを模式的に図示している。
また、軸線Lに沿って延びる円筒状の界磁ヨーク20は、ステータコア51の外周面を全周にわたって覆っている。界磁ヨーク20は、磁性体よりなる。また、ステータコア51の外周面と、界磁ヨーク20の内周面とは密着されている。このため、ステータコア51と界磁ヨーク20とは、磁気的に連結されている。
本実施形態では、回転シャフト30、ロータ40、ステータ50により主電動機部80が構成されている。
軸線Lに沿った方向における界磁ヨーク20の左側開口部には、界磁磁束を発生するための界磁極60が配設されている。また、軸線Lに沿った方向における界磁ヨーク20の右側開口部には、界磁磁束を発生するための界磁極70が配設されている。
軸線Lに沿った方向における界磁ヨーク20の左側開口部には、界磁磁束を発生するための界磁極60が配設されている。また、軸線Lに沿った方向における界磁ヨーク20の右側開口部には、界磁磁束を発生するための界磁極70が配設されている。
界磁極60は、界磁極コア61と界磁巻線62を有している。界磁極コア61は、磁性材料としての電磁鋼板を使用し、複数枚の電磁鋼板を軸線Lに沿った方向に積層して構成している。界磁極コア61は円板状をなし、界磁ヨーク20の左側の開口部を塞ぐように配置されている。界磁極コア61には、中央に形成した貫通孔61aに回転シャフト30が挿通される。
図3に示すように、界磁極コア61における軸線方向でのモータ内面部には界磁巻線62が配置されている。界磁巻線62は、ボビン63に導線が回転シャフト30の周りに巻回されて形成されている。界磁極コア61は界磁ヨーク20にボルトによる締結等により固定されている(界磁ヨーク20の開口部にボルト等により固定されている)。つまり、界磁極コア61を貫通するボルト等を界磁ヨーク20に螺入することにより締結されている。これにより、界磁極60は、主電動機部80に対して組み付けられている。界磁極コア61を主電動機部80に組み付けた状態において、界磁極コア61は、界磁ヨーク20に対して密着されている。よって、界磁極コア61と界磁ヨーク20とは、磁気的に連結されている。
同様に、界磁極70は、界磁極コア71と界磁巻線72を有している。界磁極コア71は、磁性材料としての電磁鋼板を使用し、複数枚の電磁鋼板を軸線Lに沿った方向に積層して構成している。界磁極コア71は円板状をなし、界磁ヨーク20の右側の開口部を塞ぐように配置されている。界磁極コア71には、中央に形成した貫通孔71aに回転シャフト30が挿通される。
界磁極コア71における軸線方向でのモータ内面部には界磁巻線72が配置されている。界磁巻線72は、ボビン73に導線が回転シャフト30の周りに巻回されて形成されている。
界磁極コア71は界磁ヨーク20にボルトによる締結等により固定されている(界磁ヨーク20の開口部にボルト等により固定されている)。つまり、界磁極コア71を貫通するボルト等を界磁ヨーク20に螺入することにより締結されている。これにより、界磁極70は、主電動機部80に対して組み付けられている。界磁極コア71を主電動機部80に組み付けた状態において、界磁極コア71は、界磁ヨーク20に対して密着されている。よって、界磁極コア71と界磁ヨーク20とは、磁気的に連結されている。
そして、各界磁巻線62,72に通電した際に磁路(界磁磁束の流れ)が形成される。詳しくは、図3に示すように、界磁巻線62の通電に伴い界磁極コア61に界磁磁束が発生する。この界磁磁束は、矢印Y1に示すように回転シャフト30に向かって流れる。そして、界磁磁束は、磁気的空隙(ギャップ)を通して回転シャフト30に流れる。さらに、界磁磁束は、矢印Y2に示すように回転シャフト30内を軸方向に流れ、矢印Y3に示すように回転シャフト30の軸線Lに直交する方向へ流れてロータコア41(ロータティース42)を外径側に流れてステータコア51(ステータティース52)を通過する。さらに、界磁磁束は、矢印Y4に示すように界磁ヨーク20を界磁極60へ向かって誘導される。このようにして、界磁極コア61と回転シャフト30とロータ40とステータ50と界磁ヨーク20による界磁磁路が形成される。
同様に、界磁巻線72の通電に伴い界磁極コア71に界磁磁束が発生する。この界磁磁束は、矢印Y11に示すように回転シャフト30に向かって流れる。そして、界磁磁束は、磁気的空隙(ギャップ)を通して回転シャフト30に流れる。さらに、界磁磁束は、矢印Y12に示すように回転シャフト30内を軸方向に流れ、矢印Y13に示すように回転シャフト30の軸線Lに直交する方向へ流れてロータコア41(ロータティース42)を外径側に流れてステータコア51(ステータティース52)を通過する。さらに、界磁磁束は、矢印Y14に示すように界磁ヨーク20を界磁極70へ向かって誘導される。このようにして、界磁極コア71と回転シャフト30とロータ40とステータ50と界磁ヨーク20による界磁磁路が形成される。
このように、界磁ヨーク20の少なくとも一方の開口部に配置された界磁極コア(61,71)を有し、界磁巻線(62,72)の通電に伴い界磁極コア(61,71)に生じる界磁磁束により界磁極コア(61,71)と少なくともロータ40とステータ50と界磁ヨーク20による界磁磁路が形成される。そして、環状(ループ状)の磁路(界磁磁束の流れ)が形成され、ロータ40のロータティース42は、界磁磁束によってN極の極性を持つことになり、ロータティース42(界磁磁束)が、永久磁石同期モータにおけるロータに配設された永久磁石と同様の働きを持つことになる。
磁石レス巻線界磁モータ10はベクトル制御される。また、本実施形態のモータ10では、各界磁巻線62,72に流す電流量を増加させることで界磁磁束を増加させ、より大きなトルクを得ることができる。その一方で、本実施形態のモータ10では、高速回転時において各界磁巻線62,72に流す電流量を減少させることで界磁磁束を減少させ、最大回転数を向上させることができる。即ち、本実施形態のモータ10では、強め界磁制御のみによって最大トルクおよび最大回転数を向上させることもできる。従って、本実施形態のモータ10では、ロータ40に永久磁石を配設した場合に必要な弱め界磁制御が不要となる。
次に、図4に示す磁石レス巻線界磁モータ(磁石レス巻線界磁同期モータ)の駆動回路100について説明する。
図4に示すように、磁石レス巻線界磁モータの駆動回路100は、直流電源としてのバッテリ110に接続される昇圧回路120と、昇圧回路120の後段に接続されるインバータ回路130と、制御部140を備えている。
図4に示すように、磁石レス巻線界磁モータの駆動回路100は、直流電源としてのバッテリ110に接続される昇圧回路120と、昇圧回路120の後段に接続されるインバータ回路130と、制御部140を備えている。
昇圧回路120は、Zソースコンバータである。昇圧回路120は、第1のリアクトルL1と第2のリアクトルL2と第1のコンデンサ121と第2のコンデンサ122を有する。第1のリアクトルL1は、磁石レス巻線界磁モータ10の界磁巻線62で構成されている。第2のリアクトルL2は、磁石レス巻線界磁モータ10の界磁巻線72で構成されている。つまり、昇圧回路(Zソースコンバータ)120のリアクトルL1,L2は磁石レス巻線界磁モータ10の界磁巻線62,62を兼用している。広義には、昇圧回路120における第1のリアクトルL1および第2のリアクトルL2の少なくとも一方が界磁巻線(62,72)を構成している。
第1のリアクトルL1は、バッテリ110の正極端側に接続されている。第2のリアクトルL2は、バッテリ110の負極端側に接続されている。第1のコンデンサ121は、第1のリアクトルL1の入力端と第2のリアクトルL2の出力端との間に接続されている。第2のコンデンサ122は、第1のリアクトルL1の出力端と第2のリアクトルL2の入力端との間に接続されている。
インバータ回路130は、複数相(3相)のインバータ回路である。インバータ回路130は、正極の母線Lpと負極の母線Lnを有し、入力側となる正負の母線Lp,Lnに昇圧回路120の出力側が接続され、正負の母線Lp,Ln間に相毎の一対のスイッチング素子T1,T2、T3,T4、T5,T6が直列に接続されている。
詳しくは、スイッチング素子T1とスイッチング素子T2が直列に接続されている。スイッチング素子T3とスイッチング素子T4が直列に接続されている。スイッチング素子T5とスイッチング素子T6が直列に接続されている。スイッチング素子T1,T3,T5が正極の母線Lpに接続されている。スイッチング素子T2,T4,T6が負極の母線Lnに接続されている。U相用のスイッチング素子T1,T2の間の接続点がモータ10のU相端子と接続される。V相用のスイッチング素子T3,T4の間の接続点がモータ10のV相端子と接続される。W相用のスイッチング素子T5,T6の間の接続点がモータ10のW相端子と接続される。スイッチング素子T1〜T6としてIGBTが用いられている。また、各スイッチング素子T1〜T6には、それぞれ、帰還ダイオードD1〜D6が逆並列接続されている。なお、スイッチング素子T1〜T6としてパワーMOSトランジスタを用いてもよい。そして、制御部140によりスイッチング素子T1〜T6がスイッチング動作され、これにより磁石レス巻線界磁モータ10に流れる電流(Iu,Iv,Iw)、界磁巻線62,72に流れる界磁電流(If)、および、インバータ母線電圧(Vi)が制御される。
また、モータのU相電流Iuを検出する電流センサ150と、モータのV相電流Ivを検出する電流センサ151が設けられ、電流センサ150,151により少なくともモータ2相分の電流(Iu,Iv)が検出される。電流センサ150,151は制御部140と接続されている。また、モータ10の回転シャフト30の位置θを検出する位置センサ152が設けられ、位置センサ152は制御部140と接続されている。さらに、界磁巻線62(リアクトルL1)を流れる界磁電流Ifを検出する電流センサ153が設けられている。制御部140は、電流センサ153により検出された電流をフィードバックして界磁巻線62(72)に流す電流が所望の値となるように制御するようになっている。
さらに、バッテリ110の正極端と、コンデンサ121とリアクトルL1(界磁巻線62)の分岐点αとの間にはダイオード123が配置されている。ダイオード123は、アノードがバッテリ110の正極端側となり、カソードがコンデンサ121側およびリアクトルL1側となっている。ダイオード123には回生用のスイッチング素子(IGBT等)124が並列に接続されている。即ち、界磁巻線を構成するリアクトルL1に対し直列接続した回生用のスイッチング素子124を有する。
制御部140には速度指令が入力される。制御部140はスイッチング素子T1〜T6にスイッチング信号を送出してスイッチング素子T1〜T6を制御する。また、制御部140は回生用のスイッチング素子124にスイッチング信号を送出してスイッチング素子124を制御する。つまり、回生時にスイッチング素子124がオンされ、回生電流がリアクトルL1(界磁巻線62)を通してバッテリ110に戻される。
次に、駆動回路100における制御部140の構成について説明する。
図5のブロック図において、比例積分演算部(PI部)141と、電流指令演算部142と、座標変換部143と、速度計算部144と、電圧指令生成部145と、三角波PWM制御部146と、コンデンサ電圧指令演算部147と、比例積分演算部(PI部)148を有する。電圧指令生成部145は、比例積分演算部(PI部)145aと比例積分演算部(PI部)145bと座標変換部145cを有する。
図5のブロック図において、比例積分演算部(PI部)141と、電流指令演算部142と、座標変換部143と、速度計算部144と、電圧指令生成部145と、三角波PWM制御部146と、コンデンサ電圧指令演算部147と、比例積分演算部(PI部)148を有する。電圧指令生成部145は、比例積分演算部(PI部)145aと比例積分演算部(PI部)145bと座標変換部145cを有する。
速度計算部144は、位置センサ152により検出されたモータのシャフトの位置θを入力して、実際のモータ回転速度を算出し出力する。この実際のモータ回転速度と、速度指令との差分が算出されて比例積分演算部(PI部)141を介してトルク指令が電流指令演算部142に送られる。一方、コンデンサ電圧指令演算部147は、トルク指令値に応じてコンデンサ電圧Vcの指令値を演算して出力する(Vc指令を出力する)。電流指令演算部142は、トルク指令とコンデンサ電圧Vcの指令から、マップデータを用いてd軸電流指令(Id指令)とq軸電流指令(Iq指令)を演算して出力するとともに、界磁巻線(リアクトル)に流す界磁電流指令(If指令)を演算して出力する。
座標変換部143は、電流センサ150により検出されたU相電流Iu、電流センサ151により検出されたV相電流Iv、位置センサ152により検出されたモータのシャフトの位置θを入力して、座標変換(Iu,Iv,Iw→Id,Iq)してq軸電流Iqとd軸電流Idを出力する。
座標変換部143から出力されるd軸電流Idと、電流指令演算部142から出力されるd軸電流指令(Id指令)との差分ΔIdが算出されて、電圧指令生成部145の比例積分演算部(PI部)145aを介してd軸電圧Vdが座標変換部145cに送られる。また、座標変換部143から出力されるq軸電流Iqと、電流指令演算部142から出力されるq軸電流指令(Iq指令)との差分ΔIqが算出されて、電圧指令生成部145の比例積分演算部(PI部)145bを介してq軸電圧Vqが座標変換部145cに送られる。なお、d軸電圧Vdとq軸電圧Vqの算出にはId指令,Iq指令,If指令(すなわち界磁磁束量),回転角速度等が考慮されるが、図示の都合上省略している。座標変換部145cは、q軸電圧Vqとd軸電圧Vdが入力され、座標変換(Vq,Vd→Vu,Vv,Vw)して、電圧指令としてU相指令Vu、V相指令Vv、W相指令Vw(図6参照)を出力する。
図5において、電流指令演算部142から出力される界磁巻線(リアクトル)に流す界磁電流指令(If指令)と、電流センサ153により検出された界磁電流Ifとの差分ΔIfが算出されて、比例積分演算部(PI部)148を介して昇圧指令(図6参照)が三角波PWM制御部146に送られる。
図5の三角波PWM制御部146においては、U相指令Vu、V相指令Vv、W相指令Vw、昇圧指令を入力してスイッチング素子T1〜T6をPWM制御するための動作信号を出力する。詳しくは、図6に示すように、三角波と、U相指令(Vu)、V相指令(Vv)、W相指令(Vw)、昇圧指令が比較され、比較結果から、各スイッチング素子T1〜T6の動作信号が生成されて各スイッチング素子T1〜T6に送られる。この動作信号により各スイッチング素子T1〜T6がスイッチング動作する。
次に、駆動回路100におけるZソースコンバータ一体のインバータ回路の動作について説明する。
昇圧動作は、パルス幅変調(PWM)にて行われる。その一例を示す図6において、三角波と電圧指令(Vu,Vv,Vw)と昇圧指令と各スイッチング素子の動作信号の関係を示している。なお、昇圧指令は三角波の振幅中心に対して上下に同じ値だけ離れた信号になっている。図6での1周期T中においてショート期間Tsは全てのスイッチング素子T1〜T6がオンして全相短絡する。Zソースコンバータ方式の昇圧動作としては、U,V,W相の上下のアームが短絡(スイッチング素子がオン)するショート期間Tsにおいて、界磁巻線62,72(リアクトルL1,L2)でのエネルギーの蓄積およびコンデンサ121,122での放電を行う。また、PWM制御による、通電期間やU,V,W相の全ての上または下アームが短絡(スイッチング素子がオン)するゼロベクトル期間Tz1,Tz2において、界磁巻線62,72(リアクトルL1,L2)での放電およびコンデンサ121,122の充電を行う。一方、期間Ta1,Ta2においてモータ10に電流が供給される。
昇圧動作は、パルス幅変調(PWM)にて行われる。その一例を示す図6において、三角波と電圧指令(Vu,Vv,Vw)と昇圧指令と各スイッチング素子の動作信号の関係を示している。なお、昇圧指令は三角波の振幅中心に対して上下に同じ値だけ離れた信号になっている。図6での1周期T中においてショート期間Tsは全てのスイッチング素子T1〜T6がオンして全相短絡する。Zソースコンバータ方式の昇圧動作としては、U,V,W相の上下のアームが短絡(スイッチング素子がオン)するショート期間Tsにおいて、界磁巻線62,72(リアクトルL1,L2)でのエネルギーの蓄積およびコンデンサ121,122での放電を行う。また、PWM制御による、通電期間やU,V,W相の全ての上または下アームが短絡(スイッチング素子がオン)するゼロベクトル期間Tz1,Tz2において、界磁巻線62,72(リアクトルL1,L2)での放電およびコンデンサ121,122の充電を行う。一方、期間Ta1,Ta2においてモータ10に電流が供給される。
図6において各指令値と三角波とを比較することにより、スイッチング素子T1〜T6の動作状態が決まる。これにより、モータに印加する電圧(電流)と、インバータ回路での母線Lp,Ln間の電圧Viと、界磁電流Ifを制御することができる。
時間割合Dz,Da,Dsは、Vu,Vv,Vw(正弦波)の1周期平均では、
Dz={(Tz1+Tz2)−2Ts}/T
Da=(Ta1+Ta2)/T
Ds=2Ts/T
Dz+Da+Ds=1
となる。
Dz={(Tz1+Tz2)−2Ts}/T
Da=(Ta1+Ta2)/T
Ds=2Ts/T
Dz+Da+Ds=1
となる。
時間割合Dzは、モータ10に印加する電圧をゼロベクトル、即ち、スイッチング素子T2,T4,T6がオン(またはスイッチング素子T1,T3,T5がオン)で、界磁巻線62,72(リアクトルL1,L2)のエネルギーをコンデンサ121,122へ移動させて昇圧する時間割合である。
時間割合Daは、モータ10に印加する(モータ電流を制御する)時間割合である。
時間割合Dsは、界磁巻線62,72(リアクトルL1,L2)のエネルギーを蓄積する時間割合である。
時間割合Dsは、界磁巻線62,72(リアクトルL1,L2)のエネルギーを蓄積する時間割合である。
昇圧制御(Zソースコンバータ制御)として、制御部140において、インバータ回路130のスイッチング素子(IGBT等)T1〜T6についてパルス幅変調(PMW)方式を用いて、上記の時間割合Dz,Da,Dsを制御する。
また、モータ電流制御として、制御部140において、モータ10に流れる電流(Iu,Iv)をフィードバックして、座標変換(Iu,Iv,Iw→Id,Iq)を行い、モータ電流(Iu,Iv,Iw)を指令の電流となるようにモータ10の印加電圧(U相指令Vu,V相指令Vv,W相指令Vw)を決定する。つまり、速度指令から、制御部140で、Da,Dzの時間を決定する。
さらに、界磁電流Ifおよび昇圧電圧、即ち、コンデンサ電圧Vc(インバータ電圧Vi)の制御として、制御部140において、速度指令(あるいはトルク指令)から、界磁巻線62,72の電流指令、昇圧指令を決定する。
ここで、エネルギー収支として、バッテリ110の出力電力とインバータ回路130の入力電力の差、および、インバータ回路130の入力電力とモータ10の出力電力の差が、全損失電力と一致し、界磁巻線の指令値(If指令)と昇圧指令値(Vc指令)から、実際の界磁巻線の電流Ifが一致するように昇圧指令値を決定する。これにより図6のショート期間Tsが決まりDs値が決定される。
以上のように、動作させることで、界磁電流If、モータ電流(Iu,Iv,Iw)、インバータ回路130の母線Lp,Ln間の電圧Viの制御を行う。コンデンサ電圧Vcとインバータ電圧Vi値は等価である。
また、モータ電流(Iu,Iv,Iw)、界磁電流If、インバータ回路での母線Lp,Ln間の電圧Viの制御について、磁石レス巻線界磁モータは、モータ電流(Iu,Iv,Iw)と界磁電流Ifによってトルクが制御できる。
また、図6のショート期間Tsにおいては全相(3相)を短絡させており、これは、高トルク時に通電の際の負荷を減らすためである。さらに、高速域では昇圧して駆動電圧を上げるべく、高回転時(所定回転以上の時)にはコンデンサ電圧Vc(インバータ電圧Vi)を高くする。また、低速では界磁(磁束)を強めてトルクを増大すべく低速時には界磁電流Ifを大きくする制御を行う。これらの制御はマップデータを用いて行われる。
今、磁石付巻線界磁形同期モータにおいて、界磁巻線を用いて昇圧回路を構成して昇圧と界磁磁束を制御する場合について考える。磁石付巻線界磁形同期モータで界磁巻線を昇圧用のリアクトルとして共用して界磁電流を流すことによって高速域では昇圧制御により駆動電圧を上げて高効率化を図るとともに低速ではロータに取り付けた永久磁石の磁束を強めトルク増大を行う。この場合、昇圧動作時、および、界磁磁束制御の際に電流の向きが一致しない場合のためのスイッチング素子やダイオードを追加する必要がある。また、リアクトルは、界磁巻線と兼用されるが、昇圧用のスイッチング素子の個数は、一般的な双方向コンバータのごとく多い。
これに対し本実施形態においては、昇圧回路120における第1のリアクトルL1および第2のリアクトルL2に磁石レス巻線界磁モータの界磁巻線62,72を兼用しており、少なくともモータ2相分の電流Iu,Ivと界磁巻線に流れる界磁電流Ifを検出して界磁電流Ifとモータ電流とインバータ回路の母線電圧Viを制御できる。つまり、磁石レス巻線界磁形同期モータを用いて、その界磁巻線62,72を昇圧用のリアクトルL1,L2と兼用するとともに、Zソースコンバータ一体のインバータ回路とする。このように、磁石レス巻線界磁形同期モータでは、界磁巻線に流す電流の向きによらず界磁磁束の制御が可能であり、昇圧動作時、および、界磁磁束制御の際に電流の向きが一致しない場合のためのスイッチング素子やダイオードを追加する必要がない。
また、永久磁石が埋設されたロータを備えるモータでは昇圧用リアクトルとして界磁巻線を用いると回生時に界磁巻線を通らない回生電流経路を形成すべくバイパス回路を形成する必要があり、具体的にはバイパス回路のスイッチング素子をオン状態にして回生電流経路を形成する。これに対し本実施形態では永久磁石を使用しておらず回生時においてバイパス回路を用いることなく界磁巻線を通して回生電流経路を形成することができる。
上記実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。
(1)昇圧方式としてZソースコンバータ方式を採用することにより、スイッチング素子の数の低減を図ることができる(昇圧用のスイッチング素子を低減することができる)。特に、昇圧動作時、および、界磁磁束制御の際に電流の向きが一致しない場合のためのスイッチング素子やダイオードが不要となる。また、リアクトルL1,L2が界磁巻線62,72を構成しているので(昇圧用のリアクトルL1,L2と界磁極の界磁巻線62,72を兼用することで)、インバータ部品の数を少なくすることができる。その結果、スイッチング素子を含めた部品の数の低減を図ることができる。
(1)昇圧方式としてZソースコンバータ方式を採用することにより、スイッチング素子の数の低減を図ることができる(昇圧用のスイッチング素子を低減することができる)。特に、昇圧動作時、および、界磁磁束制御の際に電流の向きが一致しない場合のためのスイッチング素子やダイオードが不要となる。また、リアクトルL1,L2が界磁巻線62,72を構成しているので(昇圧用のリアクトルL1,L2と界磁極の界磁巻線62,72を兼用することで)、インバータ部品の数を少なくすることができる。その結果、スイッチング素子を含めた部品の数の低減を図ることができる。
(2)制御部140は界磁巻線62,72に流す電流を制御しており、界磁巻線62,72に流す電流を制御してモータトルクを制御することができる。
(3)界磁巻線62を流れる電流を検出する電流検出手段としての電流センサ153を備えるとともに、電流センサ153により検出された電流をフィードバックして界磁巻線62(72)に流す電流を制御する制御手段としての制御部140を備える。よって、界磁巻線62(72)に流す電流を独立制御することが可能となる。
(3)界磁巻線62を流れる電流を検出する電流検出手段としての電流センサ153を備えるとともに、電流センサ153により検出された電流をフィードバックして界磁巻線62(72)に流す電流を制御する制御手段としての制御部140を備える。よって、界磁巻線62(72)に流す電流を独立制御することが可能となる。
(4)界磁電流、モータ電流、インバータの母線電圧の制御により、低速時の強め磁束によるトルク向上、高速回転時のインバータ母線電圧昇圧による高効率運転化が可能となる。
(5)界磁巻線を構成するリアクトルL1に対し直列接続した回生用のスイッチとしてのスイッチング素子124を有する。よって、界磁巻線を構成するリアクトルL1に対し直列接続した回生用のスイッチング素子124を用いて回生を行うことができる。
実施形態は前記に限定されるものではなく、例えば、次のように具体化してもよい。
・図5の場合、コンデンサ電圧Vcはオープン制御であった(コンデンサ電圧Vcを監視していない)。これに対し、コンデンサ電圧Vcをフィードバックしてコンデンサ電圧Vcを積極的に調整してもよい。図4に仮想線で示すように、コンデンサ122の電圧を検出する電圧センサ155を備える。この電圧センサ155により検出されたコンデンサ122の電圧が制御部140にフィードバックされて、所望の値となるように制御する。
・図5の場合、コンデンサ電圧Vcはオープン制御であった(コンデンサ電圧Vcを監視していない)。これに対し、コンデンサ電圧Vcをフィードバックしてコンデンサ電圧Vcを積極的に調整してもよい。図4に仮想線で示すように、コンデンサ122の電圧を検出する電圧センサ155を備える。この電圧センサ155により検出されたコンデンサ122の電圧が制御部140にフィードバックされて、所望の値となるように制御する。
このように、界磁巻線62を流れる電流を検出する電流検出手段としての電流センサ153、および、第1のコンデンサ121および第2のコンデンサ122の少なくとも一方の電圧を検出する電圧検出手段としての電圧センサ155を備える。また、電流センサ153により検出された電流および電圧センサ155により検出された電圧をフィードバックして界磁巻線62(72)に流す電流および正負の母線Lp,Ln間の電圧を制御する制御手段としての制御部140を備える。よって、界磁巻線に流す電流および正負の母線間の電圧を独立制御することが可能となる。
また、図7に示すように補正部170を有する。図7の補正部170は、電圧センサ155により検出されるコンデンサ電圧Vcから、モータの各位置において、d軸電流Idについての差分ΔIdとq軸電流Iqについての差分ΔIqの比を調整することにより座標変換に伴ってVu,Vv,Vwが調整される。これにより、モータ電流(Iu,Iv,Iw)の位相が調整できる。このようにモータ電流の位相を操作することによって、界磁電流If、モータ電流(Iu,Iv,Iw)、インバータ回路130の母線Lp,Ln間の電圧Viを独立に制御する。
詳しく説明する。
図5の電流指令演算部142において、バッテリ110の出力電力Vb×Ib(ここでVbはバッテリ110の電圧、Ibはバッテリ110の出力電流)とインバータ回路130の入力電力Vi×Ii(ここでIiはインバータ130への入力電流)の差およびインバータ回路130の入力電力とモータの出力電力の差が全損失と一致するとともにコンデンサ電圧Vcが所定値以下となるように電流指令値を決定しモータ電流、界磁電流、インバータ母線電圧を制御する。ここで、図8に示すようにエネルギーフローが一致しない動作状態となると、コンデンサ電圧Vcを制御していないため、インバータ母線電圧Viが過度に上昇するなどして、スイッチング素子T1〜T6での損失を増加させるような現象となり、耐圧や冷却性能に余裕があるスイッチング素子を採用することになる。
図5の電流指令演算部142において、バッテリ110の出力電力Vb×Ib(ここでVbはバッテリ110の電圧、Ibはバッテリ110の出力電流)とインバータ回路130の入力電力Vi×Ii(ここでIiはインバータ130への入力電流)の差およびインバータ回路130の入力電力とモータの出力電力の差が全損失と一致するとともにコンデンサ電圧Vcが所定値以下となるように電流指令値を決定しモータ電流、界磁電流、インバータ母線電圧を制御する。ここで、図8に示すようにエネルギーフローが一致しない動作状態となると、コンデンサ電圧Vcを制御していないため、インバータ母線電圧Viが過度に上昇するなどして、スイッチング素子T1〜T6での損失を増加させるような現象となり、耐圧や冷却性能に余裕があるスイッチング素子を採用することになる。
そこで、図7に示すように、補正部170に比例演算部(P部)171を備える。補正部170において、コンデンサ電圧Vcの指令値と実際のコンデンサ電圧との差分(誤差分)を比例演算部(P部)171に取り込み、比例演算部(P部)171から差分に応じたモータ電流(Iq指令)の補正値を出力してモータ電流(Iq指令)に対する補正を行う。つまり、モータ電流の指令値に補正を加える。これにより電圧指令生成部145において、座標変換部145cから出力されるU相指令Vu、V相指令Vv、W相指令Vwにおいては位相差が操作される。
このように、界磁電流Ifの制御性を保ったまま、電圧センサ155により検出されたコンデンサ電圧Vcから、制御部140において磁石レス巻線界磁モータ10に流れる電流Iu,Iv,Iwを増加させる。こうすることで、モータ損失が増加するかわりに、インバータ母線電圧Viを過度な状態にならないように所定の値に制御し、スイッチング素子での損失増加を抑制する。
以上のごとく、電圧検出手段としての電圧センサ155により検出された電圧から磁石レス巻線界磁モータに流す電流を増加させる制御手段としての制御部140を備えるので、界磁電流Ifの制御性を保ったまま、インバータ母線電圧Viとモータ出力を制御できる。
なお、図7ではIq指令を補正したが、Id指令を補正しても良いし、Id指令とIq指令両方を補正してもよい。モータ出力にあまり影響が無い範囲でモータ損失を増加するようにすれば良い。またコンデンサ電圧Vcの検出に電圧センサ155を用いたが、電圧検出手段として、母線Ln,Lp間に設けた電圧センサからインバータ母線電圧Viを検出し、Vi=2×Vc−Vbの関係からコンデンサ電圧Vcを算出する手段を用いても良い。
・図1〜3では界磁ヨーク20の両側に界磁巻線62,72を有する構成(両側界磁構成)であったが、これに代わり、磁石レス巻線界磁モータを片側界磁構成として、共用するリアクトルを1個としてもよい。即ち、リアクトル1つが界磁巻線としてもよい。この場合、1つの専用のリアクトルが必要となる。
・他にも、磁石レス巻線界磁モータを片側界磁構成として、片側界磁部に2個のリアクトルを構成してもよい。即ち、リアクトル2つが片側の界磁巻線としてもよい。要は、モータの界磁巻線は少なくともリアクトルL1,L2の一方を兼用していればよい。
・図4の構成で、回生のため、スイッチング素子124を用いているが、回生を行わないシステムの場合は、ダイオード123だけで構成してもよい。
10…モータ、20…界磁ヨーク、40…ロータ、42…ロータティース、50…ステータ、60…界磁極、61…界磁極コア、62…界磁巻線、70…界磁極、71…界磁極コア、72…界磁巻線、120…昇圧回路、121…第1のコンデンサ、122…第2のコンデンサ、124…スイッチング素子、130…インバータ回路、140…制御部、153…電圧センサ、155…電圧センサ、L1…第1のリアクトル、L2…第2のリアクトル、Ln,Lp…母線、T1〜T6…スイッチング素子。
Claims (5)
- 磁性体よりなる円筒状の界磁ヨークと、
前記界磁ヨークの内部において回転可能に支持され、磁気的な凸極部を有するロータと、
前記界磁ヨークの内部において前記ロータの凸極部の径方向外側に配置されたステータと、
前記界磁ヨークの少なくとも一方の開口部に配置された界磁極コアを有し、界磁巻線の通電に伴い前記界磁極コアに生じる界磁磁束により当該界磁極コアと少なくとも前記ロータと前記ステータと前記界磁ヨークによる界磁磁路を形成する界磁極と、
を備えた磁石レス巻線界磁モータの駆動回路であって、
直流電源の正極端側に接続された第1のリアクトルと、前記直流電源の負極端側に接続された第2のリアクトルと、前記第1のリアクトルの入力端と前記第2のリアクトルの出力端との間に接続された第1のコンデンサと、前記第1のリアクトルの出力端と前記第2のリアクトルの入力端との間に接続された第2のコンデンサを有する昇圧回路と、
正極の母線と負極の母線を有し、入力側となる正負の母線に前記昇圧回路の出力側が接続され、正負の母線間に相毎の一対のスイッチング素子が直列接続されてなる複数相のインバータ回路と、
を備え、
前記昇圧回路における前記第1のリアクトルおよび前記第2のリアクトルの少なくとも一方が前記界磁巻線を構成してなることを特徴とする磁石レス巻線界磁モータの駆動回路。 - 前記界磁巻線を流れる電流を検出する電流検出手段を備えるとともに、前記電流検出手段により検出された電流をフィードバックして前記界磁巻線に流す電流を制御する制御手段を備えることを特徴とする請求項1に記載の磁石レス巻線界磁モータの駆動回路。
- 前記第1のコンデンサおよび第2のコンデンサの少なくとも一方の電圧を検出する電圧検出手段を備えるとともに、前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧をフィードバックして前記正負の母線間の電圧を制御することを特徴とする請求項2に記載の磁石レス巻線界磁モータの駆動回路。
- 前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧から前記磁石レス巻線界磁モータに流す電流を増加させることを特徴とする請求項3に記載の磁石レス巻線界磁モータの駆動回路。
- 前記界磁巻線を構成するリアクトルに対し直列接続した回生用のスイッチを有することを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の磁石レス巻線界磁モータの駆動回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013036231A JP2014166074A (ja) | 2013-02-26 | 2013-02-26 | 磁石レス巻線界磁モータの駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013036231A JP2014166074A (ja) | 2013-02-26 | 2013-02-26 | 磁石レス巻線界磁モータの駆動回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2014166074A true JP2014166074A (ja) | 2014-09-08 |
Family
ID=51616205
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2013036231A Pending JP2014166074A (ja) | 2013-02-26 | 2013-02-26 | 磁石レス巻線界磁モータの駆動回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2014166074A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN106779257A (zh) * | 2017-03-25 | 2017-05-31 | 西安科技大学 | 一种降低网损与缓解电压暂降的电网结构寻优方法 |
Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20030231518A1 (en) * | 2002-06-12 | 2003-12-18 | Peng Fang Z. | Impedance source power converter |
JP2008228534A (ja) * | 2007-03-15 | 2008-09-25 | Toyota Motor Corp | 電動機駆動装置 |
US20090066271A1 (en) * | 2007-09-12 | 2009-03-12 | Kajouke Lateef A | Method and system for converting dc power to ac power |
JP2009183075A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Denso Corp | 電力変換制御装置、及び電力変換システム |
JP2011142738A (ja) * | 2010-01-07 | 2011-07-21 | Toyota Central R&D Labs Inc | 電源制御システム |
JP2011160617A (ja) * | 2010-02-03 | 2011-08-18 | Toyota Industries Corp | Zソース昇圧回路 |
JP2012182947A (ja) * | 2011-03-02 | 2012-09-20 | Toyota Industries Corp | 回転電機 |
-
2013
- 2013-02-26 JP JP2013036231A patent/JP2014166074A/ja active Pending
Patent Citations (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US20030231518A1 (en) * | 2002-06-12 | 2003-12-18 | Peng Fang Z. | Impedance source power converter |
JP2008228534A (ja) * | 2007-03-15 | 2008-09-25 | Toyota Motor Corp | 電動機駆動装置 |
US20090066271A1 (en) * | 2007-09-12 | 2009-03-12 | Kajouke Lateef A | Method and system for converting dc power to ac power |
JP2009183075A (ja) * | 2008-01-31 | 2009-08-13 | Denso Corp | 電力変換制御装置、及び電力変換システム |
JP2011142738A (ja) * | 2010-01-07 | 2011-07-21 | Toyota Central R&D Labs Inc | 電源制御システム |
JP2011160617A (ja) * | 2010-02-03 | 2011-08-18 | Toyota Industries Corp | Zソース昇圧回路 |
JP2012182947A (ja) * | 2011-03-02 | 2012-09-20 | Toyota Industries Corp | 回転電機 |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN106779257A (zh) * | 2017-03-25 | 2017-05-31 | 西安科技大学 | 一种降低网损与缓解电压暂降的电网结构寻优方法 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US9083276B2 (en) | Rotary electric machine driving system | |
JP5827026B2 (ja) | 回転電機及び回転電機駆動システム | |
JP5718668B2 (ja) | 回転電機駆動システム | |
US9231513B2 (en) | Electric motor system | |
EP3431365B1 (en) | Three-phase redundant motor device for electric power steering devices | |
JP2012222941A (ja) | 回転電機 | |
JP4032516B2 (ja) | 自動車用電動駆動装置 | |
JP5409680B2 (ja) | 回転電機システム | |
JP2019022299A (ja) | 回転電機の駆動システム | |
JP5626306B2 (ja) | 回転電機制御システム | |
JPWO2014188757A1 (ja) | 回転電機の回転子、回転電機、電動駆動システム、及び電動車両 | |
JP2014176114A (ja) | 励磁式回転電機 | |
JP5135794B2 (ja) | モータ制御方法 | |
JP2015006103A (ja) | 回転電機 | |
JP2014166074A (ja) | 磁石レス巻線界磁モータの駆動回路 | |
JP6203418B2 (ja) | 電力変換装置およびその制御方法、電動パワーステアリングの制御装置 | |
JP5623346B2 (ja) | 回転電機駆動システム | |
JP5170764B2 (ja) | 電動機駆動装置およびその制御方法 | |
JP5167038B2 (ja) | 電動機駆動装置およびその制御方法 | |
JP6590457B2 (ja) | 車両駆動制御装置及び車両駆動制御方法 | |
JP2014064340A (ja) | 励磁式回転電機の制御装置 | |
JP6405960B2 (ja) | スイッチトリラクタンスモータの制御装置 | |
JP2014064339A (ja) | 励磁式回転電機の制御装置 | |
JP2013110942A (ja) | 回転電機及び回転電機制御システム | |
JP2014166022A (ja) | 回転電機制御システム |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20150706 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20160421 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20160510 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20161122 |