JP5167038B2 - 電動機駆動装置およびその制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、電動機駆動装置およびその制御方法に関し、より特定的には、電機子巻線鎖交磁束量を調整可能な電動機を駆動するための電動機駆動装置およびその制御方法に関する。

最近、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）および電気自動車（Electric Vehicle）が注目されている。ハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、インバータを介して直流電源により駆動されるモータを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。

また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車の駆動用モータとしては、回転子（以下、ロータとも称する。）に永久磁石を備え、その永久磁石による磁極と、固定子（以下、ステータとも称する。）において発生する回転磁界との磁気作用によって回転する永久磁石型モータや、ロータに界磁コイルを備え、界磁コイルに界磁電流を流すことによってロータに発生する磁界の回転軸と垂直方向の成分と、ステータにおいて発生する回転磁界との磁気作用によって回転する界磁巻線型モータなどが検討されている。

さらに、ハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧をモータを駆動するインバータに供給することも検討されている。

たとえば、特開２００５−１４３１５７号公報（特許文献１）は、車両に設けられて動力を発生する界磁巻線モータと、バッテリと、バッテリと界磁巻線モータとの間に設けられた昇降圧インバータと、車両の運転状態に応じて界磁制御および昇降圧制御を行なうコントローラとを備える車両用モータ制御装置を開示する。

これによれば、昇降圧インバータは、インバータ部、昇降圧部およびコンデンサで構成される。昇降圧インバータは、バッテリからエンジン始動用界磁巻線モータ（始動用モータ）への電力の供給、および昇降圧部から始動用モータおよび後輪駆動用界磁巻線モータ（後輪駆動用モータ）の界磁巻線への電力供給を行なう。この場合、界磁巻線への電力供給の制御は、コントローラが界磁制御回路をオン・オフすることによって行なう。
特開２００５−１４３１５７号公報

しかしながら、上記の特許文献１に記載の車両用モータ制御装置によれば、界磁巻線への電力供給を制御するための界磁制御回路が必要となる。そのため、車両用モータ制御装置の体格が大きくなるという問題が生じる。これらは、車両の室内空間を確保する観点から高まりつつある装置体格の小型化の要求に反するものである。

それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、小型化と電動機の高出力化とを両立させた電動機駆動装置およびその制御方法を提供することである。

この発明のある局面に従えば、界磁巻線を含み、界磁巻線に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する電動機の駆動装置は、電源と、電源からの直流電圧を電圧変換して、第１および第２の電源線間に出力するコンバータと、第１および第２の電源線間の電圧を受けて、電動機を駆動制御する電力に変換するインバータとを備える。コンバータは、界磁巻線および第２の電源線の間に電気的に接続される昇圧用スイッチング素子を含む。界磁巻線は、電源および第１の電源線の間の電流経路上に電気的に接続され、昇圧用スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が両端に印加されるように構成される。電動機駆動装置は、界磁巻線に並列に接続される界磁用スイッチング素子と、昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子をスイッチング制御する制御装置とをさらに備える。制御装置は、第１および第２の電源線間に出力される電圧を検出する電圧センサと、界磁巻線を流れる界磁電流を検出する電流センサと、電圧指令値と電圧センサからの検出電圧との偏差に応じて、コンバータから前記第１の電源線への入力電流の目標値を算出するとともに、電流指令値と電流センサからの検出電流との偏差に基づいて、界磁を強める方向に界磁巻線に供給される界磁増磁電流の目標値を算出する目標電流演算手段と、入力電流の目標値に、電動機の出力に応じて第１の電源線からインバータに供給される電動機出力電流を補償するフィードフォワード補償手段と、フィードフォワード補償された入力電流の目標値に、界磁増磁電流の目標値を加算することにより、電流指令値を生成する電流指令生成手段と、電流センサからの検出電流が電流指令値に一致するように、界磁用スイッチング素子および昇圧用スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御手段とを含む。

好ましくは、電流指令生成手段は、電動機の要求出力を電圧センサからの検出電圧で除算することにより、電動機出力電流を演算する補償量演算手段を含む。

好ましくは、補償量演算手段は、電動機の要求出力を、電動機のｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値と、電動機を流れる実駆動電流とに基づいて算出する。

この発明の別の局面に従えば、界磁巻線を含み、界磁巻線に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する電動機の駆動装置の制御方法であって、電動機駆動装置は、電源と、電源からの直流電圧を電圧変換して、第１および第２の電源線間に出力するコンバータと、第１および第２の電源線間の電圧を受けて、電動機を駆動制御する電力に変換するインバータとを含む。コンバータは、界磁巻線および第２の電源線の間に電気的に接続される昇圧用スイッチング素子を含み、界磁巻線は、電源および第１の電源線の間の電流経路上に電気的に接続され、昇圧用スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が両端に印加されるように構成される。電動機駆動装置は、界磁巻線に並列に接続される界磁用スイッチング素子と、第１および第２の電源線間に出力される電圧を検出する電圧センサと、界磁巻線を流れる界磁電流を検出する電流センサとをさらに含む。制御方法は、電圧指令値と電圧センサからの検出電圧との偏差に応じて、コンバータから第１の電源線への入力電流の目標値を算出するとともに、電流指令値と電流センサからの検出電流との偏差に基づいて、界磁を強める方向に界磁巻線に供給される界磁増磁電流の目標値を算出するステップと、入力電流の目標値に、電動機の出力に応じて第１の電源線からインバータに供給される電動機出力電流を補償するステップと、補償された入力電流の目標値に、界磁増磁電流の目標値を加算することにより、電流指令値を生成するステップと、電流センサからの検出電流が電流指令値に一致するように、界磁用スイッチング素子および昇圧用スイッチング素子をスイッチング制御するステップとを備える。

好ましくは、電流指令値を生成するステップは、電動機の要求出力を電圧センサからの検出電圧で除算することにより、電動機出力電流を演算する。

好ましくは、電動機出力電流を演算するステップは、電動機の要求出力を、電動機のｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値と、電動機を流れる実駆動電流とに基づいて算出する。

本発明によれば、電機子巻線鎖交磁束量の可変制御が可能な電動機を駆動する駆動装置において、駆動装置の小型化と電動機の高出力化とを両立させることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［電動機の構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置に適用される電動機の側断面図であり、図２は、図１のＩＩ−ＩＩ線における断面図である。

図１および図２を参照して、電動機１０は、回転シャフト４１と、回転シャフト４１に固設されたロータ（回転子）４０と、ステータ（固定子）３０の外周に設けられた界磁ヨーク２１と、界磁コイル５０とを備える。

ロータ４０とステータ３０との間には、エアギャップＧＰが設けられており、僅かに径方向に離間するように配置されている。

ロータ４０は、回転シャフト４１に固設されたロータコア４３と、ロータコア４３の外表面に設けられた磁石４４とを含む。

ロータコア４３は、円筒状に形成された積層ロータコア４３ａと、積層ロータコア４３ａの内周に設けられた圧粉ロータコア４３ｂとからなる。圧粉ロータコア４３ｂは、一体の磁性材料から構成されており、具体的には粉末成形磁性体（ＳＭＣ：Soft Magnetic Composites）から構成されている。

積層ロータコア４３ａは、複数の電磁鋼板を軸方向に積層して構成されており、該電磁鋼板間に生じる隙間によって、軸方向の磁気抵抗が、径方向および周方向の磁気抵抗よりも大きくなっている。そのため、積層ロータコア４３ａの内部においては、磁石からの磁力線は、軸方向に流れ難く、径方向および周方向に流れ易くなっている。

これに対して、圧粉ロータコア４３ｂは、粉末成形磁性体から構成されているため、軸方向の磁気抵抗は、積層ロータコア４３ａの軸方向の磁気抵抗よりも小さくなる。そのため、圧粉ロータコア４３ｂの内部では、磁力線は軸方向に流れ易くなっている。

そして図２に示すように、積層ロータコア４３ａの外表面には、等間隔に隔てて設けられ、かつ、径方向外方に向けて突出する複数のロータティース（第１突極部）４５が形成されている。

隣り合うロータティース４５の間には、磁石４４が設けられる。ロータティース４５の外表面と磁石４４の外表面とは、いずれも、回転シャフト４１の中心軸線を中心とする仮想の同一円周上に位置している。すなわち、磁石４４は、ロータ４０の周方向にロータティース４５と隣り合うように設けられ、かつ、各外周面が面一となるように設けられている。

磁石４４のＮ極（第１磁極）とＳ極（第２磁極）とは、ロータ４０の径方向に並ぶように配置されている。なお、本実施の形態においては、磁石４４のＮ極がロータコア４３の径方向外方に向けて配置され、磁石４４のＳ極がロータコア４３の径方向内方に向けて配置されているが、逆となるように配置されてもよい。

ステータ３０は、中空円筒状に形成されたステータコア２２と、ステータコア２２の内表面に形成され、ステータコア２２の径方向内方に向けて突出する複数のステータティース（第２突極部）２３と、ステータティース２３に巻き付けられたコイル２４とを含む。

ステータティース２３は、周方向に等間隔を隔てて形成されている。コイル２４の一部はＵ相コイルを構成し、残りの一部のコイル２４はＶ相コイルを構成し、残りのコイル２４はＷ相コイルを構成する。そして、Ｕ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルは、一方端が端子とされて図示しないインバータの三相ケーブル（Ｕ相ケーブル、Ｖ相ケーブルおよびＷ相ケーブル）にそれぞれ接続される。さらに、Ｕ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルは、他方端が１点に共通接続されて中性点とされる。

制御装置１００（図１）は、電動機駆動装置の外部に設けられたＥＣＵ（Electrical Control Unit）からトルク指令値を受けると、その受けたトルク指令値によって指定されたトルクを出力するように、電動機１０の各相に流す電流（モータ電流）を制御する。制御されたモータ電流は、三相ケーブルを介してコイル２４へ供給される。

ステータコア２２は、磁性鋼板を複数積層して形成されるため、磁性鋼板間にはエアギャップが生じている。そのため、ステータコア２２の径方向および周方向の磁気抵抗は、軸方向の磁気抵抗よりも小さくなっている。これにより、ステータコア２２内に入り込んだ磁力線は、ステータコア２２の周方向および径方向に流れ易く、軸方向に流れ難くなっている。

図１に示すように、界磁ヨーク２１は、ステータ３０およびロータ４０の両端部から軸方向に離間した位置に配置された天板部２１ａと、この天板部２１ａの周縁部に形成された円筒状の側壁部２１ｂと、天板部２１ａに形成された円筒状の突部２１ｃとを備えている。

天板部２１ａの中央部には、貫通孔２１ｄが形成されており、貫通孔２１ｄ内には軸受４６を介して、回転シャフト４１が挿入されている。側壁部２１ｂは、ステータコア２２の外表面に固設されている。

界磁ヨーク２１は、一体の磁性材料から構成されており、具体的には、３次元完全等方材料である粉末成形磁性体（ＳＭＣ）から構成されている。このため、界磁ヨーク２１の軸方向の磁気抵抗は、ステータコア２２の軸方向の磁気抵抗より小さくされている。

突部２１ｃは、天板部２１ａの内表面に形成され、圧粉ロータコア４３ｂの軸方向端部に向けて突出している。そして、突部２１ｃの端部と圧粉ロータコア４３ｂの端部との間で、磁力線が途切れない程度に、突部２１ｃの端部と圧粉ロータコア４３ｂの端部とが近接している。

このため、磁石４４の表面からエアギャップＧＰおよびステータコア２２を介して界磁ヨーク２１に達し、界磁ヨーク２１内を軸方向に流れ、突部２１ｃから圧粉ロータコア４３ｂ内に入り込み、磁石４４のＳ極に戻るという磁気回路（第１磁気回路）を形成することができる。

この磁気回路において、ステータコア２２の径方向の磁気抵抗は小さく抑えられており、界磁ヨーク２１内の磁気抵抗も小さく抑えられており、さらに、圧粉ロータコア４３ｂの磁気抵抗も小さく抑えられているため、磁気エネルギーのロスを小さく抑えることができる。

なお、図１に示す例においては、円筒状の突部２１ｃが界磁ヨーク２１に形成されているが、圧粉ロータコア４３ｂの端部に設けてもよい。

界磁コイル（巻線）５０は、突部２１ｃの外周面に巻き付けられている。この界磁コイル５０に電流を流すことにより、突部２１ｃの端部側にたとえば、Ｎ極の磁性を持たせるとともに、側壁部２１ｂにＳ極の磁性を持たせることができる。あるいは、突部２１ｃの端部側にＳ極の磁性を持たせるとともに、側壁部２１ｂにＮ極の磁性を持たせることができる。なお、本実施の形態においては、界磁コイル５０は、界磁ヨーク２１の突部２１ｃに設けられているが、この位置に限られず界磁ヨーク２１に設けられておればよい。ここで、界磁コイル５０が界磁ヨーク２１に設けられているとは、界磁コイル５０が界磁ヨーク２１の表面に当接している場合に限られず、界磁ヨーク２１内の磁力線の流れを制御可能な程度であれば、界磁ヨーク２１の表面から離間している場合も含む。

上記のように構成された電動機１０の動作について、図３および図４を用いて説明する。図３は、図１に示す界磁コイル５０の電流が供給された状態における電動機１０の側断面図であり、図４は、図３のＩＶ−ＩＶ線における断面図である。

図３を参照して、界磁コイル５０に電流を流すことにより、磁力線ｍｔ４を発生される。この磁力線ｍｔ４は、界磁ヨーク２１の天板部２１ａを通り、側壁部２１ｂからステータコア２２内に入り込む。そして、磁力線ｍｔ４は、エアギャップＧＰを解して、ロータコア４３内に入り込み、ロータコア４３内を軸方向に進む。その後、磁力線ｍｔ４は、ロータコア４３の軸方向端面から、突部２１ｃの端面を介して、界磁ヨーク２１内に入り込む。

このような磁気回路を発生させることにより、界磁ヨーク２１の突部２１ｃがＳ極の磁性を帯び、界磁ヨーク２１の側壁部２１ｂがＮ極の磁性を帯びることになる。

図４においては、磁石４４の端部のうち、ロータ４０の回転方向Ｐ前方側の端部側にステータティース２３ａが配置されており、磁石４４の外主面の周方向の中央部は、ステータティース２３ａの端面の周方向の中央部に回転方向Ｐの後方側に位置している。このステータティース２３ａの内径側の端面がＳ極とされている。

このため、磁石４４の外主面から出る磁力線ｍｔ１〜ｍｔ４は、径方向外方に向かうに従って、回転方向Ｐの前方側に向かうように傾斜し、ステータティース２３ａの端面に達する。このように、磁石４４およびステータティース２３ａ間の磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３の磁気経路が傾斜し長くなっているので、磁気経路が最短となるようにロータ４０に応力が加えられる。すなわち、磁石４４は、ステータティース２３ａに向けて引っ張られることとなる。

ステータティース２３ａに対して、ロータ４０の回転方向Ｐ後方側には、ステータティース２３ｂが設けられており。このステータティース２３ｂは、磁石４４の中央部付近と対向している。ステータティース２３ｂの内径側の端面は、Ｎ極とされており、磁石４４と反発している。

このため、ステータティース２３ａからステータコア２２内に入り込んだ磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、ステータコア２２内を周方向に流れる。このとき、上述したように、界磁コイル５０に電流を流したことによって側壁部２１ｂの内壁面がＮ極となっている。そのため、磁石４４からの磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、ステータティース２３ａの端面からステータコア２２内に入り込むと、ステータコア２２の周方向に沿って進む。すなわち、磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３が、ステータティース２３ａに達した後、ステータコア２２内を径方向に流れ、界磁ヨーク２１に達するのが抑制されている。

そして、ステータティース２３ｂに対して、ロータ４０の回転方向Ｐ後方側には、ステータティース２３ｃが設けられており、内径側の端面はＮ極とされている。このステータティース２３ｃはロータティース４５ａと対向している。

ここで、ロータティース４５ａに隣接する磁石４４の外表面はＮ極とされているため、ステータティース２３ｃの端面からロータティース４５ａに向かう磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、この磁石４４のＮ極の影響を受けて、回転方向Ｐ後方に傾斜するようにロータティース４５ａに向けて流れる。そして、この経路長が最短となるように、ロータティース４５ａがステータティース２３ｃに向けて良好に引き寄せられる。

このように、磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、磁石４４からエアギャップＧＰを介して、ステータティース２３ａに達してステータコア２２内を周方向に通り、その後、ステータティース２３ｃからエアギャップＧＰを介して積層ロータコア４３ａ内に達し、再度磁石４４に戻るという磁気回路Ｋ１を形成する。

一方、界磁コイル５０に電流が供給されていない状態では、磁石４４からの磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３の一部（たとえば磁力線ｍｔ３）は、ステータティース２３ａに達した後、ステータコア２２内を径方向に流れ、界磁ヨーク２１に達する。そして、磁力線ｍｔ３は、界磁ヨーク２１を軸方向に通り、突部２１ｃから圧粉ロータコア４３ｂ内に入り込み、再度磁石４４に戻るという磁気回路Ｋ２（図示せず）を形成する。

すなわち、界磁コイル５０に電流を流すことによって、磁石４４から発せられる磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３が磁気回路Ｋ２を通ることを抑制し、磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３が磁気回路Ｋ１を通るように制御することができる。これにより、磁石４４から生じる一定の磁束量のうち、トルクの発生に大きく貢献する磁気回路Ｋ１を通る磁束量の割合を増加することができるため、大きなトルクを得ることができる。

さらに、界磁コイル５０によって生じる磁力線ｍｔ４は、図４に示すように、磁気回路Ｋ１の一部であって、ステータティース２３ｃからロータティース４５ａに達する経路を通り、その後、圧粉ロータコア４３ｂに達する。このため、磁力線ｍｔ４もトルクの発生に寄与する。

以上に説明したように、界磁コイル５０に電流を流すことによって、電動機１０には「強め界磁制御」が施される。図５は、電動機１０のトルクと回転数との関係を示す図である。なお、以下においては、界磁コイル５０に供給される電流を「界磁電流」とも称し、かつ、該界磁電流を符号Ｉ_ｆを用いて表記することとする。

図５において、曲線ｋ１は、界磁コイル５０に電流が供給されていない状態（界磁電流Ｉ_ｆ＝０）における電動機１０の出力特性を示す。一方、曲線ｋ２は、界磁コイル５０に電流が供給された状態（界磁電流Ｉ_ｆ≠０）における電動機１０の出力特性を示す。

図５に示されるように、界磁コイル５０に電流を流して電動機１０に強め界磁制御を行なうことにより、低回転数から高回転数までの幅広い領域においてトルクが大きくなっていることが分かる。特に、回転数が低い領域において、大きなトルクが得られている。

なお、界磁コイル５０に流す電流の向きを反転することにより電動機１０に「弱め界磁制御」を施すこともできる。この場合、界磁コイル５０に電流を流すことによって、磁気回路Ｋ１を通る磁束量の割合が減少する。

また、本実施の形態によれば、ロータ４０の外周面のうち、磁石４４の表面は、磁力線を発する領域として機能しており、ロータティース４５は、発せられた磁力線を取り込む領域として機能している。そして、磁石４４およびロータティース４５は、ロータ４０の軸方向に亘って延在しているため、ロータ４０の外周面は、磁石４４の表面とロータティース４５の表面とから構成されている。そのため、ロータティース４５の外周面の略全面を、磁力線の出力領域および磁力線の取入領域として機能させることが可能となるため、ロータ４０の外周面の利用効率を向上することができる。その結果、小型のロータ４０であっても所要の磁束量の出し入れを行なうことができるため、ロータ４０自体をコンパクトに構成することができる。

［電動機駆動装置の構成］
上述したように、本実施の形態によれば、電動機１０の界磁制御は、界磁コイル５０を流れる界磁電流Ｉ_ｆによって磁気回路Ｋ１を通る磁束量と磁気回路Ｋ２を通る磁束量を調整することにより、電機子巻線鎖交磁束量を調整することにより行なわれる。

しかしながら、かかる界磁制御を実現するためには、界磁コイル５０に界磁電流Ｉ_ｆを供給するための電源回路を新たに設置する必要が生じる。この電源回路の設置は、電動機駆動装置を大型化させる、および装置コストを増大させるといった不具合に繋がる。

そこで、本実施の形態による電動機駆動装置は、以下に述べるように、電源からの電圧を電動機１０の駆動電圧に変換するための電力変換装置の構成要素であるリアクトルを、界磁コイル５０として兼用する構成とする。

図６は、本発明の実施の形態に従う電動機駆動装置の概略ブロック図である。
図６を参照して、電動機駆動装置１０００は、バッテリＢと、スナバコンデンサＣ１と、昇圧コンバータ１２０と、インバータ１４０と、平滑コンデンサＣ２と、電圧センサ１１０，１３０と、電流センサ１１２，２４０とを備える。

電動機１０は、図１および図２で示される構成からなる。すなわち、電動機１０は、回転シャフトに固設されたロータと、ステータの外周に設けられた界磁ヨークと、界磁コイル５０とを備えている。

本実施の形態において、電動機１０は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、電動機１０は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジン始動を行ない得るようなモータである。

バッテリＢは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。なお、本実施の形態では、二次電池で構成されたバッテリＢを「直流電源」とする構成について説明するが、バッテリＢに代えて、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置を適用することも可能である。スナバコンデンサＣ１は、電源ライン１０６と接地ライン１０５との間に接続される。電圧センサ１１０は、バッテリＢから出力される直流電圧（以下、バッテリ電圧とも称する）Ｅ_Ｂを検出し、検出したバッテリ電圧Ｅ_Ｂを制御装置１００へ出力する。

昇圧コンバータ１２０は、リアクトルＬ１と、スイッチング制御される電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｑ１，Ｑ２とを含む。

リアクトルＬ１は、一方端がバッテリＢの電源ライン１０６に接続され、他方端がスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の接続ノードに接続される。なお、本実施の形態において、リアクトルＬ１は、電動機１０の界磁ヨーク２１（図１）に巻き付けられる。すなわち、リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２によってスイッチングされた電圧が印加されるとともに、電動機１０における界磁コイル５０を構成する。したがって、リアクトルＬ１を流れる電流（以下、リアクトル電流とも称する）Ｉ_ｆは、上述した界磁コイル５０に供給される界磁電流Ｉ_ｆに相当する。電流センサ１１２は、リアクトル電流（界磁電流）Ｉ_ｆを検出し、検出したリアクトル電流Ｉ_ｆを制御装置１００へ出力する。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、電源ライン１０７と接地ライン１０５との間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフは、制御装置１００からのスイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、あるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

平滑コンデンサＣ２は、電源ライン１０７および接地ライン１０５の間に接続される。電圧センサ１３０は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖ_ＤＣ（昇圧コンバータ１２０の出力電圧に相当）を検出し、その検出した出力電圧Ｖ_ＤＣを制御装置１００へ出力する。

インバータ１４０の直流電圧側は、電源ライン１０７および接地ライン１０５を介して昇圧コンバータ１２０と接続される。

インバータ１４０は、電源ライン１０７および接地ライン１０５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５０と、Ｖ相アーム１６０と、Ｗ相アーム１７０とから成る。各相アームは、電源ライン１０７および接地ライン１０５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５０は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｖ相アーム１６０は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成り、Ｗ相アーム１７０は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０から成る。また、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０に対して、逆並列ダイオードＤ５〜Ｄ１０がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０のオン・オフは、制御装置１００からのスイッチング制御信号ＰＷＭＩによって制御される。

各相アームの中間点は、電動機１０の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、電動機１０は、３相同期モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通に接続されて構成される。Ｕ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中間点に、Ｖ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の中間点に、Ｗ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の中間点にそれぞれ接続されている。インバータ１４０は、制御装置１００からのスイッチング制御信号ＰＷＭＩに応答したスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０のオン・オフ制御（スイッチング制御）により、昇圧コンバータ１２０と電動機１０との間で双方向の電力変換を行なう。

具体的には、インバータ１４０は、制御装置１００によるスイッチング制御に従って、電源ライン１０７から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧を電動機１０へ出力することができる。これにより、電動機１０は、指定されたトルクを発生するように駆動される。

また、インバータ１４０は、電動機駆動装置１０００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、電動機１０が発電した３相交流電圧を制御装置１００によるスイッチング制御に従って直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源ライン１０７へ出力することができる。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。

電動機１０には電流センサ２４０が設けられる。３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図６に示すように電流センサ２４０は２相分のモータ電流（たとえば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。電流センサ２４０によって検出されたモータ電流Ｉｕ，Ｉｗは制御装置１００へ入力される。さらに、制御装置１００は、上位のＥＣＵ（図示せず）から、モータ指令としての、電動機１０のトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮの入力を受ける。

以上の構成からなる電動機駆動装置１０００において、昇圧コンバータ１２０は、電源ライン１０６および１０７の間に形成される電流経路上に電気的に接続されるリアクトルＬ１を含むチョッパ型回路として構成される。リアクトルＬ１の両端には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフによりスイッチングされた電圧が印加される。

さらに、リアクトルＬ１は、電動機１０の界磁ヨーク２１に巻き付けられることによって界磁コイル５０（図１）を構成する。したがって、リアクトルＬ１に電流（界磁電流）が流れることにより、上述したような電動機１０の界磁制御が行なわれることになる。

このように昇圧コンバータ１２０のリアクトルＬ１を電動機１０の界磁コイル５０として兼用する構成としたことによって、界磁コイル５０には電源ライン１０６および１０７の間を流れる電流が供給されることになる。したがって、界磁コイル５０に電流を供給するための電源回路を新たに設ける必要性がなくなるため、電動機駆動装置１０００が大型化する、および装置コストが増大するのを防止することができる。

しかしながら、その一方で、本構成では、昇圧コンバータ１２０による昇圧動作を行なっているときには、界磁コイル５０には常に電流が駆動されるため、必然的に電動機１０の界磁制御が行なわれることになる。そして、このときの界磁電流Ｉ_ｆは、昇圧コンバータ１２０における昇圧比に依存した大きさとなるため、上述した電機子鎖交磁束量の調整に必要な電流値に必ずしも一致したものとはなっていない。

すなわち、リアクトルＬ１を界磁コイル５０として兼用した構成では、電動機１０の界磁制御と昇圧動作の制御（昇圧制御）とを互いに独立して実行することができないという問題が生じる。その結果、車両の運転状態に応じて適宜変化する電動機１０への要求出力に追随するように電動機１０の駆動制御できない可能性がある。

そこで、本実施の形態による電動機駆動装置１０００は、図６に示すように、リアクトルＬ１に対して並列接続されたスイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３をさらに備える構成とする。本構成においてスイッチング素子Ｑ３をオンすることにより、リアクトルＬ１に蓄積された電力に応じて、直流電流がスイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３に流れるように電流経路が形成される。

図６の構成において、昇圧コンバータ１２０のスイッチング素子Ｑ１が本発明での「昇圧用スイッチング素子」に対応し、スイッチング素子Ｑ３が本発明での「界磁用スイッチング素子」に対応する。

本実施の形態では、制御装置１００は、以下に述べるように、電動機１０の力行動作時には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御に併せて、スイッチング素子Ｑ３のスイッチング制御を実行する。これにより、昇圧コンバータ１２０における昇圧制御と電動機１０の界磁制御とを互いに独立に実行することができる。

［電動機駆動装置の制御構造］
電子制御ユニット（ＥＣＵ）で構成される制御装置１００は、マイクロコンピュータ、ＲＡＭ（Random Access Memory）およびＲＯＭ（Read Only Memory）（ともに図示せず）を含んで構成される。制御装置１００は、所定のプログラム処理に従って、上位の電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたモータ指令に従って電動機１０が動作するように、昇圧コンバータ１２０およびインバータ１４０のスイッチング制御のためのスイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ２（昇圧コンバータ１２０）、およびＰＷＭＩ（インバータ１４０）を生成する。すなわち、制御装置１００は、昇圧コンバータ１２０およびインバータ１４０による電力変換動作を制御する。

さらに、制御装置１００は、電動機１０の界磁コイル５０に界磁電流Ｉ_ｆが供給されるように、リアクトルＬ１に並列接続されたスイッチング素子Ｑ３のスイッチング制御のためのスイッチング制御信号ＳＥ３を生成する。すなわち、制御装置１００は、電動機１０の界磁制御を実行する。

図７は、制御装置１００によるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御を説明するための図である。当該スイッチング制御は、図中のパターン（ｉ）からパターン（ｉｉｉ）までを制御の１周期として行なわれる。図８は、スイッチング制御の１周期におけるリアクトル電流（界磁電流）Ｉ_ｆおよび昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}のタイミングチャートである。

パターン（ｉ）を参照して、最初に、スイッチング素子Ｑ１がオンされ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフされることにより、直流電流は、図中に矢印で示されるように、バッテリＢ、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ１からなる回路をバッテリＢからスイッチング素子Ｑ１の方向へ流れる。この期間において、リアクトルＬ１には電力は蓄積される。そのため、図８に示されるように、当該期間（期間Ｔ１に相当）において、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流Ｉ_ｆは増加する。このときのリアクトル電流Ｉ_ｆは、電源ライン１０７からインバータ１４０に供給されるモータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}に対して、界磁を強める方向に界磁コイル５０に供給される電流（以下、界磁増磁電流とも称する）Ｉ_Ｆｒｅｆおよび電源ライン１０７から平滑コンデンサＣ２に流れる電流（以下、昇圧電流とも称する）Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}が加算された値まで増加する。

次に、パターン（ｉｉ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオフされることにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３が全てオフされる。そうすると、リアクトルＬ１に蓄積された電力に応じて、入力電流Ｉ_ＤＣｉｎがリアクトルＬ１から逆並列ダイオードＤ２を介して電源ライン１０７に入力される。このとき、平滑コンデンサＣ２には、電源ライン１０７および接地ライン１０５間への出力電圧と平滑コンデンサＣ２の両端の電圧Ｖ_ＤＣとの電圧差に応じて、界磁増磁電流Ｉ_Ｆｒｅｆおよび昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}の合成電流が流れる。これにより、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧（すなわち、昇圧コンバータ１２の出力電圧）Ｖ_ＤＣは、バッテリＢからの直流電圧（バッテリ電圧）Ｅ_Ｂよりも高い電圧に昇圧される。なお、平滑コンデンサＣ２を流れる昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}は、図８の期間Ｔ２に示されるように、徐々に減少する。従って、リアクトル電流Ｉ_ｆも徐々に減少する。

最後に、パターン（ｉｉｉ）に示すように、スイッチング素子Ｑ３がオンされ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフされると、リアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３からなる閉回路をリアクトルＬ１からスイッチング素子Ｑ３の方向へ界磁増磁電流Ｉ_Ｆｒｅｆが流れる。この場合、図８の期間Ｔ３に示されるように、リアクトル電流Ｉ_ｆは、リアクトルＬ１に蓄積された残りの電力が減少にするのに従って、徐々に減少する。また、ダイオードＤ２は通電されず、昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}は０Ａに減少する。

このようなパターン（ｉ）〜（ｉｉｉ）を繰返して、昇圧コンバータ１２０は昇圧動作を行なう。そして、昇圧コンバータ１２０から平滑コンデンサＣ２には、期間Ｔ１から期間Ｔ３までの昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}を平均した電流（平均昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔａｖ}）が流れる。すなわち、平均昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔａｖ}は、期間Ｔ２における昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}を１制御周期（＝期間Ｔ１＋期間Ｔ２＋期間Ｔ３）で除算した値となる。

さらに、リアクトルＬ１においては、期間Ｔ１から期間Ｔ３までの各期間におけるリアクトル電流Ｉ_ｆを平均した電流（平均リアクトル電流Ｉ_ｆａｖ）が流れる。そして、この平均リアクトル電流Ｉ_ｆａｖに応じて電動機１０の界磁制御が行なわれる。

すなわち、平均昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔａｖ}および平均リアクトル電流Ｉ_ｆａｖは、１制御周期における期間Ｔ１、期間Ｔ２および期間Ｔ３の比率を変化させることによって、互いに独立に制御することができる。これによれば、昇圧コンバータ１２０のリアクトルＬ１を電動機１０の界磁コイル５０として兼用した構成において、電動機１０への要求出力に応じて当該比率を可変させることによって、昇圧制御と電動機１０の界磁制御とを互いに独立に制御することが可能となる。その結果、低回転域では強め界磁によって大きなトルクが得られ、かつ、高回転域では昇圧制御により高効率が実現されるため、電動機駆動装置１０００の大型化およびコストの増大を抑えながら、電動機１０の高出力化を実現することができる。

［スイッチング素子のスイッチング制御］
次に、図７および図８で述べたスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御を実現するための制御構造について詳細に説明する。

図９は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御により実現される電動機駆動装置１０００の回路動作状態を説明するための回路図である。

昇圧コンバータ１２０の回路パラメータを図９のように定めた場合、図７で説明した３つのパターン（ｉ）〜（ｉｉｉ）における回路動作状態はそれぞれ、以下のような回路方程式で表わすことができる。

具体的には、図７のパターン（ｉ）、すなわち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のうちのスイッチング素子Ｑ１のみがオンしているときの回路動作状態は、次式で示される。

次に、図７のパターン（ｉｉ）、すなわち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３が全てオフしているときの回路動作状態は、次式のように変化する。

これにより、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖは、０Ｖから昇圧コンバータ１２０の出力電圧Ｖ_ＤＣまで昇圧される。

最後に、図７のパターン（ｉｉｉ）、すなわち、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のうちのスイッチング素子Ｑ３のみがオンしているときの回路動作状態は、次式で示される。

この場合には、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ３を含む閉回路をリアクトル電流Ｉ_ｆが流れるため、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖは、バッテリ電圧Ｅ_Ｂまで降下する。

ここで、リアクトル電流Ｉ_ｆおよび昇圧コンバータ１２０の出力電圧Ｖ_ＤＣについては、上述したように、１制御周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン時間の比率、すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のデューティー比を制御することにより、リアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊および電圧指令Ｖ_ＤＣ ^＊にそれぞれ一致させることができる。

そして、このようなスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のデューティー比の制御は、一例として、昇圧コンバータ１２０の出力電圧Ｖ_ＤＣの昇圧制御を、図１０に示すような制御構造で構成することによって実現することができる。

図１０は、出力電圧Ｖ_ＤＣの昇圧制御の制御構造を説明するためのブロック図である。
図１０を参照して、本実施の形態による電動機駆動装置１０００では、昇圧コンバータ１２０における電圧変換において、出力電圧Ｖ_ＤＣの電圧指令Ｖ_ＤＣ ^＊に対する電圧偏差ΔＶ_ＤＣを用いた電圧フィードバック制御が行なわれる。

具体的には、出力電圧Ｖ_ＤＣの電圧指令Ｖ_ＤＣ ^＊に対する電圧偏差ΔＶ_ＤＣについて所定ゲインによる比例積分（ＰＩ）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じて、昇圧コンバータ１２０から電源ライン１０７に流れる入力電流Ｉ_ＤＣｉｎの目標値（以下、目標入力電流とも称す）Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊を生成する。

さらに、電流制御部は、リアクトル電流Ｉ_ｆのリアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊に対する電流偏差ΔＩ_ｆについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じて、界磁増磁電流Ｉ_Ｆｒｅｆの目標値（目標界磁増磁電流）Ｉ_Ｆｒｅｆ ^＊を生成する。

そして、目標入力電流Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊および目標界磁増磁電流Ｉ_Ｆｒｅｆ ^＊が生成されると、電流制御部は、これらの目標値に基づいて電流制御を実行する。

具体的には、電流制御部は、目標昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ} ^＊および目標界磁増磁電流Ｉ_Ｆｒｅｆ ^＊を合成した電流（＝Ｉ_{ｂｏｏｓｔ} ^＊＋Ｉ_Ｆｒｅｆ ^＊）を、リアクトルＬ１を流れるリアクトル電流Ｉ_ｆの目標値であるリアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊に設定する。そして、制御装置１００は、電流センサ１１２からのリアクトル電流Ｉ_ｆがリアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊に追従するように、リアクトル電流Ｉ_ｆのフィードバック制御を実行する。これにより、昇圧制御と電動機１０の界磁制御とを互いに独立に制御することが可能となる。

そして、電流制御部がリアクトル電流Ｉ_ｆのフィードバック制御を行なうことにより、昇圧コンバータ１２０から電源ライン１０７には、入力電流Ｉ_ＤＣｉｎが供給される。このとき、電源ライン１０７に供給された入力電流Ｉ_ＤＣｉｎは、電動機１０の出力に応じて、少なくとも一部がインバータ１４０（図６）に出力されるモータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}となる。そして、入力電流Ｉ_ＤＣｉｎからモータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}を差し引いた残りが平滑コンデンサＣ２に流れる昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}（＝Ｉ_ＤＣｉｎ−Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}）となる。このとき、昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}が零以上であれば、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧である出力電圧Ｖ_ＤＣは、バッテリ電圧Ｅ_Ｂ以上の高い電圧に昇圧される。

すなわち、出力電圧Ｖ_ＤＣは、モータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}の大きさに応じてその電圧レベルが変動する。モータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}の大きさは、電動機１０の出力に応じて変化することから、電動機１０の出力が急激に増大した場合には、モータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}が上昇するため、出力電圧Ｖ_ＤＣには電圧降下が生じてしまう。このように出力電圧Ｖ_ＤＣは、電動機１０の出力変動の干渉を受けてその電圧レベルが変動することとなる。

ここで、出力電圧Ｖ_ＤＣの電圧変動を抑制するためには、電動機１０の出力変動に入力電流Ｉ_ＤＣｉｎを追従させる必要がある。しかしながら、上述した電圧フィードバック制御では、出力電圧Ｖ_ＤＣの検出と電圧制御とに遅れがあるため、入力電流Ｉ_ＤＣｉｎの制御に時間がかかってしまう（制御応答性の低下）。

なお、入力電流Ｉ_ＤＣｉｎの制御応答性を高めるためには、電圧フィードバック制御の制御ゲインを高くしておくことが有効である。ところが、制御ゲインを高くすると、出力電圧Ｖ_ＤＣのオーバーシュート量の増加を招くため、平滑コンデンサＣ２の寿命劣化、ひいては、平滑コンデンサＣ２を損傷するおそれがある。このような平滑コンデンサＣ２の損傷は、平滑コンデンサＣ２の容量を大きくすることで防止することができるが、平滑コンデンサＣ２の体格が大きくなってしまうため、小型軽量化という本来の目的にそぐわない。また、コストの面からも望ましくない。

そこで、本実施の形態に従う電動機駆動装置１０００では、電動機１０の出力の急変にも応答性を高めて出力電圧Ｖ_ＤＣを一定に保つため、電流制御部に入力される目標入力電流Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊に対して、フィードフォワード補償項として、モータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}を加算する構成とする。

これによれば、電流制御部は、電圧偏差ΔＶ_ＤＣにモータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}が補償された目標入力電流Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊に従って、入力電流Ｉ_ＤＣｉｎを制御することから、入力電流Ｉ_ＤＣｉｎの制御応答性を確保でき、出力電圧Ｖ_ＤＣを電動機１０の出力変化から非干渉化することができる。

次に、図１０に示したフィードフォワード補償項を、出力電圧Ｖ_ＤＣの制御構造に実装するための具体的な構成について説明する。フィードフォワード補償項の実装は、一例として、制御装置１００を図１１に示す制御構造で構成することによって実現することができる。

図１１は、図６の制御装置１００の制御構造を説明するブロック図である。
図１１を参照して、制御装置１００は、減算器２００，２０２と、加算器２０４，２０６と、ＰＩ演算部２０８，２１０と、出力電流演算部２２０と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２２と、スイッチング制御部２５０とを含む。

減算器２００は、電圧センサ１３０からの出力電圧Ｖ_ＤＣの電圧指令Ｖ_ＤＣ ^＊に対する電圧偏差ΔＶ_ＤＣを演算してＰＩ演算部２０８へ出力する。なお、電圧指令Ｖ_ＤＣ＊は、制御装置１００の上位のＥＣＵから、モータ指令としての、電動機１０のトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮの入力を受けると、これらの入力に応じた電動機１０の要求出力（トルク×回転数）に基づいて導出されたものである。

ＰＩ演算部２０８は、電圧偏差ΔＶ_ＤＣについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じて、電源ライン１０７から平滑コンデンサＣ２に流れる昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}の目標値（目標昇圧電流）Ｉ_{ｂｏｏｓｔ} ^＊を生成する。

減算器２０２は、電流センサ１１２からのリアクトル電流Ｉ_ｆのリアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊に対する電流偏差ΔＩ_ｆを演算してＰＩ演算部２１０へ出力する。ＰＩ演算部２１０は、電流偏差ΔＩ_ｆについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じて、界磁増磁電流Ｉ_Ｆｒｅｆの目標値（目標界磁増磁電流）Ｉ_Ｆｒｅｆ ^＊を生成する。

出力電流演算部２２０は、後述する方法によって、モータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}を演算する。出力電流演算部２２０によって演算されたモータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}は、加算器２０４によって目標昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ} ^＊に加算され、その合計値が目標入力電流Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊となる。すなわち、出力電流演算部２２０は、図１０に示したフィードフォワード補償項を実現する。

出力電流演算部２２０は、電圧センサ１３０から出力電圧Ｖ_ＤＣを受け、電流センサ２４０からモータ電流（Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）を受ける。また、出力電流演算部２２０は、電動機１０の回転軸に取り付けられたレゾルバ３４２から電動機１０の回転子の回転角度θを受ける。そして、出力電流演算部２２０は、これらの入力に基づいて、モータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}を推定する。

このようにモータ電流の制御に用いられる電流センサ２４０およびレゾルバ３４２の検出値に基づいて、モータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}を推定する構成としたことにより、モータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}を検出するための電流センサを新たに設置することが不要となる。

上述したモータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}の推定において、モータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}は、電動機１０の出力に比例した電流であり、電動機１０の出力をＰ_ｍとすれば、電動機１０の出力Ｐ_ｍを出力電圧Ｖ_ＤＣで除した値として近似することができる。なお、近似の意味は、インバータ１４０で発生する損失を考慮していないことを指すが、非干渉化の対象とする電動機１０の出力変化は極めて大きい変化を想定しているため、これに比してインバータ１４０の損失は十分に小さいものと考えることができる。

電動機１０の出力Ｐ_ｍは、ｄ軸およびｑ軸に印加される電圧値Ｖｄ，Ｖｑおよびｄ軸およびｑ軸に流れる電流値Ｉｄ，Ｉｑを用いて次式で表わされる。

この式（１）において、電流値Ｉｄ，Ｉｑについては、電動機１０の３相コイルの各相に流れるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、回転角度θを用いて三相二相変換することにより導出することができる。その一方で、電圧値Ｖｄ，Ｖｑについては、インバータ１４０の制御回路において、モータ電流調整用の電圧指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊が忠実に実現されていると仮定すれば、この電圧指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を代用することができる。

なお、電圧指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊は、電動機１０の要求出力および出力電圧Ｖ_ＤＣに基づいて、トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを出力するための電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊が生成され、電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊と電流値Ｉｄ，Ｉｑとの偏差に対してＰＩゲインを用いて演算されたものである。

そして、電流値Ｉｄ，Ｉｑ、電圧指令値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊および電圧センサ１３０からの出力電圧Ｖ_ＤＣを式（１）に代入することにより、モータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}を推定することができる。

推定されたモータ出力電流（以下、モータ出力電流推定値とも称す）Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}は、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２２２において、補償効果（出力推定応答速度）を失わない範囲でモータ電流および電圧の不必要な脈動成分が除去された後、加算器２０４へ入力される。

加算器２０４は、生成された目標昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ} ^＊に、フィードフォワード補償項としての電流推定値Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}を加算することにより、目標入力電流Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊（＝Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}＊＋Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}）を生成する。

加算器２０６は、目標入力電流Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊に目標界磁増磁電流Ｉ_Ｆｒｅｆ ^＊を加算することにより、リアクトル電流Ｉ_ｆの電流指令Ｉ_ｆ ^＊（＝Ｉ_Ｆｒｅｆ ^＊＋Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊）を生成する。生成されたリアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊が、スイッチング制御部２５０へ送出される。

スイッチング制御部２５０は、リアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊に基づいて、１制御周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のオン時間Ｔ_Ｑ１，Ｔ_Ｑ３を導出する。そして、スイッチング制御部２５０は、その導出したオン時間Ｔ_Ｑ１，Ｔ_Ｑ３に従ってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をそれぞれオンさせるように、スイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ３を生成する。生成されたスイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ３に従ってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３をスイッチング制御することにより、リアクトルＬ１には、リアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊に従ったリアクトル電流Ｉ_ｆが流れる。また、電圧指令Ｖ_ＤＣ ^＊に従った出力電圧Ｖ_ＤＣがインバータ１４０に印加される。

次に、図１１の制御構造における具体的な制御処理について説明する。本実施の形態では、制御装置１００が、ディジタル信号処理装置（ＤＳＰ：Digital Signal Processor）を用いた制御処理を実行する場合について説明する。

図１１において、昇圧コンバータ１２０の瞬時電圧方程式は、式（２）で表わされる。

ここで、ＤＳＰを用いた制御処理を行なうにあたって、式（２）のうち、リアクトル電流Ｉ_ｆ（ｔ）、出力電圧Ｖ_ＤＣ（ｔ）およびスイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ（ｔ）については、所定のサンプリング周期Ｔ_Ｓの下で、任意の制御サンプル点ｍとの間に図１２のタイミングチャートで示すような関係が成り立つものとする。

そして、この関係において、バッテリ電圧Ｅ_Ｂ（ｔ）、リアクトル電流Ｉ_ｆ（ｔ）、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ（ｔ）および電流微分ｄＩ／ｄｔは、以下のように近似する。

すなわち、バッテリ電圧Ｅ_Ｂ（ｔ）およびリアクトル電流Ｉ_ｆ（ｔ）は、それぞれ、サンプル点（ｍ−１）でのバッテリ電圧Ｅ_Ｂ（ｍ−１）およびリアクトル電流Ｉ_ｆ（ｍ−１）で近似される。また、スイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖ（ｔ）は、サンプル点ｍおよびサンプル点（ｍ−１）の間の平均電圧Ｖ（ｍ−１）で近似される。さらに、電流微分ｄＩ／ｄｔについては、サンプル点ｍおよびサンプル点（ｍ−１）の間の電流差分で近似される。

これらの近似を用いることにより、上記式（２）の瞬時電圧方程式は、式（３）のように書き換えることができる。

ここで、上述したように、昇圧制御および電動機１０の界磁制御は、ともに、リアクトル電流Ｉ_ｆをリアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊に一致するように制御することによって行なうことができる。以下に、リアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊を生成するための制御処理について説明する。

図１１で述べたように、リアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊は、目標入力電流Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊および目標界磁増磁電流Ｉ_Ｆｒｅｆ ^＊を合成した電流である。目標入力電流Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊および目標界磁増磁電流Ｉ_Ｆｒｅｆ ^＊は、それぞれ、以下の処理によって生成することができる。

詳細には、サンプル点ｍでの目標昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ} ^＊（ｍ）は、サンプル点（ｍ−２）での出力電圧Ｖ_ＤＣの電圧指令Ｖ_ＤＣ ^＊に対する電圧偏差ΔＶ_ＤＣ（ｍ−２）

に対して、式（５）に従って所定ゲインによるＰＩ演算を行なうことにより生成することができる。

ただし、ＫＶＰおよびＫＶＩは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲインを示す。
そして、このサンプル点ｍでの目標昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ} ^＊（ｍ）には、上述した方法によって演算された、サンプル点ｍでのモータ出力電流推定値Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}（ｍ）が、フィードフォワード補償項として加算される。

また、サンプル点ｍでの目標界磁増磁電流Ｉ_Ｆｒｅｆ ^＊（ｍ）は、サンプル点（ｍ−２）でのリアクトル電流Ｉ_ｆのリアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊に対する電流偏差ΔＩ_ｆ（ｍ）

に対して、式（８）に従って所定ゲインによるＰＩ演算を行なうことにより生成することができる。

ただし、ＫＩＰおよびＫＩＩは、それぞれ比例ゲインおよび積分ゲインを示す。
最後に、式（６）および式（８）によりそれぞれ演算された目標入力電流Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊（ｍ）および目標界磁増磁電流Ｉ_Ｆｒｅｆ ^＊（ｍ）の和を求めることにより、サンプル点ｍでのリアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊を生成することができる。

そして、以上に示した処理によってサンプル点ｍでのリアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊（ｍ）が生成されると、サンプル点ｍでのリアクトル電流Ｉ_ｆ（ｍ）をリアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊（ｍ）に一致させるための電流制御が行なわれる。

この電流制御では、リアクトル電流指令Ｉｆ＊（ｍ）に基づいて、サンプル点（ｍ−１）でのスイッチング素子Ｑ１の端子間電圧Ｖの電圧指令Ｖ＊（ｍ−１）が生成される。そして、スイッチング素子Ｑ１の端子間に電圧指令Ｖ＊（ｍ−１）に一致した電圧が発生するように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔ_Ｑ１（ｍ−１）およびスイッチング素子Ｑ３のオン時間Ｔ_Ｑ３（ｍ−１）をそれぞれ導出することによって、リアクトル電流Ｉ_ｆ（ｍ）をリアクトル電流指令Ｉ_ｆ ^＊（ｍ）に追従させることができる。

以上に述べたように、本実施の形態に従う電動機駆動装置を搭載した電動車両においては、昇圧コンバータ１２０のリアクトルＬ１を電動機１０の界磁コイル５０として兼用する構成において、昇圧制御と電動機１０の界磁制御とを独立して行なうことができる。

さらに、昇圧制御では、出力電圧Ｖ_ＤＣの電圧指令Ｖ_ＤＣ ^＊に対する電圧偏差ΔＶ_ＤＣを用いた電圧フィードバック制御において、目標入力電流Ｉ_ＤＣｉｎ ^＊に対して、フィードフォワード補償項として、モータ出力電流Ｉ_{ＤＣｏｕｔ}を加算する構成とすることにより、入力電流Ｉ_ＤＣｉｎの制御応答性を確保でき、電動機１０の出力の急変から出力電圧Ｖ_ＤＣを非干渉化することができる。

以上の結果、本実施の形態に従う電動機駆動装置を搭載した電動車両は、低回転域（すなわち、低車速域）では大きなトルクが得られるとともに、高回転域（すなわち、高車速域）では高効率で電動機を駆動させることができる。これにより、駆動装置の小型化が図られるとともに、電動機の高出力化による車両の走行性能の向上を実現することができる。

なお、上述した電動機１０においては、磁石をロータの外表面に設けているが、これに限らず、ロータ内に磁石を埋め込んでもよい。すなわち、本発明に係る電動機駆動装置は、ＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）のみならず、ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）にも適用することができる。このように構成されたロータにおいては、マグネットトルク（永久磁石とコイルとの吸引反発力）およびリラクタンストルク（磁力線の曲がりを直線にする力＝コイルが鉄を引きつける力）の両方を有効に利用することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態に係る電動機駆動装置に適用される電動機の側断面図である。 図１のＩＩ−ＩＩ線における断面図である。 図１に示す界磁コイルの電流が供給された状態における電動機の側断面図である。 図３のＩＶ−ＩＶ線における断面図である。 電動機のトルクと回転数との関係を示す図である。 本発明の実施の形態に従う電動機駆動装置の概略ブロック図である。 制御装置によるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御を説明するための図である。 スイッチング制御の１周期におけるリアクトル電流（界磁電流）Ｉ_ｆおよび昇圧電流Ｉ_{ｂｏｏｓｔ}のタイミングチャートである。 スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御により実現される電動機駆動装置の回路動作状態を説明するための回路図である。 出力電圧Ｖ_ＤＣの昇圧制御の制御構造を説明するためのブロック図である。 図６の制御装置の制御構造を説明するブロック図である。 図１１の制御構造における具体的な制御処理を説明するための図である。

符号の説明

１０ 電動機、２１ 界磁ヨーク、２１ａ 天板部、２１ｂ 側壁部、２１ｃ 突部、２１ｄ 貫通孔、２２ ステータコア、２３，２３ａ〜２３ｃ ステータティース、２４ コイル、３０ ステータ、４０ ロータ、４１ 回転シャフト、４３ ロータコア、４３ｂ 圧粉ロータコア、４３ａ 積層ロータコア、４４ 磁石、４５，４５ａ ロータティース、４６ 軸受、５０ 界磁コイル、１００ 制御装置、１０５ 接地ライン、１０６，１０７ 電源ライン、１１０，１３０ 電圧センサ、１１２，２４０ 電流センサ、１２０ 昇圧コンバータ、１４０ インバータ、１５０ Ｕ相アーム、１６０ Ｖ相アーム、１７０ Ｗ相アーム、２００，２０２ 減算器、２０４，２０６ 加算器、２０８，２１０ ＰＩ演算部、２２０ 出力電流演算部、２５０ スイッチング制御部、３４２ レゾルバ、１０００ 電動機駆動装置、Ｂ バッテリ、Ｃ１ スナバコンデンサ、Ｃ２ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ１０ 逆並列ダイオード、Ｑ１〜Ｑ１０ スイッチング素子。

Claims (6)

1. 界磁巻線を含み、前記界磁巻線に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する電動機の駆動装置であって、
   電源と、
   前記電源からの直流電圧を電圧変換して、第１および第２の電源線間に出力するコンバータと、
   前記第１および第２の電源線間に接続されるコンデンサと、
   前記第１および第２の電源線間の電圧を受けて、前記電動機を駆動制御する電力に変換するインバータとを備え、
   前記コンバータは、前記界磁巻線および前記第２の電源線の間に電気的に接続される昇圧用スイッチング素子を含み、
   前記界磁巻線は、前記電源および前記第１の電源線の間の電流経路上に電気的に接続され、前記昇圧用スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が両端に印加されるように構成され、
   前記電動機駆動装置は、
   前記界磁巻線に並列に接続される界磁用スイッチング素子と、
   前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子をスイッチング制御する制御装置とをさらに備え、
   前記制御装置は、
   前記第１および第２の電源線間に出力される電圧を検出する電圧センサと、
   前記界磁巻線を流れる界磁電流を検出する電流センサと、
   前記第１の電源線から前記コンデンサに流れる昇圧電流ついての所定のサンプル周期により定められる第１のサンプル点での目標値を、前記第１のサンプル点よりも前の第２のサンプル点での電圧指令値と前記第２のサンプル点での前記電圧センサの検出電圧との偏差に応じて算出するとともに、界磁を強める方向に前記界磁巻線に供給される界磁増磁電流についての前記第１のサンプル点での目標値を、前記第２のサンプル点での電流指令値と前記第２のサンプル点ので前記電流センサの検出電流との偏差に応じて算出する目標電流演算手段と、
   前記第１のサンプル点での昇圧電流の目標値に、前記電動機の出力に応じて前記第１の電源線から前記インバータに供給される電動機出力電流の前記第１のサンプル点での推定値を加算することにより、前記コンバータから前記第１の電源線への入力電流の前記第１のサンプル点での目標値を生成するフィードフォワード補償手段と、
   前記第１のサンプル点での入力電流の目標値に、前記第１のサンプル点での界磁増磁電流の目標値を加算することにより、前記第１のサンプル点での電流指令値を生成する電流指令生成手段と、
   前記第１のサンプル点での電流センサの検出電流が前記第１のサンプル点での電流指令値に一致するように、前記界磁用スイッチング素子および前記昇圧用スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御手段とを含む、電動機駆動装置。
2. 前記電流指令生成手段は、前記電動機の要求出力を前記電圧センサからの検出電圧で除算することにより、前記電動機出力電流を演算する補償量演算手段を含む、請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 前記補償量演算手段は、前記電動機の要求出力を、前記電動機のｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値と、前記電動機を流れる実駆動電流とに基づいて算出する、請求項２に記載の電動機駆動装置。
4. 界磁巻線を含み、前記界磁巻線に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する電動機の駆動装置の制御方法であって、
   前記電動機駆動装置は、
   電源と、
   前記電源からの直流電圧を電圧変換して、第１および第２の電源線間に出力するコンバータと、
   前記第１および第２の電源線間の電圧を受けて、前記電動機を駆動制御する電力に変換するインバータとを含み、
   前記コンバータは、前記界磁巻線および前記第２の電源線の間に電気的に接続される昇圧用スイッチング素子を含み、
   前記界磁巻線は、前記電源および前記第１の電源線の間の電流経路上に電気的に接続され、前記昇圧用スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が両端に印加されるように構成され、
   前記電動機駆動装置は、
   前記界磁巻線に並列に接続される界磁用スイッチング素子と、
   前記第１および第２の電源線間に出力される電圧を検出する電圧センサと、
   前記界磁巻線を流れる界磁電流を検出する電流センサとをさらに含み、
   前記制御方法は、
   前記第１の電源線からコンデンサに流れる昇圧電流ついての所定のサンプル周期により定められる第１のサンプル点での目標値を、前記第１のサンプル点よりも前の第２のサンプル点での電圧指令値と前記第２のサンプル点での前記電圧センサの検出電圧との偏差に応じて算出するとともに、界磁を強める方向に前記界磁巻線に供給される界磁増磁電流についての前記第１のサンプル点での目標値を、前記第２のサンプル点での電流指令値と前記第２のサンプル点ので前記電流センサの検出電流との偏差に応じて算出するステップと、
   前記第１のサンプル点での昇圧電流の目標値に、前記電動機の出力に応じて前記第１の電源線からインバータに供給される電動機出力電流の前記第１のサンプル点での推定値を加算することにより、前記コンバータから前記第１の電源線への入力電流の前記第１のサンプル点での目標値を生成するステップと、
   前記第１のサンプル点での入力電流の目標値に、前記第１のサンプル点での界磁増磁電流の目標値を加算することにより、前記第１のサンプル点での電流指令値を生成するステップと、
   前記第１のサンプル点での電流センサの検出電流が前記第１のサンプル点での電流指令値に一致するように、前記界磁用スイッチング素子および前記昇圧用スイッチング素子をスイッチング制御するステップとを備える、電動機駆動装置の制御方法。
5. 前記電流指令値を生成するステップは、前記電動機の要求出力を前記電圧センサからの検出電圧で除算することにより、前記電動機出力電流を演算する、請求項４に記載の電動機駆動装置の制御方法。
6. 前記電動機出力電流を演算するステップは、前記電動機の要求出力を、前記電動機のｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値と、前記電動機を流れる実駆動電流とに基づいて算出する、請求項５に記載の電動機駆動装置の制御方法。

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