JP2008131801A - モータ制御装置、モータ制御方法および車両駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】交流モータに入力される電圧が低下した場合においても、交流モータのハッチングの発生を抑制することができるようにする。
【解決手段】インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃが閾値以下でかつ発電機１１が不安定領域にあるという条件を満たす場合、切替判定部３４はスイッチ３５に切替信号Ｒｓを出力するとともに、ＰＷＭ制御部３７に変調率指令信号Ｒｈを出力し、オープン制御部３２から出力されたｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_２ ^＊をスイッチ３５にて選択し、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑ^＊としてｄｑ／ｕｖｗ変換部３６に出力するとともに、ＰＷＭ制御部３７は、変調率を一定に保ちながら、インバータ１４をＰＷＭ制御する。
【選択図】 図２

Description

本発明はモータ制御装置、モータ制御方法および車両駆動装置に関し、特に、フィードバック制御にてモータに流れる電流を制御する方法に適用して好適なものである。

従来の車両用駆動制御装置としては、主駆動軸を駆動するエンジンにて発電機を駆動し、その発電機の出力にてインバータを介して交流モータを駆動し、その交流モータにて従駆動軸を駆動する方法がある。また、発電機電力制御装置としては、モータトルク指令値に基づいて発電機に必要な電圧指令値を演算し、発電機の出力電圧値がこの電圧指令値となるようにフィードバック制御して交流モータへ電圧を供給するというものが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００６−１８７０９０号公報

しかしながら、従来の車両用駆動制御装置では、交流モータに流れる電流をフィードバックしながらベクトル制御を行った場合、発電機の出力電圧が低下すると、発電機制御時の動作点がハンチングを起こし、過電圧フェールや過電流フェールに陥ることがあるという問題があった。
そこで、本発明の目的は、交流モータに入力される電圧が低下した場合においても、交流モータのハッチングの発生を抑制することが可能なモータ制御装置、モータ制御方法および車両駆動装置を提供することである。

上述した課題を解決するために、請求項１記載のモータ制御装置によれば、交流モータの電流または回転数の検出値または推定値に基づくフィードバック制御にて前記交流モータの動作をベクトル制御するフィードバック制御手段と、前記交流モータのトルクまたは回転数の目標値に基づくオープンループ制御にて前記交流モータの動作をベクトル制御するオープン制御手段と、前記フィードバック制御されるベクトル成分の一部について前記オープンループ制御に切り替える切替手段とを備えることを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、フィードバック制御時に制御不能となるベクトル成分については、オープンループ制御にて交流モータの動作をベクトル制御することができ、フィードバック制御時に制御可能なベクトル成分のみを用いて交流モータの動作をフィードバック制御にてベクトル制御することができる。このため、交流モータを駆動する発電機の出力電圧が低下した場合においても、外乱に対して動作が不安定になるのを抑制し、交流モータのハッチングの発生を抑制することが可能となる。

以下、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係るモータ制御方法の原理を示すブロック図である。
図１において、モータ制御装置には、制御対象７をフィードバック制御にてベクトル制御するフィードバック制御手段１、制御対象７をオープンループ制御にてベクトル制御するオープン制御手段２および切替判定部６が設けられている。そして、切替判定部６は、フィードバック制御手段１にてフィードバック制御されるベクトル成分の一部についてオープンループ制御に切り替えることにより、制御対象７をベクトル制御させることができる。

すなわち、フィードバック制御手段１には、制御対象７の制御量（Ｃ_１・・・Ｃ_ｍ、Ｃ_ｍ＋１・・・Ｃ_ｍ＋ｎ）が検出部５を介してフィードバックされ、比較器３にて目標値（Ａ_１・・・Ａ_ｍ、Ａ_ｍ＋１・・・Ａ_ｍ＋ｎ）と比較され、それらの制御偏差が小さくなるように制御部４から操作量（Ｂ_１・・・Ｂ_ｍ、Ｂ´_ｍ＋１・・・Ｂ´_ｍ＋ｎ）が出力される。ただし、ｍ、ｎは正の整数である。
一方、オープン制御手段２には、目標値（Ａ_１・・・Ａ_ｍ、Ａ_ｍ＋１・・・Ａ_ｍ＋ｎ）が入力され、フィードバック制御手段１にてフィードバック制御されるベクトル成分の一部についての操作量（Ｂ´´_ｍ＋１・・・Ｂ´´_ｍ＋ｎ）が出力される。

そして、切替判定部６は、切替パラメータＰに基づいて切替条件を判断する。そして、所定の切替条件を満たさない場合、フィードバック制御手段１から出力された操作量（Ｂ_１・・・Ｂ_ｍ）を制御対象７に入力させながら、フィードバック制御手段１から出力される操作量（Ｂ´_ｍ＋１・・・Ｂ´_ｍ＋ｎ）を選択し、制御対象７の操作量（Ｂ_ｍ＋１・・・Ｂ_ｍ＋ｎ）として出力する。一方、所定の切替条件を満たす場合、切替判定部６は、フィードバック制御手段１から出力された操作量（Ｂ_１・・・Ｂ_ｍ）を制御対象７に入力させながら、オープン制御手段２から出力される操作量（Ｂ´´_ｍ＋１・・・Ｂ´´_ｍ＋ｎ）を選択し、制御対象７の操作量（Ｂ_ｍ＋１・・・Ｂ_ｍ＋ｎ）として出力する。

これにより、フィードバック制御時に制御不能となるベクトル成分については、オープンループ制御にて制御対象７をベクトル制御することができ、フィードバック制御時に制御可能なベクトル成分のみを用いて制御対象７をフィードバック制御にてベクトル制御することができる。このため、フィードバック制御に破綻が発生した場合においても、外乱に対して制御対象７の動作が不安定になるのを抑制しつつ、制御対象７の制御性を確保することが可能となる。

なお、制御対象７としては、例えば、インバータや交流モータを挙げることができ、切替条件としては、フィードバック制御が破綻したかどうかの条件を挙げることができる。そして、制御対象７が交流モータである場合、目標値（Ａ_１・・・Ａ_ｍ、Ａ_ｍ＋１・・・Ａ_ｍ＋ｎ）としては、トルクおよびモータ回転数、操作量（Ｂ´´_ｍ＋１・・・Ｂ´´_ｍ＋ｎ）としては、ｄ軸（磁束成分）電圧およびｑ軸（トルク成分）電圧、制御量（Ｃ_１・・・Ｃ_ｍ、Ｃ_ｍ＋１・・・Ｃ_ｍ＋ｎ）としては、ｄ軸（磁束成分）電流およびｑ軸（トルク成分）電流とすることができる。

また、交流モータを駆動するインバータの電源がバッテリの場合には、インバータに供給される直流電圧が不足したしたかどうかを切替条件とすることができ、交流モータを駆動するインバータの電源が発電機の場合には、インバータに供給される直流電圧が不足したしたかどうかという条件に加え、発電機が不安定領域にあるかどうかを切替条件とすることができる。
また、発電機が不安定領域にあるかどうかを切替条件とした場合、切替パラメータＰとしては、発電電圧、発電電流および発電機回転数とすることができ、発電電圧および発電電流の代わりに発電界磁電流を用いるようにしてもよい。

図２は、本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置の概略構成を示すブロック図である。
図２において、発電機１１には、デルタ結線された三相巻線１１ａが設けられるとともに、磁界を発生させる界磁構造１１ｂが設けられ、三相巻線１１ａは回転軸１１ｃの周りを回転可能に保持されている。そして、発電機１１には、発電機１１の回転数を検出する回転数センサ１１ｄが設けられている。
また、交流モータ１２には、スター結線された三相巻線１２ａが設けられるとともに、磁界を発生させる界磁構造１２ｂが設けられ、三相巻線１２ａは回転軸１２ｃの周りを回転可能に保持されている。そして、交流モータ１２には、回転軸１２ｃの回転角を検出する回転角センサ１２ｄが設けられている。

そして、発電機１１は、三相全波整流回路１３およびインバータ１４を介して交流モータ１２に接続されている。ここで、三相全波整流回路１３には、三相電流を整流するための整流ダイオードＤ１〜Ｄ６および平滑コンデンサＣ１が設けられ、インバータ１４には、ゲートパルスＰｇに基づいてスイッチング動作する電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６および電界効果トランジスタＭ１〜Ｍ６にそれぞれ並列接続された帰還ダイオードＤ１１〜Ｄ１６が設けられている。

そして、インバータ１４の前段には、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃを検出する電圧センサ４１が設けられるとともに、インバータ１４に供給される直流電流Ｉｄｃを検出する電流センサ４０が設けられている。さらに、インバータ１４の出力側には、インバータ１４から出力される三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ４２〜４４が設けられている。

また、界磁構造１１ｂの一端は、ダイオードＤ８を介してバッテリ１５に接続されるとともに、ダイオードＤ７を介して三相全波整流回路１３の出力側に接続されている。また、界磁構造１１ｂの他端は、界磁構造１１ｂに流れる電流を制御する電界効果トランジスタＭ２１に接続され、電界効果トランジスタＭ２１にはダイオードＤ２１が並列接続されている。

また、界磁構造１２ｂの一端は、バッテリ１５に接続されるとともに、界磁構造１２ｂの他端は、界磁構造１２ｂに流れる電流を制御する電界効果トランジスタＭ２２に接続され、電界効果トランジスタＭ２２にはダイオードＤ２２が並列接続されている。また、界磁構造１２ｂに流れるモータ界磁電流を検出する電流センサ４５が設けられている。
さらに、モータ制御装置には、インバータ１４を介して交流モータ１２をフィードバック制御にてベクトル制御するフィードバック制御部３０、インバータ１４を介して交流モータ１２をオープンループ制御にてベクトル制御するオープン制御部３２が設けられている。

また、モータ制御装置には、トルクの指令値Ｒｔおよびモータ回転数の指令値Ｒｍに基づいてｄ軸電流の目標値Ｉｄ^＊を出力するＩｄマップ１６、トルクの指令値Ｒｔおよびモータ回転数の指令値Ｒｍに基づいてｑ軸電流の目標値Ｉｑ^＊を出力するＩｑマップ１７、トルクの指令値Ｒｔおよびモータ回転数の指令値Ｒｍに基づいてモータ界磁電流の目標値Ｉｆｍ^＊を出力するモータ界磁電流マップ２４、モータ界磁電流の目標値Ｉｆｍ^＊とモータ界磁電流の実測値Ｉｆｍとを比較し、それらの偏差信号を出力する比較部２５、モータ界磁電流の目標値Ｉｆｍ^＊とモータ界磁電流の実測値Ｉｆｍとの比較結果に基づいて電界効果トランジスタＭ２２の制御を行うモータ界磁制御部２６、モータ界磁電流の目標値Ｉｆｍ^＊をｑ軸電流の目標値Ｉｑ^＊とｑ軸電圧の目標値Ｖｑ^＊との位相差φに変換するφテーブル２７、回転角センサ１２ｄにて検出された回転角に基づいて回転軸１２ｃの回転角度位置を算出する回転角度位置演算部２８、回転角度位置演算部２８にて算出された回転軸１２ｃの回転角度位置に基づいて回転角速度ωを算出する回転角速度演算部２９、ｄｑ成分をｕｖｗ成分に座標変換するｄｑ／ｕｖｗ変換部３６、インバータ１４をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部３７、ｕｖｗ成分をｄｑ成分に座標変換するｕｖｗ／ｄｑ変換部３８、トルクの指令値Ｒｔおよびモータ回転数の指令値Ｒｍに基づいて電界効果トランジスタＭ２１の制御を行う発電機制御部３９が設けられている。

そして、フィードバック制御部３０には、ｄ軸電流の目標値Ｉｄ^＊とｄ軸電流の実測値Ｉｄとを比較し、それらの偏差信号を出力する比較器１８、ｑ軸電流の目標値Ｉｑ^＊とｑ軸電流の実測値Ｉｑとを比較し、それらの偏差信号を出力する比較器１９、比較器１８から出力された偏差信号の比例積分制御を行うＰＩ制御部２０、比較器１９から出力された偏差信号の比例積分制御を行うＰＩ制御部２１、ＰＩ制御部２０から出力された信号とｄｑ電圧算出部３１から出力されたｄ軸電圧の計算値Ｖｄ´とを比較し、それらの偏差信号をｄ軸電圧の指令値Ｖｄ^＊として出力する比較器２２、ＰＩ制御部２１から出力された信号とｄｑ電圧算出部３１から出力されたｑ軸電圧の計算値Ｖｑ´とを加算し、その加算結果をｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_１ ^＊として出力する加算器２３、ｄ軸電流の実測値Ｉｄおよびｑ軸電流の実測値Ｉｑに基づいてｄ軸電圧の計算値Ｖｄ´とｑ軸電圧の計算値Ｖｑ´とを算出するｄｑ電圧算出部３１が設けられている。

また、オープン制御部３２には、ｑ軸電流の目標値Ｉｑ^＊とｑ軸電圧の目標値Ｉｑ^＊とに基づいてｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_２ ^＊を算出するｑ電圧算出部３３が設けられている。
また、モータ制御装置には、所定の切替条件に基づいて、フィードバック制御部３０から出力されたｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_１ ^＊とオープン制御部３２から出力されたｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_２ ^＊との切替判定を行う切替判定部３４および切替判定部３４による判定結果に基づいて、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_１ ^＊またはｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_２ ^＊のいずれか一方を選択し、ｄｑ／ｕｖｗ変換部３６に出力するスイッチ３５が設けられている。

ここで、切替判定部３４における切替条件としては、インバータ１４の電源がバッテリ１５の場合には、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃが不足したしたかどうかを切替条件とすることができ、インバータ１４の電源が発電機１１の場合には、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃが不足したしたかどうかという条件に加え、発電機１１が不安定領域にあるかどうかを切替条件とすることができる。

図３は、図２の切替判定部３４の概略構成を示すブロック図である。
図３において、切替判定部３４には、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃを閾値と比較する電圧閾値比較部５１、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃ、直流電流Ｉｄｃおよび発電機回転数Ｎｇｅｎに基づいて発電機１１が不安定領域にあるかどうかを判定する発電機動作領域判定部５２および電圧閾値比較部５１の比較結果および発電機動作領域判定部５２の判定結果に基づいて、スイッチ３５に切替信号Ｒｓを出力するとともに、ＰＷＭ制御部３７に変調率指令信号Ｒｈを出力するセレクタ５３が設けられている。

ここで、セレクタ５３には、インバータ１４の電源がバッテリ１５か発電機１１を示す信号Ｒｄが入力される。そして、セレクタ５３は、インバータ１４の電源がバッテリ１５である場合には、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃが閾値を下回った場合に、スイッチ３５に切替信号Ｒｓを出力するとともに、ＰＷＭ制御部３７に変調率指令信号Ｒｈを出力する。
一方、セレクタ５３は、インバータ１４の電源が発電機１１である場合には、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃが閾値を下回るとともに、発電機１１が不安定領域にある場合に、スイッチ３５に切替信号Ｒｓを出力するとともに、ＰＷＭ制御部３７に変調率指令信号Ｒｈを出力する。

図４は、図２の発電機１１において回転数を一定とした時の出力特性を示す図である。
図４において、直流電流（発電機電流）Ｉｄｃが増加すると、発電機１１の内部インピーダンスおよび電気子反作用に起因して、直流電圧（発電機電圧）Ｖｄｃが減少する。そして、界磁電流ごとに発電機出力Ｐｇｅｎ（＝Ｉｄｃ×Ｖｄｃ）が最大となる動作点を結ぶことで、発電機１１の最大出力線を求めることができる。
そして、最大出力線よりも発電機電流Ｉｄｃが小さな領域は、発電機電流Ｉｄｃが増加すると、発電機出力Ｐｇｅｎが増加する領域であり、フィードバック制御が成立する（この領域を安定領域と呼ぶ）。

一方、最大出力線よりも発電機電流Ｉｄｃが大きな領域は、発電機電流Ｉｄｃが増加すると、発電機出力Ｐｇｅｎが減少する領域であり、フィードバック制御が成立しない（この領域を不安定領域と呼ぶ）。
ここで、発電機電圧Ｖｄｃ、発電機電流Ｉｄｃおよび発電機回転数Ｎｇｅｎをパラメータとしたマップを予め求めておき、このマップを参照することで発電機１１の不安定領域を判定することができる。

以下、図２の車両駆動装置の動作および効果について説明する。
図２において、バッテリ１５を介して電流が界磁構造１１ｂに供給されながら、回転軸１１ｃを介して三相巻線１１ａが回転されると、発電機１１にて三相交流電圧が生成される。そして、発電機１１にて生成された三相交流電圧は三相全波整流回路１３にて整流され、直流電圧Ｖｄｃがインバータ１４に供給される。そして、三相全波整流回路１３から出力された直流電圧Ｖｄｃはインバータ１４にて三相交流電圧に変換され、交流モータ１２の三相巻線１２ａに供給される。そして、バッテリ１５を介してモータ界磁電流が界磁構造１２ｂに供給されながら、三相巻線１２ａに三相交流電圧が供給されると、回転軸１２ｃが回転し、交流モータ１２が動作する。

ここで、交流モータ１２を動作させる場合、トルクの指令値Ｒｔおよびモータ回転数の指令値Ｒｍがモータ界磁電流マップ２４に入力され、モータ界磁電流マップ２４にてモータ界磁電流の目標値Ｉｆｍ^＊が算出される。そして、モータ界磁電流マップ２４にて算出されたモータ界磁電流の目標値Ｉｆｍ^＊は比較器２５に入力される。また、界磁構造１２ｂに流れるモータ界磁電流は電流センサ４５にて検出され、そのモータ界磁電流の実測値Ｉｆｍが比較器２５に入力される。

そして、モータ界磁電流の目標値Ｉｆｍ^＊および実測値Ｉｆｍが比較器２５に入力されると、それらの偏差信号が比較器２５にて算出され、モータ界磁制御部２６に出力される。そして、モータ界磁電流の目標値Ｉｆｍ^＊および実測値Ｉｆｍの偏差信号がモータ界磁制御部２６に入力されると、モータ界磁制御部２６にて電界効果トランジスタＭ２２の制御が行われることにより、界磁構造１２ｂに流れるモータ界磁電流が制御される。

また、トルクの指令値Ｒｔおよびモータ回転数の指令値Ｒｍは発電機制御部３９に出力される。また、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃが電圧センサ４１にて検出されるとともに、インバータ１４に供給される直流電流Ｉｄが電流センサ４０にて検出され、これらの検出された直流電圧Ｖｄｃおよび直流電流Ｉｄは発電機制御部３９に出力される。

また、トルクの指令値Ｒｔおよびモータ回転数の指令値ＲｍがＩｄマップ１６およびＩｑマップ１７に入力され、Ｉｄマップ１６およびＩｑマップ１７をそれぞれ介してｄ軸電流の目標値Ｉｄ^＊およびｑ軸電流の目標値Ｉｑ^＊が比較部１８、１９にそれぞれ入力される。
また、インバータ１４から出力されるｕ相電流Ｉｕ、ｖ相電流Ｉｖおよびｗ相電流Ｉｗは電流センサ４２〜４４にてそれぞれ検出され、ｕｖｗ／ｄｑ変換部３８に入力される。また、交流モータ１２の回転軸１２ｃの回転角は回転角センサ１２ｄにて検出され、回転角度位置演算部２８にて回転軸１２ｃの回転角度位置が算出された後、ｕｖｗ／ｄｑ変換部３８に入力される。

そして、回転軸１２ｃの回転角度位置が参照されながら、ｕ相電流Ｉｕ、ｖ相電流Ｉｖおよびｗ相電流Ｉｗの実測値がｕｖｗ／ｄｑ変換部３８にてｄ軸電流の実測値Ｉｄおよびｑ軸電流の実測値Ｉｑに変換された後、比較部１８、１９にそれぞれ入力される。
そして、ｄ軸電流の目標値Ｉｄ^＊およびｄ軸電流の実測値Ｉｄが比較部１８に入力されると、それらの偏差信号が比較部１８にて算出された後、ＰＩ制御部２０にて比例積分制御が行われ、比較部２２に出力される。また、ｑ軸電流の目標値Ｉｑ^＊およびｑ軸電流の実測値Ｉｑが比較部１９に入力されると、それらの偏差信号が比較部１９にて算出された後、ＰＩ制御部２１にて比例積分制御が行われ、比較部２３に出力される。

また、ｕｖｗ／ｄｑ変換部３８から出力されたｄ軸電流の実測値Ｉｄおよびｑ軸電流の実測値Ｉｑは、ｄｑ電圧算出部３１に入力される。また、モータ界磁電流マップ２４にて算出されたモータ界磁電流の目標値Ｉｆｍ^＊はφテーブル２７に入力され、φテーブル２７にてｑ軸電流の目標値Ｉｑ^＊とｑ軸電圧の目標値Ｖｑ^＊との位相差φに変換された後、ｄｑ電圧算出部３１に入力される。さらに、回転角センサ１２ｄにて検出された回転軸１２ｃの回転角は、回転角度位置演算部２８および回転角速度演算部２９を介して交流モータ１２の回転角速度ωに変換された後、ｄｑ電圧算出部３１に入力される。

そして、ｄ軸電流の実測値Ｉｄ、ｑ軸電流の実測値Ｉｑ、位相差φおよび回転角速度ωがｄｑ電圧算出部３１に入力されると、ｄ軸電圧の計算値Ｖｄ´およびｑ軸電圧の計算値Ｖｑ´がｄｑ電圧算出部３１にて算出され、比較部２２、２３にそれぞれ出力される。
なお、ｄ軸電圧の計算値Ｖｄ´およびｑ軸電圧の計算値Ｖｑ´は以下の式で算出することができる。
Ｖｄ´＝ω・Ｌｑ・Ｉｑ
Ｖｑ´＝Ｌｑ・Ｉｄ＋ω・φ

そして、ＰＩ制御部２０からの出力およびｄ軸電圧の計算値Ｖｄ´が比較部２２に入力されると、それらの偏差信号が比較部２２にて算出された後、ｄ軸電圧の指令値Ｖｄ^＊としてＰＷＭ制御部３７に出力される。また、ＰＩ制御部２１からの出力およびｑ軸電圧の計算値Ｖｑ´が加算器２３に入力されると、それらの加算結果が加算器２３にて算出された後、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_１ ^＊としてスイッチ３５に出力される。

また、ｄ軸電流の目標値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流の目標値Ｉｑ^＊、位相差φおよび回転角速度ωはｑ電圧算出部３３に入力され、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_２ ^＊がｑ電圧算出部３３にて算出され、スイッチ３５に出力される。
なお、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_２ ^＊は以下の式で算出することができる。
Ｖｑ_２ ^＊＝Ｉｑ^＊・Ｒ＋ω・Ｌｄ・Ｉｄ^＊＋ω・φ
また、発電機回転数Ｎｇｅｎが回転数センサ１１ｄにて検出され、直流電圧Ｖｄｃ、直流電流Ｉｄｃおよび発電機回転数Ｎｇｅｎは切替判定部３４に入力される。そして、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃが閾値以下でかつ発電機１１が不安定領域にあるかどうかが切替判定部３４にて判定される。

そして、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃが閾値以下でかつ発電機１１が不安定領域にあるという条件を満たさない場合、フィードバック制御部３０から出力されたｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_１ ^＊がスイッチ３５にて選択され、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑ^＊としてｄｑ／ｕｖｗ変換部３６に出力される。また、回転角度位置演算部２８にて算出された回転軸１２ｃの回転角度位置はｄｑ／ｕｖｗ変換部３６に入力される。そして、回転軸１２ｃの回転角度位置が参照されながら、ｐ軸電圧の指令値Ｖｐ^＊およびｑ軸電圧の指令値Ｖｑ^＊がｄｑ／ｕｖｗ変換部３６にてｕ相電圧、ｖ相電圧およびｗ相電圧に変換された後、ＰＷＭ制御部３７に出力される。

そして、ＰＷＭ制御部３７は、ｄｑ／ｕｖｗ変換部３６から出力されたｕ相電圧、ｖ相電圧およびｗ相電圧に基づいてゲートパルスＰｇを生成してインバータ１４に出力することにより、インバータ１４をＰＷＭ制御する。
また、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃが閾値以下でかつ発電機１１が不安定領域にあるという条件を満たさない場合、発電機制御部３９は、直流電圧Ｖｄｃのフィードバック制御にて電界効果トランジスタＭ２２の制御を行い、界磁構造１１ｂに流れる界磁電流を制御する。
一方、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃが閾値以下でかつ発電機１１が不安定領域にあるという条件を満たす場合、切替判定部３４はスイッチ３５に切替信号Ｒｓを出力するとともに、ＰＷＭ制御部３７に変調率指令信号Ｒｈを出力する。

そして、切替信号Ｒｓが切替判定部３４から出力されると、オープン制御部３２から出力されたｑ軸電圧の指令値Ｖｑ_２ ^＊がスイッチ３５にて選択され、ｑ軸電圧の指令値Ｖｑ^＊としてｄｑ／ｕｖｗ変換部３６に出力される。また、回転角度位置演算部２８にて算出された回転軸１２ｃの回転角度位置はｄｑ／ｕｖｗ変換部３６に入力される。そして、回転軸１２ｃの回転角度位置が参照されながら、ｐ軸電圧の指令値Ｖｐ^＊およびｑ軸電圧の指令値Ｖｑ^＊がｄｑ／ｕｖｗ変換部３６にてｕ相電圧、ｖ相電圧およびｗ相電圧に変換された後、ＰＷＭ制御部３７に出力される。

また、変調率指令信号Ｒｈが切替判定部３４から出力されると、ＰＷＭ制御部３７は、変調率を一定に保ちながら、ｄｑ／ｕｖｗ変換部３６から出力されたｕ相電圧、ｖ相電圧およびｗ相電圧に基づいてゲートパルスＰｇを生成してインバータ１４に出力することにより、インバータ１４をＰＷＭ制御する。
また、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃが閾値以下でかつ発電機１１が不安定領域にあるという条件を満たした場合には、切替信号Ｒｓが切替判定部３４から発電機制御部３９に出力される。そして、発電機制御部３９は、切替信号Ｒｓが切替判定部３４から出力されると、直流電流Ｉｄｃのフィードバック制御にて電界効果トランジスタＭ２２の制御を行い、界磁構造１１ｂに流れる界磁電流を制御する。

これにより、ｄ軸電流の実測値Ｉｄを常にフィードバックしながら、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃを制御することが可能となるとともに、発電機１１が不安定領域にある場合には、ｑ軸電圧の目標値Ｖｑ^＊をオープン制御にて制御することができ、ｑ軸電流の実測値Ｉｑによるフィードバック制御が破綻する場合においても、ｑ軸電流の安定性を確保しつつ、直流電圧Ｖｄｃに応じたｑ軸電流を流すことができる。また、発電機１１が不安定領域にある場合には、発電機制御部３９は、直流電流Ｉｄｃのフィードバック制御にて直流電流Ｉｄｃを制御することが可能となり、直流電流Ｉｄｃを発電機１１側で制御することができる。

この結果、発電機１１が不安定領域にある場合においても、所望の動作点で交流モータ１２を駆動することができ、所望のトルクを出力させることが可能となるとともに、ｄ軸電流の実測値Ｉｄによるフィードバック制御を常に行うことができ、外乱が加わった場合においても、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃや直流電流Ｉｄｃが暴れるのを防止することができる。

図５は、交流モータ１２をフィードバック制御した時の動作点の動きを示す図である。
図５において、交流モータ１２の動作点は、モータ出力線（等パワー線）と発電機１１の界磁電流線Ｉｆｇ１との交点Ｐ１、Ｐ２によって決定される。ここで、交点Ｐ２は安定領域にあるが、交点Ｐ１は不安定領域にあるため、発電機電圧Ｖｄｃに制限がある場合には、交流モータ１２は不安定領域で動作せざるを得ない場合がある。

ここで、フィードバック制御が不安定領域で行われると、交流モータ１２の動作点が交点Ｐ１に到達した瞬間にＰＩ制御の積分項が開放され、ＰＷＭ制御における変調率が減少するため、交流モータ１２の動作点が瞬間的に交点Ｐ２に移動し、高電圧フェールに陥るようになる。また、交流モータ１２の動作点が交点Ｐ１になるように発電機１１の動作が制御されると、交流モータ１２の動作点が交点Ｐ１→交点Ｐ２→交点Ｐ１と移動し、ハンチングが発生する。このため、このような問題を解消するために、ＰＷＭ制御における変調率を一定に保ちながら交流モータ１２をオープン制御する方法がある。

図６は、ＰＷＭ制御における変調率を一定に保ちながら交流モータ１２をオープン制御した時の動作点の動きを示す図である。
図６において、ＰＷＭ制御における変調率を一定に保ちながら交流モータ１２をオープン制御すると、交流モータ１２の動作点は、モータ出力線上を移動することなく交点Ｐ１に到達することができる。
この場合、交流モータ１２はオープン制御されるため、外乱に弱いだけでなく、発電機回転数Ｎｇｅｎが高いと、発電機１１の動作点と交流モータ１２の動作線が接する場合があり、発電機電圧Ｖｄｃの変動が大きくなる。
このため、図２のモータ制御装置では、ＰＷＭ制御における変調率を一定に保った上で、ｄ軸電流の実測値Ｉｄを常にフィードバックしながら、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃを制御するとともに、発電機１１が不安定領域にある場合には、ｑ軸電圧の目標値Ｖｑ^＊をオープン制御にて制御することができる。

図７は、ＰＷＭ制御における変調率を一定に保ちながら交流モータ１２をフィードバック制御した時の動作点の動きを示す図である。
図７において、ＰＷＭ制御における変調率を一定に保った上で、ｄ軸電流の実測値Ｉｄを常にフィードバックしながら、インバータ１４に供給される直流電圧Ｖｄｃを制御するとともに、発電機１１が不安定領域にある場合には、ｑ軸電圧の目標値Ｖｑ^＊をオープン制御にて制御することで、モータ出力線上を移動させることなく交流モータ１２の動作点を交点Ｐ１に到達させることが可能となるとともに、交流モータ１２の動作線の傾きを小さくすることができ、発電機電圧Ｖｄｃの変動を小さくすることができる。

図８は、図２のモータ制御装置を４輪駆動車に適用した時の概略構成を示すブロック図である。
図８において、車体１００には、前輪１０１Ｌ、１０１Ｒおよび後輪１０３Ｌ、１０３Ｒが設けられるとともに、前輪１０１Ｌ、１０１Ｒおよび後輪１０３Ｌ、１０３Ｒの車輪速をそれぞれ検出する車輪速センサ１２７ＦＬ、１２７ＦＲ、１２７ＲＬ、１２７ＲＲが設けられている。また、車体１００には、前輪１０１Ｌ、１０１Ｒを駆動するエンジン１０２および後輪１０３Ｌ、１０３Ｒを駆動する交流モータ１０４が搭載されるとともに、交流モータ１０４を駆動する発電機１０７が搭載されている。また、車体１００には、発電機１０７にて生成された電圧のスイッチング動作に基づいて交流モータ１０４を駆動するインバータ１０９、車両の駆動状態に基づいて交流モータ１０４のトルク指令値を算出し、インバータ１０９の駆動制御を行う４ＷＤコントローラ１０８が設けられている。

そして、エンジン１０２の出力は、トランスミッションおよびデファレンシャルギア１０５を介して前輪１０１Ｌ、１０１Ｒに伝達されるとともに、ベルト１０６を介して発電機１０７に伝達される。
そして、発電機１０７の出力はジャンクションボックス１１０を介してインバータ１０９に伝達され、インバータ１０９にて三相交流に変換されてから、交流モータ１０４に送られる。
そして、交流モータ１０４の回転力は減速機１１１にて減速された後、クラッチ１１２およびデファレンシャルギア１１３を介して後輪１０３Ｌ、１０３Ｒに伝達される。

そして、４ＷＤコントローラ１０８には、車輪速センサ１２７ＦＬ、１２７ＦＲ、１２７ＲＬ、１２７ＲＲによる車輪速信号が入力される。そして、４ＷＤコントローラ１０８は、例えば、車輪速信号に基づいて前輪１０１Ｌ、１０１Ｒがスリップしているかどうかを判断し、前輪１０１Ｌ、１０１Ｒがスリップしていない場合には、エンジン１０２によって前輪１０１Ｌ、１０１Ｒのみが駆動されるように制御し、前輪１０１Ｌ、１０１Ｒがスリップしている場合には、エンジン１０２によって前輪１０１Ｌ、１０１Ｒを駆動させながら、交流モータ１０４にて後輪１０３Ｌ、１０３Ｒが駆動されるように制御することができる。

ここで、４ＷＤコントローラ１０８には、図２に示したようなモータ制御装置を搭載することができる。そして、４ＷＤコントローラ１０８は、インバータ１０９に供給される直流電圧が不足し、さらに交流モータ１０４が不安定領域にある場合、インバータ１０９をＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部の変調率が一定になるように指示するとともに、フィードバック制御にて交流モータ１０４の動作をベクトル制御するｄ軸成分の操作量を出力しながら、交流モータ１０４のトルクまたは回転数の目標値に基づくオープンループ制御にて、交流モータ１０４の動作をベクトル制御するｑ軸成分の操作量を出力することができる。
これにより、交流モータ１０４に流れる電流をフィードバックしながらベクトル制御を行っている時に、発電機１０７の出力電圧が低下した場合においても、発電機１０７の制御時の動作点がハンチングを起こすのを防止することができ、過電圧フェールや過電流フェールに陥るのを防止することができる。

本発明の第１実施形態に係る制御方法の原理を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態に係るモータ制御装置の概略構成を示すブロック図である。 図２の切替判定部３４の概略構成を示すブロック図である。 図２の発電機１１において回転数を一定とした時の出力特性を示す図である。 交流モータ１２をフィードバック制御した時の動作点の動きを示す図である。 ＰＷＭ制御における変調率を一定に保ちながら交流モータ１２をオープン制御した時の動作点の動きを示す図である。 ＰＷＭ制御における変調率を一定に保ちながら交流モータ１２をフィードバック制御した時の動作点の動きを示す図である。 図２のモータ制御装置を４輪駆動車に適用した時の概略構成を示すブロック図である。

符号の説明

１ フィードバック制御手段
２ オープン制御手段
３、１８、１９、２２、２５ 比較器
４ 制御部
５ 検出部
６、３４ 切替判定部
７ 制御対象
１１、１０７ 発電機
１１ａ、１２ａ 三相巻線
１１ｂ、１２ｂ 界磁構造
１１ｃ、１２ｃ 回転軸
１１ｄ 回転数センサ
１２ｄ 回転角センサ
１２、１０４ 交流モータ
１３ 三相全波整流回路
Ｄ１〜Ｄ６ 整流ダイオード
Ｃ１ 平滑コンデンサ
１４ インバータ
Ｍ１〜Ｍ６、Ｍ２１、Ｍ２２ 電界効果トランジスタ
Ｄ７、Ｄ８ ダイオード
Ｄ１１〜Ｄ１６ 帰還ダイオード
１５ バッテリ
１６ Ｉｄマップ
１７ Ｉｑマップ
２０、２１ ＰＩ制御部
２３ 加算器
２４ モータ界磁電流マップ
２６ モータ界磁制御部
２８ φテーブル
２８ 回転角度位置演算部
３０ フィードバック制御部
３１ ｄｑ電圧算出部
３２ オープン制御部
３３ ｑ電圧算出部
３５ スイッチ
３６ ｄｑ／ｕｖｗ変換部
３７ ＰＷＭ制御部
３８ ｕｖｗ／ｄｑ変換部
３９ 発電機制御部
４０、４２〜４５ 電流センサ
４１ 電圧センサ
５１ 電圧閾値比較部
５２ 発電機動作領域判定部
５３ セレクタ
１００ 車体
１０１Ｌ、１０１Ｒ 前輪
１０２ エンジン
１０３Ｌ、１０３Ｒ 後輪
１０５、１１３ デファレンシャルギア
１０６ ベルト
１０８ ４ＷＤコントローラ
１０９ インバータ
１１０ ジャンクションボックス
１１１ 減速機
１１２ クラッチ
１２７ＦＬ、１２７ＦＲ、１２７ＲＬ、１２７ＲＲ 車輪速センサ

Claims (9)

1. 交流モータの電流または回転数の検出値または推定値に基づくフィードバック制御にて前記交流モータの動作をベクトル制御するフィードバック制御手段と、
   前記交流モータのトルクまたは回転数の目標値に基づくオープンループ制御にて前記交流モータの動作をベクトル制御するオープン制御手段と、
   前記フィードバック制御されるベクトル成分の一部について前記オープンループ制御に切り替える切替手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 交流モータを駆動するインバータと、
   交流モータの電流または回転数の検出値または推定値に基づくフィードバック制御にて、前記交流モータの動作をベクトル制御するｄ軸成分およびｑ軸成分の操作量を出力するフィードバック制御手段と、
   前記交流モータのトルクまたは回転数の目標値に基づくオープンループ制御にて、前記交流モータの動作をベクトル制御するｑ軸成分の操作量を出力するオープン制御手段と、
   前記インバータに供給される直流電圧が不足した場合、前記フィードバック制御手段から出力されるｑ軸成分の操作量を前記オープン制御手段から出力されるｑ軸成分の操作量に切り替える切替手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
3. 前記切替手段は、前記インバータの電源が発電機の場合には、前記インバータに供給される直流電圧が不足し、さらに前記発電機が不安定領域にある場合、前記フィードバック制御手段から出力されるｑ軸成分の操作量を前記オープン制御手段から出力されるｑ軸成分の操作量に切り替えることを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。
4. 交流モータを駆動するインバータと、
   前記インバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部と、
   前記交流モータの電流または回転数の検出値または推定値に基づくフィードバック制御にて、前記ＰＷＭ制御部の制御に用いられるｄ軸電圧およびｑ軸電圧を出力するフィードバック制御手段と、
   前記交流モータのトルクまたは回転数の目標値に基づくオープンループ制御にて、前記交流モータの動作をベクトル制御するｑ軸電圧を出力するオープン制御手段と、
   前記インバータに供給される直流電圧が不足した場合、あるいは前記インバータの電源が発電機の場合には、さらに前記発電機が不安定領域にある場合、前記ＰＷＭ制御部の変調率が一定になるように指示するとともに、前記フィードバック制御手段から出力されるｑ軸電圧を前記オープン制御手段から出力されるｑ軸電圧に切り替える切替手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
5. 前記切替手段は、前記インバータの電源が発電機の場合には、前記インバータに供給される直流電圧が不足し、さらに前記発電機が不安定領域にある場合、前記ＰＷＭ制御部の変調率が一定になるように指示するとともに、前記フィードバック制御手段から出力されるｑ軸成分の操作量を前記オープン制御手段から出力されるｑ軸成分の操作量に切り替えることを特徴とする請求項４記載のモータ制御装置。
6. 交流モータの電流または回転数に基づくフィードバック制御にて前記交流モータの動作をベクトル制御するステップと、
   前記フィードバック制御されるベクトル成分の一部についてオープンループ制御に切り替えることにより、前記交流モータの動作をベクトル制御するステップとを備えることを特徴とするモータ制御方法。
7. インバータを介して駆動される交流モータの電流または回転数の検出値または推定値に基づくフィードバック制御にて、前記交流モータの動作をベクトル制御するｄ軸成分およびｑ軸成分の操作量を出力するステップと、
   前記インバータに供給される直流電圧が不足した場合、前記フィードバック制御にてｄ軸成分の操作量を出力しながら、前記交流モータのトルクまたは回転数の目標値に基づくオープンループ制御にて、前記交流モータの動作をベクトル制御するｑ軸成分の操作量を出力するステップとを備えることを特徴とするモータ制御方法。
8. 車体に設けられた複数の車輪と、
   前記車輪の一部を駆動する内燃機関と、
   前記内燃機関にて駆動される車輪と異なる車輪を駆動する交流モータと、
   前記内燃機関にて駆動される発電機と、
   前記発電機にて生成された電圧を整流する整流器と、
   前記整流器にて整流された電圧を交流に変換して前記交流モータを駆動するインバータと、
   前記インバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御部と、
   前記交流モータの電流または回転数の検出値または推定値に基づくフィードバック制御にて、前記ＰＷＭ制御部の制御に用いられるｄ軸電圧およびｑ軸電圧を出力するフィードバック制御手段と、
   前記交流モータのトルクまたは回転数の目標値に基づくオープンループ制御にて、前記交流モータの動作をベクトル制御するｑ軸電圧を出力するオープン制御手段と、
   前記インバータに供給される直流電圧が不足した場合、あるいは前記インバータの電源が前記発電機の場合には、さらに前記発電機が不安定領域にある場合、前記ＰＷＭ制御部の変調率が一定になるように指示するとともに、前記フィードバック制御手段から出力されるｑ軸電圧を前記オープン制御手段から出力されるｑ軸電圧に切り替える切替手段とを備えることを特徴とする車両駆動装置。
9. 前記切替手段は、前記インバータの電源が発電機の場合には、前記インバータに供給される直流電圧が不足し、さらに前記発電機が不安定領域にある場合、前記ＰＷＭ制御部の変調率が一定になるように指示するとともに、前記フィードバック制御手段から出力されるｑ軸成分の操作量を前記オープン制御手段から出力されるｑ軸成分の操作量に切り替えることを特徴とする請求項８記載の車両駆動装置。

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