JP2019017218A - 同期電動機を駆動するインバータの制御装置および制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】弱め界磁制御域においてインバータの直流電源電圧が変動しても、高精度、高応答かつ安定な同期電動機のトルク制御を可能にする。【解決手段】同期電動機を駆動するインバータの制御装置は、トルク指令、周波数指令およびインバータの直流電源電圧検出値からｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を生成する電流指令発生部と、同期電動機の電気定数および周波数指令に基づき、ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｄ軸電圧指令およびｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｑ軸電圧指令をそれぞれ演算する電流制御部と、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令から演算するインバータに対する出力電圧指令を直流電源電圧検出値に応じて設定される上限値以下に制限する電圧制限部とを備え、電流制御部は、直流ゲインが有限である周波数特性を有するＰＩ制御を用いてｄ軸電圧指令を演算する。【選択図】図１

Description

本発明は、同期電動機を駆動するインバータの制御装置および制御方法に関し、特に、同期電動機の弱め界磁域におけるベクトル制御方式に関する。

同期電動機の弱め界磁域におけるベクトル制御方式について、主な従来技術としては、テーブル化したｄ軸電流指令値を用いｄ軸およびｑ軸の電流制御系で比例演算を行う方法（特許文献１）、電流制御部から出力されるｄ軸およびｑ軸の各電圧指令から求めた電動機端子電圧と該端子電圧の指令値との偏差を比例・積分演算してｄ軸電流指令とする方法（特許文献２）、および、電圧ベクトル演算部で求めた出力電圧と出力電圧指令との偏差の積分演算値をｄ軸電流指令値とする方法（特許文献３）がある。また、弱め界磁域から抜けるときには、積分電流制御系の積分項を零に収束させて積分電流制御を中止することにより弱め界磁域のベクトル制御を終了する方法がある（特許文献４）。

特開平８−１８２３９８号公報 特開２００２−９５３００号公報 特開２００６−２０４１１号公報 特開２００２−３２５４９８号公報

先に示した従来技術におけるベクトル制御方式には、以下の課題がある。
ア 特許文献１に記載の技術は、電流制御が比例演算方式であるため、電流指令通りの電流が発生せずトルク精度が劣化する。
イ 特許文献２に記載の技術は、ｄ軸電流指令の発生が遅いことから、トルク応答が劣化する傾向がある。
ウ 特許文献３に記載の技術は、ｄ軸電流指令が積分演算方式で積分値が蓄積されるため、特許文献４の技術を適用して積分項を零にすることができるが、電圧指令が電圧制限にかかる場合と、そうでない場合が繰り返されるような用途では、弱め界磁制御系がハンチングを起こす可能性があり、制御の安定性が低下する。
エ 特許文献１〜３に記載の技術は、インバータ直流電源の電圧変動の影響を考慮していないため、インバータ直流電源が電圧変動するような用途では、ｄ軸電流指令とｑ軸電流指令が運転状態に対して最適でなくなるため、制御の安定性が低下する。

そこで、本発明は、弱め界磁制御域においてインバータの直流電源が電圧変動を起こしても、高精度、高応答かつ安定な同期電動機のトルク制御を実現するための制御方法およびその制御装置を提供する。

前記課題を解決するために、本発明に係るインバータの制御装置は、トルク指令、周波数指令およびインバータの直流電源電圧検出値からｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を生成する電流指令発生部と、同期電動機の電気定数および周波数指令に基づき、ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｄ軸電圧指令およびｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｑ軸電圧指令をそれぞれ演算する電流制御部と、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令から演算するインバータに対する出力電圧指令を直流電源電圧検出値に応じて設定される上限値以下に制限する電圧制限部とを備え、電流制御部は、直流ゲインが有限である周波数特性を有するＰＩ制御を用いてｄ軸電圧指令を演算することを特徴とする。

本発明によれば、弱め界磁制御域においてインバータの直流電源電圧が変動しても、高精度、高応答かつ安定な同期電動機のトルク制御を実現することができる。

図１は、本発明の実施例１に係る同期電動機駆動用インバータの制御装置の構成を示す図である。 図２は、実施例１の制御装置における電圧制限部の演算動作を示すベクトル図である。 図３は、実施例１の制御装置における電流制御部を説明する図である。 図４は、本発明の実施例２に係る同期電動機駆動用インバータの制御装置の構成を示す図である。 図５は、実施例２の制御装置における弱め界磁指令演算部を説明する図である。

以下、本発明の実施形態として、実施例１および２について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、以下の説明において、各図で共通する構成要素には同一の符号をそれぞれ付し、それら重複する構成要素についての説明を省略する。

図１は、本発明の実施例１に係る同期電動機駆動用インバータの制御装置の構成を示す図である。
永久磁石同期電動機１（以下、「ＰＭモータ１」と略記）は、インバータ２から交流電力の供給を受ける。
インバータ２は、直流電源２１の直流電力を電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊およびＶｗ^＊に比例した３相交流電圧に変換して出力する。

電流検出器３は、相交流電流ＩｕおよびＩｗを検出する（なお、Ｕ相およびＷ相に限定されるものではなく、３相の内の任意の２相であればよい）。
直流電圧検出器４は、直流電源２１の直流電圧値Ｅｄｃを検出する。
速度・位相演算部５は、回転位相・速度検出器を用いる場合には、検出器信号の処理を行い、位置・速度検出器を用いない場合には、位置・速度推定を行うことにより、回転位相指令θｃ^＊および周波数指令ω１^＊を演算して出力する。

座標変換部６は、相交流電流Ｉｕ、Ｉｗの検出値と回転位相指令θｃ^＊に基づいてｄ軸およびｑ軸の電流検出値ＩｄおよびＩｑを出力する。
ｄ軸電流指令発生器７およびｑ軸電流指令発生器８は、トルク指令τ、周波数指令ω１^＊および直流電圧検出値Ｅｄｃからｄ軸およびｑ軸の電流指令Ｉｄ^＊およびＩｑ^＊を出力する。

電流制御部９は、ＰＭモータ１の電気定数および周波数指令ω１^＊に基づいて、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊とｄ軸電流検出値Ｉｄとの差分が零となるように、またｑ軸電流指令Ｉｑ^＊とｑ軸電流検出値Ｉｑとの差分が零となるように（すなわち、ＩｄがＩｄ^＊に近づくように、またＩｑがＩｑ^＊に近づくように）、電圧指令Ｖｄ０^＊およびＶｑ０^＊を演算して出力する。

ここで、電流制御部９は、図１の下部の点線枠に示すように、ｄ軸電流指令演算部１２、ｑ軸電流指令演算部１３および電圧ベクトル演算部１４から構成される。この構成は、後述する実施例２の構成（図４の点線枠内）と同様である。
ｄ軸電流指令演算部１２は、ｄ軸電流指令発生器７の出力である第１のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊とｄ軸電流検出値Ｉｄとの差分に応じて第２のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊＊を出力する。
ｑ軸電流指令演算部１３は、ｑ軸電流指令発生器８の出力である第１のｑ軸電流指令Ｉｑ^＊とｑ軸電流検出値Ｉｑとの差分に応じて第２のｑ軸電流指令Ｉｑ^＊＊を出力する。
電圧ベクトル演算部１４は、ＰＭモータの電気定数、第２の電流指令Ｉｄ^＊＊とＩｑ^＊＊および周波数指令ω１＊に基づいて電圧指令Ｖｄ０^＊およびＶｑ０^＊を演算する。

電圧制限部１０は、電圧指令Ｖｄ０^＊およびＶｑ０^＊に制限を設ける。詳細な動作態様については後述する。
座標変換部１１は、電圧制限された電圧指令Ｖｄ１^＊およびＶｑ１^＊と回転位相指令θｃ^＊とから３相交流の電圧指令Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊およびＶｗ^＊を出力する。

次に、本発明の特徴の一つである電圧制限部１０の動作態様について説明する。
電圧制限部１０は、極座標変換器１０１、上限リミッタ１０２および逆極座標変換器１０３から構成される。極座標変換器１０１は、ｄｑ軸の各電圧指令Ｖｄ０^＊およびＶｑ０^＊を、極座標における振幅Ｖ１^＊および位相δへ変換する。上限リミッタ１０２は、振幅Ｖ１^＊に制限を与える。逆極座標変換器１０３は、上限リミッタ１０２の出力値Ｖ１Ｌ^＊と極座標変換器１０１が出力する位相δとからｄｑ座標における電圧指令Ｖｄ１^＊およびＶｑ１^＊へ変換する。詳細を以下に説明する。

極座標変換器１０１は、振幅Ｖ１^＊と位相δとを、電流制御部９より入力した電圧指令Ｖｄ０^＊およびＶｑ０^＊を用いて、式（１）によって求める。

上限リミッタ１０２は、極座標変換器１０１が求めた振幅Ｖ１^＊が、予め設定される制限値Ｖ１ＭＡＸを上限として出力を制限する機能を有する。この制限値Ｖ１ＭＡＸは、インバータ２の直流電源電圧Ｅｄｃに応じて予め設定される。

振幅Ｖ１^＊が予め設定される制限値Ｖ１ＭＡＸを超えていない場合、上限リミッタ１０２は、式（１）によって求めたＶ１^＊をそのまま出力する（Ｖ１Ｌ^＊＝Ｖ１^＊）。すなわち、続く逆極座標変換器１０３が出力する電圧指令Ｖｄ１^＊およびＶｑ１^＊は、それぞれ、電流制御部９からの電圧指令Ｖｄ０^＊およびＶｑ０^＊に等しい。

他方、振幅Ｖ１^＊が予め設定される制限値Ｖ１ＭＡＸを超えている場合、上限リミッタ１０２は、Ｖ１^＊をＶ１ＭＡＸに制限して出力する（Ｖ１Ｌ^＊＝Ｖ１ＭＡＸ）。そして、この制限出力を受けた逆極座標変換器１０３は、電流制御部９からの電圧指令Ｖｄ０^＊およびＶｑ０^＊とは異なる新たな電圧指令Ｖｄ１^＊およびＶｑ１^＊を出力することになる。

図２は、電圧制限部１０の演算動作を示すベクトル図である。図２において破線で描いた円は電圧を制限する範囲であり、電圧指令はこの円内に入るように制限される。すなわち、この円の半径の大きさが制限値Ｖ１ＭＡＸの大きさに等しい。
図２の左図は、式（１）により求めたＶ１が制限Ｖ１ＭＡＸを越えている（Ｖ１^＊＞Ｖ１ＭＡＸ）場合を示している。この場合には、図２の右図に示すように、位相δは変えずに、振幅をＶ１^＊からＶ１ＭＡＸにして、ベクトル（Ｖ１ＭＡＸ，δ）のｄｑ軸成分である電圧指令Ｖｄ１^＊（＝Ｖ１ＭＡＸ・ｃｏｓδ）およびＶｑ１^＊（＝Ｖ１ＭＡＸ・ｓｉｎδ）が演算される。

電圧指令の振幅を制限することにより、モータの誘起電圧に対して、インバータからモータに印加する電圧が不足すると、負のｄ軸電流が発生する。この負のｄ軸電流をｄ軸電流指令に一致するように制御しようとして電流制御部（特に、ｄ軸電流制御部）が動作するため、電流制御部において通常の比例・積分制御（以下、「ＰＩ制御」という）をすると、弱め界磁制御に必要なだけの負のｄ軸電流が流れない。

そこで、本発明の特徴の一つである、電流制御部のゲインを調整することにより、弱め界磁制御部を設けなくても弱め界磁制御を可能にする点を、実施例１に係る電流制御部９の動作態様において説明する。

電流制御部９は、前述のとおり、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊とｄ軸電流検出値Ｉｄとの差分が零となるように、またｑ軸電流指令Ｉｑ^＊とｑ軸電流検出値Ｉｑとの差分が零となるように（すなわち、ＩｄがＩｄ＊に近づくように、またＩｑがＩｑ^＊に近づくように）、制御するが、本発明は、その制御態様に特徴がある。
すなわち、図３に示すように、本発明は、ｑ軸電流制御には通常のＰＩ制御を適用するが（図３の右下に示す特性）、ｄ軸電流制御には、通常のＰＩ制御とは異なり、直流ゲイン（ω＝０）が有限である周波数特性を有する制御を適用する（図３の右上に示す特性）。

通常の電流制御では、定常誤差を零にするために、直流ゲインが無限大であるＰＩ制御が適用され、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊とｄ軸電流検出値Ｉｄとの差分が零となるように制御する。これにより、電圧制限にかかっても、弱め界磁制御に必要な負のｄ軸電流が不足する可能性がある。そこで、図３の右上に示すように、電流制御部９のｄ軸電流制御における直流ゲインを有限とし、定常偏差を残すようにする。そうすると、定常偏差は残るものの、その値は直流ゲインの値の調整により、適宜設定することができる。それによって、弱め界磁制御に必要なｄ軸電流を流すことが可能となる。

以上のように、弱め界磁域においてはトルク制御を優先させるために、ｑ軸電流制御においては、通常のＰＩ制御によりトルク電流の差分を零に制御する。これに対し、ｄ軸電流制御においては、偏差は残るものの、直流ゲインが有限であるため弱め界磁制御に必要なだけの負のｄ軸電流が流れることにより、弱め界磁制御部を設けることなしに、弱め界磁制御を行うことができる。したがって、弱め界磁制御部での演算時間が生じないため、高応答な制御が実現できる。

次に、本発明の別の特徴である、ｄ軸電流指令発生器７およびｑ軸電流指令発生器８について説明する。インバータ２に直流電力を供給する直流電源２１の電圧は、直流電圧検出器４により検出され、その検出値Ｅｄｃとインバータ２の出力電圧Ｖ１との関係は、式（２）で表わされる。

したがって、直流電源２１の電圧Ｅｄｃが変動すると、インバータ２の出力電圧Ｖ１は変化するため、ＰＭモータ１を最適に運転するためには、運転時における直流電源２１の電圧Ｅｄｃの変動を考慮して、ｄ軸電流とｑ軸電流を供給する必要がある。

そこで、直流電源２１の電圧Ｅｄｃの変動を考慮して運転状態に最適なｄ軸電流とｑ軸電流を得るために、ｄ軸電流指令発生器７およびｑ軸電流指令発生器８は、例えば電磁場解析によりＰＭモータの出力トルクに対して最適なｄ軸電流とｑ軸電流を求め、それにより得られたｄ軸電流とｑ軸電流を、ＰＭモータ１のトルクおよび回転周波数並びに直流電源２１の電圧を変数とする関数として予め用意する。

ｄ軸電流指令発生器７およびｑ軸電流指令発生器８は、このようにして予め用意した関数により、トルク指令τ^＊、周波数指令ω１^＊および直流電源電圧検出値Ｅｄｃに対するｄ軸電流およびｑ軸電流を求め、両者をｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令とする。このように、インバータに直流電力を供給する直流電源電圧の変動を考慮したことにより、ＰＭモータの運転状態において最適なｄ軸電流とｑ軸電流を与えることが可能となる。よって、高精度なトルク制御を実現できる。

上述のように、本発明の実施例１によれば、永久磁石同期電動機（ＰＭモータ）の弱め界磁制御域において、インバータに直流電力を供給する直流電源の電圧が変動しても、高精度、高応答かつ安定なトルク制御を実現することができる。

先の実施例１は、ｄ軸の電流制御において、直流ゲインが有限な周波数特性を有する比例・積分制御（ＰＩ制御）を適用することにより、弱め界磁制御部を設けること無しに、弱め界磁制御を実現するものである。この時、ｄ軸の電流制御において定常偏差が残るため、ｄ軸電流Ｉｄとｄ軸電流指令Ｉｄ^＊とは一致せず、電流指令通りに電流を発生させることができない。そのため、トルク精度の要求が厳しい用途ではトルク精度が不足する可能性がある。

これに対して、特許文献３に記載された電流制御を行えば、ｄ軸の電流制御の定常偏差は無く、電流指令通りに電流を発生させることができるので、トルク精度は劣化しない。しかし、弱め界磁制御においては、積分演算方式で積分値が蓄積されるため、ハンチングを起こす可能性がある。

また他方で、特許文献４に示されているように、積分制御系の積分項を零に収束させて積分制御を中止する手段を適用することが考えられる。しかし、電圧指令の振幅が電圧制限値に近い場合には、電圧指令の振幅が電圧制限値に制限されたり制限されなかったりするため、制御系が安定化しない怖れがある。

そこで、電圧制限の有無に関わらず、一つの手段によって弱め界磁制御を連続的に行う方が制御系は安定化する。本発明の実施例２は、次に説明するように、弱め界磁制御を連続的に行う弱め界磁指令演算部を設け、この弱め界磁制御のゲインを調整することを特徴とする。

図４は、本発明の実施例２に係る同期電動機駆動用インバータの制御装置の構成を示す図である。
実施例２は、フィードバック制御方式による弱め界磁指令演算部において、比例・積分制御の直流ゲインを有限とする方式を採用したことを特徴とする。

図４において、１〜１４、２１および１０１〜１０３は、図１に示す実施例１に係る同期電動機駆動用インバータの制御装置の構成及び機能と同様である。ただし、ｄ軸電流指令演算部１２は、第１のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊および後述する弱め界磁指令演算部１５の出力である弱め界磁電流指令ΔＩｄ^＊の加算値と、ｄ軸電流検出値Ｉｄとの差分に応じて第２のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊＊を出力する点において、実施例１のｄ軸電流指令演算部１２と入力態様が相違する。

弱め界磁指令演算部１５は、弱め界磁域における出力電圧指令Ｖ１^＊ _ｒｅｆと出力電圧値Ｖ１ｃ^＊との差分から弱め界磁電流指令ΔＩｄ^＊を演算する。
出力電圧演算部１６は、電圧指令Ｖｄ０^＊およびＶｑ０^＊からインバータ２の出力電圧値Ｖ１ｃ^＊を演算する。

次に、実施例２が特徴とする、弱め界磁指令演算部１５を用いたベクトル制御方式における電圧制御および位相制御の基本動作について説明する。
出力電圧演算部１６は、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄ０^＊およびＶｑ０^＊を用いて、式（３）に基づいて出力電圧値Ｖ１ｃ^＊を算出する。

弱め界磁指令演算部１５は、出力電圧演算部１６の出力電圧値Ｖ１ｃ^＊が、弱め界磁域における出力電圧指令Ｖ１^＊ _ｒｅｆに一致するように、比例・積分演算により弱め界磁電流指令ΔＩｄ^＊を演算する。更に、弱め界磁電流指令ΔＩｄ^＊とｄ軸電流指令発生器７が出力する第１のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊との加算により、ｄ軸電流指令とする。

電圧ベクトル演算部１４は、第２のｄ軸およびｑ軸の電流指令Ｉｄ^＊＊およびＩｑ^＊＊並びにモータ定数を用いて、式（４）に基づいてｄ軸およびｑ軸の電圧指令Ｖｄ０^＊およびＶｑ０^＊を演算する。

ここで、Ｒ１^＊は抵抗の設定値、Ｌｄ^＊はｄ軸インダクタンスの設定値、Ｌｑ^＊はｑ軸インダクタンスの設定値、Ｋｅ^＊は誘起電圧定数の設定値である。

また、速度・位相演算部５は、実施例１と同様に、回転位相・速度検出器を用いる場合には、検出器信号の処理を行い、位置・速度検出器を用いない場合には、位置・速度推定を行うことにより、回転位相指令θｃ^＊と周波数指令ω１^＊を演算して出力する。

次に、図５を用いて、本発明の実施例２の特徴である、フィードバック制御方式による弱め界磁指令演算部１５について説明する。図５は、実施例２における弱め界磁指令演算部１５を説明する図である。

弱め界磁指令演算部１５は、比例・積分演算器１５１およびリミッタ演算器１５２から構成される。比例・積分演算器１５１は、直流ゲインが有限な周波数特性を持つ。図５の下部に示すゲインと周波数ωとの関係は、比例・積分演算器１５１への入力信号の周波数に対するゲインの特性である。リミッタ演算器１５２は、図示の特性のように、入力信号が正の場合には出力しないように制限する。

すなわち、弱め界磁指令演算部１５は、弱め界磁域における出力電圧指令Ｖ１^＊ _ｒｅｆと出力電圧値Ｖ１ｃ^＊との差分に対して、直流ゲインが有限な周波数特性を持つ比例・積分演算器１５１により比例・積分演算を行い、その演算値をリミッタ演算器１５２を介することで上記差分が負になる場合（Ｖ１ｃ^＊＞Ｖ１^＊ _ｒｅｆ）にのみ、弱め界磁電流指令ΔＩｄ^＊として出力する。

図５に示すように、実施例２においては、弱め界磁制御に対して、通常のＰＩ制御とは異なり、直流ゲイン（ω＝０）が有限である周波数特性を有する制御を適用する。
通常のＰＩ制御では、定常誤差を零にするために、直流ゲインが無限大であるＰＩ制御が適用される。しかし、電圧制限にかかると、前述したハンチングが生じる可能性がある。そこで、実施例２では、弱め界磁制御における直流ゲインを有限とし、定常偏差を残すようにする。ただし、定常偏差は残るものの、その値は、直流ゲイン（ω＝０）の値の調整によって、適宜設定することができる。したがって、弱め界磁制御においては偏差が残るものの、直流ゲインを有限とすることでハンチングが抑制され、制御系を安定化することができる。

以上のように、実施例２によれば、同期電動機の制御装置による弱め界磁制御において、高精度・高応答なトルク制御が得られる。また、弱め界磁指令演算部１５を用いることによって、電圧制限の実行および解除が繰り返されたとしても（すなわち、上述したハンチング発生の懸念）、制御系を安定化することができる。更に、電流指令通りに電流を発生させることができるので、高精度なトルク制御を実現できる。

ここで、トルク制御運転時において高トルクが要求されると、トルクに見合った大きな電流を流す必要がある。連続した時間で高トルクが要求される場合、ＰＭモータでは、通電電流による発熱により、時間と共にＰＭモータ内部の巻線抵抗値Ｒ１が増大する。すると、電圧ベクトル演算部で演算する抵抗設定値と実抵抗値が一致しなくなるため（式（４）参照）、モータに必要な電圧を供給することができなくなる。その結果、トルク発生に必要な電流が流れず、トルク不足に陥ることが懸念される。

そこで、本発明の実施例１および２ように、電圧ベクトル演算部１４の上流側に電流指令演算部１２および１３を配置することにより、ＰＭモータ電流を電流指令に一致させるように出力電圧が制御される。これにより、ＰＭモータ定数の変動などの影響を受けることなく、低速度域からトルク不足を生じない同期電動機の制御装置を提供できる。

なお、本発明は、以上の実施形態（実施例１および２）に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態（実施例１および２）は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。使用する関数については、テーブルであってもよい。また、各実施形態（実施例１および２）の構成の一部について、他の構成の追加・置き換えをすることも可能である。

更に、関数を用いて電流指令を求める方法は、モータ定数の磁気飽和による変動なども考慮できるので、埋込磁石形ＰＭモータの制御に適するものである。

最後に、本発明に係る同期電動機駆動用インバータの制御装置は、その適用範囲として、鉄道車両、産業用として、圧縮機、スピンドルモータ、冷暖房装置、コンベア、昇降機、押し出し器および工作機械など多岐にわたるものである。

１…永久磁石同期電動機（ＰＭモータ）、２…インバータ、３…電流検出器、
４…直流電圧検出器、５…速度・位相演算部、６…座標変換部、
７…ｄ軸電流指令発生器、８…ｑ軸電流指令発生器、９…電流制御部、
１０…電圧制限部、１１…座標変換部、１２…ｄ軸電流指令演算部、
１３…ｑ軸電流指令演算部、１４…電圧ベクトル演算部、１５…弱め界磁指令演算部、
１６…出力電圧演算部、２１…直流電源、１０１…極座標変換器、
１０２…上限リミッタ、１０３…逆極座標変換器、１５１…比例・積分演算器、
１５２…リミッタ演算器

Claims (6)

1. 同期電動機を駆動するインバータの制御装置であって、
   トルク指令、周波数指令および前記インバータの直流電源電圧検出値からｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を生成する電流指令発生部と、
   前記同期電動機の電気定数および前記周波数指令に基づき、前記ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｑ軸電圧指令をそれぞれ演算する電流制御部と、
   前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令から演算する前記インバータに対する出力電圧指令を前記直流電源電圧検出値に応じて設定される上限値以下に制限する電圧制限部と
   を備え、
   前記電流制御部は、直流ゲインが有限である周波数特性を有する比例・積分制御を用いて前記ｄ軸電圧指令を演算する
   ことを特徴とするインバータの制御装置。
2. 同期電動機を駆動するインバータの制御装置であって、
   トルク指令、周波数指令および前記インバータの直流電源電圧検出値からｄ軸電流指令およびｑ軸電流指令を生成する電流指令発生部と、
   前記同期電動機の電気定数および前記周波数指令に基づき、前記ｄ軸電流指令および弱め界磁電流指令の加算値とｄ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｑ軸電圧指令をそれぞれ演算する電流制御部と、
   前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令から演算する前記インバータに対する出力電圧指令を前記直流電源電圧検出値に応じて設定される上限値以下に制限する電圧制限部と、
   前記弱め界磁電流指令を弱め界磁域における出力電圧指令と前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令から算出する前記インバータの出力電圧との差分から演算する弱め界磁指令演算部と
   を備え、
   前記弱め界磁指令演算部は、直流ゲインが有限である周波数特性を有する比例・積分演算器を用いて前記弱め界磁電流指令を演算する
   ことを特徴とするインバータの制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載のインバータの制御装置であって、
   前記電流指令発生部は、ｄ軸電流およびｑ軸電流を与える関数またはテーブルとして、前記同期電動機のトルクおよび回転周波数並びに前記インバータの直流電源電圧を変数とする関数またはテーブルを用意し、当該関数またはテーブルから前記トルク指令、前記周波数指令および前記インバータの直流電源電圧検出値に対する前記ｄ軸電流指令および前記ｑ軸電流指令を生成する
   ことを特徴とするインバータの制御装置。
4. 同期電動機を駆動するインバータの制御方法であって、
   トルク指令、周波数指令および前記インバータの直流電源電圧検出値から、ｄ軸電流指令を生成する第１のステップおよびｑ軸電流指令を生成する第２のステップと、
   前記同期電動機の電気定数および前記周波数指令に基づき、前記ｄ軸電流指令とｄ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｄ軸電圧指令を演算する第３のステップおよび前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｑ軸電圧指令を演算する第４のステップと、
   前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令から演算する前記インバータに対する出力電圧指令を前記直流電源電圧検出値に応じて設定される上限値以下に制限する第５のステップと
   を有し、
   前記第３のステップでは、直流ゲインが有限である周波数特性を有するＰＩ制御を用いる
   ことを特徴とするインバータの制御方法。
5. 同期電動機を駆動するインバータの制御方法であって、
   トルク指令、周波数指令および前記インバータの直流電源電圧検出値から、ｄ軸電流指令を生成する第１のステップおよびｑ軸電流指令を生成する第２のステップと、
   前記同期電動機の電気定数および前記周波数指令に基づき、前記ｄ軸電流指令および弱め界磁電流指令の加算値とｄ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｄ軸電圧指令を演算する第３のステップおよび前記ｑ軸電流指令とｑ軸電流検出値との差分をゼロにするためのｑ軸電圧指令を演算する第４のステップと、
   前記弱め界磁電流指令を弱め界磁域における出力電圧指令と前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令から算出する前記インバータの出力電圧との差分から演算する第５のステップと
   前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令から演算する前記インバータに対する出力電圧指令を前記直流電源電圧検出値に応じて設定される上限値以下に制限する第６のステップと、
   を備え、
   前記第５のステップでは、直流ゲインが有限である周波数特性を有する比例・積分演算を用いる
   ことを特徴とするインバータの制御方法。
6. 請求項４または請求項５に記載のインバータの制御方法であって、
   前記第１のステップおよび前記第２のステップでは、ｄ軸電流およびｑ軸電流を与える関数またはテーブルとして、前記同期電動機のトルクおよび回転周波数並びに前記インバータの直流電源電圧を変数とする関数またはテーブルを用意し、当該関数またはテーブルから前記トルク指令、前記周波数指令および前記インバータの直流電源電圧検出値に対する前記ｄ軸電流指令および前記ｑ軸電流指令を生成する
   ことを特徴とするインバータの制御方法。

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