JP2010068596A - 電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電機子巻線鎖交磁束量の可変制御が可能な電動機を駆動する駆動装置において、駆動装置の小型化と電動機の高出力化とを両立する。
【解決手段】電動機１０は、界磁巻線５０に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する。昇圧コンバータ１２０は、バッテリＢの出力電圧を電圧変換して電源ライン１０７および接地ライン１０５間に出力する。界磁巻線５０は、バッテリＢおよび電源ライン１０７間の電流経路上に電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ１によってスイッチングされた電圧が両端に印加されるように構成される。制御装置１００は、スイッチング素子Ｑ１および界磁巻線５０に並列接続されるスイッチング素子Ｑ３をスイッチング制御することにより、界磁電流を制御してロータおよびステータの間の磁束密度を調整するとともに、バッテリＢの出力電圧を電圧指令値に従った電圧に変換する。
【選択図】図６

Description

この発明は、電動機駆動装置に関し、より特定的には、電機子巻線鎖交磁束量を調整可能な電動機を駆動するための電動機駆動装置に関する。

最近、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）および電気自動車（Electric Vehicle）が注目されている。ハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、インバータを介して直流電源により駆動されるモータを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。

また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車の駆動用モータとしては、回転子（以下、ロータとも称する。）に永久磁石を備え、その永久磁石による磁極と、固定子（以下、ステータとも称する。）において発生する回転磁界との磁気作用によって回転する永久磁石型モータや、ロータに界磁コイルを備え、界磁コイルに界磁電流を流すことによってロータに発生する磁界の回転軸と垂直方向の成分と、ステータにおいて発生する回転磁界との磁気作用によって回転する界磁巻線型モータなどが検討されている。

さらに、ハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧をモータを駆動するインバータに供給することも検討されている。

たとえば、特開２００５−１４３１５７号公報（特許文献１）は、車両に設けられて動力を発生する界磁巻線モータと、バッテリと、バッテリと界磁巻線モータとの間に設けられた昇降圧インバータと、車両の運転状態に応じて界磁制御および昇降圧制御を行なうコントローラとを備える車両用モータ制御装置を開示する。

これによれば、昇降圧インバータは、インバータ部、昇降圧部およびコンデンサで構成される。昇降圧インバータは、バッテリからエンジン始動用界磁巻線モータ（始動用モータ）への電力の供給、および昇降圧部から始動用モータおよび後輪駆動用界磁巻線モータ（後輪駆動用モータ）の界磁巻線への電力供給を行なう。この場合、界磁巻線への電力供給の制御は、コントローラが界磁制御回路をオン・オフすることによって行なう。
特開２００５−１４３１５７号公報

しかしながら、上記の特許文献１に記載の車両用モータ制御装置によれば、界磁巻線への電力供給を制御するための界磁制御回路が必要となる。そのため、車両用モータ制御装置の体格が大きくなるという問題が生じる。これらは、車両の室内空間を確保する観点から高まりつつある装置体格の小型化の要求に反するものである。

それゆえ、この発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、小型化と電動機の高出力化とを両立させた電動機駆動装置を提供することである。

この発明によれば、電動機駆動装置は、界磁巻線を含み、界磁巻線に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する電動機の駆動装置である。電動機駆動装置は、電源と、電源の出力電圧を電圧変換して、第１および第２の電源線間に出力するコンバータと、第１および第２の電源線間の電圧を受けて、電動機を駆動制御する電力に変換するインバータとを備える。コンバータは、界磁巻線および第２の電源線間に電気的に接続される昇圧用スイッチング素子を含む。界磁巻線は、電源および第１の電源線間の電流経路上に電気的に接続されて、昇圧用スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が両端に印加されるように構成される。電動機駆動装置は、界磁巻線に並列に接続される界磁用スイッチング素子と、昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子をスイッチング制御することにより、界磁電流を制御してロータおよびステータの間の磁束密度を調整するとともに、コンバータから第１の電源線に出力される昇圧電流を制御して電源の出力電圧を電圧指令値に従った電圧に変換する制御装置とをさらに備える。制御装置は、電圧指令値が電源の出力電圧に略等しい場合には、電動機の回転数および要求されるトルクに応じて界磁電流の目標値を設定し、その設定した界磁電流の目標値に基づいて、昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とを設ける。

好ましくは、制御装置は、電動機の回転数および要求されるトルクに応じて、界磁電流の目標値を設定する目標電流設定手段と、界磁電流の目標値に基づいて昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子のデューティー比を演算するデューティー比演算手段と、演算されたデューティー比に従って昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング制御信号を生成する制御信号生成手段とを含む。制御信号生成手段は、昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とが、デューティー比に従って設けられるようにスイッチング制御信号を生成する。

好ましくは、制御装置は、電圧指令値が電源の出力電圧よりも高い場合には、電動機の回転数および要求されるトルクに応じて昇圧電流の目標値をさらに設定し、界磁電流および昇圧電流の目標値に基づいて、昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子がオフされる期間と、界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とを設ける。

好ましくは、制御装置は、電動機の回転数および要求されるトルクに応じて、界磁電流の目標値および昇圧電流の目標値を設定する目標電流設定手段と、界磁電流の目標値および昇圧電流の目標値に基づいて昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子のデューティー比を演算するデューティー比演算手段と、演算されたデューティー比に従って昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング制御信号を生成する制御信号生成手段とを含む。制御信号生成手段は、昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子がオフされる期間と、界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とが、デューティー比に従って設けられるようにスイッチング制御信号を生成する。

好ましくは、電動機駆動装置は、電源および第１の電源線の間に界磁巻線をバイパスするように電流径路を形成するためのバイパス用スイッチング素子をさらに備える。制御装置は、電圧指令値が電源の出力電圧に等しく、かつ、界磁電流の目標値が所定値以下となる場合には、バイパス用スイッチング素子のオンデューティーを１に設定し、かつ、昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子をオフする。

好ましくは、電動機は、車両の駆動力を発生可能に構成される。制御装置は、車両の運転者のアクセル操作に基づいて車両の要求駆動力を演算し、その演算された車両の要求駆動力から電動機に要求されるトルクを演算する手段と、電動機の回転数および電動機に要求されるトルクに応じて、電圧指令値を設定する手段をさらに含む。デューティー比演算手段は、電動機の回転数が、電圧指令値が電源の出力電圧に等しくなる所定の回転数域にある場合には、界磁電流の目標値に基づいて昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子のデューティー比を演算する。制御信号生成手段は、昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とが、デューティー比に従って設けられるようにスイッチング制御信号を生成する。

好ましくは、デューティー比演算手段は、電動機の回転数が所定の回転数域を超える場合には、界磁電流および昇圧電流の目標値に基づいて昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子のデューティー比を演算する。制御信号生成手段は、昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子がオフされる期間と、界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とが、デューティー比に従って設けられるようにスイッチング制御信号を生成する。

好ましくは、電動機駆動装置は、電源および第１の電源線の間に界磁巻線をバイパスするように電流径路を形成するためのバイパス用スイッチング素子をさらに備える。デューティー比演算手段は、電動機に要求されるトルクが、電動機が出力可能な最大トルクを下回る場合には、バイパス用スイッチング素子のオンデューティーを１に設定する。制御信号生成手段は、オンデューティーに従ってバイパス用スイッチング素子がオンされ、かつ、昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子がオフされるようにスイッチング制御信号を生成する。

好ましくは、電動機は、回転可能な回転シャフトと、回転シャフトに固設されたロータコアと、異なる磁性の一組の磁極が、ロータコアの径方向に並ぶようにロータコアに設けられた磁石と、筒状に形成されたステータコアと、ステータコアの外周に設けられた界磁ヨークと、界磁ヨークとロータコアとの間に磁気回路を形成することで、ロータコアとステータコアとの間の磁束密度を制御可能に構成された界磁巻線とを備える。

本発明によれば、電機子巻線鎖交磁束量の可変制御が可能な電動機を駆動する駆動装置において、駆動装置の小型化と電動機の高出力化とを両立させることができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

［電動機の構成］
図１は、本発明の実施の形態に係る電動機駆動装置に適用される電動機の側断面図であり、図２は、図１のＩＩ−ＩＩ線における断面図である。

図１および図２を参照して、電動機１０は、回転シャフト４１と、回転シャフト４１に固設されたロータ（回転子）４０と、ステータ（固定子）３０の外周に設けられた界磁ヨーク２１と、界磁コイル５０とを備える。

ロータ４０とステータ３０との間には、エアギャップＧＰが設けられており、僅かに径方向に離間するように配置されている。

ロータ４０は、回転シャフト４１に固設されたロータコア４３と、ロータコア４３の外表面に設けられた磁石４４とを含む。

ロータコア４３は、円筒状に形成された積層ロータコア４３ａと、積層ロータコア４３ａの内周に設けられた圧粉ロータコア４３ｂとからなる。圧粉ロータコア４３ｂは、一体の磁性材料から構成されており、具体的には粉末成形磁性体（ＳＭＣ：Soft Magnetic Composites）から構成されている。

積層ロータコア４３ａは、複数の電磁鋼板を軸方向に積層して構成されており、該電磁鋼板間に生じる隙間によって、軸方向の磁気抵抗が、径方向および周方向の磁気抵抗よりも大きくなっている。そのため、積層ロータコア４３ａの内部においては、磁石からの磁力線は、軸方向に流れ難く、径方向および周方向に流れ易くなっている。

これに対して、圧粉ロータコア４３ｂは、粉末成形磁性体から構成されているため、軸方向の磁気抵抗は、積層ロータコア４３ａの軸方向の磁気抵抗よりも小さくなる。そのため、圧粉ロータコア４３ｂの内部では、磁力線は軸方向に流れ易くなっている。

そして図２に示すように、積層ロータコア４３ａの外表面には、等間隔に隔てて設けられ、かつ、径方向外方に向けて突出する複数のロータティース（第１突極部）４５が形成されている。

隣り合うロータティース４５の間には、磁石４４が設けられる。ロータティース４５の外表面と磁石４４の外表面とは、いずれも、回転シャフト４１の中心軸線を中心とする仮想の同一円周上に位置している。すなわち、磁石４４は、ロータ４０の周方向にロータティース４５と隣り合うように設けられ、かつ、各外周面が面一となるように設けられている。

磁石４４のＮ極（第１磁極）とＳ極（第２磁極）とは、ロータ４０の径方向に並ぶように配置されている。なお、本実施の形態においては、磁石４４のＮ極がロータコア４３の径方向外方に向けて配置され、磁石４４のＳ極がロータコア４３の径方向内方に向けて配置されているが、逆となるように配置されてもよい。

ステータ３０は、中空円筒状に形成されたステータコア２２と、ステータコア２２の内表面に形成され、ステータコア２２の径方向内方に向けて突出する複数のステータティース（第２突極部）２３と、ステータティース２３に巻き付けられたコイル２４とを含む。

ステータティース２３は、周方向に等間隔を隔てて形成されている。コイル２４の一部はＵ相コイルを構成し、残りの一部のコイル２４はＶ相コイルを構成し、残りのコイル２４はＷ相コイルを構成する。そして、Ｕ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルは、一方端が端子とされて図示しないインバータの三相ケーブル（Ｕ相ケーブル、Ｖ相ケーブルおよびＷ相ケーブル）にそれぞれ接続される。さらに、Ｕ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルは、他方端が１点に共通接続されて中性点とされる。

制御装置１００（図１）は、電動機駆動装置の外部に設けられたＥＣＵ（Electronic Control Unit）からトルク指令値を受けると、その受けたトルク指令値によって指定されたトルクを出力するように、電動機１０の各相に流す電流（モータ駆動電流）を制御する。制御されたモータ駆動電流は、三相ケーブルを介してコイル２４へ供給される。

ステータコア２２は、磁性鋼板を複数積層して形成されるため、磁性鋼板間にはエアギャップが生じている。そのため、ステータコア２２の径方向および周方向の磁気抵抗は、軸方向の磁気抵抗よりも小さくなっている。これにより、ステータコア２２内に入り込んだ磁力線は、ステータコア２２の周方向および径方向に流れ易く、軸方向に流れ難くなっている。

図１に示すように、界磁ヨーク２１は、ステータ３０およびロータ４０の両端部から軸方向に離間した位置に配置された天板部２１ａと、この天板部２１ａの周縁部に形成された円筒状の側壁部２１ｂと、天板部２１ａに形成された円筒状の突部２１ｃとを備えている。

天板部２１ａの中央部には、貫通孔２１ｄが形成されており、貫通孔２１ｄ内には軸受４６を介して、回転シャフト４１が挿入されている。側壁部２１ｂは、ステータコア２２の外表面に固設されている。

界磁ヨーク２１は、一体の磁性材料から構成されており、具体的には、３次元完全等方材料である粉末成形磁性体（ＳＭＣ）から構成されている。このため、界磁ヨーク２１の軸方向の磁気抵抗は、ステータコア２２の軸方向の磁気抵抗より小さくされている。

突部２１ｃは、天板部２１ａの内表面に形成され、圧粉ロータコア４３ｂの軸方向端部に向けて突出している。そして、突部２１ｃの端部と圧粉ロータコア４３ｂの端部との間で、磁力線が途切れない程度に、突部２１ｃの端部と圧粉ロータコア４３ｂの端部とが近接している。

このため、磁石４４の表面からエアギャップＧＰおよびステータコア２２を介して界磁ヨーク２１に達し、界磁ヨーク２１内を軸方向に流れ、突部２１ｃから圧粉ロータコア４３ｂ内に入り込み、磁石４４のＳ極に戻るという磁気回路（第１磁気回路）を形成することができる。

この磁気回路において、ステータコア２２の径方向の磁気抵抗は小さく抑えられており、界磁ヨーク２１内の磁気抵抗も小さく抑えられており、さらに、圧粉ロータコア４３ｂの磁気抵抗も小さく抑えられているため、磁気エネルギーのロスを小さく抑えることができる。

なお、図１に示す例においては、円筒状の突部２１ｃが界磁ヨーク２１に形成されているが、圧粉ロータコア４３ｂの端部に設けてもよい。

界磁コイル（巻線）５０は、突部２１ｃの外周面に巻き付けられている。この界磁コイル５０に電流を流すことにより、突部２１ｃの端部側にたとえば、Ｎ極の磁性を持たせるとともに、側壁部２１ｂにＳ極の磁性を持たせることができる。あるいは、突部２１ｃの端部側にＳ極の磁性を持たせるとともに、側壁部２１ｂにＮ極の磁性を持たせることができる。なお、本実施の形態においては、界磁コイル５０は、界磁ヨーク２１の突部２１ｃに設けられているが、この位置に限られず界磁ヨーク２１に設けられていればよい。ここで、界磁コイル５０が界磁ヨーク２１に設けられているとは、界磁コイル５０が界磁ヨーク２１の表面に当接している場合に限られず、界磁ヨーク２１内の磁力線の流れを制御可能な程度であれば、界磁ヨーク２１の表面から離間している場合も含む。

上記のように構成された電動機１０の動作について、図３および図４を用いて説明する。図３は、図１に示す界磁コイル５０の電流が供給された状態における電動機１０の側断面図であり、図４は、図３のＩＶ−ＩＶ線における断面図である。

図３を参照して、界磁コイル５０に電流を流すことにより、磁力線ｍｔ４を発生される。この磁力線ｍｔ４は、界磁ヨーク２１の天板部２１ａを通り、側壁部２１ｂからステータコア２２内に入り込む。そして、磁力線ｍｔ４は、エアギャップＧＰを解して、ロータコア４３内に入り込み、ロータコア４３内を軸方向に進む。その後、磁力線ｍｔ４は、ロータコア４３の軸方向端面から、突部２１ｃの端面を介して、界磁ヨーク２１内に入り込む。

このような磁気回路を発生させることにより、界磁ヨーク２１の突部２１ｃがＳ極の磁性を帯び、界磁ヨーク２１の側壁部２１ｃがＮ極の磁性を帯びることになる。

図４においては、磁石４４の端部のうち、ロータ４０の回転方向Ｐ前方側の端部側にステータティース２３ａが配置されており、磁石４４の外主面の周方向の中央部は、ステータティース２３ａの端面の周方向の中央部に回転方向Ｐの後方側に位置している。このステータティース２３ａの内径側の端面がＳ極とされている。

このため、磁石４４の外主面から出る磁力線ｍｔ１〜ｍｔ４は、径方向外方に向かうに従って、回転方向Ｐの前方側に向かうように傾斜し、ステータティース２３ａの端面に達する。このように、磁石４４およびステータティース２３ａ間の磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３の磁気経路が傾斜し長くなっているので、磁気経路が最短となるようにロータ４０に応力が加えられる。すなわち、磁石４４は、ステータティース２３ａに向けて引っ張られることとなる。

ステータティース２３ａに対して、ロータ４０の回転方向Ｐ後方側には、ステータティース２３ｂが設けられており。このステータティース２３ｂは、磁石４４の中央部付近と対向している。ステータティース２３ｂの内径側の端面は、Ｎ極とされており、磁石４４と反発している。

このため、ステータティース２３ａからステータコア２２内に入り込んだ磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、ステータコア２２内を周方向に流れる。このとき、上述したように、界磁コイル５０に電流を流したことによって側壁部２１ｂの内壁面がＮ極となっている。そのため、磁石４４からの磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、ステータティース２３ａの端面からステータコア２２内に入り込むと、ステータコア２２の周方向に沿って進む。すなわち、磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３が、ステータティース２３ａに達した後、ステータコア２２内を径方向に流れ、界磁ヨーク２１に達するのが抑制されている。

そして、ステータティース２３ｂに対して、ロータ４０の回転方向Ｐ後方側には、ステータティース２３ｃが設けられており、内径側の端面はＮ極とされている。このステータティース２３ｃはロータティース４５ａと対向している。

ここで、ロータティース４５ａに隣接する磁石４４の外表面はＮ極とされているため、ステータティース２３ｃの端面からロータティース４５ａに向かう磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、この磁石４４のＮ極の影響を受けて、回転方向Ｐ後方に傾斜するようにロータティース４５ａに向けて流れる。そして、この経路長が最短となるように、ロータティース４５ａがステータティース２３ｃに向けて良好に引き寄せられる。

このように、磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３は、磁石４４からエアギャップＧＰを介して、ステータティース２３ａに達してステータコア２２内を周方向に通り、その後、ステータティース２３ｃからエアギャップＧＰを介して積層ロータコア４３ａ内に達し、再度磁石４４に戻るという磁気回路Ｋ１を形成する。

一方、界磁コイル５０に電流が供給されていない状態では、磁石４４からの磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３の一部（たとえば磁力線ｍｔ３）は、ステータティース２３ａに達した後、ステータコア２２内を径方向に流れ、界磁ヨーク２１に達する。そして、磁力線ｍｔ３は、界磁ヨーク２１を軸方向に通り、突部２１ｃから圧粉ロータコア４３ｂ内に入り込み、再度磁石４４に戻るという磁気回路Ｋ２（図示せず）を形成する。

すなわち、界磁コイル５０に電流を流すことによって、磁石４４から発せられる磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３が磁気回路Ｋ２を通ることを抑制し、磁力線ｍｔ１〜ｍｔ３が磁気回路Ｋ１を通るように制御することができる。これにより、磁石４４から生じる一定の磁束量のうち、トルクの発生に大きく貢献する磁気回路Ｋ１を通る磁束量の割合を増加することができるため、大きなトルクを得ることができる。

さらに、界磁コイル５０によって生じる磁力線ｍｔ４は、図４に示すように、磁気回路Ｋ１の一部であって、ステータティース２３ｃからロータティース４５ａに達する経路を通り、その後、圧粉ロータコア４３ｂに達する。このため、磁力線ｍｔ４もトルクの発生に寄与する。

以上に説明したように、界磁コイル５０に電流を流すことによって、電動機１０には「強め界磁制御」が施される。図５は、電動機１０のトルクと回転数との関係を示す図である。なお、以下においては、界磁コイル５０に供給される電流を「界磁電流」とも称し、かつ、該界磁電流を符号Ｉｆを用いて表記することとする。

図５において、曲線ｋ１は、界磁コイル５０に電流が供給されていない状態（界磁電流Ｉｆ＝０）における電動機１０の出力特性を示す。一方、曲線ｋ２は、界磁コイル５０に電流が供給された状態（界磁電流Ｉｆ≠０）における電動機の出力特性を示す。

図５に示されるように、界磁コイル５０に電流を流して電動機１０に強め界磁制御を行なうことにより、低回転数から高回転数までの幅広い領域においてトルクが大きくなっていることが分かる。特に、回転数が低い領域において、大きなトルクが得られている。

なお、界磁コイル５０に流す電流の向きを反転することにより電動機１０に「弱め界磁制御」を施すこともできる。この場合、界磁コイル５０に電流を流すことによって、磁気回路Ｋ１を通る磁束量の割合が減少する。

また、本実施の形態によれば、ロータ４０の外周面のうち、磁石４４の表面は、磁力線を発する領域として機能しており、ロータティース４５は、発せられた磁力線を取り込む領域として機能している。そして、磁石４４およびロータティース４５は、ロータ４０の軸方向に亘って延在しているため、ロータ４０の外周面は、磁石４４の表面とロータティース４５の表面とから構成されている。そのため、ロータティース４５の外周面の略全面を、磁力線の出力領域および磁力線の取入領域として機能させることが可能となるため、ロータ４０の外周面の利用効率を向上することができる。その結果、小型のロータ４０であっても所要の磁束量の出し入れを行なうことができるため、ロータ４０自体をコンパクトに構成することができる。

［電動機駆動装置の構成］
上述したように、本実施の形態によれば、電動機１０の界磁制御は、界磁コイル５０を流れる界磁電流Ｉｆによって磁気回路Ｋ１を通る磁束量と磁気回路Ｋ２を通る磁束量を調整することにより、電機子巻線鎖交磁束量を調整することにより行なわれる。

しかしながら、かかる界磁制御を実現するためには、界磁コイル５０に界磁電流Ｉｆを供給するための電源回路を新たに設置する必要が生じる。この電源回路の設置は、電動機駆動装置を大型化させる、および装置コストを増大させるといった不具合に繋がる。

そこで、本実施の形態による電動機駆動装置は、以下に述べるように、電源からの電圧を電動機１０の駆動電圧に変換するための電力変換装置の構成要素であるリアクトルを、界磁コイル５０として兼用する構成とする。

図６は、本発明の実施の形態に従う電動機駆動装置の概略ブロック図である。
図６を参照して、電動機駆動装置１０００は、バッテリＢと、昇圧コンバータ１２０と、インバータ１４０と、コンデンサＣ２と、電圧センサ１１０，１３０と、電流センサ２４０とを備える。

電動機１０は、図１および図２で示される構成からなる。すなわち、電動機１０は、回転シャフトに固設されたロータと、ステータの外周に設けられた界磁ヨークと、界磁コイル５０とを備えている。

本実施の形態において、電動機１０は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、電動機１０は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジン始動を行ない得るようなモータである。

バッテリＢは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。なお、本実施の形態では、二次電池で構成されたバッテリＢを「直流電源」とする構成について説明するが、バッテリＢに代えて、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置を適用することも可能である。電圧センサ１１０は、バッテリＢから出力される直流電圧ＶＢを検出し、検出した直流電圧ＶＢを制御装置１００へ出力する。

昇圧コンバータ１２０は、リアクトルＬ１と、スイッチング制御される電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」とも称する）Ｑ１，Ｑ２とを含む。

リアクトルＬ１は、一方端がバッテリＢの電源ライン１０６に接続され、他方端がスイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の接続ノードに接続される。なお、本実施の形態において、リアクトルＬ１は、電動機１０の界磁ヨーク２１（図１）に巻き付けられる。すなわち、リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２によってスイッチングされた電圧が印加されるとともに、電動機１０における界磁コイル５０を構成する。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、電源ライン１０７と接地ライン１０５との間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフは、制御装置１００からのスイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、あるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

平滑コンデンサＣ２は、電源ライン１０７および接地ライン１０５の間に接続される。電圧センサ１３０は、平滑コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＨ（昇圧コンバータ１２０の昇圧後電圧に相当）を検出し、その検出した電圧ＶＨを制御装置１００へ出力する。

インバータ１４０の直流電圧側は、電源ライン１０７および接地ライン１０５を介して昇圧コンバータ１２０と接続される。

インバータ１４０は、電源ライン１０７および接地ライン１０５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５０と、Ｖ相アーム１６０と、Ｗ相アーム１７０とから成る。各相アームは、電源ライン１０７および接地ライン１０５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５０は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｖ相アーム１６０は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成り、Ｗ相アーム１７０は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０から成る。また、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０に対して、逆並列ダイオードＤ５〜Ｄ１０がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０のオン・オフは、制御装置１００からのスイッチング制御信号ＰＷＭＩによって制御される。

各相アームの中間点は、電動機１０の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、電動機１０は、３相同期モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通に接続されて構成される。Ｕ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中間点に、Ｖ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の中間点に、Ｗ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の中間点にそれぞれ接続されている。インバータ１４０は、制御装置１００からのスイッチング制御信号ＰＷＭＩに応答したスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０のオン・オフ制御（スイッチング制御）により、昇圧コンバータ１２０と電動機１０との間で双方向の電力変換を行なう。

具体的には、インバータ１４０は、制御装置１００によるスイッチング制御に従って、電源ライン１０７から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧を電動機１０へ出力することができる。これにより、電動機１０は、指定されたトルクを発生するように駆動される。

また、インバータ１４０は、電動機駆動装置１０００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、電動機１０が発電した３相交流電圧を制御装置１００によるスイッチング制御に従って直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源ライン１０７へ出力することができる。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。

電動機１０には電流センサ２４０が設けられる。３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図６に示すように電流センサ２４０は２相分のモータ電流（たとえば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。電流センサ２４０によって検出されたモータ電流Ｉｕ，Ｉｗは制御装置１００へ入力される。さらに、制御装置１００は、モータ指令としての、電動機１０のトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮの入力を受ける。

以上の構成からなる電動機駆動装置１０００において、昇圧コンバータ１２０は、電源ライン１０６および１０７の間に形成される電流経路上に電気的に接続されるリアクトルＬ１を含むチョッパ型回路として構成される。リアクトルＬ１の両端には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフによりスイッチングされた電圧が印加される。

さらに、リアクトルＬ１は、電動機１０の界磁ヨーク２１に巻き付けられることによって界磁コイル５０（図１）を構成する。したがって、リアクトルＬ１に電流が流れることにより、上述したような電動機１０の界磁制御が行なわれることになる。

このように昇圧コンバータ１２０のリアクトルＬ１を電動機１０の界磁コイル５０として兼用する構成としたことによって、界磁コイル５０には電源ライン１０６および１０７の間を流れる電流が供給されることになる。したがって、界磁コイル５０に電流を供給するための電源回路を新たに設ける必要性がなくなるため、電動機駆動装置１０００が大型化する、および装置コストが増大するのを防止することができる。

しかしながら、その一方で、本構成では、昇圧コンバータ１２０による昇圧動作を行なっているときには、界磁コイル５０には常に電流が駆動されるため、必然的に電動機１０の界磁制御が行なわれることになる。そして、このときの界磁電流は、昇圧コンバータ１２０における昇圧比に依存した大きさとなるため、上述した電機子鎖交磁束量の調整に必要な電流値に必ずしも一致したものとはなっていない。

すなわち、リアクトルＬ１を界磁コイル５０として兼用した構成では、電動機１０の界磁制御と昇圧動作の制御（昇圧制御）とを互いに独立して実行することができないという問題が生じる。その結果、車両の運転状態に応じて適宜変化する電動機１０への要求出力に追随するように電動機１０の駆動制御できない可能性がある。

そこで、本実施の形態による電動機駆動装置は、図６に示すように、リアクトルＬ１に対して並列接続されたスイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３をさらに備える構成とする。本構成においてスイッチング素子Ｑ３をオンすることにより、リアクトルＬ１に蓄積された電力に応じて、直流電流がスイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３に流れるように電流経路が形成される。

図６の構成において、昇圧コンバータ１２０のスイッチング素子Ｑ１が本発明での「昇圧用スイッチング素子」に対応し、スイッチング素子Ｑ３が本発明での「界磁用スイッチング素子」に対応する。

本実施の形態では、制御装置１００は、以下に述べるように、電動機１０の力行動作時には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング制御に併せて、スイッチング素子Ｑ３のスイッチング制御を実行する。これにより、昇圧コンバータ１２０における昇圧制御と電動機１０の界磁制御とを互いに独立に実行することができる。

［電動機駆動装置の制御構造］
電子制御ユニット（ＥＣＵ）で構成される制御装置１００は、マイクロコンピュータ、ＲＡＭ（Random Access Memory）およびＲＯＭ（Read Only Memory）（ともに図示せず）を含んで構成される。制御装置１００は、所定のプログラム処理に従って、上位の電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたモータ指令に従って電動機１０が動作するように、昇圧コンバータ１２０およびインバータ１４０のスイッチング制御のためのスイッチング制御信号ＳＥ１，ＳＥ２（昇圧コンバータ１２０）、およびＰＷＭＩ（インバータ１４０）を生成する。すなわち、制御装置１００は、昇圧コンバータ１２０およびインバータ１４０による電力変換動作を制御する。

さらに、制御装置１００は、電動機１０の界磁コイル５０に界磁電流Ｉｆが供給されるように、リアクトルＬ１に並列接続されたスイッチング素子Ｑ３のスイッチング制御のためのスイッチング制御信号ＳＥ３を生成する。すなわち、制御装置１００は、電動機１０の界磁制御を実行する。

本実施の形態では、制御装置１００は、電動機１０の運転状態に応じて昇圧コンバータ１２０の出力電流（以下、昇圧電流とも称する）Ｉｂの目標値（目標昇圧電流）Ｉｂ＊を設定するとともに、界磁電流Ｉｆの目標値（目標界磁電流）Ｉｆ＊を設定する。そして、目標昇圧電流Ｉｂ＊および目標界磁電流Ｉｆ＊に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のデューティー比（オン期間比率）を設定する。以下に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のデューティー比の設定動作について説明する。

図７は、制御装置１００によるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御を説明するための図である。当該スイッチング制御は、図中のパターン（ｉ）からパターン（ｉｉｉ）までを制御の１周期として行なわれる。図８は、スイッチング制御の１周期における界磁電流Ｉｆおよび昇圧電流Ｉｂのタイミングチャートである。

パターン（ｉ）を参照して、最初に、スイッチング素子Ｑ１がオンされ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフされることにより、直流電流は、図中に矢印で示されるように、バッテリＢ、リアクトルＬ１およびスイッチング素子Ｑ１からなる回路をバッテリＢからスイッチング素子Ｑ１の方向へ流れる。この期間において、リアクトルＬ１には電力は蓄積される。そのため、図８に示されるように、当該期間（期間Ｔ１に相当）において、リアクトルＬ１を流れる電流（界磁電流）Ｉｆは増加する。

次に、パターン（ｉｉ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオフされることにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３が全てオフされる。そうすると、リアクトルＬ１に蓄積された電力に応じて、直流電流（昇圧電流）ＩｂがリアクトルＬ１からダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２側に流れる。

この場合、図８の期間Ｔ２に示されるように、ダイオードＤ２を流れる昇圧電流Ｉｂは徐々に減少する。従って、リアクトルＬ１を流れる界磁電流Ｉｆも徐々に減少する。

最後に、パターン（ｉｉｉ）を参照して、スイッチング素子Ｑ３がオンされ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフされると、リアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ３およびダイオードＤ３からなる回路をリアクトルＬ１からスイッチング素子Ｑ３の方向へ直流電流が流れる。この場合、図８の期間Ｔ３に示されるように、リアクトルＬ１を流れる界磁電流Ｉｆは、リアクトルＬ１に蓄積された残りの電力が減少にするのに従って、徐々に減少する。また、ダイオードＤ２は通電されず、昇圧電流Ｉｂは０Ａに減少する。

なお、このとき、コンデンサＣ２に蓄積された電力がインバータ１４０に供給されることによってコンデンサＣ２の電位が低下すると、その電位の低下を補うように、図中の点線矢印で示される昇圧電流ＩｂがリアクトルＬ１からダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２側に流れる。

このようなパターン（ｉ）〜（ｉｉｉ）を繰返して、昇圧コンバータ１２０は昇圧動作を行なう。そして、昇圧コンバータ１２０からは、期間Ｔ１から期間Ｔ３までの昇圧電流Ｉｂを平均した電流（平均昇圧電流Ｉｂ＿ａｖ）が出力される。すなわち、平均昇圧電流Ｉｂ＿ａｖは、期間Ｔ２における昇圧電流Ｉｂを１制御周期（＝期間Ｔ１＋期間Ｔ２＋期間Ｔ３）で除算した値となる。

さらに、リアクトルＬ１においては、期間Ｔ１から期間Ｔ３までの各期間における界磁電流Ｉｆを平均した電流（平均界磁電流Ｉｆ＿ａｖ）が流れる。そして、この平均界磁電流Ｉｆ＿ａｖに応じて電動機１０の界磁制御が行なわれる。

すなわち、平均昇圧電流Ｉｂ＿ａｖおよび平均界磁電流Ｉｆ＿ａｖは、１制御周期における期間Ｔ１、期間Ｔ２および期間Ｔ３の比率を変化させることによって、互いに独立に設定することができる。したがって、本実施の形態では、設定した昇圧電流目標値Ｉｂ＊および界磁電流目標値Ｉｆ＊と、平均昇圧電流Ｉｂ＿ａｖおよび平均界磁電流Ｉｆ＿ａｖとがそれぞれ一致するように、当該比率を設定することによって、昇圧制御と電動機１０の界磁制御とを互いに独立に制御することが可能となる。

なお、昇圧後の電圧ＶＨ（インバータ１４０の直流側電圧に相当）の目標値がバッテリＢから供給された直流電圧ＶＢに等しいことにより昇圧コンバータ１２０による昇圧動作が不要なときであって、かつ、電動機１０の界磁制御が必要とされる場合には、パターン（ｉｉ）に示されるスイッチング動作（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３を全てオフ）を行なわないこと、すなわち、図８に示した期間Ｔ２を零とすることにより、電動機１０の界磁制御のみを行なうことができる。

図９は、電動機１０の界磁制御のみを行なう場合のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御を説明するための図である。図１０は、スイッチング制御の１周期における界磁電流Ｉｆおよび昇圧電流Ｉｂのタイミングチャートである。なお、図９のパターン（ｉ）および（ｉｉｉ）に示されるスイッチング動作は、図７のパターン（ｉ）および（ｉｉｉ）で説明したスイッチング動作とそれぞれ一致している。

すなわち、パターン（ｉ）を参照して、最初に、スイッチング素子Ｑ１がオンされ、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がオフされることにより、リアクトルＬ１には電力が蓄積される。そのため、図１０に示されるように、当該期間（期間Ｔ１に相当）において、リアクトルＬ１を流れる界磁電流Ｉｆが増加する。

次に、パターン（ｉｉｉ）に示すように、スイッチング素子Ｑ３がオンされ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフされると、リアクトルＬ１に蓄積された電力に応じて、リアクトルＬ１からスイッチング素子Ｑ３の方向へ界磁電流Ｉｆが流れる。この場合、図１０の期間Ｔ３に示されるように、界磁電流Ｉｆは、徐々に減少する。

このようなパターン（ｉ）および（ｉｉ）を繰り返すことにより、リアクトルＬ１には、期間Ｔ１および期間Ｔ３における界磁電流Ｉｆを平均した電流（平均界磁電流Ｉｆ＿ａｖ）が流れる。そして、この平均界磁電流Ｉｆ＿ａｖに応じて電動機１０の界磁制御が行なわれる。

一方、この場合、ダイオードＤ２は通電されないために昇圧電流Ｉｂは０Ａとなるため、昇圧コンバータ１２０は昇圧動作を行なわない。ただし、コンデンサＣ２に蓄積された電力がインバータ１４０に供給されることによってコンデンサＣ２の電位が低下した場合には、その電位の低下を補うように、図中の点線矢印で示される昇圧電流ＩｂがリアクトルＬ１からダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２側に流れる。

このように、昇圧制御が不要とされ、電動機１０の界磁制御のみを行なう場合には、１制御周期における期間Ｔ１および期間Ｔ２の比率を変化させることによって、平均昇圧電流Ｉｂ＿ａｖを零としながら、平均界磁電流Ｉｆ＿ａｖを界磁電流目標値Ｉｆ＊に一致させることができる。

このとき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３が全てオフされる期間（図８の期間Ｔ２に相当）が零となる。そのため、当該期間において、直流電流ＩｂがリアクトルＬ１からダイオードＤ２を介してコンデンサＣ２側に流れるのが積極的に阻止される。これにより、ダイオードＤ２による電力損失を低減することができるため、電動機駆動装置１０００のエネルギー効率を高めることが可能となる。その結果、電動車両の燃費向上を図ることができる。

以上に述べたように、本実施の形態によれば、昇圧コンバータ１２０のスイッチング素子Ｑ１およびリアクトルＬ１に並列接続されたスイッチング素子Ｑ３のデューティー比を制御することにより、昇圧コンバータ１２０から出力される昇圧電流Ｉｂと界磁コイル５０に供給される界磁電流Ｉｆとを互いに独立に設定することができる。

これによれば、昇圧コンバータ１２０のリアクトルＬ１を電動機１０の界磁コイルとして兼用した構成において、電動機１０への要求出力に応じて、昇圧制御と電動機１０の界磁制御とを互いに独立に実行することができる。これにより、低回転域では強め界磁によって大きなトルクが得られるとともに、高回転域では昇圧制御により高効率が実現される。その結果、電動機駆動装置１０００の大型化およびコストの増大を抑えながら、電動機１０の高出力化を実現することができる。

［電動機駆動装置の適用例］
以下では、本実施の形態に従う電動機駆動装置１０００が搭載された電動車両の制御方法について説明する。

電動機１０への要求出力（トルク×回転数）は、電動機駆動装置１０００が搭載された電動車両の運転状況に応じて適宜変化する。そのため、電動機駆動装置１０００では、要求出力に応じて最適な電動機１０の駆動制御を適宜実行することが求められる。

図１１は、電動機１０のトルクと回転数との関係を示す図である。
図１１において、曲線ｋ３は、昇圧後の電圧ＶＨ（インバータ１４０の直流側電圧に相当。以下、この直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）がバッテリＢからの直流電圧ＶＢに等しい場合の電動機１０のトルクと回転数との関係を示す。一方、曲線ｋ４は、システム電圧ＶＨを直流電圧ＶＢよりも大きくした場合（ＶＨ＝Ｖ２（＞ＶＢ））の電動機１０のトルクと回転数との関係を示す。

図１１に示されるように、システム電圧ＶＨを高くすることにより、すなわち、昇圧電流Ｉｂを増加させることにより、高回転領域におけるトルクが大きくなっていることが分かる。システム電圧ＶＨを、電動機１０の運転状態に応じて電動機１０の誘起電圧と略同じとなるように可変制御することによって、電動機駆動装置１０００に発生する電力損失を最小とすることができるためである。

そして、この図１１に示したトルクと回転数との関係と、上述した図５の関係とを重ね合わせることにより、電動機１０のトルクと回転数との関係は、図１２に示される３つの動作領域［Ｉ］〜［ＩＩＩ］に分類することができる。

具体的には、図１２の動作領域［Ｉ］は、低回転数から高回転数までの回転域において電動機１０のトルクが相対的に小さくなる領域である。そのため、電動機１０への要求出力（トルク×回転数）が動作領域［Ｉ］に属する場合においては、昇圧制御および電動機１０の界磁制御のいずれも行なうことなく、要求出力に電動機１０の出力を一致させることができる。すなわち、動作領域［Ｉ］は、昇圧制御および界磁制御がともに不要とされる領域である。

これに対して、図１２の動作領域［ＩＩ］は、回転数が低く、かつ、トルクが相対的に大きくなる領域である。そのため、電動機１０への要求出力が動作領域［ＩＩ］に属する場合には、上述したように、電動機１０に強め界磁制御を行なうことによって、要求出力に従った大きなトルクを電動機１０から出力させることができる。すなわち、動作領域［ＩＩ］は、界磁制御が必要とされ、かつ、昇圧制御が不要とされる領域である。

さらに、図１２の動作領域［ＩＩＩ］は、高回転数までトルクが相対的に大きくなる領域である。電動機１０への要求出力が動作領域［ＩＩＩ］に属する場合については、昇圧制御および電動機１０の界磁制御の双方を行なうことによって、要求出力に電動機１０の出力を一致させることができる。すなわち、動作領域［ＩＩＩ］は、昇圧制御および界磁制御がともに必要とされる領域である。

なお、以上に述べた動作領域［Ｉ］〜［ＩＩＩ］は、バッテリＢから電動機１０へ向けて電力供給して電動機１０を駆動するモード、すなわち、「力行モード」に対応している。これに対して、図中の動作領域［ＩＶ］は、電動機１０からの電力をバッテリＢへ回生するモード、すなわち、「回生モード」に対応している。

そこで、本実施の形態に従う電動機駆動装置１０００においては、車両に要求される駆動力に基づいて電動機１０の要求出力（トルク×回転数）を算出するとともに、図１２に示されるトルクと回転数との関係に基づいて、電動機１０が算出した要求出力を出力するのに最適な制御モードを設定する構成とする。

詳細には、制御装置１００の上位の電子制御ユニット（ＥＣＵ）が、運転者によるアクセル操作によって開かれたアクセル開度などから車両に要求される駆動力を演算し、その演算した要求駆動力に基づいて電動機１０の要求出力（トルク×回転数）を算出する。

次に、制御装置１００は、図１２のトルクと回転数との関係を予めマップとして記憶しておき、上位の電子制御ユニットから電動機１０の要求出力を受けると、当該マップを参照することにより、算出した電動機１０の要求出力が属する動作領域の種別に基づいて、最適な制御モードを設定する。

図１３は、電動機１０の要求出力が属する動作領域と最適な制御モードとの関係を説明するための図である。

図１３を参照して、電動機１０の要求出力が動作領域［Ｉ］に属するときには、昇圧制御および界磁制御を不実行とする制御モードが設定される。

これに対して、電動機１０の要求出力が動作領域［ＩＩ］に属するときには、昇圧制御を不実行とし、かつ界磁制御を実行する制御モードが設定される。

また、電動機１０の要求出力が動作領域［ＩＩＩ］に属するときには、昇圧制御および界磁制御を実行する制御モードが設定される。

なお、電動機１０の要求出力が動作領域［ＩＶ］に属するとき、すなわち「回生モード」に属するときには、上述した「力行モード」とは異なり、昇圧コンバータ１２０が降圧動作を行なうようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がスイッチング制御され、スイッチング素子Ｑ３がオフ固定される。

この場合、リアクトルＬ１には昇圧動作時とは逆方向（バッテリＢに向かう方向）に界磁電流Ｉｆが流れるため、電動機１０においては弱め界磁制御が行なわれることになるが、「力行モード」とは異なり、電動機１０の出力不足といった問題には至らないためである。

そして、図１３に示される関係に従って制御モードが設定されると、その設定された制御モードに基づいてスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御が行なわれる。

詳細には、図１３のうち、昇圧制御を不実行とし、かつ界磁制御を実行する制御モード（動作領域［ＩＩ］に相当）においては、図９で説明した方法によって、パターン（ｉ）およびパターン（ｉｉｉ）が制御の１周期として繰り返し行なわれる。

この場合、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ３のデューティー比は、電動機１０の要求出力に基づいて設定された目標界磁電流Ｉｆ＊と平均界磁電流Ｉｆ＿ａｖとが一致するように設定される。

そして、スイッチング素子Ｑ１のみがオンされる期間とスイッチング素子Ｑ３のみがオンされる期間がデューティー比に従って設けられるように、スイッチング制御信号ＳＥ１〜ＳＥ３が生成される。

これに対して、昇圧制御および界磁制御を実行する制御モード（動作領域［ＩＩＩ］に相当）においては、図７で説明した方法によって、パターン(ｉ）からパターン（ｉｉｉ）までを制御の１周期として繰り返し行なわれる。

この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のデューティー比は、電動機１０の要求出力に基づいて設定された目標昇圧電流Ｉｂ＊および目標界磁電流Ｉｆ＊が、平均昇圧電流Ｉｂ＿ａｖおよび平均界磁電流Ｉｆ＿ａｖとそれぞれ一致するように設定される。

そして、スイッチング素子Ｑ１のみがオンされる期間、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３が全てオフされる期間およびスイッチング素子Ｑ３のみがオンされる期間がデューティー比に従って設けられるように、スイッチング制御信号ＳＥ１〜ＳＥ３が生成される。

さらに、図１３のうち、昇圧制御および界磁制御を不実行とする制御モード（動作領域［Ｉ］に相当）については、以下に述べるように、バッテリＢの正極と電源ライン１０７とを昇圧コンバータ１２０を介さず直接的に接続するためのスイッチング素子Ｑ４を新たに設けた構成とすることによって実現される。

図１４は、制御装置１００によるスイッチング素子Ｑ４のスイッチング制御を説明するための図である。当該スイッチング制御では、制御装置１００がスイッチング制御信号ＳＥ４を生成することにより、図中のパターン（ｉｖ）が制御の１周期に亘って継続して行なわれる。

パターン（ｉｖ）を参照して、スイッチング素子Ｑ４がオンされ、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３がオフされることにより、直流電流は、図中に矢印で示されるように、バッテリＢからスイッチング素子Ｑ４を介して電源ラインの方向に流れる。そのため、リアクトルＬ１を流れる界磁電流Ｉｆは０Ａとなる。

この場合、リアクトルＬ１には電流が供給されないため、界磁制御および昇圧制御がともに行なわれない。また、リアクトルＬ１に発生する電力損失が略零に抑えられる。すなわち、スイッチング素子Ｑ４を設けたことにより、リアクトルＬ１による電力損失を低減することができる。その結果、電動機駆動装置１０００のエネルギー効率を高めることが可能となるため、電動車両の燃費向上を図ることができる。

なお、図１４の構成において、スイッチング素子Ｑ４は、本発明における「バイパス用スイッチング素子」に対応する。

図１５は、制御装置１００による電動機１０の駆動制御を説明するためのフローチャートである。

図１５を参照して、制御装置１００は、電動機１０への要求出力として、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮを取得する（ステップＳ０１）。このトルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮは、制御装置１００の上位の電子制御ユニット（ＥＣＵ）により、運転者によるアクセル操作によって開かれたアクセル開度などから演算した車両に要求される駆動力に基づいて算出される。

次に、制御装置１００は、図１３のトルクと回転数との関係を予めマップとして記憶しておき、当該マップを参照することにより、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮが属する動作領域の種別に基づいて、最適な制御モードを設定する（ステップＳ０２）。

さらに、制御装置１００は、トルク指令値ＴＲおよびモータ回転数ＭＲＮに基づいて、目標昇圧電流Ｉｂ＊および目標界磁電流Ｉｆ＊を演算する（ステップＳ０３）。そして、制御装置１００は、ステップＳ０２で設定した制御モードと、目標昇圧電流Ｉｂ＊および目標界磁電流Ｉｆ＊とに基づいて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティー比を設定する（ステップＳ０４）。

最後に、制御装置１００は、設定したデューティー比に従って、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング制御のためのスイッチング制御信号ＳＥ１〜ＳＥ４を生成する。すなわち、制御装置１００は、電動機１０の界磁制御を行なうとともに、昇圧コンバータ１２０による昇圧動作を制御する（ステップＳ０５）。

以上に述べたように、本実施の形態に従う電動機駆動装置を搭載した電動車両においては、低回転域（すなわち、低車速域）では大きなトルクが得られるとともに、高回転域（すなわち、高車速域）では高効率で電動機を駆動させることができる。その結果、駆動装置の小型化が図られるとともに、電動機の高出力化による車両の走行性能の向上を実現することができる。

なお、上述した電動機１０においては、磁石をロータの外表面に設けているが、これに限らず、ロータ内に磁石を埋め込んでもよい。すなわち、本発明に係る電動機駆動装置は、ＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）のみならず、ＩＰＭ（Interior Permanent Magnet）にも適用することができる。このように構成されたロータにおいては、マグネットトルク（永久磁石とコイルとの吸引反発力）およびリラクタンストルク（磁力線の曲がりを直線にする力＝コイルが鉄を引きつける力）の両方を有効に利用することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明の実施の形態に係る電動機駆動装置に適用される電動機の側断面図である。 図１のＩＩ−ＩＩ線における断面図である。 図１に示す界磁コイルの電流が供給された状態における電動機の側断面図である。 図３のＩＶ−ＩＶ線における断面図である。 電動機のトルクと回転数との関係を示す図である。 本発明の実施の形態に従う電動機駆動装置の概略ブロック図である。 制御装置によるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御を説明するための図である。 スイッチング制御の１周期における界磁電流Ｉｆおよび昇圧電流Ｉｂのタイミングチャートである。 電動機の界磁制御のみを行なう場合のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のスイッチング制御を説明するための図である。 スイッチング制御の１周期における界磁電流Ｉｆおよび昇圧電流Ｉｂのタイミングチャートである。 電動機のトルクと回転数との関係を示す図である。 界磁制御および昇圧制御が行なわれたときの電動機のトルクと回転数との関係を示す図である。 電動機の要求出力が属する動作領域と最適な制御モードとの関係を説明するための図である。 制御装置によるスイッチング素子Ｑ４のスイッチング制御を説明するための図である。 制御装置による電動機の駆動制御を説明するためのフローチャートである。

符号の説明

１０，１１，１４，１５ 電動機、２１ 界磁ヨーク、２１ａ 天板部、２１ｂ，２１ｃ 側壁部、２１ｄ 貫通孔、２２ ステータコア、２３，２３ａ，２３ｂ，２３ｃ ステータティース、２４ コイル、３０ ステータ、４０，７０ ロータ、４１ 回転シャフト、４２ｂ，４２ｄ 内側ロータコア、４２ａ，４２ｃ 外側ロータコア、４３，７１，７２ ロータコア、４３Ｕ 上側ロータ、４３Ｄ 下側ロータ、４３ａ 積層ロータコア、４３ｂ 圧粉ロータコア、４４，４４ａ〜４４ｅ，４４Ａ，４４Ｂ 磁石、４５，４５ａ，４５Ｕ，４５Ｄ ロータティース、４６ 軸受、５０，５０Ａ，５０Ｂ 界磁コイル、５１ 突出部、６０ リング磁石、１００ 制御装置、１０５ 接地ライン、１０６，１０７ 電源ライン、１１０，１３０ 電圧センサ、１２０ 昇圧コンバータ、１４０ インバータ、１５０ Ｕ相アーム、１６０ Ｖ相アーム、１７０ Ｗ相アーム、２４０ 電流センサ、１０００ 電動機駆動装置、Ｂ バッテリ、Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ５〜Ｄ１０ 逆並列ダイオード、Ｄ３ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｑ１〜Ｑ１０ スイッチング素子。

Claims (9)

1. 界磁巻線を含み、前記界磁巻線に界磁電流を流すことによって形成される界磁極を有する電動機の駆動装置であって、
   電源と、
   前記電源の出力電圧を電圧変換して、第１および第２の電源線間に出力するコンバータと、
   前記第１および第２の電源線間の電圧を受けて、前記電動機を駆動制御する電力に変換するインバータとを備え、
   前記コンバータは、前記界磁巻線および前記第２の電源線間に電気的に接続される昇圧用スイッチング素子を含み、
   前記界磁巻線は、前記電源および前記第１の電源線間の電流経路上に電気的に接続されて、前記昇圧用スイッチング素子によってスイッチングされた電圧が両端に印加されるように構成され、
   前記電動機駆動装置は、
   前記界磁巻線に並列に接続される界磁用スイッチング素子と、
   前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子をスイッチング制御することにより、前記界磁電流を制御して前記ロータおよび前記ステータの間の磁束密度を調整するとともに、前記コンバータから前記第１の電源線に出力される昇圧電流を制御して前記電源の出力電圧を電圧指令値に従った電圧に変換する制御装置とをさらに備え、
   前記制御装置は、前記電圧指令値が前記電源の出力電圧に略等しい場合には、前記電動機の回転数および要求されるトルクに応じて前記界磁電流の目標値を設定し、その設定した前記界磁電流の目標値に基づいて、前記昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、前記界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とを設ける、電動機駆動装置。
2. 前記制御装置は、
   前記電動機の回転数および要求されるトルクに応じて、前記界磁電流の目標値を設定する目標電流設定手段と、
   前記界磁電流の目標値に基づいて前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子のデューティー比を演算するデューティー比演算手段と、
   演算された前記デューティー比に従って前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング制御信号を生成する制御信号生成手段とを含み、
   前記制御信号生成手段は、前記昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、前記界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とが、前記デューティー比に従って設けられるように前記スイッチング制御信号を生成する、請求項１に記載の電動機駆動装置。
3. 前記制御装置は、前記電圧指令値が前記電源の出力電圧よりも高い場合には、前記電動機の回転数および要求されるトルクに応じて前記昇圧電流の目標値をさらに設定し、前記界磁電流および前記昇圧電流の目標値に基づいて、前記昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子がオフされる期間と、前記界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とを設ける、請求項１に記載の電動機駆動装置。
4. 前記制御装置は、
   前記電動機の回転数および要求されるトルクに応じて、前記界磁電流の目標値および前記昇圧電流の目標値を設定する目標電流設定手段と、
   前記界磁電流の目標値および前記昇圧電流の目標値に基づいて前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子のデューティー比を演算するデューティー比演算手段と、
   演算された前記デューティー比に従って前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング制御信号を生成する制御信号生成手段とを含み、
   前記制御信号生成手段は、前記昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子がオフされる期間と、前記界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とが、前記デューティー比に従って設けられるように前記スイッチング制御信号を生成する、請求項３に記載の電動機駆動装置。
5. 前記電源および前記第１の電源線の間に前記界磁巻線をバイパスするように電流径路を形成するためのバイパス用スイッチング素子をさらに備え、
   前記制御装置は、前記電圧指令値が前記電源の出力電圧に等しく、かつ、前記界磁電流の目標値が所定値以下となる場合には、前記バイパス用スイッチング素子のオンデューティーを１に設定し、かつ、前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子をオフする、請求項１に記載の電動機駆動装置。
6. 前記電動機は、車両の駆動力を発生可能に構成され、
   前記制御装置は、
   前記車両の運転者のアクセル操作に基づいて前記車両の要求駆動力を演算し、その演算された前記車両の要求駆動力から前記電動機に要求されるトルクを演算する手段と、
   前記電動機の回転数および前記電動機に要求されるトルクに応じて、前記電圧指令値を設定する手段をさらに含み、
   前記デューティー比演算手段は、前記電動機の回転数が、前記電圧指令値が前記電源の出力電圧に等しくなる所定の回転数域にある場合には、前記界磁電流の目標値に基づいて前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子のデューティー比を演算し、
   前記制御信号生成手段は、前記昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、前記界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とが、前記デューティー比に従って設けられるように前記スイッチング制御信号を生成する、請求項１に記載の電動機駆動装置。
7. 前記デューティー比演算手段は、前記電動機の回転数が前記所定の回転数域を超える場合には、前記界磁電流および前記昇圧電流の目標値に基づいて前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子のデューティー比を演算し、
   前記制御信号生成手段は、前記昇圧用スイッチング素子のみがオンされる期間と、前記昇圧用スイッチング素子および界磁用スイッチング素子がオフされる期間と、前記界磁用スイッチング素子のみがオンされる期間とが、前記デューティー比に従って設けられるように前記スイッチング制御信号を生成する、請求項６に記載の電動機駆動装置。
8. 前記電源および前記第１の電源線の間に前記界磁巻線をバイパスするように電流径路を形成するためのバイパス用スイッチング素子をさらに備え、
   前記デューティー比演算手段は、前記電動機に要求されるトルクが、前記電動機が出力可能な最大トルクを下回る場合には、前記バイパス用スイッチング素子のオンデューティーを１に設定し、
   前記制御信号生成手段は、前記オンデューティーに従って前記バイパス用スイッチング素子がオンされ、かつ、前記昇圧用スイッチング素子および前記界磁用スイッチング素子がオフされるように前記スイッチング制御信号を生成する、請求項７に記載の電動機駆動装置。
9. 前記電動機は、
   回転可能な回転シャフトと、
   前記回転シャフトに固設されたロータコアと、
   異なる磁性の一組の磁極が、前記ロータコアの径方向に並ぶように前記ロータコアに設けられた磁石と、
   筒状に形成されたステータコアと、
   前記ステータコアの外周に設けられた界磁ヨークと、
   前記界磁ヨークと前記ロータコアとの間に磁気回路を形成することで、前記ロータコアと前記ステータコアとの間の磁束密度を制御可能に構成された界磁巻線とを備える、請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。

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