JP2005210772A

JP2005210772A - 車両推進用のｄｃブラシレスモータ駆動制御装置及び方法

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Publication number: JP2005210772A
Application number: JP2004011688A
Authority: JP
Inventors: Hideki Morita; 英樹森田
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2004-01-20
Filing date: 2004-01-20
Publication date: 2005-08-04
Anticipated expiration: 2024-01-20
Also published as: JP4452519B2

Abstract

【課題】昇圧器を使用してＤＣブラシレスモータを駆動するＤＣブラシレスモータの駆動制御装置において、モータ全体の損失を最小化する。
【解決手段】目標回転数が基底回転数Ｒｂを超える領域において、弱め界磁損失と昇圧損失との和が最小となる弱め界磁電流と昇圧比によりインバータと昇圧器を制御する（図６の（ｃ））。このようにすれば、ＤＣブラシレスモータの駆動制御装置全体として最良の効率でＤＣブラシレスモータを駆動制御することができる。すなわち、昇圧器を使用したＤＣブラシレスモータにおいてモータ全体の損失を最小とする弱め界磁制御を行うことができる。
【選択図】図６

Description

この発明は、車両推進用のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置及び方法に関し、特に、昇圧器を介してＤＣブラシレスモータを駆動制御する電気自動車に適用して好適な車両推進用のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置及び方法に関する。

従来から、ＥＶ（電気自動車）やＨＥＶ（ハイブリッド電気自動車）では、ＤＣブラシレスモータ（以下、単にモータともいう。）が用いられている。

このモータの駆動制御は、バッテリのバッテリ電圧Ｖｂをインバータによりモータ端子電圧Ｖｍとモータ電流Ｉｍに変換しモータに供給することで実行される。

ＤＣブラシレスモータでは、広い回転数（回転速度）範囲をカバーするために、弱め界磁制御技術が提案されている。

弱め界磁制御技術は、図７に示すように、モータ端子電圧Ｖｍと誘起電圧（逆起電圧）Ｅとの差電圧に相当するモータ電流Ｉｍが、界磁コイルに流れて大きなトルクＴを発生する低回転域から、回転数が基底回転数Ｒｂより高回転域になってきたときに適用される技術であり、ベクトル制御による界磁電流（ｄ軸電流）指令Ｉｄを大きくしてロータの永久磁石による磁束（主磁束）を打ち消し、誘起電圧（逆起電圧）Ｅを抑えることにより、出力を一定に保持する制御である。

しかし、弱め界磁制御を行うと、主磁束を打ち消すことを原因としてモータの損失が増加（効率が悪化）するという問題がある。

この問題を解決する技術が、特許文献１に提案されている。この技術では、バッテリとモータとの間に昇圧器を配置し、回転数が基底回転数Ｒｂより高回転域になったときにはバッテリ電圧Ｖｂを昇圧した昇圧電圧をインバータに供給することで、弱め界磁制御を行わずにモータを大きなトルクで駆動する。

特開平１０−６６３８３号（図１）

しかしながら、特許文献１に係るモータの永久磁石型同期駆動制御装置においては、昇圧器における昇圧損失が考慮されていないのでモータ全体の損失を考えたとき、特に高回転域において、損失が増大するという問題があることをこの出願の発明者が見いだした。

この発明はこのような課題を考慮してなされたものであり、昇圧器を使用した場合においてもモータ全体の損失を最小にすることを可能とする車両推進用のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置及び方法を提供することを目的とする。

この項では、理解の容易化のために添付図面中の符号を付けて説明する。従って、この項に記載した内容がその符号を付けたものに限定して解釈されるものではない。

この発明装置は、バッテリ１４により駆動される車両推進用のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置において、前記バッテリのバッテリ電圧Ｖｂを昇圧して昇圧電圧Ｖｓを発生する昇圧器１６と、前記バッテリ電圧、あるいは前記昇圧電圧、を入力としてモータ端子電圧Ｖｍとモータ電流Ｉｍをモータ１２に出力するインバータ２２と、前記モータの目標回転数が基底回転数を超える領域において、前記昇圧器の昇圧電圧の制御、及び前記モータの弱め界磁制御を行う制御装置２４とを備え、前記制御装置は、前記目標回転数及び目標トルクに応じて、前記弱め界磁制御に対応する弱め界磁損失と前記昇圧電圧に対応する昇圧損失を求め、求めた弱め界磁損失と昇圧損失との和が最小となる弱め界磁電流と昇圧比により前記インバータと前記昇圧器とを制御することを特徴とする（請求項１記載の発明）。

この発明方法は、バッテリのバッテリ電圧、あるいは前記バッテリ電圧を昇圧器で昇圧した昇圧電圧、を入力としてインバータから出力されるモータ端子電圧とモータ電流により駆動される車両推進用のＤＣブラシレスモータ駆動制御方法において、前記モータの目標回転数が基底回転数を超える領域において、前記目標回転数と目標トルクに応じて、弱め界磁制御に対応する弱め界磁損失と前記昇圧器の昇圧電圧に対応する昇圧損失を求めるステップと、求めた弱め界磁損失と昇圧損失との和が最小となる弱め界磁電流と昇圧比により前記インバータと前記昇圧器とを制御するステップとを有することを特徴とする（請求項２記載の発明）。

この発明によれば、ＤＣブラシレスモータの目標回転数が基底回転数を超える領域において、弱め界磁損失と昇圧損失との和が最小となる弱め界磁電流と昇圧比によりインバータと昇圧器を制御するようにしているので、ＤＣブラシレスモータの駆動制御装置全体として最良の効率で駆動制御することができる。すなわち、昇圧器を使用したＤＣブラシレスモータにおいてモータ全体の損失を最小とする弱め界磁制御を行うことができる。

この発明によれば、ＤＣブラシレスモータを駆動する際に昇圧器を使用した場合においても、弱め界磁制御を併用することで、モータ全体の損失が最小となるようにすることができる。この発明は、特に、ＥＶ、ＨＥＶに適用して好適である。

以下、この発明の実施形態について図面を参照して説明する。

図１は、この発明の実施形態に係る車両推進用のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置１０の構成を示している。

この駆動制御装置１０は、基本的には、ロータが永久磁石でステータが３相の界磁をつくる電磁石からなるＤＣブラシレスモータ（以下、単にモータともいう。）１２を、バッテリ電圧Ｖｂが１００［Ｖ］を超える比較的に高電圧のバッテリ１４により駆動する装置である。

バッテリ１４のバッテリ電圧Ｖｂは、昇圧器１６の入力電圧、あるいは半導体のスイッチ２０が閉状態であるとき、直接インバータ２２の入力電圧Ｖｉｎとして供給される。

また、スイッチ２０が開状態であるとき、バッテリ電圧Ｖｂが昇圧比Ｂｒの昇圧器１６により昇圧された昇圧電圧Ｖｓ（Ｖｓ＝Ｂｒ×Ｖｂ）がインバータ２２の入力電圧Ｖｉｎとして供給される。なお、インバータ２２の入力電圧Ｖｉｎは、コンデンサ２３により平滑される。

インバータ２２への入力電圧Ｖｉｎである直流電圧は、インバータ２２において制御装置２４からのスイッチ信号に基づきスイッチングされ、３相の相電圧であるモータ端子電圧Ｖｍ及び相電流であるモータ電流Ｉｍに変換されてモータ１２に供給される。図１中、モータ端子電圧Ｖｍとモータ電流Ｉｍは、１相分のみ描いている。

この場合、制御装置２４には、ホール素子等の磁極位置センサ２６からのロータの磁極位置、電圧センサ２８、３０からのバッテリ電圧Ｖｂとインバータ入力電圧Ｖｉｎ、及び電流センサ３２からの相電流Ｉｍが、それぞれ検出値として供給される。制御装置２４は、磁極位置の時間的変化からモータ１２の回転数等を検出することができる。

この制御装置２４は、演算・制御・処理手段等として有するＣＰＵ（Central Processing Unit）４０と、メモリ４２｛プログラムやマップ等が記憶されるＲＯＭ（Read Only Memory）とメインメモリ等として使用されるＲＡＭ（Random Access Memory）からなる。｝と、計数・計時手段であるタイマ４４と、Ａ／Ｄ変換器・Ｄ／Ａ変換器・ドライバ等のインタフェース（Ｉ／Ｆ）４６が搭載された制御基板により構成されている。

制御装置２４（のＣＰＵ４０）は、上述した検出値である、磁極位置、バッテリ電圧Ｖｂ、インバータ入力電圧Ｖｉｎ（バッテリ電圧Ｖｂあるいは昇圧電圧Ｖｓ）、相電流Ｉｍの他、ドライバ（運転者）の操作に係わるアクセル開度、シフトポジション等の各種入力に対応して、前記プログラムを実行し、目標回転数及び目標トルク、すなわち目標出力を算出する。

そして、制御装置２４は、この目標出力を得るための所定のモータ端子電圧Ｖｍに対応するインバータ入力電圧Ｖｉｎを計算し、所定のモータ端子電圧Ｖｍを出力するためのベクトル制御に係わるｄ軸成分電圧（ｄ軸電圧ともいう。）指令Ｖｄと、ｑ軸成分電圧（ｑ軸電圧ともいう。）指令Ｖｑを計算して、インバータ２２のスイッチング制御を行う。なお、ｄ軸は界磁軸（ロータ磁束軸）であり、ｑ軸はこれより９０［゜］進み位相のトルク軸（誘起電圧軸）である。

ここで、指令電圧である電圧ＶｄとＶｑは、たとえば次の（１）、（２）式に示す周知のベクトル制御の電圧方程式により算出される。

Ｖｄ＝（ｒ＋ｐＬｄ）×Ｉｄ−ω１・Ｌｑ×Ｉｑ …（１）
Ｖｑ＝ω１・Ｌｄ×Ｉｄ＋（ｒ＋ｐＬｑ）×Ｉｑ＋Ｋｅ・ω１ …（２）
ｒ：巻線抵抗、ｐ：微分演算子、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｉｄ：界磁電流指令、ω１：回転電気角速度指令、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｉｑ：トルク電流指令、Ｋｅ：相誘起電圧定数

インバータ２２のスイッチング制御に先立ち、制御装置２４は、昇圧器１６の昇圧制御及びスイッチ２０の開閉制御を行う。

昇圧器１６には、制御装置２４から所定のモータ端子電圧Ｖｍを出力するために必要な昇圧電圧Ｖｓ、換言すれば所定のインバータ入力電圧Ｖｉｎを発生させる昇圧比Ｂｒが供給される。

このとき、スイッチ２０は、制御装置２４により開閉制御され、モータ１２が基底回転数Ｒｂ以下で回転しているとき、及びドライバのブレーキ操作等に伴うモータ１２の回生時には閉状態とされ、閉状態であるとき、バッテリ電圧Ｖｂが昇圧器１６をバイパスしてインバータ２２に供給され、あるいはモータ１２の回生電圧が、制御装置２４により回生動作を行うインバータ２２を介してバッテリ１４に供給される。その一方、スイッチ２０は、モータ１２が基底回転数Ｒｂ以上で回転しているとき、開状態とされ、開状態であるとき、昇圧器１６でバッテリ電圧Ｖｂが昇圧された昇圧電圧Ｖｓがインバータ２２に供給される。

この実施形態に係る車両推進用のＤＣブラシレスモータの駆動制御装置１０は、基本的には以上のように構成され且つ動作するものであり、次に、車両走行中におけるインバータ２２に対するインバータ入力電圧Ｖｉｎの電圧調整動作等について、図２に示す制御装置２４により実行されるフローチャートに基づいて詳しく説明する。

ステップＳ１において、現時点での、磁極位置センサ２６に基づく現車速に対応するモータ回転数、電圧センサ２８からのバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ３０からのインバータ入力電圧Ｖｉｎ、電流センサ３２からの相電流Ｉｍ、及びドライバの操作に係わるアクセル開度等の各種信号が取り込まれる。

次に、ステップＳ２において、アクセル開度に基づく目標車速に対応する目標回転数が計算され、この目標回転数を得るためのトルク指令（目標トルクともいう。）Ｔが計算され、このトルク指令Ｔに基づき、ベクトル制御の電流指令（Ｉｄ，Ｉｑ）を算出する。

次に、ステップＳ３において、上記（１）式及び（２）式に基づき、ベクトル制御の電圧指令（Ｖｄ，Ｖｑ）を算出する。

次に、ステップＳ４において、ステップＳ２で求めた界磁電流指令Ｉｄが正の値であるかどうかが判断される（Ｉｄ＞０）。

界磁電流指令Ｉｄが正の値である場合には、弱め界磁制御を行う必要がないので、ステップＳ５において、スイッチ２０を閉状態とし、バッテリ電圧Ｖｂをインバータ２２の入力電圧Ｖｉｎとして供給する。

そこで、ステップＳ６において、入力電圧Ｖｉｎとしてバッテリ電圧Ｖｂが供給されるインバータ２２を、ステップＳ３で求めた電圧指令（Ｖｄ，Ｖｑ）に基づきスイッチング駆動しフィードバック制御を行う。

一方、ステップＳ４において、ステップＳ２で求めた界磁電流指令Ｉｄが負の値である場合には、弱め界磁制御が必要と判断され、以下、ステップＳ１１〜Ｓ１８において、弱め界磁損失と昇圧損失の和が最小となる昇圧比Ｂｒ及び弱め界磁電流Ｉｄ等の再決定処理が行われる。

なお、この実施形態においては、図３に示すように、目標回転数が基底回転数Ｒｂを超える回転数領域であるとき、インバータ入力電圧Ｖｉｎを、後述するモータ要求昇圧電圧Ｖｓｘから弱め界磁制御による電圧成分を減算した昇圧電圧Ｖｓに設定している。目標回転数が基底回転数Ｒｂ以下である場合、インバータ入力電圧Ｖｉｎは、バッテリ電圧Ｖｂとされる。換言すれば、この実施形態において、モータ１２は、基底回転数Ｒｂ以下の領域で駆動制御されるときには、バッテリ電圧Ｖｂにより駆動され、基底回転数Ｒｂを超える領域で駆動制御されるときには、昇圧電圧Ｖｓと弱め界磁電流Ｉｄとにより制御されるように構成されている。

次に、ステップＳ１１において、モータ端子電圧Ｖｍのインバータ入力電圧Ｖｉｎへ換算した昇圧電圧（モータ要求昇圧電圧）Ｖｓ（Ｖｓｘとする。）を、換算係数をｋとして、次の（３）式により計算する。

Ｖｓｘ＝ｋ×Ｖｍ＝ｋ（Ｖｄ²＋Ｖｑ²）^1/2 …（３）

この昇圧電圧Ｖｓｘは、電圧ベクトル図（横軸はトルク軸であるｑ軸、縦軸は界磁軸であるｄ軸）で表示すれば、図４の（ａ）に示すように、電圧円表示のバッテリ電圧Ｖｂに対して、電圧円表示の昇圧電圧Ｖｓｘ上、ｑ軸上の誘起電圧ベクトルω１Ｋｅと抵抗損失ベクトルｒＩｑの合成ベクトルと、ｄ軸上のインダクタンス損失ベクトルＬｑＩｑとの合成ベクトルで表される。

次に、ステップＳ１２において、この昇圧電圧Ｖｓｘに対応する弱め界磁損失Ｐｍが算出される。なお、弱め界磁損失Ｐｍは、目標出力（目標トルクＴ×目標回転数）及びバッテリ電圧Ｖｂをパラメータとして昇圧電圧Ｖｓｘとの関係により予め求めておくことができ、図５の（ａ）に示すように、昇圧電圧Ｖｓｘに対する弱め界磁損失Ｐｍのマップとしてメモリ４２に記憶している。

また、ステップＳ１３において、ステップＳ１１で求めた昇圧電圧Ｖｓｘに対応する昇圧損失Ｐｓを算出する。この昇圧損失Ｐｓは、目標出力（目標トルクＴ×目標回転数）をパラメータとして昇圧電圧Ｖｓｘとの関係により予め求めておくことができ、図５の（ｂ）に示すように、昇圧電圧Ｖｓｘに対する昇圧損失Ｐｓのマップとしてメモリ４２に記憶している。

なお、図５の（ａ）、図５の（ｂ）において、目標出力がマップ外の値となる場合には、内挿計算あるいは外挿計算により、所望の弱め界磁損失Ｐｍ及び昇圧損失Ｐｓを算出することができる。

次に、ステップＳ１４において、ステップＳ１２で計算した弱め界磁損失ＰｍとステップＳ１３で計算した昇圧損失Ｐｓとの和（加算値、合成値）Ｐａ（Ｐａ＝Ｐｍ＋Ｐｓ）を計算してメモリ４２に記憶する。

次いで、ステップＳ１５において、ステップＳ１１で計算した昇圧電圧Ｖｓｘを所定量ずつ減らし、その度毎に、ステップＳ１２〜Ｓ１４の処理を繰り返し、合成損失（全損失）Ｐａを求め、その合成損失Ｐａの最小値を求める。

この場合、図５の（ｃ）に示すように、昇圧電圧Ｖｓｘを減らしていくと、合成損失Ｐａの最小点である最小合成損失Ｐｍｉｎが存在する。この最小合成損失Ｐｍｉｎを発生する昇圧電圧Ｖｓｘを、昇圧器１６で実際に発生させる昇圧電圧Ｖｓ（＝インバータ入力電圧Ｖｉｎ）とする。

図４の（ｂ）の電圧ベクトル図上に、最小合成損失Ｐｍｉｎを発生する昇圧電圧Ｖｓ（＝Ｖｉｎ）を描いている。この昇圧電圧Ｖｓ（＝Ｖｉｎ）は、バッテリ電圧Ｖｂより大きく、弱め界磁制御を全く行わない場合の（３）式で計算した要求昇圧電圧Ｖｓｘより小さい値である。

次に、ステップＳ１６において、昇圧比ＢｒをＢｒ＝Ｖｓ／Ｖｂとして昇圧器１６に設定する｛図４の（ｃ）の電圧ベクトル図参照｝。

そこで、ステップＳ１７において、昇圧器１６によりバッテリ電圧Ｖｂが昇圧電圧Ｖｓに昇圧された後、インバータ２２に対してインバータ入力電圧Ｖｉｎとして供給される。

次いで、ステップＳ１８では、図４の（ｄ）に示すように、電圧ベクトル図上で、弱め界磁電流Ｉｄを算出する。この弱め界磁電流Ｉｄは、上述の（１）〜（３）式を参照して、次の（４）〜（６）式を解くことにより算出することができる。

Ｖｄｓ＝（ｒ＋ｐＬｄ）×Ｉｄ−ω１・Ｌｑｓ×Ｉｑｓ …（４）
Ｖｑｓ＝ω１・Ｌｄ×Ｉｄ＋（ｒ＋ｐＬｑ）×Ｉｑｓ＋Ｋｅ・ω１ …（５）
Ｖｓ＝ｋ（Ｖｄｓ²＋Ｖｑｓ²）^1/2 …（６）
Ｖｄｓ：昇圧電圧Ｖｓ時のｄ軸成分電圧、Ｖｑｓ：昇圧電圧Ｖｓ時のｐ軸成分電圧、Ｉｑｓ：トルク指示電流

次いで、ステップＳ６において、この算出した弱め界磁電流Ｉｄを、（１）式及び（２）式に代入し、再びｄ軸成分電圧指令Ｖｄとｑ軸成分電圧指令Ｖｑを再計算し、再計算した電圧指令（Ｖｄ，Ｖｑ）に基づきインバータ２２をスイッチング制御する。

モータ入力電圧Ｖｉｎ（＝Ｖｓ）が入力されているインバータ２２は、このｄ軸成分電圧指令Ｖｄとｑ軸成分電圧指令Ｖｑに基づくスイッチング信号により、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御がなされ、対応するモータ端子電圧Ｖｍとモータ電流Ｉｍをモータ１２に出力する。このとき、制御装置２４は、磁極位置センサ２６からのロータの磁極位置、電圧センサ２８、３０からのバッテリ電圧Ｖｂとインバータ入力電圧Ｖｉｎ、及び電流センサ３２からの相電流Ｉｍを検出し、フィードバック値に基づき計算した（Ｖｄ，Ｖｑ）が、電圧指令（Ｖｄ，Ｖｑ）となるようにフィードバック制御を行う。

以下、微小時間で、ステップＳ１→Ｓ６あるいはステップＳ１→Ｓ４「否定」→Ｓ１１→Ｓ６の処理が、繰り返し実行される。

以上説明したように、上述した実施形態によれば、目標回転数が基底回転数Ｒｂを超える回転数領域において、弱め界磁損失Ｐｍと昇圧損失Ｐｓとの和である合成損失Ｐａが最小となる弱め界磁電流Ｉｄと昇圧比Ｂｒによりインバータ２２と昇圧器１６を制御するようにしているので、ＤＣブラシレスモータ１２の駆動制御装置１０全体として最良の効率でＤＣブラシレスモータ１２を駆動制御することができる。すなわち、昇圧器１６を使用したＤＣブラシレスモータ１２においてモータ全体の損失を最小とする弱め界磁制御を行うことができる。

具体的に、図６の（ａ）〜（ｃ）を参照して、従来の技術と比較して、この実施形態の合成損失（全損失）Ｐａを説明すれば、まず、基底回転数Ｒｂを超える領域で全て弱め界磁制御を行う従来技術１によれば、図６の（ａ）に示すように、全損失Ｐａは、許容最大回転数Ｒｍａｘにおいて、相当大きな値Ｐａｌｌ１（鉄損＋銅損＋弱め界磁損失）となるが、これを図６の（ｂ）に示すように、特許文献１に係る弱め界磁制御なしでの昇圧器のみの制御を行う従来技術２とした場合には、全損失Ｐａｌｌ２（鉄損＋銅損＋昇圧器損失）なる。これに対して、この発明を適用したこの実施形態では、基底回転数Ｒｂを超える回転数領域において、図６の（ｃ）に示すように、弱め界磁制御と昇圧器制御を同時に行うことにより、より小さな全損質Ｐａｌｌ３（鉄損＋銅損＋昇圧器損失＋弱め界磁損失）以下に抑えることができる。

なお、この発明は、上述の実施形態に限らず、この明細書の記載内容に基づき、種々の構成を採り得ることはもちろんである。

この発明の一実施形態の構成を示すブロック図である。図１例の動作説明に供されるフローチャートである。この実施形態に係るインバータ制御の概念図である。図１例の動作説明に供される電圧ベクトル図である。弱め界磁損失と、昇圧損失と、合成損失の説明図である。従来技術と、この実施形態の全損失の対比説明図である。弱め界磁制御技術の一般的な説明図である。

符号の説明

１０…ＤＣブラシレスモータ駆動制御装置
１２…ＤＣブラシレスモータ１４…バッテリ
１６…昇圧器２０…スイッチ
２２…インバータ２３…コンデンサ
２４…制御装置２６…磁極位置センサ
２８、３０…電圧センサ３２…電流センサ
４０…ＣＰＵ

Claims

バッテリにより駆動される車両推進用のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置において、
前記バッテリのバッテリ電圧を昇圧して昇圧電圧を発生する昇圧器と、
前記バッテリ電圧、あるいは前記昇圧電圧、を入力としてモータ端子電圧とモータ電流を前記モータに出力するインバータと、
前記モータの目標回転数が基底回転数を超える領域において、前記昇圧器の昇圧電圧の制御、及び前記モータの弱め界磁制御を行う制御装置とを備え、
前記制御装置は、前記目標回転数及び目標トルクに応じて、前記弱め界磁制御に対応する弱め界磁損失と前記昇圧電圧に対応する昇圧損失を求め、求めた弱め界磁損失と昇圧損失との和が最小となる弱め界磁電流と昇圧比により前記インバータと前記昇圧器とを制御する
ことを特徴とする車両推進用のＤＣブラシレスモータ駆動制御装置。
バッテリのバッテリ電圧、あるいは前記バッテリ電圧を昇圧器で昇圧した昇圧電圧、を入力としてインバータから出力されるモータ端子電圧とモータ電流により駆動される車両推進用のＤＣブラシレスモータ駆動制御方法において、
前記モータの目標回転数が基底回転数を超える領域において、前記目標回転数と目標トルクに応じて、弱め界磁制御に対応する弱め界磁損失と前記昇圧器の昇圧電圧に対応する昇圧損失を求めるステップと、
求めた弱め界磁損失と昇圧損失との和が最小となる弱め界磁電流と昇圧比により前記インバータと前記昇圧器とを制御するステップと
を有することを特徴とする車両推進用のＤＣブラシレスモータ駆動制御方法。