JP2013132101A - 回転電機の駆動制御装置およびこれを備えた回転電機の駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回転子の突極の構造や永久磁石の構造に依存せず、インバータから入力される電流実効値の最大値を変えることなく、モータの最大トルクの向上を可能とする。
【解決手段】制御部は、回転電機のベクトル制御を行うために、トルク指令値から電流指令値を算出する電流指令生成部６３１と、ｄｑ座標の電流指令値からｄｑ座標の電圧指令値を生成する電圧指令生成部６２３、６３３と、ｄｑ座標の電圧指令値を三相交流の電圧指令値に変換してドライバに供給する座標変換部６３４と、三相交流電流の検出値をｄｑ座標の補正電流に変換する座標変換部６３５と、回転電機の回転子位置を算出する回転位置算出部６３６とを備え、さらにベクトル制御を歪波成分が印加された三相交流電流で行う歪波ベクトル制御とするために、ｄｑ軸電流指令値に加算する歪波電流成分を算出する歪波電流算出部６３７と、前記歪波電流算出部をオン／オフする動作切替部６３８とを備える。
【選択図】図１７

Description

本発明は、回転電機の駆動制御装置およびこれを備えた回転電機の駆動装置に関する。

電気自動車（ＥＶ）やハイブリッド自動車（ＨＥＶ）に用いられる駆動用回転電機（モータ）には大出力および高トルク応答が求められるため、強力なエネルギーを保持する希土類の焼結磁石を用いた永久磁石式回転電機（ＰＭモータ）を３相インバータで駆動する方式が一般に用いられている。駆動用モータには、永久磁石モータの内でも、低速大トルク、かつ、広範囲な回転速度領域という要求を満たすことができる埋込み磁石式モータ（ＩＰＭ）が利用されている。

駆動用主機となるモータにおいて、特に、電気自動車での使用を考えた場合、モータの最大トルクを使用する時間は、モータ動作全体では使用頻度が非常に少ない。モータ設計においては車両走行中の使用頻度によらず、車両条件の要求から最大トルクは決定してしまうため、それに合わせてモータ体格を決定している。ＥＶやＨＥＶでは、車両内のスペースが限られているため、モータ体格はできるかぎり小さいことが要求されている。したがって、この車両用モータはできるかぎり高効率であることが要求されており、また同一体格であればできるかぎり出力トルクが大きいことが要求されている。

特許文献１、２および非特許文献１には、ＰＭモータの永久磁石の磁束を有効利用し、かつ誘起電圧に応じて電流制御を行うことでトルクリップルの低減を図った、小型・軽量の高効率のモータ駆動を実現する手法が提案されている。

また、突極の形状を回転子の１磁極分の中で非対称とすることによって（特許文献３、４、５参照）、あるいはロータに備える永久磁石の形状や位置を回転子の１磁極分の中で非対称とすることによって（特許文献３、６参照）、トルクリップルを低減する手法が提案されている。

特許文献７では、永久磁石の形状と位置を、回転子の１磁極分の中で非対称とすることにより、マグネットトルクとリラクタンストルクのピークを近接させてトルクを増大したＰＭシンクロナスモータが開示されてる。さらに、特許文献８では、界磁コイルと永久磁石を備えた回転子を用いて、マグネットトルクとリラクタンストルクのピーク発生時を一致させることにより、トルクを増大した同期機が開示されている。

特開平６−９８５９６号公報 特開平８−２０５５８６号公報 特開２００８−２９５２８２号公報 特開２０００−１４０６４号公報 特開２００９−２１３２５６号公報 特開２０００−１６６１４１号公報 特開２００８−２０６３５１号公報 特開２００７−２５２０７１号公報

大沢 博、他著「ひずんだ誘導起電力をもつ永久磁石電動機の低トルク脈動・高出力制御」電気学会産業応用部門誌、１１３巻１０号、平成５年

従来のモータ駆動の方法では、モータの最大トルクおよび最大出力はインバータからの最大入力電流で決定されており、正弦波電流駆動の場合、インバータの最大入力電流を大きくする以外、同一のモータにおいて最大トルクおよび出力の向上は出来なかった。

（１）請求項１に記載の発明は、回転電機の駆動制御装置であって、回転電機に三相交流電流を供給するインバータのドライバを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、ＰＷＭ信号生成部がＰＷＭ信号を生成するための電圧指令値を生成する制御部と、回転電機を駆動制御するためのデータを格納する記憶部とを備え、制御部は、回転電機のベクトル制御を行うために、上位制御装置からのトルク指令値からｄｑ座標の電流指令値を算出する電流指令生成部と、ｄｑ座標の電流指令値からｄｑ座標の電圧指令値を生成する電圧指令生成部と、ｄｑ座標の電圧指令値を三相交流の電圧指令値に変換してドライバに供給する第１の座標変換部と、三相交流電流の検出値をｄｑ座標の補正電流に変換する第２の座標変換部と、回転電機の回転子位置を算出し、この回転子位置情報を前記第１および第２の座標変換部に供給する回転位置算出部とを備え、制御部は、さらに回転電機のベクトル制御を歪波成分が印加された三相交流電流で行う歪波ベクトル制御とするために、ｄｑ座標の電流指令値に加算する歪波電流成分を算出する歪波電流算出部と、歪波電流算出部をオン／オフする動作切替部とを備えることを特徴とする回転電機駆動制御装置である。
（２）請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の回転電機の駆動制御装置において、記憶部は、回転電機の回転数および電流指令値に応じて最大のトルクを発生するような歪波電流成分の振幅ならびに位相のデータを格納し、歪波電流算出部は、回転位置算出部によって算出された回転子の位置と、トルク指令値とに基づいて、記憶部に格納された歪波電流成分の振幅ならびに位相のデータから、歪波電流成分を算出することを特徴とする。
（３）請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載の回転電機の駆動制御装置において、大トルクが必要なモードが選択された場合に、上位制御装置からの指令により、動作切替部は歪波電流算出部の動作をオンとして、前記制御部は前記歪波ベクトル制御を行うことを特徴とする。
（４）請求項４に記載の発明は、請求項１または２に記載の回転電機の駆動制御装置において、上位制御装置からのトルク指令値と回転電機の回転数が、正弦波電流を用いたベクトル制御によるトルク出力領域を超える場合は、動作切替部はトルク増加信号を前記歪波電流算出部に送信して前記歪波電流算出部の動作をオンとして、制御部は歪波ベクトル制御を行うことを特徴とする。
（５）請求項５に記載の発明は、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の回転電機の駆動制御装置と、インバータと、ドライバと、三相交流電流を検出する電流センサと、回転電機の回転子の回転位置に対応した回転位置信号を生成して回転位置算出部に供給する回転位置センサとを備えることを特徴とする回転電機の駆動装置である。

本発明による回転電機の駆動制御装置およびこれを備えた回転電機の駆動装置を用いることによって、回転子の突極の構造や永久磁石の構造に依存せず、インバータから入力される電流実効値の最大値を越えることなく、トルクを増加させることが可能となる。

本発明による回転電機の駆動装置を搭載したハイブリッド型電気自動車の概略構成を示す図である。 車両のＪＣ０８、ＬＡ４、ＥＵＤＣなどの走行モードでのモータ使用頻度分布の例をＮ−Ｔマップ上で示した図である。 電力変換装置（インバータ）を含む回転電機の駆動装置の一般的な構成と回転電機との接続を示す概略図である。 ＥＶやＨＥＶ等の電動車両の駆動用の１２極の回転子と７２スロットの分布巻き固定子を備える回転電機の一例の断面図である。 回転電機の磁気回路全体を説明するための、図４に示す回転電機の一例をＡ−Ａで軸断面図である。 図５の回転電機の断面図において、永久磁石２５４ｂの付近を拡大して示した図である。 リラクタンストルクの発生原理を説明するための図である。 （ａ）は、従来の標準的な正弦波電流駆動時の固定子コイル電流波形を示し、（ｂ）は、本発明による回転電機の駆動装置における歪波電流駆動の電流波形の例を示す図である。 図４、５、６に示す回転電機における回転子位置と固定子コイルの位置関係および無負荷時の誘起電圧波形を示す図である。（ａ）は図５に示す回転電機の断面で、電気角３６０°分（回転子２磁極分）を拡大して示している。（ｂ）は電気角の変化に応じて固定子の各相コイルに発生する誘起電圧波形を示す。（ｃ）は（ｂ）の各相コイルの相電圧に基づく相間電圧波形を示す。 図１０（ａ）は回転子の機械的回転角６０°（電気角３６０°）分の瞬時トルク波形を示し、（ｂ）は見易いように機械的回転角２０°分を拡大して示している。 図９（ａ）と同じ回転子と固定子の相対位置において、図１１（ａ）は固定子コイルの正弦波電流駆動の磁束線図を示し、（ｂ）は歪波電流駆動の磁束線図を示す。 図９（ａ）、図１１に示す回転子と固定子の相対位置において、正弦波電流駆動と歪波電流駆動を行った場合の瞬時トルク、電流波形の違いを説明するための図である。（ａ）は瞬時トルクを示す。（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子コイルの瞬時電流を、正弦波電流駆動と歪波電流駆動の場合に対して示す。図左側の点線Ｃ−Ｃの位置（位相）が図１１示す回転子と固定子の相対位置に対応する。 図１１に示した正弦波電流駆動（Ｔｏｒｑｕｅ＿Ｓ）と歪波電流駆動（Ｔｏｒｑｕｅ＿Ｈ）の波形の違いによって固定子の各相コイルが作る磁束の大きさの違いを磁束の方向を示す矢印の長さで強調して図１１（ａ）、（ｂ）と同じ磁束線図上に重ねて示した図である。 図９（ａ）、図１１とは異なる回転子と固定子の相対位置における正弦波電流駆動の磁束線図と歪波電流駆動の磁束線図を示す図である。図１４（ａ）は、正弦波電流駆動の磁束線図であり、（ｂ）は歪波電流駆動の磁束線図である。 図１２と同様に、図１４の回転子位置において正弦波電流駆動と歪波電流駆動を行った場合の瞬時トルク、電流波形の違いを説明するための図である。（ａ）は瞬時トルクを示す。（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）はそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の固定子コイルの瞬時電流を、正弦波電流駆動と歪波電流駆動の場合に対して示す。図略中央の点線Ｄ−Ｄの位置（位相）が、図１４に示す回転子と固定子の相対位置に対応する。 図１３と同様に、図１５に示した正弦波電流駆動と歪波電流駆動の波形の違いによって固定子の各相コイルが作る磁束の大きさの違いを磁束の方向を示す矢印の長さで強調して図１４（ａ）、（ｂ）と同じ磁束線図上に重ねて示した図である。 本発明による回転電機の駆動装置におけるベクトル制御の概略構成を示す図である。 従来の回転電機の駆動装置におけるベクトル制御の概略構成を示す図である。 本発明の効果の概略をＮ−Ｔマップ上で示す図である。

以下、本発明の実施形態を図１〜１９を参照して説明する。

本発明による回転電機の駆動装置は、低速時の最大トルク発生時にモータの磁気回路構造、すなわち固定子のスロット位置、コイル位置および回転子の位置に合せて最適な瞬時電流値を出力することで最大トルクの増加が可能になる。
そのため、例えば、電気自動車の走行用モータとして好適であり、停止からの発進、段差乗り上げ等で低速大トルクが必要な場合に有効である。本発明による回転電機は、回転電機のみによって走行する純粋な電気自動車（ＥＶ）や、エンジンと回転電機の双方によって駆動されるハイブリッド型の電気自動車（ＨＥＶ）にも適用できるが、以下ではハイブリッド型の電気自動車を例に説明する。

図１は、本発明による回転電機の駆動装置６００を搭載したハイブリッド型電気自動車（ＨＥＶ）の概略構成を示す図である。なお、図１のＨＥＶは、車両１００の前部にエンジン１２０とこれと同軸に接続された回転電機２００が搭載され、エンジン１２０と回転電機２００の駆動力が変速機１３０とデファレンシャルギア１３２を介して後輪１１０を駆動する、いわゆるＦＲタイプとなっている。しかしながら、前輪を駆動するＦＦタイプであってもよい。

車両１００には、さらにバッテリ１８０とが搭載されている。バッテリ１８０は、回転電機２００による駆動力が必要な場合には、回転電機の駆動装置６００に直流電力を供給し、回転電機の駆動装置６００は、回転電機２００に３相交流電力を供給する。ＨＥＶの回生走行時には、回転電機２００が発電した３相交流電力を電力変換装置６００が受け取り、これを直流電力に変換してバッテリ１８０に供給し、バッテリ１８０を充電する。

高電圧のバッテリ１８０はリチウムイオン電池あるいはニッケル水素電池などの２次電池が複数個直並列に接続されて構成され、２５０ボルトから６００ボルト、あるいはそれ以上の高電圧の直流電力が回転電機の駆動装置６００に供給される。車両の走行時における回転電機２００は、力行運転と回生運転を繰返している。
図２は、ＨＥＶ車両のＪＣ０８、ＬＡ４、ＥＵＤＣなどの走行モードでのモータ使用頻度分布（車両動作点）の例をＮ−Ｔマップ上で示した図である。モータトルクが正の領域では力行運転が行われ、モータトルクが負の部分では回生運転が行われる。モータの回転トルクは、通常は図２に示す実線部分で囲まれた領域で出力可能であり、したがって、ＪＣ０８、ＬＡ４、ＥＵＤＣなどの走行モードでの動作は、図２上に示される各モードの動作点の例のように行われる。

図３に一般的な回転電機の駆動装置６００の回路の概略を、回転電機２００およびバッテリ１８０とともに示す。
回転電機の駆動装置６００は回転電機２００を駆動するためのインバータ６１０と、インバータ６１０を駆動制御するドライバ６５０と、ドライバ６５０を制御するモータコントローラ６２０とを備える。
インバータ６１０はパワーモジュール６１０ａ〜ｃで構成されている。パワーモジュール６１０ａ〜ｃは、それぞれ３相の交流出力の各相Ｕ、Ｖ、Ｗの電流を出力する。それぞれのパワーモジュールはパワー半導体素子６１１ａ、６１１ｂで構成される。パワー半導体素子には、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipoler Transistor）を想定しているが、必要な周波数や電圧によって、他のパワー半導体素子（例えばＭＯＳ−ＦＥＴなど）を用いてもよい。図３に示す例では、パワーモジュール６１０ａ〜ｃはそれぞれ正極側（上アーム側）にＩＧＢＴ６１１ａとフリーホイリングダイオード６１２ａ、負極側（下アーム側）にＩＧＢＴ６１１ｂとフリーホイリングダイオード６１２ｂを備えている。なお、パワー半導体素子６１１ａ、６１１ｂには同じパワー半導体素子が用いられており、パワー半導体素子６１１と総称する。また、フリーホイリングダイオード６１２ａ、６１２ｂもフリーホイリングダイオード６１２と総称する。

回転電機の駆動装置６００は、モータコントローラ６２０からの制御信号に基づきドライバ６５０を駆動制御し、ドライバ６５０は、パワーモジュール６１０ａ〜ｃのそれぞれのパワー半導体素子６１１ａ、６１１ｂのスイッチング動作を制御する。高電圧のバッテリ１８０からの直流電力が回転電機の駆動装置６００のインバータ６１０を構成するパワーモジュール６１０ａ〜ｃのそれぞれの正極側および負極側の直流端子に供給される。回転電機の駆動装置６００は、パワー半導体素子のスイッチング動作を制御することにより、供給された直流電力を３相交流電力に変換し回転電機２００に供給する。このようなパワー半導体素子のスイッチング動作により、回転電機２００に３相交流電流が供給されて電動機として駆動される。すなわち、ドライバ６５０とインバータ６１０はモータに駆動電流を供給する駆動部として動作し、モータコントローラ６２０はこの駆動部を制御する制御部として動作する。

あるいは車両の回生動作時には、回転電機２００は発電機として運転される。回転電機２００の回転子が外部から加えられる回転トルクで回転駆動され、回転電機２００の固定子巻線から３相交流電力が出力される。出力された３相交流電流は、パワー半導体素子６１１ａ、６１１ｂおよびフリーホイリングダイオード６１２ａ、６１２ｂの動作によって直流に変換されて、バッテリ１８０に供給されてバッテリ１８０が充電される。

パワー半導体素子６１１ａ、６１１ｂのスイッチング動作により発生する直流電圧の脈動（リップル）は、バッテリ１８０とインバータ６１０の間に、バッテリ１８０と並列に接続された平滑コンデンサ６１５により平滑される。

ドライバ６５０は対応するインバータ装置６１０を制御するための駆動部を構成しており、モータコントローラ６２０から出力された制御信号に基づいて、パワー半導体素子６１１ａ、６１１ｂを駆動させるためのゲート駆動信号を発生する。図示は省略するが、ドライバ６５０には、各相の各上下アームのゲートに供給する駆動信号を発生する集積回路が６個設けられている。これらの集積回路から、各パワーモジュール６１０ａ〜ｃのそれぞれのパワー半導体素子６１１のゲートを駆動するゲート信号が供給される。

モータコントローラ６２０は、電力変換装置全体を制御する制御部を構成している。各パワーモジュール６１０ａ〜ｃのそれぞれのスイッチング用パワー半導体素子６１１を動作（オン・オフ）させるためのパワー半導体素子のゲート信号は、モータコントローラ６２０から出力される各相毎のＰＷＭ信号によってドライバ６５０で生成される。

このＰＷＭ信号は、モータコントローラ６２０に備えられたマイクロコンピュータ６３０での演算によって生成される。モータコントローラ６２０には、上位制御装置６７０からのトルク指令信号（トルク指令値Ｔ^＊）、電流センサ６６０のセンサ出力、回転電機２００に搭載された回転センサ（レゾルバ）２２４のセンサ出力が入力される。モータコントローラ６２０はトルク指令値および各センサ出力に基づいて制御値を演算し、ドライバ６５０にゲート駆動信号を生成するためのＰＷＭ信号を出力する。
なお、本発明による回転電機の駆動装置６００におけるモータコントローラ６２０の構成および動作については後述する。

図４はＥＶやＨＥＶ等の電動車両駆動用のＰＭモータの例であり、１２極の回転子と７２スロットの分布巻き固定子を備えている。回転電機の駆動装置６００によって制御される回転電機２００は、ハウジング２１２の内部には固定子２３０が保持されており、固定子２３０は固定子鉄心２３２と固定子巻線２３８とを備えている。固定子鉄心２３２の内側には、回転子２５０が空隙２２２を介して回転可能に保持されている。回転子２５０は回転子鉄心２５２と永久磁石２５４と非磁性体のあて板２２６を備えており、回転子鉄心２５２はシャフト２１８に固定されている。ハウジング２１２は軸受２１６が設けられた一対のエンドブラケット２１４を有しており、シャフト２１８はこれらの軸受２１６により回転自在に保持されている。

シャフト２１８には、回転子２５０の極の位置や回転速度を検出するレゾルバ２２４が設けられている。このレゾルバ２２４からの出力は、図３に示すモータコントローラ６２０に取り込まれる。モータコントローラ６２０は、取り込まれた出力に基づいて固定子の各相コイルに供給する電流波形に対応した各相毎のＰＷＭ信号をドライバ６５０に出力する。ドライバ６５０は、このＰＷＭ信号に基づいて、各パワーモジュール６１０ａ〜ｃのそれぞれのパワー半導体素子６１１のゲートを駆動するゲート信号をインバータ６１０に出力する。

インバータ６１０の各パワーモジュール６１０ａ〜ｃのそれぞれのパワー半導体素子６１１は、ゲート信号に基づきスイッチング動作を行い、バッテリ１８０から供給される直流電力を３相交流電力に変換する。この３相交流電力は図４に示す固定子巻線２３８に供給され、回転磁界が固定子２３０に発生する。３相交流電流の周波数はレゾルバ２２４の検出値に基づいて制御され、３相交流電流の回転子２５０に対する位相も同じくレゾルバ２２４の検出値に基づいて制御される。

図５は固定子２３０および回転子２５０の断面を示す図であり、固定子鉄心２３２の内周側には、多数のスロット２４０とティース２３６とが全周に渡って均等に配置されている。尚、図５では、スロットおよびティースの全てに符号を付すことはせず、代表して一部のティースとスロットにのみに符号を付した。スロット２４０内には固定子巻線（不図示）と固定子鉄心２３２とを絶縁するスロット絶縁材（不図示）が設けられている。図５の例では、固定子巻線２３８を構成するｕ相、ｖ相、ｗ相の複数の相巻線が複数のスロットに分布して装着される分布巻を採用している。固定子巻線２３８の巻き方として集中巻を使用しても同様の効果が得られる。なお、集中巻きの場合は固定子のスロット数は、通常図５に示すスロット数より少ない。

分布巻とは、複数のスロット２４０を跨いで離間した２つのスロットに相巻線が収納されるように、相巻線が固定子鉄心２３２に巻かれる巻線方式である。図５の例では、巻線方式として分布巻を採用しているので、固定子で生成される各相の磁束分布は正弦波状に近く、リラクタンストルクを得やすい。そのため、弱め界磁制御やリラクタンストルクを活用して、低回転速度だけでなく高回転速度までの広い回転数範囲についての制御が可能であり、電気自動車などのモータ特性を得るのに適している。

また、回転子鉄心２５２のコア３０１には、矩形の永久磁石が挿入される磁石挿入孔３１０が開けられており、その磁石挿入孔３１０には永久磁石２５４が埋め込まれ接着剤などで固定されている。磁石挿入孔３１０の円周方向の幅は、永久磁石２５４の円周方向の幅よりも大きく設定されており、永久磁石２５４の両側には磁気的空隙２５７が形成されている。この磁気的空隙２５７は接着剤を埋め込んでも良いし、成形樹脂で永久磁石２５４と一体に固めても良い。永久磁石２５４は回転子２５０の界磁極として作用する。図６は、図５に示した断面図の一部を拡大して示したものである。回転子鉄心２５２のコア３０１の永久磁石２５４の両側に形成される磁気的空隙２５７は、コギングトルク低減のために設けられたものである。

３相交流電流により回転磁界が固定子２３０に発生すると、この回転磁界が回転子２５０の永久磁石２５４ａ，２５４ｂに作用して磁石トルクが生じる。さらに、回転子２５０には、この磁石トルクに加えてリラクタンストルクが作用する。なお、回転電機２００は、図５、６、９、１１、１３、１４、１６において、どちらの回転方向にも回転可能である。しかし、説明の都合上、以下では回転子２５０あるいは回転子鉄心２５２はこれらの図で反時計回りに回転するものとする。
以下では図４、５に例示されたＰＭモータでの、本発明による回転電機の駆動装置の動作について説明する。

図７を参照して、リラクタンストルクの発生原理を説明する。一般に、磁束が磁石中心を通る軸をｄ軸，磁束が磁石の極間から極間へ流れる軸をｑ軸と呼ぶ。このとき，磁石の極間中心にある鉄心部分を補助突極部２５９と呼ぶ。回転子２５０に設けられた永久磁石２５４の透磁率は空気とほぼ同じであるため、固定子側から見た場合、ｄ軸部は磁気的に凹んでおり、ｑ軸部は磁気的に凸になっている。そのため、ｑ軸部の鉄心部分は突極と呼ばれる。リラクタンストルクは、このｄ軸とｑ軸の磁束の通り易さの差、すなわち、突極比によって生じる。

回転電機の駆動装置６００を用いて回転電機２００の制御を行う場合、従来のベクトル制御（図３、図１８参照）はレゾルバ２２４等の回転センサを用いて回転子２５０の磁極位置を検出し、この検出された磁極位置に基づいて、電流センサ６６０で検出された３相の電流値の座標変換（３φ→ｄｑ）を行う。この変換されたｄｑ座標の電流値を上位制御装置６７０からのトルク指令値Ｔ^＊に基づいて算出された電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊に加算する。このように、ベクトル制御は、検出された各相のコイル電流のフィードバックを行うことにより、同一トルクで同一回転数という条件である場合、回転子２５０の磁極位置に対して、電流が作る磁束の位置を一定にするような制御を行う手法であり、基本的にトルク制御を行う固定子コイルの各相の電流波形の時間変化は図８（ａ）に示すように正弦波となる。

しかし、本発明による回転電機の駆動装置（図１７参照、説明後述）においては、図８（ｂ）に示すように、固定子コイルの各相の電流波形の時間変化は概ね正弦波の形状となるが、局所的に電流の増減を行うので、正弦波からはずれた歪み波となっている。
すなわち、本発明による回転電機の駆動装置においては、概ね従来のベクトル制御と同様に回転子２５０の磁極位置に対して、電流が作る磁束の位置を一定にするように制御を行うが、モータ２００の磁気回路構造、すなわち固定子２３０のスロット位置、コイル位置および回転子２５０の位置に合せてトルクが最大となる瞬時電流値を選択するため、回転子２５０の磁極位置に対して、電流が作る磁束の時間的変化は必ずしも正弦波とはならず歪波となるように制御を行うものである。

このとき、予めモータ２００の磁気回路構造が判っていれば、従来から回転子の回転位置の検出に用いられているレゾルバ２２４等で回転子の位置を検出し、これをモータの内部起電力の位相と比較することで、スロット位置あるいは固定子コイル位置と回転子との電気的な相対位置を検出することができる。

例えば、図９のような固定子鉄心２３２に三相巻線が配置され、回転子鉄心２５２には永久磁石２５４ａ、２５４ｂが埋め込まれている、モータ磁気回路構造において、固定子２３０の各相コイルは、各相の符号が＋であれば紙面から手前側に飛び出す方向、−であれば紙面から奥側に引き込む方向に各相コイルの巻線が捲回されているとする。

ここである時刻の回転子位置を各相の無負荷誘起電圧の時間変化の波形に合わせる。
図９（ｂ）は、回転子２３０の回転によって、この回転子の永久磁石の磁束が固定子コイルに鎖交することによって生成される各相コイルの無負荷誘起電圧の変化を示している。４０１はＵ相コイル、４０２はＶ相コイル、４０３はＷ相コイルの電圧をそれぞれ示す。また図９（ｃ）は、各相コイルの無負荷誘起電圧を相間電圧の変化で示したものである。４０４はＵ−Ｖ間の相間電圧、４０５はＶ−Ｗ間の相間電圧、４０６はＷ−Ｕ間の相間電圧をそれぞれ示す。なお、図９（ｂ）、（ｃ）の左側の点線Ｂ−Ｂの位相（電気角）が図９（ａ）に示す回転子鉄心２５２と固定子鉄心２３２の相対位置に対応している。

図９（ａ）から分かるように、この図に示す回転子鉄心２５２と固定子鉄心２３２の相対位置において、永久磁石２５４ａ、２５４ｂの磁束のＵ相の固定子コイルへの鎖交量が最大となっているが、この位置での磁束の鎖交量の変化率はほぼ０となる。これはたとえば正弦曲線はθ＝π／２で最大値をとるが、その微分値は０となることと同等である。
また、ここでは回転子鉄心２５２は反時計回りに回転するとしているので、図９（ａ）の状態からさらに１５°（図９（ｂ）、（ｃ）で電気角９０°に対応）回転すると、永久磁石２５４ａ、２５４ｂの磁束のＵ相の固定子コイルへの鎖交量は最小となるが、この位置では磁束の鎖交量の変化は最大となる。

固定子コイルでの誘起電圧は、固定子コイルに鎖交する磁束の微分値に比例する（∝−ｄφ／ｄｔ、φはコイル鎖交磁束）ので、回転子鉄心２５２が図９（ａ）の位置で、Ｕ相の固定子コイルの誘起電圧（相電圧）はほぼ０となり、これから電気角で９０°進んだ状態で誘起電圧が最大となる。これが図９（ｂ）に示されている。また、図９（ｃ）は図９（ｂ）に対応して、２つの相コイル間の相間電圧の変化を示したものである。

すなわち、図９（ｂ）、（ｃ）に示す各相コイルの誘起電圧波形から、この誘起電圧波形での各位相に対応した回転子２５０と固定子２３０の相対位置、すなわちモータ内部の磁気回路の状態を、上記で説明した図９（ａ）と（ｂ）、（ｃ）の関係から検出することができる。
さらに、前述のように、回転子の回転位置は、レゾルバ２２４等で検出できるので、一旦、固定子コイルの無負荷誘起電圧を測定して、回転子２５０と固定子２３０の相対位置関係を確認しておけば、レゾルバ２２４による回転子の回転位置でモータ内部の磁気回路の状態を確認することができることになる。

相電圧で確認すると、図９（ｂ）の左側の点線Ｂ−Ｂの位相で、Ｕ相の相電圧ｅ＿ｕは０Ｖと交差する。すなわちこの交差点の位相が図９（ａ）に示す回転子２５０と固定子２３０の相対位置と対応する。あるいは、相間電圧で確認すると、図９（ｃ）の左側の点線Ｂ−Ｂの位相でＷ相とＶ相の線間電圧ｅ＿ｖｗが最大の負の値となる。すなわちこのｅ＿ｖｗが最大の負の値となる位相が図９（ａ）に示す回転子２５０と固定子２３０の相対位置と対応する。このようにして、従来の回転センサ２２４の出力からモータ内部の磁気回路構造まで読み取ることが可能になる。よって従来の電力変換機での回転位置検出機能の構成を変えることなく、固定子２３０のスロット位置、コイル位置および回転子２５０の位置、すなわちモータ磁気回路構造をリアルタイムに検出し、このリアルタイムに検出したモータ磁気構造に合わせて、固定子コイル電流を制御することにより瞬時電流値制御が可能になる。

このようにレゾルバ２２４による回転子の位置を用いて検出されるモータ内部の磁気回路の状態に合わせて、後述するように正弦波電流駆動からは外れた、最適な固定子コイルの瞬時電流値を設定して、モータを回転させた場合の瞬時トルク波形の例を図１０に示す。本実施形態で例示するモータは１２極のモータであるため、電気角３６０°は回転子の回転角度６０°に相当する。したがって、図１０（ａ）は、図４、５に示す回転電機の回転子を機械的に６０°（電気角３６０°）回転駆動した場合の瞬時トルク波形を示す。（ｂ）は（ａ）の瞬時トルク波形の機械的回転角２０°（電気角１２０°）分を拡大して示している。（ａ）、（ｂ）で従来の正弦波駆動によるトルクをＴｏｒｑｕｅ＿Ｓ（点線）で示し、本発明による回転電機の駆動装置を用いた歪波駆動によるトルクをＴｏｒｑｕｅ＿Ｈ（実線）で示す。図１０からも判るように、正弦波電流駆動に対して、モータ磁気回路に合わせて最適電流値を選択した歪波電流駆動とした場合の方がトルクが増加していることが判る。

この歪波電流駆動とした場合のトルクの増加を、各相の瞬時電流値とこれに対応した磁束の変化で具体的に説明する。
通常の正弦波電流駆動での磁束の状態の例（図１１（ａ）参照）に対して、歪波電流駆動とすることでトルク増加が生じる場合の磁束の状態の例（図１１（ｂ）参照）の回転子位置において、瞬時トルク、各相の瞬時電流値のシミュレーション結果の例を図１２に示す。図１２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）それぞれの左側の点線Ｃ−Ｃの位置（位相）が、図９（ａ）、図１１に示す回転子と固定子の相対位置に対応する。図１２（ａ）は図１０（ｂ）と同じものであり、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）は回転子の機械的回転角２０°（電気角１２０°）分に対応した固定子コイルのＵ、Ｖ、Ｗ相のそれぞれの瞬時電流波形を示す。また、図１０と同様に、（ａ）では、従来の正弦波駆動によるトルクをＴｏｒｑｕｅ＿Ｓ（点線）で示し、本発明による回転電機の駆動装置を用いた歪波駆動によるトルクをＴｏｒｑｕｅ＿Ｈ（実線）で示してある。図１２（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）ではそれぞれ正弦波駆動での瞬時電流値と歪波駆動での瞬時電流値を重ねて示してある。図１２（ｂ）では、正弦波駆動でのＵ相の瞬時電流がＩｕ＿Ｓ、歪波駆動の瞬時電がＩｕ＿Ｈで示されている。同様に（ｃ）では正弦波駆動でのＶ相の瞬時電流がＩｖ＿Ｓ、歪波駆動の瞬時電がＩｖ＿Ｈで示され、（ｄ）では正弦波駆動でのＷ相の瞬時電流がＩｗ＿Ｓ、歪波駆動の瞬時電がＩｗ＿Ｈで示されている。

図１２（ａ）の正弦波電流駆動のトルク４５０ａに対して、歪波電流駆動のトルク４５０ｂの増加がみられる回転子位置（図１２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の左側の点線Ｃ−Ｃの位相に対応）において、各相瞬時電流値は、正弦波電流駆動の場合と歪波電流駆動とで異なっている。
たとえば、図１２（ｂ）では、正弦波電流駆動のＵ相電流の瞬時値４１１ａに対して、歪波電流駆動のＵ相電流の瞬時値４１１ｂは電流の絶対値が減少している。図１２（ｃ）では、正弦波電流駆動のＶ相電流の瞬時値４１２ａに対して、歪波電流駆動のＶ相電流の瞬時値４１２ｂはほぼ変わらず、図１２（ｄ）では、正弦波電流駆動のＷ相電流の瞬時値４１３ａに対して、歪波電流駆動のＷ相電流の瞬時値４１３ｂは電流の絶対値が増加している。

これらの各相の電流の瞬時値に対応して各相の磁束が生成されており、これらの各相の電流の瞬時値に対応して各相の磁束が生成されている。したがって、この各相の磁束は、正弦波電流駆動と歪波電流駆動の場合の瞬時電流値の違いに対応して異なるものとなる。この瞬時電流値の違いによるモータ内部の磁束の状態を磁束の方向を示す矢印の長さで強調して、図１１に示す磁束線図に重ねて示したものが図１３である。図１３（ａ）は正弦波駆動の場合の磁束の大きさを示し、参照番号４２１ａ、４２２ａ、４２３ａはそれぞれ図１２（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）で図左側の点線の位置の電気角での正弦波電流駆動のＵ相コイル電流４１１ａ、Ｖ相コイル電流４１２ａ、Ｗ相コイル電流４１３ａの作る磁束の大きさと向きを表わしている。また、図１３（ｂ）は歪波電流駆動の場合の磁束の大きさを示し、参照番号４２１ｂ、４２２ｂ、４２３ｂは、それぞれ図１２（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）で図左側の点線の位置の電気角での歪波電流駆動のＵ相コイル電流４１１ｂ、Ｖ相コイル電流４１２ｂ、Ｗ相コイル電流４１３ｂの作る磁束の大きさと向きを表わしている。

正弦波電流駆動でのモータ内部の磁束分布（図１３（ａ））と歪波電流駆動でのモータ内部の磁束分布（図１３（ｂ））を比較すると、正弦波電流駆動でのＵ相磁束４２１ａに対して歪波電流駆動でのＵ相磁束４２１ｂが小さくなっている。また正弦波電流駆動でのＶ相磁束４２２ａに対して歪波電流駆動でのＶ相磁束４２２ｂはほぼ変わらず、正弦波電流駆動でのＷ相磁束４２３ａに対して歪波電流駆動でのＷ相磁束４２３ｂが大きくなっている。

さらに別の回転子位置でトルク増加が生じる図１４における、瞬時トルク、各相瞬時電流のシミュレーション結果の例を図１５に示す。図略中央の点線Ｄ−Ｄでの、図１５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）それぞれの位置（位相）が、図１４に示す回転子と固定子の相対位置に対応する。図１５（ａ）に示すように、正弦波電流駆動の瞬時トルク４５０ａに対しても、歪波電流駆動の瞬時トルク４５０ｂの増加がみられる。このときの各相の瞬時電流値も、図１２の場合と同様に、正弦波電流駆動の場合と歪波電流駆動とで異なっている。図１５（ｂ）では、正弦波電流駆動のＵ相の瞬時電流４１１ａに対して、歪波電流駆動のＵ相の瞬時電流４１１ｂの絶対値はほぼ同程度となっている。また、図１５（ｃ）では、正弦波電流駆動のＶ相の瞬時電流４１２ａに対して、歪波電流駆動のＶ相の瞬時電流４１２ｂは絶対値が増加し、図１５（ｄ）では、正弦波電流駆動のＷ相の瞬時電流４１３ａに対して、歪波電流駆動のＷ相の瞬時電流４１３ｂの絶対値が減少している。

図１２の場合と同様に、これらの各相の電流の瞬時値に対応して各相の磁束が生成されている。したがって、この各相の磁束は、正弦波電流駆動と歪波電流駆動の場合の瞬時電流値の違いに対応して異なるものとなる。この瞬時電流値の違いによるモータ内部の磁束の状態を磁束の方向を示す矢印の長さで強調して、図１４に示す磁束線図に重ねて示したものが図１６である。図１６（ａ）は正弦波駆動の場合の磁束の大きさを示し、参照番号４２１ａ、４２２ａ、４２３ａはそれぞれ図１５（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）で図左側の点線Ｄ−Ｄの位置の電気角での正弦波電流駆動のＵ相コイル電流４１１ａ、Ｖ相コイル電流４１２ａ、Ｗ相コイル電流４１３ａの作る磁束の大きさと向きを表わしている。また、図１５（ｂ）は歪波電流駆動の場合の磁束の大きさを示し、参照番号４２１ｂ、４２２ｂ、４２３ｂは、それぞれ図１５（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）で図左側の点線の位置の電気角での歪波電流駆動のＵ相コイル電流４１１ｂ、Ｖ相コイル電流４１２ｂ、Ｗ相コイル電流４１３ｂの作る磁束の大きさと向きを表わしている。

正弦波電流駆動でのモータ内部の磁束分布（図１６（ａ））と歪波電流駆動でのにおいてモータ内部の磁束分布（図１３（ｂ））を比較すると、正弦波電流駆動でのＵ相磁束４２１ａに対して歪波電流駆動でのＵ相磁束４２１ｂはほぼ同程度となっている。また、正弦波電流駆動でのＶ相磁束４２２ａに対して歪波電流駆動でのＶ相磁束４２２ｂは大きくなっており、正弦波電流駆動でのＷ相磁束４２３ａに対して歪波電流駆動でのＷ相磁束４２３ｂが小さくなっている。

以上のようにモータ内部の磁気回路構造に合わせて瞬時電流値を決めることでトルク増加が可能になる。各相の瞬時電流値で、回転電機のトルクをこの回転電機の状態（回転数、トルク指令値Ｔ^＊）に応じて最大とするような歪波電流は、シミュレーションによってもあるいは実験によっても定めることができる。回転電機の様々な稼働状態に対応して最大のトルクを出力するインバータから入力される電流実効値の最大値を超えることなくモータの最大トルクを増加させる各相の歪電流値の振幅、位相等をデータ化あるいはパラメータ化しておく。これらのデータあるいはパラメータを、たとえばモータコントローラ６２０の記憶部６２６（図１６参照）の歪波電流値データ格納部６２７に格納しておき、これらに基づいて、インバータ６１０を駆動するゲート信号を生成するＰＷＭ信号に歪波成分を加算することによって、インバータから入力される電流実効値の最大値を超えることなくモータの最大トルクを増加させることができる。
この回転電気の効率を最大とするような、歪電流値を加算した瞬時電流値を設定するための、本発明による回転電機の駆動装置について以下に説明する。

図１７は、本発明による回転電機の駆動装置６００における回転電機のベクトル制御の概略構成を示すブロック図である。図中点線で囲まれた部分が、たとえば図３のモータコントローラ６２０に備えられたマイクロコンピュータ６３０で実行される。比較のため、図１８に従来一般的に用いられている、ベクトル制御の概略構成を示す。本発明による回転電機の駆動装置においては、通常のベクトル制御と比べ、固定子コイル駆動電流に加算する歪波電流成分を算出する歪波電流算出部６３７と、この歪波電流成分を算出するためのデータを格納した歪波電流値データ格納部６２７とが追加されている。
なお、モータコントローラ６２０は、回転電機２００のベクトル制御だけでなく、モータに関する様々な制御を行っているが、これらに関する構成部分は省略されている。たとえば、インバータ６１０や回転電機２００の温度、インバータに供給されるバッテリ１８０からの直流電圧を検出し、回転電機２００やインバータ６１０の異常診断等も行っている。また、モータコントローラ６２０は、バッテリ１８０を管理するバッテリコントローラ（不図示）の上位コントローラとしても機能している。モータコントローラ６２０の記憶部６２６は、これらの動作のための様々なデータを格納している。

（本発明による回転電機の駆動装置でのベクトル制御動作）
図１７、１８を参照して、本発明による回転電機の駆動装置でのベクトル制御動作の概略について、従来技術との差異を説明する。まず一般的なベクトル制御動作（図１８参照）について簡単に説明する。
モータコントローラ６２０はマイクロコンピュータ６３０を備える。マイクロコンピュータ６３０の電流指令生成部６３１は、上位制御装置６７０からのトルク指令値Ｔ^＊に基づいて、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Iｄ^*、Iｑ^*を演算し出力する。

この電流指令値Iｄ^*、Iｑ^*に回転電機２００の固定子コイルの各相の電流値がフィードバックされる。電流センサ６６０で検出された固定子コイルのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、座標変換部６３５によって、３相交流電流からｄｑ座標の補正電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃ（＝フィードバックする補正電流分）に変換される（これを３φ―ｄｑ変換と呼ぶ）。なお、電流センサ６６０からの信号は、モータコントローラ６２０あるいはマイクロコンピュータ６３０に設けられたＡＤサンプリング部（不図示）によってデジタル化される。したがって、図１７、１８のマイクロコンピュータ内の動作はデジタル処理で行われる。
電流指令値Iｄ^*、Iｑ^*から、補正電流Ｉｄｃ、Ｉｑｃが減算された差分Ｉｄｃ^*、Ｉｑｃ^*は、それぞれ電圧指令生成部６３２，６３３に供給される。

電圧指令生成部６３２、６３３は、Ｉｄｃ^*、Ｉｑｃ^*に応じてｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊を座標変換部６３４へ出力する。座標変換部６３４は、Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊を、回転位置算出部６３６からの回転子の位置検出値θｄｃとを用いて、三相交流の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に変換して（ｄｑ−３φ変換と呼ぶ）ＰＷＭ信号生成部６２２へ出力する。

ここで、本発明による回転電機の駆動装置６００においては、歪波電流算出部６３７によって算出された歪波電流成分が電流指令生成部６３１で加算され、上記のＩｄｃ^*、Ｉｑｃ^*は歪波電流成分を含むものとなる。この歪波電流成分が加算されたＩｄｃ^*、Ｉｑｃ^*が変換された三相交流の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊に基づいて、ドライバ６５０は、インバータ６１０のパワー半導体素子６１１のスイッチング動作を制御するゲート信号を生成する。インバータ６１０から主力される固定子コイルの各相の電流は、この歪波電流成分の加算により、図１２（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）および図１５（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）で説明したように、増減する。

回転センサ（レゾルバ）２２４の、モータの回転位置に対応した信号からＲ／Ｄコンバータ６２４により相対回転位置の示すデジタル信号θｄが回転位置算出部６３６に出力される。回転位置算出部は６３６は、Ｒ／Ｄコンバータ６２４の出力信号θｄから、図９（ａ）、（ｂ）、（ｃ）を参照して説明したように、回転子２５０と固定子２３０の相対位置θｄｃを算出し、座標変換部６３４、６３５に入力する。この相対位置θｄｃに基づいて、座標変換部６３４、６３５でそれぞれ、上記のｄｑ−３φ変換あるいは３φ−ｄｑ変換を行う。

なお、この相対位置θｄｃの値は、歪波電流算出部６３７にも入力され、上記で説明した歪波電流成分を加算／減算を行う位相が算出され、この位相で電流指令値Ｉｄｃ^*、Ｉｑｃ^*への歪波電流成分加算が行われる。
また、この歪波電流成分の算出は、前述の歪波電流値格納部６２７に記憶された歪波電流を算出するためのデータやパラメータと、上位制御装置からのトルク指令値Ｔ^＊に対応して行われる。

歪波電流算出部６３７で算出される歪波成分は、３相の成分の和が０となるように算出される。したがって、インバータ６１０に供給される直流電力は脈動しない。トルクのみを増加することができるので、インバータから入力される電流実効値の最大値を超えることなくモータの最大トルクを増加させることができる。
またこのように３相の成分の和が０となるような歪波電流データが歪波電流値格納部６２７に前もって記憶される。

本発明のように歪波電流を用いたベクトル制御では、トルク指令値Ｔ^＊に対応した電流指令値Iｄ^*、Iｑ^*を用いた場合、通常の正弦波駆動の場合よりも大きなトルクが得られる。歪波電流算出部６３７では、上位制御装置からのトルク指令値Ｔ^＊とトルク指令値の増分ΔＴ^＊に基づいてこのトルク増分に対応する電流指令値分（歪波電流成分）を算出して、電流指令生成部に送信する。電流指令値生成部６３１では、このようにしてトルク増分を歪は電流成分を含むＩｄ^＊ とＩｑ^＊を算出している。

図１９は、図２の通常の正弦波駆動によるＮ−Ｔマップに対し、本発明による回転電機の駆動装置の効果をおおまかに示したものである。本発明による回転電機の駆動装置における歪波駆動は、任意の回転数において適用可能であるので、図１２および図１５で説明したシミュレーション結果の例から、正弦波駆動による一般的な回転電機駆動と比較して、モータ回転の全領域で、同じ消費電流に対して数％の出力改善が可能であると見込まれている。
上記で説明した歪波電流によるベクトル制御と逆の制御を行うことにより、回転電機の回生時の発電量を増加させることが可能であるが、この詳細な説明は省略する。

なお、以上の説明では、回転センサ２２４には、レゾルバが使用されているとしたが、エンコーダを用いてもよい。エンコーダを用いる場合はＲ／Ｄコンバータ６２４は不要である。また上記では説明を省略したが、回転線２２４の出力を用いて、回転電機の回転数もモータコントローラ６２０で検出されている。

本発明による回転電機の駆動装置６００のモータコントローラ６２０においては、歪波電流算出部６３７で算出される歪波電流成分の電流指令値Ｉｄ^＊ とＩｑ^＊への加算を行わないかまたは歪波電流成分の算出を行わない場合、または歪波電流成分の算出を行わない場合には、図１７に示す歪波電流算出部６３７が無い状態となるので、図１８に示す一般的なモータコントローラと同じ動作を行うことができる。
すなわち、歪波電流算出部６３７の動作をモータコントローラ６２０がオン／オフすることにより、一般的な回転電機のベクトル制御と本発明による歪波電流によるベクトル制御とを切り替えることができる。

この一般的な回転電機のベクトル制御（正弦波電流によるベクトル制御）から本発明による歪波電流によるベクトル制御への切り替えは、たとえば登坂路のような場合に大トルクが必要なモードが選択された場合に、上位制御装置から動作切替部６３８に入力されるトルク指令値の増分ΔＴ^＊が０でない場合、あるいはトルク指令値Ｔ^＊が正弦波電流によるベクトル制御で発生できるトルクを超える場合によりモータコントローラ６２０が行う。

あるいは、この歪波電流によるベクトル制御でトルク増大を積極的に用いることもできる。
たとえば、図１９のＮ−Ｔマップに示したように、本発明による回転電機の駆動装置を用いることによって、モータトルクの出力領域を拡大できる。もし、上位制御装置６７０からのトルク指令値Ｔ^＊およびモータの回転数が、図１９のＮ−Ｔマップに示す従来の正弦波駆動によるベクトル制御のトルク発生領域を超える場合、歪波電流によるベクトル制御に切り替えてベクトル制御を行うことができる。このベクトル制御の切り替えは、トルク指令値Ｔ^＊およびモータの回転数に対応して、歪波電流算出部６３７の動作をオン／オフすればよい。

上記のように歪波電流算出部６３７をオン／オフするために、たとえば図１７で示す動作切替部６３８を設ける。この動作切替え部はたとえば、上位制御装置からトルクを増加するために０でないトルク指令値の増分ΔＴ^＊が入力された場合、あるいはトルク指令値Ｔ^＊が、記憶部６２６に格納された図１９に示すような従来の正弦波電流駆動による駆動出力限界（トルク発生領域）を超えるような場合、入力されたΔＴ^＊をそのまま、あるいは正弦波電流駆動による駆動出力限界とトルク指令値Ｔ^＊の差をΔＴ^＊として歪波電流算出部６３７に入力する。歪波電流算出部６３７は、０でないトルク指令値の増分ΔＴ^＊が入力された場合にオンとなり、このΔＴ^＊に対応した歪波電流成分を算出する。
この際、図１７には示されていないが、マイクロコンピュータ６３０は記憶部６２６に格納された図１９に示すようなトルク発生領域に関するデータを参照してトルク指令値Ｔ^＊が、正弦波駆動による駆動出力限界を超えるかどうか判断する。歪波電流によるベクトル制御を含めたトルク出力値の制御は、このようにしてモータコントローラ６２０と上位制御装置６７０によって行われる。

以上のように、本発明による回転電機の駆動装置により、回転電機の構造およびその稼働条件（回転数、トルク）の広い範囲に合わせて、インバータから入力される電流実効値の最大値を超えることなくモータの最大トルクを増加させることができる。

以上の説明は本発明の実施形態の例であり、本発明はこれらの実施形態に限定されない。当業者であれば、本発明の特徴を損なわずに様々な変形実施が可能である。

１００…車両
１１０…駆動輪
１２０…エンジン
１３０…変速機
１３２…デファレンシャルギア
１８０…バッテリ
２００…回転電機
２１２…ハウジング
２１４…エンドブラケット
２１６…軸受
２１８…シャフト
２２４…回転センサ
２２２…空隙
２２６…あて板
２３０…固定子
２３２…固定子鉄心
２３６…ティース
２３８…固定子コイル
２４０…スロット
２５０…回転子
２５２…回転子鉄心
２５４，２５４ａ，２５４ｂ…永久磁石
２５７…磁気的空隙
２５９…補助突極部
３０１…回転子鉄心コア
３１０…磁石挿入孔
４０１…Ｕ相無負荷誘起電圧波形
４０２…Ｖ相無負荷誘起電圧波形
４０３…Ｗ相無負荷誘起電圧波形
４０４…Ｕ相Ｖ相間無負荷誘起電圧波形
４０５…Ｖ相Ｗ相間無負荷誘起電圧波形
４０６…Ｗ相Ｕ相間無負荷誘起電圧波形
４１１ａ…正弦波電流駆動Ｕ相電流波形
４１１ｂ…歪波電流駆動Ｕ相電流波形
４１２ａ…正弦波電流駆動Ｖ相電流波形
４１２ｂ…歪波電流駆動Ｖ相電流波形
４１３ａ…正弦波電流駆動Ｗ相電流波形
４１３ｂ…歪波電流駆動Ｗ相電流波形
４２１ａ…正弦波電流駆動時のＵ相電流が作るステータ磁束
４２１ｂ…歪波電流駆動時のＵ相電流が作るステータ磁束
４２２ａ…正弦波電流駆動時のＶ相電流が作るステータ磁束
４２２ｂ…歪波電流駆動時のＶ相電流が作るステータ磁束
４２３ａ…正弦波電流駆動時のＷ相電流が作るステータ磁束
４２３ｂ…歪波電流駆動時のＷ相電流が作るステータ磁束
４５０ａ…正弦波電流駆動時のトルク波形
４５０ｂ…歪波電流駆動時のトルク波形
６００…回転電機の駆動装置
６１０…インバータ
６１０ａ，６１０ｂ，６１０ｃ…パワーモジュール
６１１, ６１１ａ, ６１１ｂ…パワー半導体素子
６１２, ６１２ａ, ６１２ｂ…フリーホイリングダイオード
６１５…平滑コンデンサ
６２０…モータコントローラ
６２２…ＰＷＭ信号生成部
６２４…Ｒ／Ｄコンバータ
６２６…歪波電流値格納部
６３０…マイクロコンピュータ
６３１…電流指令生成部
６３２，６３３…電圧指令生成部（ＰＩ）
６３４…ｄｑ／３φ座標変換部
６３５…３φ／ｄｑ座標変換部
６３６…回転位置算出部
６３７…歪波電流算出部
６３８…動作切替部
６５０…ドライバ
６６０…電流センサ
６７０…上位制御装置

Claims (5)

1. 回転電機の駆動制御装置であって、
   前記回転電機に三相交流電流を供給するインバータのドライバを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   前記ＰＷＭ信号生成部が前記ＰＷＭ信号を生成するための電圧指令値を生成する制御部と、
   前記回転電機を駆動制御するためのデータを格納する記憶部とを備え、
   前記制御部は、前記回転電機のベクトル制御を行うために、上位制御装置からのトルク指令値からｄｑ座標の電流指令値を算出する電流指令生成部と、前記ｄｑ座標の電流指令値からｄｑ座標の電圧指令値を生成する電圧指令生成部と、前記ｄｑ座標の電圧指令値を三相交流の電圧指令値に変換して前記ドライバに供給する第１の座標変換部と、前記三相交流電流の検出値をｄｑ座標の補正電流に変換する第２の座標変換部と、前記回転電機の回転子位置を算出し、この回転子位置情報を前記第１および第２の座標変換部に供給する回転位置算出部とを備え、
   前記制御部は、さらに前記回転電機のベクトル制御を歪波成分が印加された三相交流電流で行う歪波ベクトル制御とするために、前記ｄｑ座標の電流指令値に加算する歪波電流成分を算出する歪波電流算出部と、前記歪波電流算出部をオン／オフする動作切替部とを備えることを特徴とする回転電機の駆動制御装置。
2. 請求項１に記載の回転電機の駆動制御装置において、
   前記記憶部は、前記回転電機の回転数および電流指令値に応じて最大のトルクを発生するような歪波電流成分の振幅ならびに位相のデータを格納し、
   前記歪波電流算出部は、前記回転位置算出部によって算出された前記回転子の位置と、前記トルク指令値とに基づいて、前記記憶部に格納された歪波電流成分の振幅ならびに位相のデータから、歪波電流成分を算出することを特徴とする回転電機の駆動制御装置。
3. 請求項１または２に記載の回転電機の駆動制御装置において、
   大トルクが必要なモードが選択された場合に、上位制御装置からの指令により、前記動作切替部は前記歪波電流算出部の動作をオンとして、前記制御部は前記歪波ベクトル制御を行うことを特徴とする回転電機の駆動制御装置。
4. 請求項１または２に記載の回転電機の駆動制御装置において、
   上位制御装置からのトルク指令値と前記回転電機の回転数が、正弦波電流を用いた前記ベクトル制御によるトルク出力領域を超える場合は、前記動作切替部はトルク増加信号を前記歪波電流算出部に送信して前記歪波電流算出部の動作をオンとして、前記制御部は前記歪波ベクトル制御を行うことを特徴とする回転電機の駆動制御装置。
5. 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の回転電機の駆動制御装置と、前記インバータと、前記ドライバと、前記三相交流電流を検出する電流センサと、前記回転電機の回転子の回転位置に対応した回転位置信号を生成して前記回転位置算出部に供給する回転位置センサとを備えることを特徴とする回転電機の駆動装置。
   
   
   
   

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