JP2012170283A - 回転電機制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】非対称な突極性を有する永久磁石型の回転電機を制御対象とし、界磁磁束の調整制御を含めて、マグネットトルク及びリラクタンストルクを充分活用できるように最適化されたベクトル制御を実現する。
【解決手段】第１ベクトル空間において電流指令ｉｄ＿Ｍ^＊，ｉｑ＿Ｍ^＊を演算する電流指令演算部１と、第２ベクトル空間において電圧指令ｖｄ＿Ｌ^＊，ｖｑ＿Ｌ^＊を演算する電圧指令演算部３とを備える。第１ベクトル空間は電機子磁束によって永久磁石からの界磁磁束を調整する界磁調整制御のための電流指令の調整方向に沿った方向を一方の軸とする直交ベクトル空間であり、第２ベクトル空間は、ロータ４０の回転軸心からロータ４０の表面における電機子磁束の磁束密度最大位置に向かう方向に沿った方向を一方の軸とする直交ベクトル空間である。
【選択図】図８

Description

本発明は、ロータと同速で回転する回転座標系に設定された直交ベクトル空間におけるベクトル制御によって回転電機を制御する回転電機制御装置に関する。

近年、回転電機を駆動力源とした電気自動車（EV : electric vehicle）や、ハイブリッド自動車（HV : hybrid vehicle）、特に回転電機を駆動力源に含むハイブリッド電気自動車（HEV : hybrid electric vehicle）が実用化され、普及が進んでいる。このような自動車等に搭載される回転電機は、同様に自動車に搭載されたバッテリなどの直流電源から供給される電力を用いて電動機（モータ）として機能すると共に、発電機（ジェネレータ）としても機能して直流電源に電力を回生する。このような回転電機として、多くの場合、永久磁石型同期機（PMSM : permanent magnet synchronous motor）が利用される。そして、ＰＭＳＭの制御に際しては、永久磁石を有したロータの磁極の方向をｄ軸、このｄ軸に対して電気的に直交する方向をｑ軸とした回転座標系であるｄ−ｑベクトル空間において電流フィードバック制御を行うベクトル制御が採用されることが多い。

ところで、特に埋込磁石型同期機（IPMSM : interior permanent magnet SM）では、ロータ表面の磁気抵抗がロータ回転方向の位置によって異なることにより、ステータコイルのｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスとが異なる突極性を有する。ここでは、永久磁石により構成される磁極に対応して、隣接する磁極間において磁性体のロータコアで構成された部分を便宜的に突極と称することとする。突極性を有するＰＭＳＭでは、永久磁石による界磁とステータコイルに流れる電流により生じる回転磁界との吸引反発力を利用したマグネットトルクと、突極と回転磁界との吸引反発力を利用したリラクタンストルクとの双方を活用することができる。一般的には、ロータ表面における永久磁石の磁束密度は、ロータの回転方向における磁極の中心に対して対称である。同様に、ステータコイルを流れる電流によって励磁される回転磁界（電機子磁束）の突極における磁束密度分布は、ロータ回転方向における突極の幾何学的な中心に対して対称である。しかし、マグネットトルクを充分に活用し、マグネットトルクとリラクタンストルクとを加算した合計トルクを充分に発生させることなどを目的として、突極での電機子磁束の磁束密度分布がロータ回転方向における突極の中心に対して非対称となるように構成される場合がある。

突極での電機子磁束の磁束密度分布がロータ回転方向における突極の中心に対して対称なＰＭＳＭでは、突極において電機子磁束が最大となる位置が、ｄ軸に対して電気的に直交する方向であるｑ軸上に存在する。しかし、突極が非対称なＰＭＳＭでは、突極において電機子磁束が最大となる位置がｑ軸から外れる。つまり、リラクタンストルクを発生させる電機子磁束の基準となる軸は、ｄ軸を基準として設定されたｑ軸ではなく、このｑ軸に対してずれ角（偏差）を有するｑ’軸となる。このため、突極が非対称なＰＭＳＭでｄ−ｑベクトル空間におけるベクトル制御を行うと、突極が対称なＰＭＳＭに比べて、フィードバック制御の追従性の低下や、オーバーシュートの発生など、過渡特性が低下する場合がある。特開平２００５−３２８６５２号公報（特許文献１）には、このような回転電機である非対称突極モータの電動駆動制御の技術が開示されている。特許文献１によれば、突極に発生する磁束密度分布の中心のずれ角（偏差）に対応させたｑ’軸と、ｑ’軸に直交するｄ’軸により規定されるｄ’−ｑ’ベクトル空間においてベクトル制御演算が行われる（特許文献１：第５〜１０、３７、５５、６１段落、図３、図４等）。

特開２００５−３２８６５２号公報

ところで、回転電機が高速で回転すると、ステータコイルに誘起される誘起電圧が大きくなり、回転電機の出力を大きくすることができなくなる。そこで、界磁調整電流として、ｄ−ｑベクトル空間におけるｄ軸電流を流して永久磁石による界磁を弱め、ステータコイルの誘起電圧を下げる弱め界磁制御が行われる。弱め界磁制御における界磁調整電流は、界磁磁束を打ち消す方向の電機子磁束を発生させるためにステータコイルに供給される電流である。このような界磁調整電流は、電機子磁束の磁束密度分布を基準とするｄ’−ｑ’ベクトル空間よりも、界磁磁束に対応したベクトル空間（例えば、磁極の方向がｄ軸に設定されたｄ−ｑベクトル空間）の方が制御し易い場合が多い。例えば、駆動力源として自動車に搭載される回転電機は、発進時の高トルク低回転領域から、高速巡行時の中低トルク高回転域までの幅広い駆動条件に対して、高い運転効率で対応できることが好ましい。このため、弱め界磁制御の他に、界磁磁束を強める方向に電機子磁束を発生させる強め界磁制御が実施される場合もある。このように、回転電機に対しては、マグネットトルクの活用、マグネットトルクとリラクタンストルクとを加算した合計トルクの活用、弱め界磁制御などの種々の制御が最適化されたベクトル制御が望まれる。

上記背景に鑑みて、隣接する磁極間におけるロータ表面での電機子磁束の磁束密度分布が、ロータ回転方向において非対称な突極性を有する永久磁石型の回転電機を制御対象とし、永久磁石による界磁磁束の調整制御を含めて、マグネットトルク及びリラクタンストルクを充分活用できるように最適化されたベクトル制御を実現することが望まれる。

上記課題に鑑みた本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、
磁極を構成する永久磁石を備えると共に突極性を有するロータとステータコイルを備えるステータとを有し、ロータ表面において、前記磁極の中心に対して電気的に直交する位置と、前記ステータコイルを流れる電流により誘起される電機子磁束の隣接する前記磁極間における磁束密度最大位置とが異なる回転電機を制御対象とし、前記ロータと同速で回転する回転座標系に設定された直交ベクトル空間におけるベクトル制御によって前記回転電機を制御する回転電機制御装置であって、
目標トルクに基づいて、前記ステータコイルに流す電流の指令である電流指令を演算する電流指令演算部と、
前記ステータコイルを流れる実電流がフィードバックされたフィードバック電流と前記電流指令との偏差に基づいて、前記ステータコイルに印加する電圧の指令である電圧指令を演算する電圧指令演算部と、を備え、
前記電流指令演算部は、前記電機子磁束によって前記永久磁石からの界磁磁束を調整する界磁調整制御のための前記電流指令の前記直交ベクトル空間における調整方向に沿った方向を一方の軸とする第１ベクトル空間において前記電流指令を演算し、
前記電圧指令演算部は、前記ロータの回転軸心から前記磁束密度最大位置に向かう方向に沿った方向を一方の軸とする第２ベクトル空間において前記電圧指令を演算する、点にある。

この特徴構成によれば、目標トルクに基づく電流指令は、第１ベクトル空間において演算され、電流指令とフィードバック電流とに基づく電圧指令は、第２ベクトル空間において演算される。第１ベクトル空間は、界磁磁束を調整する界磁調整制御に用いられる電流指令の調整方向に沿った方向を一方の軸とする直交ベクトル空間である。従って、界磁調整制御を含んだ電流指令を軽い演算負荷で算出することができる。一方、第２ベクトル空間は、ロータの回転軸心から磁束密度最大位置に向かう方向に沿った方向を一方の軸とする直交ベクトル空間である。ベクトル制御において、電流指令に基づいて電圧指令を演算する際、直交ベクトル空間におけるステータコイルのインダクタンスが演算パラメータとして用いられる。突極性を有する回転電機では、直交ベクトル空間の２つの軸におけるインダクタンスが等しくなく、これによってリラクタンストルクが生じる。リラクタンストルクを生じさせるインダクタンスの差は、ロータ表面の磁気抵抗の差によって生じる。また、磁気抵抗の差によって、ロータ表面における電機子磁束の磁束密度には粗密が生じる。従って、インダクタンスが演算パラメータとして用いられる電圧指令の演算は、インダクタンスを基準とした直交ベクトル空間、つまりはロータ表面における電機子磁束の磁束密度の粗密を基準とした直交ベクトル空間において実施させることが好ましい。第２ベクトル空間は、ロータの回転軸心から磁束密度最大位置に向かう方向に沿った方向を一方の軸とする直交ベクトル空間であるから、マグネットトルク及びリラクタンストルクを充分活用できる電圧指令を、軽い演算負荷で実施することができる。このように、本特徴構成によれば、永久磁石による界磁磁束の調整制御を含めて、マグネットトルク及びリラクタンストルクを充分活用できるように最適化されたベクトル制御を実現することができる。

ところで、回転電機が高速で回転し、ステータコイルに誘起される誘起電圧が大きくなって駆動電圧を超えると回転電機の出力を大きくすることができなくなる。このため、しばしば、トルクに寄与しない電流をステータコイルに流して永久磁石による界磁磁束を打ち消す方向の電機子磁束を生じさせ、誘起電圧を低下させる弱め界磁制御が行われる。しかし、トルクに寄与しない電流を流すことによる鉄損や銅損の増加や、電力消費の増大を生じることから、構造的に永久磁石による界磁磁束を変更可能な可変磁束型の回転電機も提案されている。例えば、ロータ回転方向の相対位置を調整可能な複数のロータを有する回転電機である。このような可変磁束型の回転電機においても、複数のロータの相対位置によって、磁極の中心に対して電気的に直交する位置と、電機子磁束の隣接する磁極間における磁束密度最大位置とが異なる場合がある。可変磁束型の回転電機は、複数のロータの相対位置を制御することによって、所望の界磁磁束を達成するものであるから、ロータの相対位置に応じた電機子磁束の磁束密度最大位置も予め知ることができる。当然ながら、永久磁石による磁極の中心も予め知ることができる。従って、ロータの相対位置を示す相対位置情報に基づいて、第１ベクトル空間及び第２ベクトル空間が設定されると好適である。可変磁束型の回転電機においても、マグネットトルク及びリラクタンストルクを充分活用できるように最適化されたベクトル制御を実現することができる。

このような回転電機を制御対象とする本発明に係る回転電機制御装置の一態様として、前記ロータが、ロータ回転方向の相対位置を調整可能な第１ロータ及び第２ロータを有し、前記回転電機が、前記相対位置の調整により前記ステータコイルに鎖交する前記界磁磁束を調整可能な可変磁束型回転電機であって、前記第１ベクトル空間及び前記第２ベクトル空間が、前記相対位置を示す相対位置情報に基づいて設定されると好適である。

ところで、界磁調整制御は、電機子磁束によって永久磁石からの界磁磁束を調整する制御であるから、界磁磁束を基準とした直交ベクトル空間において制御されると、演算負荷を軽くすることができる。つまり、界磁調整制御のための電流指令の調整方向に沿った方向が一方の軸となる直交ベクトル空間は、界磁磁束を基準とした直交ベクトル空間であると好適である。１つの好適な態様として、本発明に係る回転電機制御装置は、前記第１ベクトル空間が、前記ロータの回転軸心から前記磁極の中心に向かう方向に設定された磁極軸に沿った方向を一方の軸とし、前記電流指令演算部が、前記第１ベクトル空間において規定された電流指令マップに基づいて前記電流指令を演算するものとすることができる。

電圧指令演算部は、実電流がフィードバックされたフィードバック電流と電流指令との偏差に基づいて電圧指令を演算する。実電流は３相電流であり、直交ベクトル空間で規定された電流指令は２相電流である。従って、３相電流を２相電流に変換する座標変換が必要である。ここで、電圧指令演算部は、第２ベクトル空間において電圧指令を演算するので、１つの好適な態様として、本発明に係る回転電機制御装置は、前記実電流を前記第２ベクトル空間における２相の前記フィードバック電流に座標変換して前記電圧指令演算部へ提供するフィードバック電流座標変換部を備えるとよい。

同様に、電圧指令演算部は第２ベクトル空間において電圧指令を演算するので、電流指令も第２ベクトル空間に対応したものであると好適である。しかし、電流指令演算部は第１ベクトル空間において電流指令を演算する。従って、電流指令演算部と電圧指令演算部との間において、電流指令のベクトル空間が座標変換されると好適である。１つの好適な態様として、本発明に係る回転電機制御装置は、前記第１ベクトル空間において演算された前記電流指令の値を、前記第２ベクトル空間における値へ座標変換して、前記電圧指令演算部へ提供する空間座標変換部を備えるとよい。

可変磁束型の回転電機の構成の一例を示すスケルトン図 電気角１周期分における磁極及び突極の関係の一例を示す図 界磁磁束が最大となる相対位相（０度）の磁束分布の一例を示す図 界磁磁束が最小となる相対位相（９０度）の磁束分布の一例を示す図 相対位相９０度の電機子磁束の磁束分布の一例を示す図 相対位相４５度の電機子磁束の磁束分布の一例を示す図 固定磁束型で非対称突極性を有する回転電機の構成の一例を示す図 回転電機制御装置の構成の一例を模式的に示すブロック図 ベクトル空間の相対関係を示す図 相対位相０度の時のトルク特性の一例を示すグラフ 相対位相４５度の時のトルク特性の一例を示すグラフ 相対位相６７度の時のトルク特性の一例を示すグラフ 相対位相７５度の時のトルク特性の一例を示すグラフ

以下、本発明の回転電機制御装置の実施形態を、可変磁束型の回転電機を制御対象とする回転電機制御装置を例として説明する。はじめに、図１〜図６を利用して、本実施形態において例示する可変磁束型の回転電機の構造、及びロータの非対称突極性（詳細は後述する）について説明する。尚、本発明は、非対称突極性を有する回転電機を制御対象とする回転電機制御装置に関するものであり、制御対象となる回転電機はこのような可変磁束型の回転電機に限られるものではない。図７を利用して後述するように、固定磁束型で非対称特極性を有する回転電機を制御対象とする回転電機制御装置にも適用可能である。

図１に示すように、本実施形態で例示する可変磁束型の回転電機２０は、相対的に内側に配置される内側ロータ（第１ロータ４１）と相対的に外側に配置される外側ロータ（第２ロータ４２）との周方向（ロータ回転方向）の相対位置に応じてステータコイル３２に鎖交する界磁磁束が変化するインナーロータ型の回転電機である。ロータ４０を構成する第１ロータ４１及び第２ロータ４２の少なくとも一方には永久磁石が備えられる。本実施形態では、第１ロータ４１のみに永久磁石が備えられる。図２、図３等に示すように、第１ロータ４１は、ロータコア（第１ロータコア４３）の内部に埋め込まれて、ステータコイル３２と鎖交する界磁磁束を提供する永久磁石２４（２４Ｎ，２４Ｓ）を備えて構成される。一方、第２ロータ４２は、界磁磁束に対して磁気抵抗となる磁気抵抗部としての空隙４８をロータコア（第２ロータコア４４）に備えて構成される。これら２つのロータ４１，４２の周方向の相対位置に応じてステータコイル３２に鎖交する界磁磁束が変化し、可変磁束型の回転電機２０が実現される。図１に示すように、第１ロータ４１と第２ロータ４２との周方向の相対位置を調整する相対位置調整機構５０と共に駆動装置１００を構成し、回転電機２０の駆動力（トルクと同義）を出力軸Ｘに伝達可能に構成されている。

以下の説明では、特に断らない限り、「軸方向Ｌ」、「径方向Ｒ」、「周方向Ｃ」は、同軸配置された第１ロータコア４３及び第２ロータコア４４の軸心（すなわち回転軸）を基準とする。また、以下の説明では、「軸第１方向Ｌ１」は図１における軸方向Ｌに沿った左方を表し、「軸第２方向Ｌ２」は図１における軸方向Ｌに沿った右方を表すものとする。また、「径内方向Ｒ１」は、径方向Ｒの内側（軸心側）へ向かう方向を表し、「径外方向Ｒ２」は、径方向Ｒの外側（ステータ側）へ向かう方向を表す。

回転電機２０の電機子を構成するステータ３０は、ステータコア３１とステータコア３１に巻装されたステータコイル３２とを備えており、図示は省略するがケースに固定されている。ステータコア３１は、本例では、複数枚の電磁鋼板を積層して構成されており、円筒状に形成されている。ステータ３０の径内方向Ｒ１側には、永久磁石２４を備えた界磁としてのロータ４０が配置されている。ステータ３０に対して相対回転するロータ４０は、図示は省略するが回転軸周りに回転可能にケースに支持されている。

ステータ３０と第１ロータ４１との間に配置される第２ロータ４２は、一定の径方向厚さを有する円筒状に形成され、第１ロータ４１と同軸に配置される。第１ロータ４１の第１ロータコア４３及び第２ロータ４２の第２ロータコア４４は、本例では、ステータコア３１と同様に複数枚の電磁鋼板を積層して構成されている。図１に示すように、第１ロータコア４３及び第２ロータコア４４は、径方向Ｒ視において重複するように配置されている。本例では、第１ロータコア４３及び第２ロータコア４４は、軸方向Ｌに同じ長さ（軸方向長さ）を有し、径方向Ｒ視において完全に重複するように配置されている。第１ロータ４１は、第１ロータコア４３を支持すると共に第１ロータコア４３と一体回転する第１ロータコア支持部材４５を備えている。また、第２ロータ４２は、第２ロータコア４４を支持すると共に第２ロータコア４４と一体回転する、第２ロータコア支持部材４６を備えている。

図２、図３等に示すように、第２ロータコア４４には、磁束に対して磁気抵抗となるフラックスバリアとしての空隙４８が形成されている。具体的には、本実施形態では、図２及び図３に示すように、第２ロータコア４４は、両ロータ４１，４２の相対位置が所定の基準位置（相対位相γ＝０度）にある状態で、周方向に隣接する磁極Ｆの磁極端部ＦＴの間（即ち、磁極間）に配置され、界磁磁束に対して磁気抵抗となる空隙（磁極間空隙、磁気抵抗部）４８を備えている。この空隙４８により、第１ロータ４１と第２ロータ４２との間の周方向の相対位置に応じてステータコイル３２に到達する鎖交磁束が変化する。

図３及び図４は、第１ロータ４１と第２ロータ４２との相対位置（相対位相γ）に応じた、マグネットトルクに関係する界磁磁束（ｄ軸磁束）を破線により例示している。図３及び図４は、ロータ４０の軸直交断面を示しており、おおよそ電気角の１周期に相当する部分断面図である。例えば、図３は、永久磁石２４から第２ロータコア４４内を通る漏れ磁束が抑制されてステータ３０に到達する磁束（界磁磁束）が多くなる状態を例示している。一方、図４は、第２ロータコア４４内を通る漏れ磁束が多くなってステータ３０に到達する磁束が少なくなる状態を例示している。このように、永久磁石２４及び空隙４８は、ステータ３０に到達する磁束（界磁磁束）が多くなる状態（図３：γ＝０度）と、ステータ３０に到達する磁束が少なくなる状態（図４：γ＝９０度）との間で遷移可能に配置されている。つまり、第１ロータ４１と第２ロータ４２との間の周方向の相対位置を調整することによって、ステータコイル３２に到達する鎖交磁束が調整可能である。尚、両ロータ４１，４２の相対位置を示す角度γは、電気角で示されている。

図１に示すように、相対位置調整機構５０は、第１ロータコア４３と一体回転する第１ロータコア支持部材４５と、第２ロータコア４４と一体回転する第２ロータコア支持部材４６との間の周方向の相対位置を調整する機構である。本実施形態では、相対位置調整機構５０は、第１差動歯車装置５１及び第２差動歯車装置５２の２つの差動歯車装置（差動歯車機構）を備えて構成される。第１差動歯車装置５１及び第２差動歯車装置５２は、本実施形態では、３つの回転要素を備えたシングルピニオン型の遊星歯車機構により構成されている。第１差動歯車装置５１は、複数のピニオンギヤを支持する第１キャリヤ５１ｂと、これらピニオンギヤにそれぞれ噛み合う第１サンギヤ５１ａ及び第１リングギヤ５１ｃとを回転要素として有している。また、第２差動歯車装置５２は、複数のピニオンギヤを支持する第２キャリヤ５２ｂと、これらピニオンギヤにそれぞれ噛み合う第２サンギヤ５２ａ及び第２リングギヤ５２ｃとを回転要素として有している。

第１サンギヤ５１ａは、第１ロータコア支持部材４５と一体回転するように駆動連結され、第２サンギヤ５２ａは、第２ロータコア支持部材４６と一体回転するように駆動連結されている。第１キャリヤ５１ｂ及び第２キャリヤ５２ｂは、出力軸Ｘと一体回転するように駆動連結されている。これにより、第１ロータコア支持部材４５及び第２ロータコア支持部材４６は、相対位置調整機構５０を介して出力軸Ｘに駆動連結される。即ち、本例では、第１ロータコア支持部材４５と第２ロータコア支持部材４６との双方が、相対位置調整機構５０を介して共通の出力軸Ｘに駆動連結されている。また、第２リングギヤ５２ｃは、リング状部材を介してケースの内壁８０に固定されている。

第１リングギヤ５１ｃの外周面（径外方向Ｒ２を向く面、以下同様）にはウォームホイール５４ｂが設けられている。このウォームホイール５４ｂは、第１リングギヤ５１ｃの回転位置（周方向位置）を調整するためのウォームギヤ５４ａと噛み合っている。ウォームギヤ５４ａは、モータなどの駆動力源（アクチュエータ）５６と接続されている（図８参照）。この駆動力源５６によりウォームギヤ５４ａを回転させることで、ウォームホイール５４ｂを介して第１リングギヤ５１ｃの回転位置（周方向位置）を変えることができる。第１リングギヤ５１ｃの回転位置の調整時には駆動力源５６によりウォームギヤ５４ａが回転駆動され、調整時以外では停止した駆動力源５６を介してウォームギヤ５４ａが固定される。つまり、第１リングギヤ５１ｃは、回転位置の調整時を除いて固定された状態となる。

本実施形態では、第１キャリヤ５１ｂと第２キャリヤ５２ｂとは一体的に一体キャリヤ５３を構成しており、一体キャリヤ５３が出力軸Ｘと一体回転するように駆動連結されている。また、本実施形態では、第１差動歯車装置５１と第２差動歯車装置５２とは互いに同径に構成され、第１差動歯車装置５１の歯数比（＝第１サンギヤ５１ａの歯数／第１リングギヤ５１ｃの歯数）と第２差動歯車装置５２の歯数比（＝第２サンギヤ５２ａの歯数／第２リングギヤ５２ｃの歯数）とは互いに等しく設定されている。そして、第１リングギヤ５１ｃの回転位置の調整時を除いて、第１リングギヤ５１ｃ及び第２リングギヤ５２ｃの双方は固定された状態となる。よって、第１サンギヤ５１ａに駆動連結された第１ロータコア支持部材４５と、第２サンギヤ５２ａに駆動連結された第２ロータコア支持部材４６とは、互いに同じ回転速度（ロータ回転速度）で回転する。本実施形態では、出力軸Ｘの回転速度は、ロータ回転速度に対して減速されたものとなり、出力軸Ｘには、回転電機２０のトルクが増幅されて伝達される。

上述したように、本実施形態では、第２リングギヤ５２ｃがケースの内壁８０に固定されているのに対し、第１リングギヤ５１ｃは回転位置が調整可能となっている。即ち、キャリヤが一体的に形成された２つの遊星歯車機構において、一方のリングギヤを他方のリングギヤに対して周方向に相対移動（すなわち相対回転）させることが可能となっている。この相対回転に伴い、一方のサンギヤが他方のサンギヤに対して相対回転する。よって、第１リングギヤ５１ｃの回転位置を調整することで、第１サンギヤ５１ａと第２サンギヤ５２ａとの間の周方向の相対位置を調整することができる。その結果、第１ロータコア支持部材４５と第２ロータコア支持部材４６との間の周方向の相対位置を調整することができる。

上述したように、本実施形態の回転電機２０は、第１ロータ４１と第２ロータ４２との間の周方向の相対位置を調整して、ステータコイル３２に到達する鎖交磁束を調整することが可能である。回転電機２０を制御する一般的な方法として、永久磁石の磁束（界磁磁束）の方向であるｄ軸と、このｄ軸に対して電気角で直交する方向であるｑ軸とのｄ−ｑベクトル空間を用いたベクトル制御が知られている。図２に示すように、ｄ軸は、ロータ４０の回転軸心からロータ４０の表面における磁極Ｆの中心の位置である磁極中心位置ＰＤへ向かう方向に沿った磁極中心軸ＦＣ（磁極軸）である。ｑ軸は、ロータ４０の回転軸心から、ロータ４０の表面において磁極Ｆの中心に対して電気的に直交する位置である磁極中心直交位置ＰＱへ向かう方向に沿った磁極中心直交軸ＦＸである。

図５及び図６は、第１ロータ４１と第２ロータ４２との相対位置に応じた電機子磁束（ｑ軸磁束）を破線により例示している。つまり、図示される磁束は、ステータコイル３２を流れる電流によって励磁されたものである。尚、図５及び図６も、界磁磁束を例示する図３及び図４と同様に、おおよそ電気角の１周期に相当するロータ４０の軸直交方向の部分断面図である。図５に示す相対位置は、図４と同様に基準位置に対して電気角で９０度ずれた相対位置（γ＝９０度）であり、図６に示す相対位置は、基準位置に対して電気角で４５度ずれた相対位置（γ＝４５度）である。γ＝９０度の場合、空隙４８はほぼ磁極中心位置ＰＤに位置する。隣接する磁極Ｆの間のいわゆる突極、例えば図２の符号Ｍ２あるいはＭ３の範囲には空隙４８が存在せず、磁性体の第１ロータコア４３及び第２ロータコア４４でほぼ満たされている。従って、ステータ３０と対向する側であるロータ４０の表面における突極のロータ回転方向の中心に対して対称に電機子磁束が分布する。

ロータ４０の表面における突極のロータ回転方向の中心は、磁極Ｆの間（突極）における電機子磁束の磁束密度最大位置（電機子磁束最大位置ＰＬ）に相当する。そして、電機子磁束最大位置ＰＬは、上述した磁極中心直交位置ＰＱに一致する。上述したように、界磁磁束を基準とした場合のｄ軸は、磁極中心位置ＰＤを通る磁極中心軸ＦＣであり、ｑ軸は、磁極中心直交位置ＰＱを通る磁極中心直交軸ＦＸである。電機子磁束を基準とした場合のｑ軸は、ロータ４０の回転軸心から電機子磁束最大位置ＰＬへ向かう方向に沿った磁束密度最大軸（電機子磁束最大軸ＦＬ）である。図５に示すように、γが９０度となる相対位置の場合には、界磁磁束を基準とした場合のｑ軸（磁極中心直交軸ＦＸ）と、電機子磁束を基準とした場合のｑ軸（電機子磁束最大軸ＦＬ）とが一致し、両軸の偏差δはゼロとなる。

一方、図６に示すように、γ＝４５度の場合には、空隙４８が突極の一部において磁気抵抗となる。このため、ロータ４０の表面における電機子磁束の分布は、突極のロータ回転方向の中心に対して非対称となる。つまり、電機子磁束最大位置ＰＬは、上述した磁極中心直交位置ＰＱと一致しなくなる。従って、電機子磁束を基準とした場合のｑ軸である電機子磁束最大軸ＦＬと、界磁磁束を基準とした場合のｑ軸である磁極中心直交軸ＦＸとの間には、図６に示すように偏差δが生じる。以下、便宜的に、磁極中心直交軸ＦＸを単に「ｑ軸」と称し、電機子磁束最大軸ＦＬを単に「ｑ’軸」と称する場合がある。

尚、このように、いわゆる突極における電機子磁束の分布が非対称となり、上述したようにｑ軸とｑ’軸との間に偏差δが生じることは、可変磁束型の回転電機に限られるものではない。特許文献１（特開２００５−３２８６５２号公報）を参照して上述したように、ロータコアにおける突極の形状が幾何学的に非対称な場合にも同様の現象が生じる。例えば、図７に示すように、ロータ４０Ａの回転軸心から磁極の中心へ向かう方向に設定されるｄ軸に電気的に直交するｑ軸と、ロータ４０Ａの回転軸心からステータ３０Ａによる電機子磁束最大位置ＦＭへ向かう方向に設定されるｑ’軸との間に偏差δが生じる場合もある。

本発明の回転電機制御装置は、このような非対称突極性を有する種々の回転電機を制御対象とするものである。具体的には、図１〜図７に例示したように、制御対象となる回転電機２０は、磁極Ｆを構成する永久磁石２４を備えると共に突極性を有するロータ４０とステータコイル３２を備えるステータ３０とを有する。また、当該回転電機２０は、ロータ４０の表面において、磁極Ｆの中心（磁極中心位置ＰＤ）に対して電気的に直交する位置ＰＱと、ステータコイル３２を流れる電流により励磁される電機子磁束の隣接する磁極Ｆ間における電機子磁束最大位置ＰＬとが異なる。本発明の回転電機制御装置は、このような回転電機２０をロータ４０と同速度で回転する回転座標系に設定された直交ベクトル空間におけるベクトル制御によって制御する。以下、図８〜図１３を利用して、そのような回転電機制御装置の好適な実施形態について説明する。

図１〜図６を利用して上述したように、可変磁束型である本実施形態の回転電機２０は、界磁調整機構としての相対位置調整機構５０と共に駆動装置１００を構成している。従って、回転電機制御装置は、駆動装置１００の制御装置として構成されている。図８に示すように、回転電機制御装置は、主として回転電機２０を制御する機能部として、トルク制御部（電流指令演算部）１と、電流指令マップ１ａと、空間座標変換部２と、電流制御部（電圧指令演算部）３と、フィードバック電流座標変換部４と、電圧制御部（駆動指令演算部）５と、位置検出部９３と、速度検出部９４とを備えて構成されている。そして、直流電圧源８とステータコイル３２との間で直流交流変換を行うインバータ６が駆動制御される。また、回転電機制御装置は、主として相対位置調整機構５０を制御する機能部として、相対位相制御部７と、座標偏差マップ７ａとを備えて構成されている。そして、駆動回路７５を介して駆動力源５６が駆動されることによって差動歯車装置５１，５２（特に第１差動歯車装置５１）が駆動制御される。尚、本実施形態では、相対位相制御部７により演算された直交ベクトル空間の偏差δを用いて回転電機２０が駆動制御されるので、相対位相制御部７も回転電機２０を制御する機能部に含めてよい。

回転電機２０及び相対位置調整機構５０を制御する各機能部は、好適にはマイクロコンピュータやＤＳＰ（digital signal processor）などのハードウェアと、当該ハードウェア上で実行されるプログラムなどのソフトウェアとの協働によって実現される。従って、各機能部は、一部又は全てにおいて、同一のハードウェアや、同一のプログラムモジュールが兼用されるものであってよい。以下、各機能部について説明する。

トルク制御部１は、目標トルクＴ^＊及び回転速度ωに基づき、電流指令マップ１ａを参照してステータコイル３２に流す電流の指令である電流指令ｉｄ＿Ｍ^＊，ｉｑ＿Ｍ^＊を演算する機能部であり、電流指令演算部として機能する。これらの電流指令ｉｄ＿Ｍ^＊，ｉｑ＿Ｍ^＊は、図９に示すｄＭ軸及びｑＭ軸によって規定される直交ベクトル空間である第１ベクトル空間において演算される。第１ベクトル空間については後述する。電流指令マップ１ａは、図１０〜図１３に例示するようなトルクマップに基づいて予め生成されたマップである。尚、必要に応じてトルク制御部１は、直流電圧源８の正極Ｐと負極Ｎとの間の直流電圧に対するステータコイル３２の３相交流電圧の実効値の比率であり、変換率を示す変調率ＭＩも用いて電流指令ｉｄ＿Ｍ^＊，ｉｑ＿Ｍ^＊を演算する。

可変磁束型である回転電機２０は、第１ロータ４１と第２ロータ４２との相対位置によって界磁磁束の特性が変化する。このため、回転電機制御装置は、図１０〜図１３に例示するように、相対位置（相対位相γ）に応じた複数のトルクマップを有している。図１０はγ＝０度、図１１はγ＝４５度、図１２はγ＝６７度、図１３はγ＝７８度を例示している。トルク制御部１は、目標トルクＴ^＊及び回転速度ωに基づいて、界磁磁束の強さを決定し、決定した強さに基づいて第１ロータ４１と第２ロータ４２との相対位相の指令値γ^＊を演算して、相対位相制御部７へ伝達する。相対位相制御部７は、好適にはフィードバック制御により駆動力源５６を制御しており、センサ等によって検出された実際の相対位相、あるいは駆動回路７５に与えた駆動信号から予測される推測値などを、相対位相γとしてトルク制御部１に伝達する。トルク制御部１は、相対位置情報に相当する相対位相γに対応するトルクマップ（電流指令マップ１ａ）を用いて電流指令ｉｄ＿Ｍ^＊，ｉｑ＿Ｍ^＊を演算する。

ここで、第１ベクトル空間について説明する。図９に示すα軸及びβ軸は、ステータ３０に設定される固定軸であり、α−βベクトル空間は固定座標系である。ステータ３０に対するロータ４０の位置が所定の基準位置である場合、α軸はｄ軸と一致し、β軸はｑ軸と一致する。つまり、固定座標系のα−βベクトル空間と、回転座標系のｄ−ｑベクトル空間とが一致する。本実施形態の場合、第１ロータ４１と第２ロータ４２との相対位相γが変動するので、何れかのロータ、例えば第１ロータ４１の位置を基準としてｄ軸及びｑ軸を規定する。ここでは、第１ロータ４１の回転軸心から磁極Ｆの中心に向かう方向をｄＭ軸とし、ｄＭ軸に対して電気的に９０度進んだ方向をｑＭ軸とする。第１ベクトル空間は、このｄＭ軸とｑＭ軸とを直交軸とする直交ベクトル空間である。つまり、第１ベクトル空間は、ロータ４０の回転軸心から磁極Ｆの中心（磁極中心位置ＰＤ）に向かう方向に設定された磁極軸（磁極中心軸ＦＣ）に沿った方向を一方の軸（ｄＭ軸）とし、磁極Ｆの中心に対して電気的に直交する位置（磁極中心直交位置ＰＱ）に向かう方向を他方の軸（ｑＭ軸）とした空間である。

ロータ４０がステータ３０に対して回転すると、固定座標系のα軸と回転座標系のｄＭ軸との間には、電気角における回転角度θが生じる（β軸とｑＭ軸との間も同様）。ロータ４０の回転角度θは、レゾルバなどの回転センサ９２を利用して計測され、位置検出部９３においてα軸とｄＭ軸との角度として検出される。当然ながら、回転センサ９２が回転角度θを出力するように構成されていてもよい。この回転角度θを用いて、３相のステータコイル３２と、２相のベクトル空間との間における電気信号の座標変換が行われる。

ｄＭ軸及びｑＭ軸により規定される第１ベクトル空間に対して、図９に示すｄＬ軸及びｑＬ軸により規定されるベクトル空間が第２ベクトル空間である。第２ベクトル空間も回転座標系であり、第１ベクトル空間と同じ速度で同じ方向に回転する。図９に示すように、ｄＬ軸及びｑＬ軸は、それぞれｄＭ軸及びｑＭ軸に対して偏差δを有する。図６に基づいて上述したように、電機子磁束を基準とした場合のｑ軸に相当する電機子磁束最大軸ＦＬと、界磁磁束を基準とした場合のｑ軸に相当する磁極中心直交軸ＦＸとの間には、偏差δが生じる場合がある。第１ベクトル空間に対して、この偏差δを補正したベクトル空間が、ｄＬ軸及びｑＬ軸を直交軸とする第２ベクトル空間である。つまり、第２ベクトル空間は、ロータ４０の回転軸心から磁束密度最大位置（電機子磁束最大位置ＰＬ）に向かう方向に沿った方向を一方の軸（ｑＬ軸）とし、当該軸（ｑＬ軸）に直交する方向（ここでは、電気的に９０度遅れた方向）を他方の軸（ｄＬ軸）とした空間である。本実施形態においては、この偏差δは、第１ロータ４１と第２ロータ４２との相対位相γに応じて定まる。相対位相制御部７は、相対位相γと偏差δとの関係が実験やシミュレーションによって予め設定された座標偏差マップ７ａに基づいて偏差δを演算する。

上述したように、第１ベクトル空間と第２ベクトル空間とは、その座標軸に偏差δが存在する。後述するように、本実施形態では、電流制御部（電圧指令演算部）３は、第２ベクトル空間において電圧指令を演算するので、電流指令も第２ベクトル空間の指令に変換する必要がある。そこで、空間座標変換部２は、第１ベクトル空間において演算された電流指令ｉｄ＿Ｍ^＊，ｉｑ＿Ｍ^＊を、例えば、下記式(1)を利用して第２ベクトル空間における電流指令ｉｄ＿Ｌ^＊，ｉｑ＿Ｌ^＊に座標変換する。

電流制御部（電圧指令演算部）３は、第２ベクトル空間において電流フィードバック制御を行って電圧指令ｖｄ＿Ｌ^＊，ｖｑ＿Ｌ^＊を演算する。具体的には、電流センサ９１によって測定された、実際にステータコイル３２を流れる実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをフィードバックし、電流指令ｉｄ＿Ｌ^＊，ｉｑ＿Ｌ^＊との偏差を取って比例積分（ＰＩ）制御や比例微積分（ＰＩＤ）制御を実施する。尚、本実施形態では、ホール効果を利用してバスバーなどの電流配線に近接して非接触で電流を検出する電流センサ９１を例示している。また、本実施形態では、３相全ての電流を検出する例を示しているが、３相は平衡しているので、２相のみを検出して残りの１相は演算により求めてもよい。

ｕｖｗ相の３相のステータコイル３２を流れる実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、３相交流であるからフィードバック電流座標変換部４において２相のフィードバック電流に変換される。フィードバック電流を用いる電流制御部３は、第２ベクトル空間においてＰＩ制御やＰＩＤ制御を実施するので、フィードバック電流座標変換部４は、３相電流を第２ベクトル空間における２相のフィードバック電流ｉｄ＿Ｌ，ｉｑ＿Ｌに変換する。一般的には、３相から２相への変換に際しては、固定座標系であるα−βベクトル空間と回転座標系との角度、例えば、図９に示すロータ４０の回転角度θに基づいて座標変換される。しかし、図９に示すように回転角度θは第１ベクトル空間に対する回転角度であり、第２ベクトル空間に対する回転角度φは、（θ＋δ）となる。フィードバック電流座標変換部４は、一例として、下記式(2)を利用して、３相フィードバック電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをα−β軸ベクトル空間の２相電流ｉα，ｉβに変換し、さらに下記式(3)を利用して第２ベクトル空間のフィードバック電流ｉｄ＿Ｌ，ｉｑ＿Ｌに変換する。

電流制御部３で用いられる電圧方程式、つまり、第２ベクトル空間における電圧方程式は、下記式(4)の通りである。ここで、ｖｄ＿Ｌ：ｄＬ軸電圧、ｖｑ＿Ｌ：ｑＬ軸電圧、ｉｄ＿Ｌ：ｄＬ軸電流、ｉｑ＿Ｌ：ｑＬ軸電流、Ｒａ：ステータコイルの抵抗成分、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ψａ：ステータコイルの鎖交磁束、ω：ロータの回転速度、ｐ：微分演算子である。

尚、同様の電圧方程式を第１ベクトル空間において立てると、下記式(5)のように非常に煩雑なものとなる。尚、ｄ軸電圧、ｑ軸電圧、ｄ軸電流、ｑ軸電流は、第１ベクトル空間において定義され、ｖｄ＿Ｍ：ｄＭ軸電圧、ｖｑ＿Ｍ：ｑＭ軸電圧、ｉｄ＿Ｍ：ｄＭ軸電流、ｉｑ＿Ｍ：ｑＭ軸電流である。その他の変数については、式(4)と同様である。

電流制御部３による電流制御は、変化させたい電流にインダクタンスを乗じて電圧（電圧指令）を得ることによって実現される。上記式(4)及び式(5)から、電流変化を生じさせるための電圧指令の変化量のみを取り出して変形すると、それぞれ下記式(6)、下記式(7)となる。ここで、Ｋ_Ｌ及びＫ_Ｍは、ＰＩ制御やＰＩＤ制御におけるゲイン係数である。

式(6)と式(7)との比較から明らかなように、第２ベクトル空間における式(6)では、ｄ軸（ｄＬ軸）とｑ軸（ｑＬ軸）との２つの軸が独立している。つまり、ｄ軸電流はｄ軸電圧のみで変化し、ｑ軸電流はｑ軸電圧のみで変化する。これに対して、第１ベクトル空間における式(7)では、ｄ軸（ｄＭ軸）及びｑ軸（ｑＭ軸）が独立しておらず、ｄ軸電流及びｑ軸電流は、ｄ軸電圧とｑ軸電圧との双方の影響で変化する。このため、電圧指令を決定するための演算が煩雑となり、演算負荷も増大することになる。本実施形態では、電流を変化させるために、第２ベクトル空間における電圧指令ｖｄ＿Ｌ^＊及びｖｑ＿Ｌ^＊を演算する。従って、上記式(4)〜式(7)からも明らかなように、非対称突極性を有する回転電機であっても演算負荷を軽減することが可能となる。

電圧制御部（駆動指令演算部）５は、電圧指令ｖｄ＿Ｌ^＊及びｖｑ＿Ｌ^＊に基づいてインバータ６を構成するＩＧＢＴなどのスイッチング素子を駆動する駆動信号を生成して、インバータ６をスイッチング制御する。インバータ６は、よく知られているように、３相それぞれに対応する３レッグのブリッジ回路により構成される。直流電圧源８の正極Ｐと負極Ｎとの間に２つのＩＧＢＴが直列に接続され、この直列回路が３回線並列接続される。つまり、モータのｕ相、ｖ相、ｗ相に対応するステータコイル３２のそれぞれに１組の直列回路（アーム）が対応したブリッジ回路が構成される。対となる各相のＩＧＢＴによる直列回路の中間点、つまり、ＩＧＢＴの接続点はステータコイル３２にそれぞれ接続される。尚、ＩＧＢＴには、それぞれフリーホイールダイオード（回生ダイオード）が並列に接続される。フリーホイールダイオードは、カソード端子がＩＧＢＴのコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴのエミッタ端子に接続される形で、ＩＧＢＴに対して並列に接続される。

駆動信号は、例えば各ＩＧＢＴのゲート駆動信号として生成される。一般的に、インバータを駆動するパワー系の電気回路と、マイクロコンピュータなどの電子回路とは、電源電圧が大きく異なる。このため、低電圧の電子回路により生成されたＩＧＢＴのゲート駆動信号は、ドライバ回路を介して高電圧のパワー系の電気回路に配置された各ＩＧＢＴに供給される。図８では、このドライバ回路もインバータ６に含むものとして図示している。

電圧制御部５における演算は、第１ベクトル空間及び第２ベクトル空間の何れで実施してもよい。上記式(1)や式(3)を参照すれば、第２ベクトル空間から第１ベクトル空間への変換が容易に実施できることが明らかである。また、上記式(1)〜式(3)を参照すれば、電圧制御部５において、第１ベクトル空間及び第２ベクトル空間の何れかにおける２相の電圧指令を３相の指令へと容易に座標変換可能であることも明らかである。

以上、可変磁束型の回転電機を制御対象とする回転電機制御装置を例として、図８を用いて説明したが、上述したように、本発明は図７に例示したような固定磁束型の回転電機にも適用可能である。この場合、当然ながら、図８における相対位置調整機構５０は存在しないことになる。従って、回転電機制御装置は、図８における相対位相制御部７及び座標偏差マップ７ａを要することなく構成され、偏差δは固定値として与えられれば充分である。このように、当業者であれば、上記説明より本発明を固定磁束型の回転電機にも容易に適用可能であるから、図示並びに詳細な説明は省略する。

ところで、空間座標変換部２において第１ベクトル空間から第２ベクトル空間へと空間座標を変換することなく、トルク制御部１において第２ベクトル空間における電流指令を演算することも原理的には可能である。しかし、上述したように、目標トルクＴ^＊及び回転速度ωに基づく電流指令は、第１ベクトル空間において演算されることが好ましい。以下、この理由について説明する。

本実施形態の回転電機２０（駆動装置１００）のような可変磁束型の回転電機は、界磁磁束を電気的に増減するためにトルクに寄与しないｄ軸電流を流すことによる効率低下を抑制することを１つの目的として採用される。しかし、実際には、相対位置調整機構５０を用いた構造的な界磁磁束の調整と、弱め界磁制御や強め界磁制御などの電気的な界磁磁束の調整とが併用される場合も多い。弱め界磁制御や強め界磁制御などの界磁調整制御においては、界磁磁束と同方向の磁束を発生させるｄ軸電流を増減させることによって、電気的に界磁磁束が調整される。詳細は、後述するが、電気的な界磁調整制御に際して、第１ベクトル空間においては、ほぼｄ軸電流のみを考慮すれば充分であるが、第２ベクトル空間では、ｄ軸電流とｑ軸電流との双方を考慮する必要が生じる。このため、制御が容易な第１ベクトル空間において電気的な界磁調整制御を行うことが好ましく、トルク制御部（電流指令演算部）１は、第１ベクトル空間において電流指令を演算する。以下、シミュレーションによる具体例を示して説明する。

図１０は、第１ロータ４１と第２ロータ４２との相対位相γが０度の時の両ベクトル空間でのトルク特性の一例を示している。同様に、図１１は相対位相γが４５度の時、図１２は相対位相γが６７度の時、図１３は相対位相γが７５度の時のトルク特性を示している。図１０〜図１３の各分図（ａ）は、第１ベクトル空間におけるトルク特性を示しており、図１０〜図１３の各分図（ｂ）は第２ベクトル空間におけるトルク特性を示している。

また、図１０〜図１３において、細い実線は所定のトルクを出力可能なｄ軸電流とｑ軸電流との組み合わせのベクトル軌跡を示す等トルク線である。点線は、ロータ４０の回転速度ωと直流電圧に応じて設定され、設定可能なｄ軸電流とｑ軸電流との組み合わせのベクトル軌跡を示す電圧制限楕円（電圧速度楕円）である。ＭＴで示す太い実線は、最も高い効率で各トルクを出力可能なｄ軸電流とｑ軸電流との組み合わせのベクトル軌跡を示す最大トルク線である。尚、この最大トルク線は一例であり、電圧制限楕円の内側で実行される標準的な基本制御の際の電流指令として設定され、トルクに応じた基本制御の際のベクトル軌跡を示したもの（基本制御線）であれば、最大トルク線に限定されるものではない。ＬＴで示す太い実線は、各等トルク線が電圧制限楕円の接線となる際の接点のベクトル軌跡に相当し、各トルクを出力可能な限界のｄ軸電流とｑ軸電流との組み合わせのベクトル軌跡である限界トルク線である。

図１０〜図１３に示すトルク特性において、電気的な界磁調整制御が不要な場合には、標準的な基本制御が実施され、電流指令は、トルク指令Ｔ^＊に応じた等トルク線と最大トルク線（基本制御線）との交点のｄ軸電流及びｑ軸電流の値となる。電気的に界磁磁束を調整する場合、例えば弱め界磁制御を実施する際には、等トルク線と最大トルク線ＭＴとの交点から限界トルク線に向かって等トルク線上を進む点におけるｄ軸電流及びｑ軸電流の値が電流指令となる。

図１０〜図１３の各分図（ａ）を参照すれば、第１ベクトル空間においては、相対位相γに拘わらず、弱め界磁制御の際に電流はｄ軸に沿って変化して電流量が増加するが、ｑ軸電流はほぼ一定で変化しない。一方、図１０〜図１３の各分図（ｂ）を参照すれば、第２ベクトル空間においては、弱め界磁制御の際に、相対位相γが大きくなると、ｄ軸電流のみでなくｑ軸電流も変化する。例えば、図１０（ｂ）に示すように相対位相γが０度の場合には、第２ベクトル空間においても第１ベクトル空間と同様に、ほぼｄ軸電流のみが変化してｑ軸電流は一定であるが、相対位相γが４５度の図１１（ｂ）では、第１ベクトル空間に比べてｑ軸電流の変化が大きい。相対位相γが６７度の図１２（ｂ）、相対位相γが７５度の図１３（ｂ）では、さらにｑ軸電流の変化が大きくなっている。

弱め界磁制御など、界磁磁束を調整するために変化させる電流指令が２つの軸を対象とすると、電流指令を決定するための演算が煩雑となる。つまり、界磁磁束の調整を含めて電流指令を決定する際に、第２ベクトル空間において演算すると演算負荷が増大する可能性がある。一方、第１ベクトル空間では、上述したように、ほぼｄ軸電流のみを考慮することで、電気的な界磁調整制御を含めて電流指令を決定することができる。従って、トルク制御部１においては、第１ベクトル空間における電流指令ｉｄ＿Ｍ^＊，ｉｑ＿Ｍ^＊を演算すると演算負荷を抑制することができて好適である。

以上、好適な実施形態を例示して説明したように、本発明によれば、非対称な突極性を有する永久磁石型の回転電機を制御対象とし、永久磁石による界磁磁束の調整制御を含めて、マグネットトルク及びリラクタンストルクを充分活用できるように最適化されたベクトル制御を実現することが可能となる。

〔他の実施形態〕
（１）上記実施形態においては、ロータ４０の回転軸心から磁極Ｆの中心（磁極中心ＰＤ）に向かう方向に設定された磁極軸（磁極中心軸ＦＣ）に沿った方向を一方の軸とする直交ベクトル空間を第１ベクトル空間とする場合を例示した。しかし、図１０〜図１３を利用して上述したように、第１ベクトル空間は、界磁磁束を調整するために変化させる電流指令の対象が直交ベクトル空間の２つの軸の内の何れか一方となるようなベクトル空間であればよい。つまり、第１ベクトル空間は、電機子磁束によって永久磁石２４からの界磁磁束を調整する界磁調整制御のための電流指令の直交ベクトル空間における調整方向に沿った方向を一方の軸とするベクトル空間であれば、上記形態には限定されない。そのようなベクトル空間は、回転電機の構造等によって適宜設定可能である。

（２）上記実施形態では、可変磁束型の回転電機２０として、第１ロータ４１のみに永久磁石２４が備えられている構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。例えば、第１ロータ４１及び第２ロータ４２の双方に永久磁石２４が備えられてもよい。また、第２ロータ４２のみに永久磁石２４が備えられ、第１ロータ４１に空隙が形成された構成とすることもできる。また、それぞれのロータ４１，４２が、永久磁石を備えると共に空隙を有していてもよい。当然ながら、永久磁石２４の配置方向及び形状、空隙の方向及び形状等も、本実施形態に限定されるものではない。尚、界磁磁束を変更するための機構は、上記各形態に限定されることなく、様々な形態及び方式を用いることが可能である。例えば、ロータ内の永久磁石の位置や向きを変更することによって可変磁束型の回転電機が実現されてもよい。

（３）上記実施形態においては、ロータとステータとが径方向に重複して設置される構成を例示した。しかし、この構成に限定されることなく、ロータとステータとが軸方向に重複して設置されるアキシャル型の回転電機であってもよい。また、上記実施形態では、インナロータ型の回転電機を例として説明したが、当然ながらアウタロータ型の回転電機に適用することもできる。その他の構成に関しても、本明細書において開示された実施形態は全ての点で例示であって、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、本発明及び本発明と均等な構成を備え、発明の要旨を逸脱しなければ、上記実施形態の一部を適宜改変した構成も、当然に本発明の技術的範囲に属する。

本発明は、ロータと同速で回転する回転座標系に設定された直交ベクトル空間におけるベクトル制御によって回転電機を制御する回転電機制御装置に適用することができる。

γ ：相対位相（相対位置情報）
ω ：回転速度
１ ：トルク制御部
１ａ ：電流指令マップ
２ ：空間座標変換部
３ ：電流制御部
４ ：フィードバック電流座標変換部
５ ：電圧制御部
６ ：インバータ
２０ ：回転電機
２４ ：永久磁石
３０ ：ステータ
３２ ：ステータコイル
４０ ：ロータ
４１ ：第１ロータ
４２ ：第２ロータ
Ｆ ：磁極
ＦＣ ：磁極中心軸（磁極軸）
ＦＬ ：電機子磁束最大軸（回転軸心から磁束密度最大位置へ向かう方向に沿った軸）
ＦＭ ：電機子磁束最大位置（磁束密度最大位置）
ＰＤ ：磁極中心位置（ロータ表面における磁極の中心）
ＰＬ ：電機子磁束最大位置（磁束密度最大位置）
ＰＱ ：磁極中心直交位置（磁極の中心に対して電気的に直交するする位置）
ｉｄ＿Ｌ、ｉｑ＿Ｌ：フィードバック電流
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ：３相の実電流

Claims (5)

1. 磁極を構成する永久磁石を備えると共に突極性を有するロータとステータコイルを備えるステータとを有し、ロータ表面において、前記磁極の中心に対して電気的に直交する位置と、前記ステータコイルを流れる電流により誘起される電機子磁束の隣接する前記磁極間における磁束密度最大位置とが異なる回転電機を制御対象とし、前記ロータと同速で回転する回転座標系に設定された直交ベクトル空間におけるベクトル制御によって前記回転電機を制御する回転電機制御装置であって、
   目標トルクに基づいて、前記ステータコイルに流す電流の指令である電流指令を演算する電流指令演算部と、
   前記ステータコイルを流れる実電流がフィードバックされたフィードバック電流と前記電流指令との偏差に基づいて、前記ステータコイルに印加する電圧の指令である電圧指令を演算する電圧指令演算部と、を備え、
   前記電流指令演算部は、前記電機子磁束によって前記永久磁石からの界磁磁束を調整する界磁調整制御のための前記電流指令の前記直交ベクトル空間における調整方向に沿った方向を一方の軸とする第１ベクトル空間において前記電流指令を演算し、
   前記電圧指令演算部は、前記ロータの回転軸心から前記磁束密度最大位置に向かう方向に沿った方向を一方の軸とする第２ベクトル空間において前記電圧指令を演算する、
   回転電機制御装置。
2. 前記ロータは、ロータ回転方向の相対位置を調整可能な第１ロータ及び第２ロータを有し、
   前記回転電機は、前記相対位置の調整により前記ステータコイルに鎖交する前記界磁磁束を調整可能な可変磁束型回転電機であり、
   前記第１ベクトル空間及び前記第２ベクトル空間は、前記相対位置を示す相対位置情報に基づいて設定される請求項１に記載の回転電機制御装置。
3. 前記第１ベクトル空間は、前記ロータの回転軸心から前記磁極の中心に向かう方向に設定された磁極軸に沿った方向を一方の軸とし、
   前記電流指令演算部は、前記第１ベクトル空間において規定された電流指令マップに基づいて前記電流指令を演算する請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
4. 前記実電流を前記第２ベクトル空間における２相の前記フィードバック電流に座標変換して前記電圧指令演算部へ提供するフィードバック電流座標変換部を備える請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
5. 前記第１ベクトル空間において演算された前記電流指令の値を、前記第２ベクトル空間における値へ座標変換して、前記電圧指令演算部へ提供する空間座標変換部を備える請求項１から４の何れか一項に記載の回転電機制御装置。

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