JP2010172133A - Ｉｐｍモータ制御装置及び制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】制御則の切り替えに伴うトルクリプルの発生が抑制され、目標電流追従特性が高いＩＰＭモータ制御装置及び制御方法を提供すること。
【解決手段】ＰＷＭホールドモデルに基づき、ＩＰＭモータを駆動する３相インバータを制御する出力ベクトルを算出する。６つの基本電圧ベクトルに関して２π／３の位相差を有する２つの基本電圧ベクトル間の領域それぞれを前記２つの基本電圧ベクトルの一方を優先する領域と他方を優先する領域とを予め定める。電圧指令ベクトルが飽和すると、電圧指令ベクトルが位置する領域の優先すべき第１の基本電圧ベクトルと第２の基本電圧ベクトルとを決定する。第１の基本電圧ベクトルに対応する第１のスイッチング時間に対し１以上の重み付けを行い、第２の基本電圧ベクトルに対応する第２のスイッチング時間に対し第１及び第２のスイッチング時間から算出される出力ベクトルが飽和しないように重み付けを行う。
【選択図】図１１

Description

本発明はＩＰＭモータ制御方法及び制御方法に関し、より詳細には、ＰＷＭホールドモデルに基づく過変調領域でのＩＰＭモータ制御方法及び制御方法に関する。

永久磁石同期モータ（ＰＭモータ）は誘導モータのように２次銅損が発生しないため高効率である。また、ブラシ・整流子を用いないため保守性が高い。このため、産業界で広く用いられている。ＰＭモータには表面磁石同期モータ（ＳＰＭモータ）と埋込磁石同期モータ（ＩＰＭモータ）があり、ＩＰＭモータはマグネットトルクに加えてリラクタンストルクを利用できるため、高トルクが求められる電動車両用の主機モータとして用いられている。

ＰＭモータの制御方式の一つに正弦波ＰＷＭに基づいた電流ベクトル制御がある。この方式では出力電圧の高調波成分を小さくすることができる。しかしながら、相電圧基本波成分の最大値がＶ_dc／２（Ｖ_dc：インバータ直流電源電圧）のために直流電源電圧利用率が悪く、駆動領域を制限してしまう。駆動領域を拡大するには電源電圧を上げれば良いが、インバータ素子の耐圧の面から好ましくない。

同じ電源電圧で駆動領域を拡大する方式として、過変調ＰＷＭと矩形波駆動（１パルスモード）があり、中回転域では過変調ＰＷＭ、高回転域では矩形波駆動を用いることで駆動領域を拡大している（非特許文献１、２参照）。これらを用いる場合、正弦波、過変調ＰＷＭの電流ベクトル制御と矩形波駆動の電圧位相制御の間に制御則の切り換えがあるため、切り換え時に応答の乱れが発生する恐れがある。このため、正弦波ＰＷＭから矩形波駆動までの領域を一つの制御則で制御できることが求められている。

このような課題に対して、インバータの過変調領域の利用によって発生する高調波電圧をモデル化し、そのモデルに基づいて発生した高調波電流分を推定し、フィードバック電流から高調波成分を除去することで電流を安定に制御すること（非特許文献３参照）や、過変調領域においてモデル予測制御に基づいた電流制御系とインバータのスイッチング制御を一体化して制御すること（非特許文献４参照）が提案されている。

特開２００８−２０６３８３号公報

Ｈ．Ｎａｋａｉ，Ｈ．Ｏｈｔａｎｉ，Ｅ．Ｓａｔｏｈ，Ｙ．Ｉｎａｇｕｍａ，"Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ ａｎｄ Ｔｅｓｔｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ Ｔｏｒｑｕｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ−Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｄ．Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．，２００５，Ｖｏｌ．５２，Ｎｏ．３，ｐｐ８００−８０６ Ｈ．Ｎａｋａｉ，Ｈ．Ｏｈｔａｎｉ，Ｅ．Ｓａｔｏｈ，Ｙ．Ｉｎａｇｕｍａ， "Ｎｏｖｅｌ Ｔｏｒｑｕｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ／Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒｓ"，Ｒ＆Ｄ Ｒｅｖｉｅｗ ｏｆ Ｔｏｙｏｔａ ＣＲＤＬ，２００５，Ｖｏｌ．４０，Ｎｏ．２，ｐｐ４４−４９ Ｓ．Ｌｅｒｄｕｄｏｍｓａｋ，Ｓ．Ｄｏｋｉ，Ｓ．Ｏｋｕｍａ，"Ａ Ｎｏｖｅｌ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ ＰＭＳＭ Ｃｏｎｓｉｄｅｒｉｎｇ Ｅｆｆｅｃｔｓ ｆｒｏｍ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｉｎ Ｏｖｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒａｎｇｅ"，ＰＥＤＳ’０７，２００７，ｐｐ．７９４−８００ Ｈ．Ｋｏｂａｙａｓｈｉ， Ｈ．Ｋｉｔａｇａｗａ， Ｓ．Ｄｏｋｉ， Ｓ．Ｏｋｕｍａ："Ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎｏｆ ａ Ｆａｓｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｏｆ ＰＭＳＭ ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｍｏｄｅｌ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ"， Ｔｈｅ ３４ｔｈ Ａｎｎｕａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｓｏｃｉｅｔｙ，２００８，ｐｐ．１３４３−１３４８（Ｆｌｏｒｉｄａ，ＵＳＡ） Ｋ．Ｐ．Ｇｏｋｈａｌｅ，Ａ．Ｋａｗａｍｕｒａ，Ｒ．Ｇ．Ｈｏｆｔ，"Ｄｅａｔ Ｂｅａｔ Ｍｉｃｒｏｐｒｏｃｅｓｓｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ＰＷＭ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ Ｏｕｔｐｕｔ Ｗａｖｅｆｏｒｍ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｄ．Ａｐｐｌ．，１９８７，Ｖｏｌ．２３，Ｎｏ．３，ｐｐ９０１−９１０ Ｈ．Ｆｕｊｉｍｏｔｏ，Ｙ．Ｈｏｒｉ，Ａ．Ｋａｗａｍｕｒａ，"Ｐｅｒｆｅｃｔ Ｔｒａｃｋｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｍｅｔｈｏｄ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ"，Ｔ．ＳＩＣＥ，２０００，Ｖｏｌ．３６，Ｎｏ．９，ｐｐ７６６−７７２（Ｊａｐａｎ） Ｋ．Ｓａｋａｔａ，Ｈ．Ｆｕｊｉｍｏｔｏ，"Ｐｅｒｆｅｃｔ Ｔｒａｃｋｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｏｆ Ｓｅｒｖｏ Ｍｏｔｏｒ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｐｒｅｃｉｓｅ Ｍｏｄｅｌ Ｃｏｎｓｉｄｅｒｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｌｏｏｐ ａｎｄ ＰＷＭ Ｈｏｌｄ"，Ｔ．ＩＥＥＪａｐａｎ，２００７，Ｖｏｌ．１２７−Ｄ，Ｎｏ．６，ｐｐ５８７−５９３（Ｊａｐａｎ） Ｊ．Ｈｏｌｔｚ，Ｗ．Ｌｏｔｚｋａｔａｎｄ，Ａ．Ｍ．Ｋｈａｍｂａｄｋｏｎｅ，"Ｏｎ ＣｏｎｔｉｎｕｏｕｓＣｏｎｔｒｏｌ ｏｆ ＰＷＭ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ ｉｎ Ｏｖｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒａｎｇｅ Ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ｔｈｅ Ｓｉｘ−Ｓｔｅｐ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ，１９９３，Ｖｏｌ．８，Ｎｏ．４，ｐｐ５４６−５５３ 武田洋次、森本茂雄、松井信行、本田幸夫、「埋込磁石同期モータの設計と制御」、オーム社、２００１年

しかしながら、従来法では、過変調ＰＷＭから矩形波駆動に切り替わる際に、トルクリプルが増大するという課題があった。また、指令値に対する追従精度が低いという課題があった。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、同じ制御則で過変調ＰＷＭと矩形波駆動を可能にすることで制御則の切り替えに伴うトルクリプルの発生が抑制され、ＰＴＣを用いることにより目標電流追従特性が高いＩＰＭモータの制御装置及び制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、ＰＷＭホールドモデルに基づく制御を行うＩＰＭモータを駆動する３相インバータを制御する出力ベクトルを算出するＩＰＭモータ制御装置であって、６つの基本電圧ベクトルに関して２π／３の位相差を有する２つの前記基本電圧ベクトル間の領域それぞれを前記２つの基本電圧ベクトルの一方を優先する領域と他方を優先する領域とを予め定め、入力された電圧指令ベクトルが飽和した場合、前記電圧指令ベクトルが位置する領域に基づき優先すべき第１の基本電圧ベクトルと第２の基本電圧ベクトルとを決定し、前記第１の基本電圧ベクトルに対応する第１のスイッチング時間に対し１以上の重み付けを行い、前記第２の基本電圧ベクトルに対応する第２のスイッチング時間に対し前記第１及び第２のスイッチング時間から算出される前記出力ベクトルが飽和しないように操作を行うことを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のＩＰＭモータ制御装置において、前記優先する領域が、優先される前記基本電圧ベクトルを中心に−π／６以上π／６未満の範囲であることを特徴とする。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載のＩＰＭモータ制御装置において、前記電圧指令ベクトルの飽和の大きさに応じて前記第１のスイッチング時間に対する重み付けを大きくしていくことにより、過変調ＰＷＭから矩形波駆動へ制御方式を移行させることができることを特徴とする。

請求項４に記載の発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載のＩＰＭモータ制御装置において、フィードフォワード制御器をさらに備え、１サンプル先の目標電流軌道を与える完全追従制御を行うことを特徴とする。

請求項５に記載の発明は、ＰＷＭホールドモデルに基づく制御を行うＩＰＭモータを駆動する３相インバータを制御する出力ベクトルを算出するＩＰＭモータ制御方法であって、６つの基本電圧ベクトルに関して２π／３の位相差を有する２つの前記基本電圧ベクトル間の領域それぞれを前記２つの基本電圧ベクトルの一方を優先する領域と他方を優先する領域とを予め定めるステップと、入力された電圧指令ベクトルが飽和した場合、前記電圧指令ベクトルが位置する領域に基づき優先すべき第１の基本電圧ベクトルと第２の基本電圧ベクトルとを決定するステップと、前記第１の基本電圧ベクトルに対応する第１のスイッチング時間に対し１以上の重み付けを行い、前記第２の基本電圧ベクトルに対応する第２のスイッチング時間に対し前記第１及び第２のスイッチング時間から算出される前記出力ベクトルが飽和しないように重み付けを行うステップとを有することを特徴とする。

請求項６に記載の発明は、請求項５に記載のＩＰＭモータ制御方法であって、前記優先する領域が、優先される前記基本電圧ベクトルを中心に−π／６以上π／６未満の範囲であることを特徴とする。

請求項７に記載の発明は、請求項５又は６に記載のＩＰＭモータ制御方法であって、前記電圧指令ベクトルの飽和の大きさに応じて前記第１のスイッチング時間に対する重み付けを大きくしていくことにより、過変調ＰＷＭから矩形波駆動へ制御方式を移行させることができることを特徴とする。

請求項８に記載の発明は、請求項５乃至７のいずれかに記載のＩＰＭモータ制御方法であって、フィードフォワード制御を行うステップをさらに有し、１サンプル先の目標電流軌道を与える完全追従制御を行うことを特徴とする。

本発明は、同じ制御則で過変調ＰＷＭと矩形波駆動を可能にすることで制御則の切り替えに伴うトルクリプルの発生を抑制し、ＰＴＣを用いることにより目標電流追従特性を高める効果を奏する。

ＩＰＭモータのｄｑモデルのブロック図である。 ＰＷＭホールドを説明する図である。 電流ベクトル制御のブロック図である。 定常状態におけるＩＰＭモータのベクトルを示す図である。 電圧位相制御のブロック図である。 シングルレートＰＴＣのブロック図である。 本発明のｑ軸電流に関するＰＴＣ部分のブロック図である。 空間ベクトル変調を説明するための図である。 線間電圧のパルスを示す図である。 重み付け係数ｋを説明するための図である。 制御入力飽和時のベクトル選択を説明するための図である。 過変調ＰＷＭから矩形波駆動への移行時の各パラメータに関するシミュレーション結果を示す図である。 目標トルク追従特性に関するシミュレーション結果を示す図である。 過変調ＰＷＭから矩形波駆動への移行時の各パラメータに関する実験結果を示す図である。 目標トルク追従特性に関する実験結果を示す図である。

以下、発明の実施の形態について詳細に説明する。
本発明ではＰＷＭホールドモデルに基づいた制御法によりＩＰＭモータを正弦波ＰＷＭの領域から過変調領域までを制御する。さらに制御則に完全追従制御法（ＰＴＣ）（非特許文献６参照）を用いることで目標電流への追従特性を向上させる。

１．モータモデルと離散化
〈１・１〉ＩＰＭモータのｄｑモデル
ＩＰＭモータのｄｑ座標における電圧方程式は式（１）のようになる。

ただし、ｖ_d（ｑ）：ｄ（ｑ）軸電圧、Ｒ：電機子巻線抵抗、Ｌ_d（ｑ）：ｄ（ｑ）軸インダクタンス（Ｌ_d≠Ｌ_q）、ω_e：電気角速度、ｉ_d(q)：ｄ（ｑ）軸電流、Ｋ_e：誘起電圧定数である。また、トルクＴと機械角速度ω_mは式（２）、（３）のようになる。

ただし、Ｊ：イナーシャ、Ｄ：摩擦係数、Ｋ_t＝ＰＫ_e、Ｋ_rt＝Ｐ（Ｌ_d−Ｌ_q）、Ｐ：極対数である。図１に、式（１）〜（３）、ω_e＝Ｐω_mとした場合のＩＰＭモータのｄｑモデルを示す。

一般に、ｄｑモデルで制御を行う場合、式（１）に式（４）、（５）で表される非干渉制御を施す。これにより電圧ｖ′_d(q)から出力電流ｉ_d(q)までの特性が一次遅れ系となる。

ここで、状態変数ｘを電流ｉ_d(q)、入力ｕを電圧ｖ′_d(q)とするとＩＰＭモータの連続時間状態・出力方程式は式（６）、（７）となる。

〈１・２〉ＰＷＭホールドに基づく離散化
制御対象を離散化する際、単相インバータシステムでは図２のように任意の出力電圧Ｖ［ｋ］は出力できず、０、±Ｅ［Ｖ］（Ｅ：単相インバータ直流電源電圧）の２値しかとれない。このため、瞬時値を緻密に制御したい場合には零次ホールドによる離散化は不適切であるといえる。そこで、これをＰＷＭホールド（非特許文献５参照）と捉え、その幅を制御することを考える。制御対象の伝達関数を式（８）とおくと、式（９）、（１０）のようにスイッチング時間ΔＴ［ｋ］を制御入力とした緻密な離散時間状態方程式を得ることができる。ただし、ΔＴ［ｋ］が負の時は−Ｅ［Ｖ］を出力することにする。

２．制御系設計
〈２・１〉従来法
〈２・１・１〉電流ベクトル制御
式（４）、（５）の非干渉制御を行った式（６）、（７）のプラントに対して、ＦＢ制御器を式（１１）で表される極零相殺型のＰＩ制御器Ｃ_d(q)（ｓ）とする。

なお、τ＝１０Ｔ_uとした。式（１１）を制御周期Ｔ_uでＴｕｓｔｉｎ変換を用いて離散化を行うと、Ｃ_d(q)［ｚ］を得る。３相インバータの制御入力はｖ^ref _d、ｖ^ref _qをｄｑ／３相絶対変換により、ｖ^ref _u、ｖ^ref _v、ｖ^ref _wに変換し、三角波比較変調により決定する。また、二相変調等により決定することもできる。図３に、このときの電流ベクトル制御器のブロック図を示す。

〈２・１・２〉電圧位相制御
矩形波駆動では電圧が一定であるため、その位相を制御することでトルクを制御する。本明細書では電圧位相δを図４のようにおき、反時計回りを正とする。電圧位相制御のブロック図を図５に示す。これは式（３）を用いてトルク推定値Ｔ^estiを求め、トルク指令値Ｔ^refとの差が小さくなるようにＰＩ制御器で電圧位相δを求める。式（１２）、（１３）からδを用いてｖ^ref _d、ｖ^ref _qを求め、ｄｑ／３相絶対変換で３相の指令値に変換する。この指令値が０以上のときＶ_dc／２、それ以外は−Ｖ_dc／２にすることで矩形波パターンを生成・出力する。

ＰＩ制御器は比例ゲインＫ_P＝０．１７４５、積分ゲインＫ_I＝３４．９１とし、Ｔｕｓｔｉｎ変換により離散化したものとする。また、電圧位相δには±π／２［ｒａｄ］の制限を設けている。

〈２・１・３〉電流ベクトル制御と電圧位相制御の切り替え
電流ベクトル制御の制御性能が保たれるのは変調率が１．２８までである。そこで、ｄｑ軸上の電圧ベクトルの大きさが電源電圧の

（絶対変換の場合）になったとき電流ベクトル制御から電圧位相制御に切り替える。このとき、現在の電圧位相δを用いて電圧位相制御器の初期値補償を行う。また、電圧位相制御を行っている間は電流ベクトル制御器の積分は停止させる。

電圧位相制御から電流ベクトル制御への切り替えは、チャタリング防止のためｄｑ軸上の電圧ベクトルの大きさが電源電圧の

になったとき行う。なお、このときのｄｑ軸上の電圧ベクトルの大きさは、式（１）に電流ベクトル制御時の指令値を代入して推定した、電流ベクトル制御を行っているときの推定電圧値を用いる（特許文献１参照）。

〈２・２〉完全追従制御法
完全追従制御法（ＰＴＣ）は図６に示すようにフィードフォワード（ＦＦ）制御器Ｃ₁［ｚ］とフィードバック（ＦＢ）制御器Ｃ₂［ｚ］を有する２自由度制御系の構造をしている。ＦＦ制御器は、プラントの安定な逆システムとなっており、ノミナルプラントに対してサンプル点上で完全に追従誤差が零になるように補償を行う。ＦＢ制御器は、外乱やプラント変動がある場合に追従誤差を抑圧する。ｎ次のプラントに対しては１サンプル点間に制御入力をｎ回切り換えるマルチレート制御によって補償することにより完全追従を実現する。本明細書では式（６）、（７）に示すように制御対象が１次であるため、シングルレート制御でＰＴＣが実現できる。

式（１４）の離散時間状態方程式を用いて、安定な逆システム、ノミナルな出力ｙ₀［ｋ］は式（１５）、（１６）で求まる。

〈２・３〉本発明
本発明は、ＰＷＭホールドモデルに基づく制御を行い、ＩＰＭモータを駆動する３相インバータを制御する出力ベクトルを算出する。先ず、６つの基本電圧ベクトルに関して２π／３の位相差を有する２つの基本電圧ベクトル間の領域それぞれを前記２つの基本電圧ベクトルの一方を優先する領域と他方を優先する領域とを予め定めておく。過変調ＰＷＭ領域に入り、入力された電圧指令ベクトルが飽和すると、電圧指令ベクトルが位置する領域に基づき優先すべき第１の基本電圧ベクトルと第２の基本電圧ベクトルとを決定する。そして、第１の基本電圧ベクトルに対応する第１のスイッチング時間に対し１以上の重み付けを行い、第２の基本電圧ベクトルに対応する第２のスイッチング時間に対し第１及び第２のスイッチング時間から算出される出力ベクトルが飽和しないように操作を行う。本発明は、このように所定の領域毎に一方の基本電圧ベクトルに重み付けを行うことにより、トルクリプルを抑制しながら過変調ＰＷＭから矩形波駆動に移行させることを可能にする。

〈２・３・１〉制御器の設計
式（６）、（７）のプラントに対して、Ｅ＝Ｖ_dcとしてＰＷＭホールドに基づき離散化を行うと、式（１７）で表される入力ｕ［ｋ］を時間入力ΔＴ_d(q)［ｋ］とする離散時間系のプラントの状態方程式を得る。これにより式（１５）、（１６）からＦＦ制御器を得る。ＰＴＣは１サンプル先の状態変数の目標軌道を与えることを特徴としており、状態変数が電流であるため目標電流軌道を与える。

また、ＦＢ制御器は従来法と同じＰＩ制御器Ｃ_d(q)［ｚ］である。図７に、本発明のｑ軸電流に関するＰＴＣ部分のブロック図を示す。

〈２・３・２〉制御入力導出法
本発明で用いている３相インバータの制御入力導出法は既知の厳密法に基づくものである。但し、本発明では、座標変換行列を絶対変換として考える。この方式では、制御器出力ΔＴ_d、ΔＴ_qを式（１８）のｄｑ／２相変換によりΔＴ_α、ΔＴ_βに変換し、図８のようにπ／３［ｒａｄ］毎に仕切られた領域を決定する。各領域に出力ベクトルとスイッチング時間と出力順序が決定され、領域ＶＩでは図９のようなパルスを出力することになる（非特許文献７参照）。ただし、各相のスイッチング時間は絶対変換のため

となる。なお、この方式では３ｎ次調波注入変調と同様に線形領域の直流電源電圧利用率が１５％改善される。

〈２・３・３〉制御入力飽和時の出力ベクトル選択法
本発明での制御入力飽和の条件は

である。制御入力が飽和した場合、制御入力には

の制限がかかるため、制御入力が飽和している場合はｄ軸又はｑ軸のスイッチング時間、若しくはｄ軸及びｑ軸のスイッチング時間を短縮する必要があり、ｄ、ｑ軸のスイッチング時間を制御入力通り同時に満たすことはできなくなる。

そこで本発明では、制御入力が飽和した場合、出力ベクトルを以下のように選択する。従来は、空間ベクトル変調において、制御入力の電圧ベクトルが飽和する場合には、その電圧ベクトルの大きさと位相を操作することにより制御則の切り替え無しで過変調、矩形波駆動を実現していた（非特許文献８参照）。これに対し、本発明では、ｄｑ軸上のスイッチング時間ΔＴ_d、ΔＴ_qを操作することにより制御則の切り替え無しで過変調、矩形波駆動を実現する。

矩形波駆動では零ベクトルＶ₀は出力せず、電気角に同期してπ／３［ｒａｄ］ごとにＶ₁〜Ｖ₆を順々に出力していくものである。ここで、空間ベクトル変調の延長で矩形波駆動になると考えると、矩形波駆動となる指令値が与えられた場合にはその位置に応じて６つのベクトルのどれに近似して出力すればよいかが決められる。そこで、６つのベクトルに優先度をもたせる領域を設ける。これは各ベクトルを中心にした±π／６［ｒａｄ］の範囲とする。ベクトルＶ₁では−π／６＜＝θ＜π／６となる。

制御入力が飽和した場合、先ず指令値がどの領域にいるか判断する。そして、ΔＴ_i、ΔＴ_jの内、指令値がある領域で優先度をもつ方のスイッチング時間を優先に出力する。ここで、矩形波駆動におけるｄｑ軸上のスイッチング時間の基本波成分は

であるため、ｄｑ軸上のスイッチング時間の大きさ｜Ｔ_dq｜が

の場合には矩形波駆動になればよい。そこで、領域Ｉ〜ＶＩの中央に指令値がある場合を考える。この位置は各ベクトルが優先権を持つ領域の境界であり、矩形波駆動になるように操作したときには指令値の位置と実出力の位置（Ｖ₁〜Ｖ₆のどれか）の差が一番大きい。一例としてθ＝π／６［ｒａｄ］について考える。この位置ではベクトルＶ₂が優先権を持つ。

のとき矩形波駆動になればよいが、各ベクトルのスイッチング時間は

であり、ΔＴ₂を優先的に出力したとしても２つのベクトルを出力するため矩形波駆動にはならない。このとき矩形波駆動するためにはΔＴ₂に

をかけることで、

にする必要がある。このため、優先権を持つベクトルに重み付けをする。制御入力が飽和する場合の｜Ｔ_dq｜の条件は

である。この条件を満たす場合には、ΔＴ_iorjに重み付け係数ｋをかける。最終的には式（１９）を満たす場合に矩形波駆動となれば良いので、重み付け係数ｋは

の範囲となる。なお、重み付け係数ｋは飽和が小さいときには重み付けは小さく、その逆の場合には大きくする必要があるため、重み付け係数ｋは図１０のようになり、実装する際にはマップ又は関数化すればよい。本発明では関数で与えてはいるが、指令値と出力の基本波成分が一致するｋを与えているわけではない。そして、Ｔ_u間の残った時間でもう一方のベクトルを出力する。このように指令値を操作することでベクトルＶ₁〜Ｖ₆に近似していき、矩形波駆動に移行させる。すなわち、本発明は、電圧指令ベクトルの飽和の大きさに応じて第１のスイッチング時間に対する重み付けを連続的に大きくしていくことにより、過変調ＰＷＭの領域から矩形波駆動の領域へ制御方式を連続的に移行させることができる。

以上の制御入力飽和時のベクトル選択の手順を図１１に示す例に基づいて説明する。図１１において指令値のスイッチング時間ＴはＶ₂が優先となる領域にあり、式（２１）を満たしているとする。このときはＶ₂に優先度があるのでそのスイッチング時間は重み付け係数ｋをかけΔＴ₂′＝ｋΔＴ₂となる。このとき、

ならば、

は制限を加えず、Ｔｕ間の余った時間でもう一方のベクトルＶ₁を出力すると、

から

に縮められ、実際のスイッチング時間は図１１のＴ′となる。

３．シミュレーション
ＩＰＭモータパラメータを表１に示す。また、制御周期Ｔｕは０．１［ｍｓｅｃ］、インバータ直流電源電圧Ｖｄｃは３６．０［Ｖ］とする。

以下、電流ベクトル制御と電圧位相制御の切り替えが無く、三角波比較変調で出力するものを従来法１、電流ベクトル制御と電圧位相制御の切り替えが有り、三角波比較変調で出力するものを従来法２、電流ベクトル制御と電圧位相制御の切り替えが無く、空間ベクトル変調で出力するものを本発明の実施形態１とする。実施形態２は、実施形態１にＦＦ制御器を付加し、ＰＴＣが実現されているものである。また、電流ベクトル制御及び実施形態１、２のｄ、ｑ軸電流指令値は最大トルク／電流制御（非特許文献９参照）となるように選ぶ。

〈３・１〉矩形波駆動への移行
図１２に、負荷モータによりω_e＝５１０［ｒａｄ／ｓ］で速度制御されているとして、方形波（３．０［Ｈｚ］）をＬＰＦ（時定数１０［ｍｓｅｃ］）に通したものをトルク指令値とし、その振幅を増やしていった過変調ＰＷＭから矩形波駆動への移行シミュレーションの結果を示す。従来法２の「フラグ」は制御則切り替え信号であり、“Ｈ”のとき電圧位相制御、“Ｌ”のとき電流ベクトル制御を行う。また、ΔＴ_uはＵ相における１サンプル点間のＶ_dc／２を出力する期間と−Ｖ_dc／２を出力する期間の差である。矩形波駆動の場合にはΔＴ_u／Ｔ_uは１（Ｖ_dc／２のみ出力）または−１（−Ｖ_dc／２のみ出力）の矩形波となる。

従来法１では出力電圧不足のため追従特性が悪化している。また、ワインドアップにより指令値が減少している時刻０．２５、０．５９［ｓｅｃ］においても追従できていない。従来法２は電流ベクトル制御と電圧位相制御を切り替えており、切り替え時に応答が乱れている。また、矩形波駆動となっているためトルクリプルが大きい。

実施形態１、２では従来法１よりも線形領域での直流電源電圧利用率が１５％改善されている上に、制御入力飽和時の出力ベクトル選択法によりのトルクリプルが小さいまま高いトルク指令値に追従している。また、制御則の切り替えが無いため、従来法２のように応答の乱れが無い。

〈３・２〉目標トルク追従特性
図１３に、負荷モータの速度制御によりω_e＝４４０［ｒａｄ／ｓ］とし、トルク指令値Ｔ^refを周波数６０［Ｈｚ］の正弦波で変動させた目標トルク追従特性に関するシミュレーション結果を示す。

従来法１では飽和による出力電圧不足と正弦波の内部モデルを持たないため指令値に追従できていない。従来法２では矩形波駆動に切り替えることで従来法１よりは特性が改善されているが、追従はできていない。また、実施形態１ではトルクの振幅は改善しているが、追従はできていない。

一方、実施形態２ではＰＴＣを用いていることで従来法とは異なり、正弦波の指令値に対しても追従できている。飽和量が少ないため応答の乱れが少なく、従来法１、２、実施形態１よりも高い追従特性が得られている。

４．実験
〈４・１〉矩形波駆動への移行
図１４に、負荷モータによりω_e＝３６０［ｒａｄ／ｓ］に速度制御して過変調ＰＷＭから矩形波駆動への移行実験を行った結果を示す。シミュレーション結果と同様に、本発明の実施形態１、２は、従来法１、２に比べてトルクリプルが小さい。

〈４・２〉目標トルク追従特性
図１５に、負荷モータによりωｅ＝３６０［ｒａｄ／ｓ］に速度制御して目標トルク追従特性に関する実験を行った結果を示す。シミュレーション結果と同様に、ＰＴＣを用いた実施形態２の目標値追従特性は、従来法１、２及び実施形態１よりも高い。

５．まとめ
本発明では、独自のＰＷＭホールドに基づいた制御入力飽和時の出力ベクトル選択法を採用している。シミュレーション及び実験にて過変調領域において、従来法では矩形波駆動に切り替わるためトルクリプルが増大する領域でも本発明ではトルクリプルを小さく、抑制することができることを示した。また、本発明はＰＴＣを用いることにより目標電流追従特性も高めることができる。

Claims (8)

1. ＰＷＭホールドモデルに基づく制御を行うＩＰＭモータを駆動する３相インバータを制御する出力ベクトルを算出するＩＰＭモータ制御装置であって、
   ６つの基本電圧ベクトルに関して２π／３の位相差を有する２つの前記基本電圧ベクトル間の領域それぞれを前記２つの基本電圧ベクトルの一方を優先する領域と他方を優先する領域とを予め定め、入力された電圧指令ベクトルが飽和した場合、前記電圧指令ベクトルが位置する領域に基づき優先すべき第１の基本電圧ベクトルと第２の基本電圧ベクトルとを決定し、前記第１の基本電圧ベクトルに対応する第１のスイッチング時間に対し１以上の重み付けを行い、前記第２の基本電圧ベクトルに対応する第２のスイッチング時間に対し前記第１及び第２のスイッチング時間から算出される前記出力ベクトルが飽和しないように操作を行うことを特徴とするＩＰＭモータ制御装置。
2. 前記優先する領域は、優先される前記基本電圧ベクトルを中心に−π／６以上π／６未満の範囲であることを特徴とする請求項１に記載のＩＰＭモータ制御装置。
3. 前記電圧指令ベクトルの飽和の大きさに応じて前記第１のスイッチング時間に対する重み付けを大きくしていくことにより、過変調ＰＷＭから矩形波駆動へ制御方式を移行させることができることを特徴とする請求項１又は２に記載のＩＰＭモータ制御装置。
4. フィードフォワード制御器をさらに備え、１サンプル先の目標電流軌道を与える完全追従制御を行うことを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のＩＰＭモータ制御装置。
5. ＰＷＭホールドモデルに基づく制御を行うＩＰＭモータを駆動する３相インバータを制御する出力ベクトルを算出するＩＰＭモータ制御方法であって、
   ６つの基本電圧ベクトルに関して２π／３の位相差を有する２つの前記基本電圧ベクトル間の領域それぞれを前記２つの基本電圧ベクトルの一方を優先する領域と他方を優先する領域とを予め定めるステップと、
   入力された電圧指令ベクトルが飽和した場合、前記電圧指令ベクトルが位置する領域に基づき優先すべき第１の基本電圧ベクトルと第２の基本電圧ベクトルとを決定するステップと、
   前記第１の基本電圧ベクトルに対応する第１のスイッチング時間に対し１以上の重み付けを行い、前記第２の基本電圧ベクトルに対応する第２のスイッチング時間に対し前記第１及び第２のスイッチング時間から算出される前記出力ベクトルが飽和しないように重み付けを行うステップと
   を有することを特徴とするＩＰＭモータ制御方法。
6. 前記優先する領域は、優先される前記基本電圧ベクトルを中心に−π／６以上π／６未満の範囲であることを特徴とする請求項５に記載のＩＰＭモータ制御方法。
7. 前記電圧指令ベクトルの飽和の大きさに応じて前記第１のスイッチング時間に対する重み付けを大きくしていくことにより、過変調ＰＷＭから矩形波駆動へ制御方式を移行させることができることを特徴とする請求項５又は６に記載のＩＰＭモータ制御方法。
8. フィードフォワード制御を行うステップをさらに有し、１サンプル先の目標電流軌道を与える完全追従制御を行うことを特徴とする請求項５乃至７のいずれかに記載のＩＰＭモータ制御方法。

Images