CN104578810B - 矩阵变换器 - Google Patents

矩阵变换器 Download PDF

Info

Publication number
CN104578810B
CN104578810B CN201410487065.3A CN201410487065A CN104578810B CN 104578810 B CN104578810 B CN 104578810B CN 201410487065 A CN201410487065 A CN 201410487065A CN 104578810 B CN104578810 B CN 104578810B
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
frequency
voltage
output
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201410487065.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN104578810A (zh
Inventor
蛭子让治
山崎明
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Yaskawa Electric Corp
Original Assignee
Yaskawa Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Yaskawa Electric Corp filed Critical Yaskawa Electric Corp
Publication of CN104578810A publication Critical patent/CN104578810A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN104578810B publication Critical patent/CN104578810B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/2932—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage, current or power
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

本发明提供一种能抑制对输出电流产生冲击且能提高电压利用率的矩阵变换器。实施方式的矩阵变换器具有选择性地执行第一控制模式或第二控制模式的控制部，其中，第一控制模式是对双向开关进行PWM控制以进行交流电源与负载之间的电力转换，第二控制模式是对双向开关进行控制以直接连结交流电源与负载。当输出电压的频率与交流电源的频率之差在规定范围内时，控制部进行使输出电压上升的电压上升控制和使输出电压的相位与交流电源的电压相位随动的随动控制，当这些控制结束时，从第一控制模式转换为第二控制模式。

Description

矩阵变换器
技术领域
本发明涉及一种矩阵变换器。
背景技术
矩阵变换器具有用于连接交流电源与负载的多个双向开关，通过这些双向开关对交流电源的各相电压直接进行开关，从而向负载输出任意的电压、频率。已知在理论上所述矩阵变换器只能输出达到电源电压的基波的0.866倍的无变形的正弦波电压，从而在电压利用率方面存在技术问题。
对此，提出一种如下技术：当输出频率与交流电源的频率一致时，通过停止双向开关的PWM控制，并进行控制而经由双向开关直接连结交流电源的各相与负载的各相，从而向负载直接输出交流电源的电压(例如，参照专利文献1)。采用这种直接连结控制，能够提高矩阵变换器的电压利用率，还能够抑制双向开关的开关损失。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开平10-337025号公报
发明内容
本发明要解决的技术问题
然而，在现有技术中，例如在PWM控制与直接连结控制之间进行切换时，由于电压利用率急剧变化，有可能会对输出电流产生冲击。
本发明的一个技术方案是鉴于上述情况而做出的，其目的在于提供一种能够抑制对输出电流产生冲击并且能够提高电压利用率的矩阵变换器。
为解决技术问题的方法
本发明的一个技术方案涉及的矩阵变换器具有电力转换部和控制部。所述电力转换部包含用于连接交流电源的各相和负载的各相的多个双向开关。所述控制部选择性地执行第一控制模式或第二控制模式，其中，第一控制模式是对所述双向开关进行PWM控制以进行所述交流电源与所述负载之间的电力转换。第二控制模式是对所述双向开关进行控制以直接连结所述交流电源与所述负载。当从所述电力转换部向所述负载的输出电压的频率与所述交流电源的频率之差在规定范围内时，所述控制部进行使所述输出电压上升的电压上升控制和使所述输出电压的相位与所述交流电源的电压相位随动的随动控制，当这些控制结束时，将用于驱动所述双向开关的模式从所述第一控制模式转换为所述第二控制模式。
发明效果
采用本发明的一个技术方案，能够提供一种能抑制对输出电流产生冲击且能提高电压利用率的矩阵变换器。
附图说明
图1是表示实施方式的矩阵变换器的结构例的图。
图2是表示图1所示的电力转换部和LC滤波器的结构的图。
图3是表示图1所示的双向开关的结构例的图。
图4是表示在直接连结控制模式下的交流电源、负载与双向开关之间的关系的图。
图5是用于说明PWM控制模式与直接连结控制模式之间的切换的图。
图6是表示图1所示的控制部的结构例的图。
图7是表示在直接连结控制模式下的输入频率ωi的极性、输出频率指令ω*的极性与接通的双向开关S之间的关系的图。
图8是表示控制模式的转换条件的图。
图9是表示图6所示的输出相位运算器的结构例的图。
图10是表示图6所示的输出频率判定器的结构例的图。
图11是表示频率判定信号的状态转换的图。
图12是表示图6所示的输出电压判定器的结构例的图。
图13是表示电压振幅判定信号的状态转换的图。
图14是表示图6所示的输出相位判定器的结构例的图。
图15是表示图6所示的模式切换判定器的结构例的图。
附图标记说明
1：矩阵变换器
2：三相交流电源
3：负载
10：电力转换部
12：输入电压检测部
13：输出电流检测部
14：控制部
20：频率指令生成器(频率指令生成部的一例)
21：V/f控制器(电压指令生成部的一例)
24：限幅器
25：电压限制解除器(电压限制解除部的一例)
27：输出相位运算器(相位运算部的一例)
28：驱动信号生成器(开关驱动部的一例)
31：积分器(相位检测部的一例)
34：输出频率判定器(频率判定部的一例)
35：输出电压判定器(电压判定部的一例)
36：输出相位判定器(相位判定部的一例)
37：模式切换判定器(模式切换判定部的一例)
42：乘法器(相位置换部的一例)
44：乘法器(相位反向置换部的一例)
46：第二相位运算器
66：随动相位运算器(补偿值运算部的一例)
68：加法器(相位补偿部的一例)
具体实施方式
下面，参照附图详细说明本申请的矩阵变换器的实施方式。此外，本发明并不限于下面所示的实施方式。
[1.矩阵变换器的结构]
图1是表示实施方式的矩阵变换器的结构例的图。如图1所示，实施方式的矩阵变换器1设在三相交流电源2(下面简称为交流电源2)与负载3之间。负载3例如为感应电动机或永磁铁同步电动机等的交流电动机。另外，下面将交流电源2的R相、S相以及T相记为输入相，将负载3的U相、V相以及W相记为输出相。
矩阵变换器1具有：输入端子TR、TS、TT；输出端子TU、TV、TW；电力转换部10；LC滤波器11；输入电压检测部12；输出电流检测部13；和控制部14。输入端子TR、TS、TT与交流电源2的R相、S相、T相分别进行连接。输出端子TU、TV、TW与负载3的U相、V相、W相分别进行连接。
电力转换部10具有多个双向开关，通过这些双向开关对交流电源2的各相电压直接进行开关，从而向负载3输出任意的电压、频率。LC滤波器11设在交流电源2的R相、S相及T相与电力转换部10之间，用于抑制从电力转换部10流入交流电源2的高频电流的产生。
图2是表示电力转换部10和LC滤波器11的结构的图。如图2所示，电力转换部10具有用于连接交流电源2的各相与负载3的各相的多个双向开关SRU、SSU、STU、SRV、SSV、STV、SRW、SSW、STW(下面有时统称为双向开关S)。
双向开关SRU、SSU、STU对交流电源2的R相、S相、T相与负载3的U相分别进行连接。双向开关SRV、SSV、STV对交流电源2的R相、S相、T相与负载3的V相分别进行连接。双向开关SRW、SSW、STW对交流电源2的R相、S相、T相与负载3的W相分别进行连接。
图3是表示双向开关S的结构例的图。如图3所示，双向开关S具有开关元件Sio和二极管Dio的串联电路15与开关元件Soi和二极管Doi的串联电路16，这两个串联电路15、16被反向并联连接。
开关元件Sio、Soi例如是MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)或IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)等半导体开关元件。另外，开关元件Sio、Soi也可以是下一代半导体开关元件SiC、GaN。
另外，双向开关S并不限于图3所示的结构。例如，双向开关S也可以采用二极管Dio的阴极与二极管Doi的阴极相互不连接的结构。另外，当开关元件Sio、Soi例如为反向阻断IGBT时，双向开关S也可以采用不设置二极管Dio和二极管Doi，而将开关元件Sio、Soi反向并联连接的结构。
如图2所示，LC滤波器11由三个电抗器LR、LS、LT和三个电容器CRS、CST、CTR构成。该LC滤波器11用于去除由构成电力转换部10的双向开关S进行开关而产生的高频成分。
返回图1继续说明矩阵变换器1。输入电压检测部12用于检测出交流电源2的R相、S相、T相的各相的瞬时电压值ER、ES、ET(下面记为输入相电压ER、ES、ET)。另外，下面有时将交流电源2的各相电压统称并记为输入电压Vi。
输出电流检测部13用于检测出电力转换部10与负载3的U相、V相、W相之间分别流动的电流瞬时值IU、IV、IW(下面记为输出相电流IU、IV、IW)。另外，下面有时将从电力转换部10向负载3的各相输出的电压VU、VV、VW统称并记为输出电压VO。
控制部14选择性地执行PWM(Pulse Width Modulation)控制模式(第一控制模式的一例)或直接连结控制模式(第二控制模式的一例)。
在PWM控制模式下，控制部14对双向开关S进行PWM控制以进行交流电源2与负载3之间的电力转换。具体地说，控制部14根据由输入电压检测部12检测出的输入相电压ER、ES、ET和由输出电流检测部13检测出的输出相电流IU、IV、IW，生成驱动信号S1～S9。
各驱动信号S1～S9分别驱动九个双向开关SRU、SSU、STU、SRV、SSV、STV、SRW、SSW、STW。驱动信号S1～S9能够单独驱动各自对应的双向开关S的开关元件Sio、Soi。另外，矩阵变换器1的PWM控制是公知技术，例如可采用日本特开平11-18489号公报或日本特开2012-239265号公报等中记载的技术。
另外，在直接连结控制模式下，控制部14对双向开关S进行控制以直接连结交流电源2与负载3。图4是表示在直接连结控制模式下的交流电源2、负载3与双向开关S的关系例的图。如图4所示，在直接连结控制模式下，控制部14例如通过持续接通双向开关SRW、SSU、STV而使交流电源2的R相、S相及T相分别与负载3的W相、U相及V相进行直接连结。
在此，对PWM控制模式与直接连结控制模式之间的切换进行说明。图5是用于说明PWM控制模式与直接连结控制模式之间的切换的图。在图5所示的例中，表示当输出频率指令ω*从零缓缓上升至输入电压Vi的频率ωi(下面记为输入频率ωi)以后，输出频率指令ω*从输入频率ωi缓缓下降至零时的控制模式之间的切换。控制部14例如根据从上位装置(未图示)输入的设定频率ωTG(输出电压VO的频率的目标值的一例)，生成输出频率指令ω*。另外，在此，对ωTG＝ωi的情况进行说明。另外，这些频率具有正负值。正频率是表示对应的输入电压或者输出电压是正向顺序。当输入电压为正向顺序时，相位按照R相→S相→T相的顺序变化。当输出电压为正向顺序时，相位按照U相→V相→W相的顺序变化。负频率是表示对应的输入电压或者输出电压是反向顺序。当输入电压为反向顺序时，相位按照R相→T相→S相的顺序变化。当输出电压为反向顺序时，相位按照U相→W相→V相的顺序变化。
控制部14生成输出电压指令且对双向开关S进行PWM控制，以使输出频率指令ω*与输出电压VO的频率ωO(下面记为输出频率ωO)一致。由于输出频率指令ω*越接近输入频率ωi，输出电压指令的振幅变得越大，因此输出电压VO的振幅变大。在通常运转模式下，为了抑制输出电压VO的变形，输出电压VO的振幅被限制在限制电压Vm或者以下(时刻t1)。限制电压Vm例如是输入电压Vi的振幅的0.866倍。
之后，输出频率指令ω*接近输入频率ωi，若输出频率ωO与输入频率ωi之差在规定范围内(时刻t2)，控制部14判定为输出频率ωO与输入频率ωi一致，将通常运转模式转换为第一转换模式。与通常运转模式相同，在该第一转换模式下，控制部14对双向开关S进行PWM控制以进行交流电源2与负载3之间的电力转换。另外，输入频率ωi例如是商业用频率即50Hz或者60Hz。另外，规定范围例如是1Hz或者2Hz。
若转换为第一转换模式，控制部14将输出电压VO的振幅限制缓缓解除至输入电压Vi的振幅，并执行使输出电压VO缓缓上升至输入电压Vi的大小的电压上升控制。由此，能够防止输出电压VO产生急剧变化。当通过电压上升控制使输出电压VO与输入电压Vi的振幅差在规定范围内时，控制部14判定为输出电压VO的振幅与输入电压Vi的振幅一致，结束电压上升控制。
另外，在第一转换模式下，控制部14执行使输出电压VO的相位θO(下面记为输出相位θO)与输入电压Vi的相位θi(下面记为输入相位θi)随动的相位随动控制。当通过所述相位随动控制使输出相位θO与输入相位θi之差在规定范围内时，控制部14判定为输出相位θO与输入相位θi一致，结束相位随动控制。
控制部14根据设定参数来确定电压上升控制及相位随动控制的开始时刻及结束时刻。设定参数例如由矩阵变换器1的用户等经由未图示的输入部进行设定。控制部14例如能够根据设定参数，在电压上升控制结束以后，使相位随动控制结束。由此，能够使电压上升优先于相位随动。
若判定为输出电压VO与输入电压Vi一致，并且判定为输出相位θO与输入相位θi一致以后，当输出相位θO处于从nπ/6(n是1～12中的一个以上的整数)-θZE-Bandnd至nπ/6+θZE-Band的范围内时，控制部14将用于驱动双向开关S的模式从第一转换模式转换为直接连结控制模式(时刻t3)。另外，在此，θZE-Band是用于抑制输出相位θO的检测误差的影响的相位一致检测宽度。另外，输出相位θO在U相电压成为正的最大值时设定为零。
如上所述，由于控制部14进行从第一转换模式向直接连结控制模式的转换，所以与判定为频率一致以后立刻从PWM控制模式转换为直接连结控制模式的情况相比，能够抑制对输出电流IO产生冲击。
另外，当输出相位θO处于从nπ/6-θZE-Band至nπ/6+θZE-Band的范围内时，控制部14通过使第一转换模式转换为直接连结控制模式，能够使模式切换时的输出相位θO最佳化，并能够降低输出电流IO的变动。另外，当输入相位θi处于从nπ/6-θZE-Band至nπ/6+θZE-Band的范围内时，控制部14也能够使第一转换模式转换为直接连结控制模式。
另外，由于控制部14在判定为频率一致以后进行相位随动，因此能够抑制因相位随动而导致的加速度的变化，从而能够抑制第一转换模式下的输出电流IO的变动。
在直接连结控制模式且对双向开关S进行控制的状态下，当判定为频率不一致时，若输出相位θO处于从nπ/6(n是1～12中的一个以上的整数)-θZE-Band至nπ/6+θZE-Band的范围内时，控制部14将直接连结控制模式转换为第二转换模式(时刻t4)。例如当设定频率ωTG与输入频率ωi之差处于规定范围以外时，控制部14判定为频率不一致。另外，当控制部14判定为频率不一致时，与输入相位θi无关，也能够从直接连结控制模式转换为第二转换模式。
若转换为第二转换模式，控制部14执行使输出电压VO缓缓下降至限制电压Vm的电压下降控制。另外，与通常运转模式相同，在第二转换模式下，控制部14也对双向开关S进行PWM控制以进行交流电源2与负载3之间的电力转换。
当电压下降控制结束时(时刻t5)，控制部14开始对输出相位θO与输入相位θi的随动进行缓缓解除的相位随动停止控制。之后，当相位随动停止控制结束时，控制部14将用于驱动双向开关S的模式从第二转换模式转换为通常运转模式(时刻t6)。由此，能够抑制从第二转换模式向通常运转模式切换时的输出电流Io的变动。另外，控制部14也能使电压下降控制与相位随动停止控制同时进行或者在时间方面重合进行。
之后，控制部14通过降低输出频率指令ω*来降低输出频率ωO，以使输出频率指令ω*接近设定频率ωTG。如果设定频率ωTG为零且被指令停止时，若输出频率指令ω*为规定频率时(时刻t7)，控制部14停止通常运转模式。
如此，当矩阵变换器1判定为频率不一致时，执行电压下降控制与相位随动停止控制，从直接连结控制模式转换为通常运转模式。因此，能够抑制对输出电流IO产生冲击。另外，当输出相位θO处于从nπ/6-θZE-Band至nπ/6+θZE-Band的范围内时，矩阵变换器1使直接连结控制模式转换为第二转换模式。因此，能够降低从直接连结控制模式转换为第二转换模式时的输出电流IO的变动。
在图5所示的例中，当从第二转换模式转换为通常运转模式时，控制部14控制成使输出频率指令ω*接近设定频率ωTG，然而也能够根据设定参数进行其他控制。例如，控制部14也可以在设定频率ωTG产生变化的时刻降低输出频率指令ω*，以使其接近设定频率ωTG。此时，当输出电压VO的振幅与输入电压Vi的振幅之差在规定范围以外时，控制部14判定为电压不一致，从直接连结控制模式转换为第二转换模式。若转换为第二转换模式，控制部14执行电压下降控制及相位随动停止控制。当电压下降控制及相位随动停止控制结束时，控制部14将用于驱动双向开关S的模式从第二转换模式转换为通常运转模式。
[2.控制部14的结构]
图6是表示控制部14的结构例的图。如图6所示，控制部14具有频率指令生成器20(频率指令生成部的一例)、V/f控制器21(电压指令生成部的一例)、d轴电压指令生成器22、指令振幅运算器23、限幅器24、电压限制解除器25(电压限制解除部的一例)、指令相位运算器26、输出相位运算器27(相位运算部的一例)和驱动信号生成器28(开关驱动部的一例)。
另外，控制部14还具有输入频率检测器29、输入振幅检测器30、积分器31(相位检测部的一例)、sign函数运算器32及33、输出频率判定器34(频率判定部的一例)、输出电压判定器35(电压判定部的一例)、输出相位判定器36(相位判定部的一例)、模式切换判定器37(模式切换判定部的一例)、延迟器38及39和模式判定器40。
所述控制部14例如包括具有CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、输入输出端口等的微型计算机和各种电路。所述微型计算机的CPU通过读取并执行存储在ROM中的程序而起到各部21～40的功能。另外，各部21～40也可以不使用程序而仅由硬件构成。
频率指令生成器20生成对应于设定频率ωTG的输出频率指令ω*并且输出至V/f控制器21。例如，当输入呈ωTG≥ωi的关系的设定频率ωTG时，频率指令生成器20生成使输出频率ωO在规定期间内到达设定频率ωTG的输出频率指令ω*。例如，若在图5所示的时刻t0输入设定频率ωTG，则频率指令生成器20生成输出频率指令ω*，使其与经过时间成正比增大而在时刻t2与设定频率ωTG一致。
另外，例如在直接连结控制模式下，若有比输入频率ωi还低的设定频率ωTG输入时，则频率指令生成器20以电压下降控制和相位随动停止控制的结束作为条件(例如在图5中，假如设定频率ωTG在零附近，就是时刻t6)，生成使输出频率指令ω*在规定期间内到达设定频率ωTG的输出频率指令ω*。
V/f控制器21向指令振幅运算器23和指令相位运算器26输出对应于输出频率指令ω*的q轴输出电压指令Vq*。q轴输出电压指令Vq*是dq坐标系的q轴成分的电压指令。dq坐标系的d轴的输出相位为θO，q轴与d轴正交。
d轴电压指令生成器22向指令振幅运算器23和指令相位运算器26输出d轴输出电压指令Vd*。d轴输出电压指令Vd*是对应于d轴成分的电压指令，例如设定为零。另外，在通常运转模式下，d轴电压指令生成器22也能够向指令振幅运算器23和指令相位运算器26输出数值对应于输出频率ωO的d轴输出电压指令Vd*。
指令振幅运算器23根据d轴输出电压指令Vd*和q轴输出电压指令Vq*，对输出电压指令振幅v1进行运算。例如，指令振幅运算器23根据下面的算式(1)对输出电压指令振幅v1进行运算。指令振幅运算器23将输出电压指令振幅v1向驱动信号生成器28输出
[算式1]
在通常运转模式下，限幅器24限制从指令振幅运算器23输出的输出电压指令振幅v1，以使其不超过限制电压Vm，并向驱动信号生成器28输出限制电压Vm以下的输出电压指令振幅v1。限制电压Vm例如被设定为输入电压Vi的振幅的0.866倍。
当从模式判定器40输出高电平的模式选择信号Sm1时，电压限制解除器25使得保持由限幅器24实现的限制电压Vm以下的限制。另外，当模式选择信号Sm2从低电平变为高电平时，电压限制解除器25阶段性地解除限幅器24对输出电压指令振幅v1的限制。由此，相比限制电压Vm，输出电压指令振幅v1逐渐增大。限幅器24和电压限制解除器25是电压限制控制部的一例。
另外，当模式选择信号Sm4从低电平变为高电平时，电压限制解除器25阶段性地执行限幅器24对输出电压指令振幅v1的限制。由此，输出电压指令振幅v1逐渐被限幅器24限制，进行最终输出电压指令振幅v1限制于限制电压Vm以下的电压下降控制。若电压下降控制结束，则电压限制解除器25向输出相位运算器27和模式判定器40通知电压下降结束信息。
指令相位运算器26根据d轴输出电压指令Vd*和q轴输出电压指令Vq*来求得输出电压指令相位θV。例如，指令相位运算器26根据下面的算式(2)来求得输出电压指令相位θV。从指令相位运算器26向输出相位运算器27输出所述输出电压指令相位θV。另外，当Vd＝0时，不进行算式(2)的Vq*/Vd*的运算而使θV＝90°。
[算式2]
θv＝tan-1(Vq*/Vd*) …(2)
输出相位运算器27输出对应于从模式判定器40输出的模式选择信号Sm1～Sm4的控制相位θPWM2。输出相位运算器27根据模式选择信号Sm1～Sm4选择分别对应于通常运转模式、第一转换模式、直接连结控制模式和第二转换模式的相位，将其作为控制相位θPWM2进行输出。例如，输出相位运算器27在第一转换模式下进行相位随动控制，在第二转换模式下进行相位随动停止控制。若相位随动停止控制结束，则输出相位运算器27向模式判定器40通知相位随动停止结束信息。关于所述输出相位运算器27，参照图9在后面进行详细叙述。
在通常运转模式、第一转换模式和第二转换模式下，驱动信号生成器28生成振幅和相位分别对应于输出电压指令振幅v1和控制相位θPWM2的输出电压指令VU*、VV*、VW*，并根据所述输出电压指令VU*、VV*、VW*，生成从电力转换部10输出的驱动信号S1～S9。驱动信号生成器28向电力转换部10输出所生成的驱动信号S1～S9。
例如，驱动信号生成器28根据输出电压指令振幅v1和控制相位θPWM2，生成输出电压指令VU*、VV*、VW*。驱动信号生成器28根据输出电压指令VU*、VV*、VW*用三角波比较法等生成PWM信号，并根据输入相电压ER、ES、ET的大小关系或输出相电流IU、IV、IW，生成对PWM信号实施换流处理的驱动信号S1～S9并输出至电力转换部10。由此，控制构成电力转换部10的双向开关S，并从电力转换部10向负载3输出对应于输出电压指令VU*、VV*、VW*的三相交流电。
驱动信号生成器28例如利用VU*＝v1×cos(θPWM2)、VV*＝v1×cos(θPWM2-2/3π)、VW*＝v1×cos(θPWM2+2/3π)等算式，生成输出电压指令VU*、VV*、VW*。
另外，在直接连结控制模式下，驱动信号生成器28根据表示输入频率ωi的极性的极性信号Ai与表示输出频率指令ω*的极性(旋转方向的一例)的极性信号Aω，生成用于控制双向开关S的驱动信号S1～S9。由此，通过在对应于输入频率ωi的极性与输出频率指定ω*的极性的开关控制模式下，对双向开关S进行控制，当负载3是电动机时，与电动机的正向运转/反向运转无关，能够进行交流电源2与负载3的直接连结。
图7是表示在直接连结控制模式下的输入频率ωi的极性、输出频率指令ω*的极性与接通的双向开关S之间的关系的图。如图7所示，例如，当输入频率ωi与输出频率指令ω*同时为正极性或者负极性时，驱动信号生成器28生成仅接通双向开关SRW、SSU、STV的驱动信号S1～S9。另外，当输入频率ωi与输出频率指令ω*中的任一方为正极性，另外一方为负极性时，驱动信号生成器28生成仅接通双向开关SRW、SSV、STU的驱动信号S1～S9。
返回图6继续说明控制部14。输入频率检测器29根据通过输入电压检测部12检测出的输入相电压ER、ES、ET，对输入频率ωi进行运算。输入频率检测器29将输入频率ωi向输出相位运算器27、积分器31、sign函数运算器32和输出频率判定器34输出。输入频率检测器29例如由PLL(Phase Locked Loop：锁相环)等构成。
输入振幅检测器30根据通过输入电压检测部12检测出的输入相电压ER、ES、ET，对输入电压Vi的振幅vi(下面记为输入电压振幅vi)进行运算。
积分器31通过对从输入频率检测器29输出的输入频率ωi进行积分，对输入相位θi进行运算。积分器31将输入相位θi向输出相位运算器27输出。当由PLL构成输入频率检测器29时，可从PLL输出输入相位θi而去掉积分器31。
当输入频率ωi的极性为正极性时，sign函数运算器32向输出相位运算器27和驱动信号生成器28输出高电平的极性信号Ai。另外，当输入频率ωi的极性为负极性时，sign函数运算器32向输出相位运算器27和驱动信号生成器28输出低电平的极性信号Ai。
当输出频率指令ω*的极性为正极性时，sign函数运算器33向输出相位运算器27和驱动信号生成器28输出高电平的极性信号Aω。另外，当输出频率指令ω*的极性为负极性时，sign函数运算器33向输出相位运算器27和驱动信号生成器28输出低电平的极性信号Aω。
当输出频率指令ω*与输入频率ωi之差在规定范围内，并且输入频率ωi与设定频率ωTG之差在规定范围内时，输出频率判定器34输出表示频率一致的高电平的频率判定信号Sf(频率一致信号的一例)。关于所述输出频率判定器34，参照图10和图11在后面进行详细叙述。
另外，在图6所示的例中，作为与输入频率ωi进行比较的输出频率，利用对应于输出频率ωO的输出频率指令ω*，然而在控制部14中也可设置直接检测输出频率ωO的输出频率检测部。此时，取代输出频率指令ω*，当输出频率ωO与输入频率ωi之差在规定范围内时，输出频率判定器34输出表示频率一致的频率判定信号Sf。
当输出电压指令振幅v1与输入电压振幅vi之差在规定范围内时，输出电压判定器35输出表示电压一致的高电平的电压判定信号Sv(电压一致信号的一例)。关于所述输出电压判定器35，参照图12和图13在后面进行详细叙述。
另外，在图6所示的例中，作为与输入电压振幅vi进行比较的输出电压Vo的振幅，利用输出电压指令振幅v1，然而在控制部14中也可以设置直接检测输出电压Vo的振幅vo(下面记为输出电压振幅vo)的输出振幅检测部。此时，取代输出电压指令振幅v1，当输出电压振幅vo与输入电压振幅vi之差在判定阈值Δv以下时，输出电压判定器35输出表示电压一致的电压判定信号Sv。
在第一转换模式下，输出相位判定器36向延迟器38输出对应于相位变化量Δθ的绝对值与相位阈值ΔθZE_cmp之差的相位判定信号Sp。延迟器38使相位判定信号Sp延迟取样时间Ti并输出至模式判定器40。
由输出相位判定器36输出表示相位一致的相位判定信号Sp，且对应于输出相位θO的虚拟输出相位θ1处于从nπ/6-θZE-Band至nπ/6+θZE-Band的范围内时，模式切换判定器37向延迟器39输出表示切换指示的模式切换信号Ssw。延迟器39使模式切换信号Ssw延迟取样时间Ti并输出至模式判定器40。
模式判定器40根据频率判定信号Sf、电压判定信号Sv、相位判定信号Sp和模式切换信号Ssw来判定控制模式。模式判定器40输出对应于所判定的控制模式的模式选择信号Sm1～Sm4。
图8是表示控制模式的转换条件的图。在通常运转模式下，模式判定器40使模式选择信号Sm1为高电平，使其他模式选择信号Sm2～Sm4为低电平。
如图8所示，在通常运转模式下，当频率判定信号Sf从低电平变为高电平时，模式判定器40将控制模式转换为第一转换模式。向第一转换模式的转换是通过使模式选择信号Sm1从高电平变为低电平，使模式选择信号Sm2从低电平变为高电平来进行的。由此，当输出频率ωO与输入频率ωi之差在规定范围内时，控制模式从通常运转模式切换为第一转换模式。
在第一转换模式的状态下，电压判定信号Sv、相位判定信号Sp和模式切换信号Ssw均为高电平时，模式判定器40将控制模式转换为直接连结控制模式。向直接连结控制模式的转换是通过使模式选择信号Sm2从高电平变为低电平，使模式选择信号Sm3从低电平变为高电平来进行的。如此，电压上升控制和相位随动控制结束，输出相位θO处于从nπ/6-θZE-Band至nπ/6+θZE-Band的范围内时，从第一转换模式切换为直接连结控制模式。另外，与模式切换信号Ssw的状态无关，当电压判定信号Sv和相位判定信号Sp变为高电平时，模式判定器40也可以将第一转换模式切换为直接连结控制模式。
另外，在第一转换模式的状态下，当频率判定信号Sf从高电平变为低电平时，模式判定器40将控制模式转换为通常运转模式。向通常运转模式的转换是通过使模式选择信号Sm2从高电平变为低电平，使模式选择信号Sm1从低电平变为高电平来进行的。
在直接连结控制模式下，当频率判定信号Sf从高电平变为低电平，且模式切换信号Ssw转换为高电平时，模式判定器40将控制模式转换为第二转换模式。向第二转换模式的转换是通过使模式选择信号Sm3从高电平变为低电平，使模式选择信号Sm4从低电平变为高电平来进行的。如此，当设定频率ωTG与输入频率ωi之差在规定范围以外，且输入相位θi成为nπ/6±θZE-Band时，从直接控制模式切换为第二转换模式。
在第二转换模式下，当由电压限制解除器25通知电压下降结束信息，由输出相位运算器27通知相位随动停止结束信息时，模式判定器40将控制模式转换为通常运转模式。向通常运转模式的转换是通过使模式选择信号Sm4从高电平变为低电平，使模式选择信号Sm1从低电平变为高电平来进行的。另外，由此，当电压下降控制和相位随动停止处理结束时，从第二转换模式切换为通常运转模式。
[3.输出相位运算器27的结构]
输出相位运算器27输出对应于从模式判定器40输出的模式选择信号Sm1～Sm4的控制相位θPWM2。图9是表示输出相位运算器27的结构例的图。如图9所示，输出相位运算器27具有第一相位运算器41、乘法器42～44、切换器45和第二相位运算器46。下面具体说明第一相位运算器41、乘法器42～44、切换器45和第二相位运算器46。
[3.1.第一相位运算器41]
第一相位运算器41是用于通常运转模式的相位运算器。所述第一相位运算器41具有减法器51、延迟器52、放大器53和加法器54、55。
减法器51从控制相位θPWM2减去输出电压指令相位θV。减法器51向延迟器52输出相减结果。延迟器52使减法器51的相减结果延迟取样时间Ti并输出至加法器54。放大器53通过使输出频率指令ω*乘以取样时间Ti而求得相位变化量Δθ*。放大器53向加法器54输出相位变化量Δθ*。
加法器54使相位变化量Δθ*加上延迟器52的输出而求得指令相位θ*。加法器54向加法器55输出指令相位θ*。加法器55通过使指令相位θ*加上输出电压指令相位θV，生成用于通常运转模式的电压相位θPWM(记为通常运转用相位θPWM)。
由此，第一相位运算器41根据输出频率指令ω*和输出电压指令相位θV，生成通常运转用相位θPWM。第一相位运算器41向乘法器43输出通常运转用相位θPWM。
[3.2.乘法器42～44]
乘法器42～44用于调整输出频率指令ω*和输入频率ωi的极性。由此，与输出电压Vo的相序*或输入电压Vi的相序无关，能够在第一相位运算器41和第二相位运算器46中进行基于输出频率指令ω*和输入相位θi的运算。
乘法器42(相位置换部的一例)使表示输入频率ωi的极性的极性信号Ai乘以输入相位θi，向第二相位运算器46输出乘积结果。由此，即使输入相位θi为负极性，也能够向第二相位运算器46输入正极性的输入相位θi。
乘法器43使表示输出频率指令ω*的极性的极性信号Aω乘以通常运转用相位θPWM，并向切换器45输出乘积结果。由此，即使通常运转用相位θPWM为负极性，也能够向切换器45输入正极性的通常运转用相位θPWM。
乘法器44(相位反向置换部的一例)使表示输出频率指令ω*的极性的极性信号Aω乘以虚拟输出相位θ1，并向驱动信号生成器28(参照图6)输出乘积结果。由此，能向驱动信号生成器28输入正确设定极性的虚拟输出相位θ1。
[3.3.切换器45]
切换器45根据从模式判定器40输出的模式选择信号Sm1～Sm4来切换输出。
具体地说，当模式选择信号Sm1为高电平时，切换器45将经由乘法器43从第一相位运算器41输出的通常运转用相位θPWM作为虚拟输出相位θ1输出至乘法器44和第二相位运算器46。由此，在通常运转模式下，将通常运转用相位θPWM作为控制相位θPWM2从输出相位运算器27输出至驱动信号生成器28(参照图6)。
另外，当模式选择信号Sm2或者模式选择信号Sm4为高电平时，切换器45将从第二相位运算器46输出的相位转换用相位θmig作为虚拟输出相位θ1输出至乘法器44和第二相位运算器46。由此，在第一转换模式和第二转换模式下，将相位转换用相位θmig作为控制相位θPWM2从输出相位运算器27输出至驱动信号生成器28(参照图6)。
另外，当模式选择信号Sm3为高电平时，切换器45将从乘法器42输出的正极性的输入相位θi作为虚拟输出相位θ1输出至乘法器44和第二相位运算器46。由此，在直接连结控制模式下，将输入相位θi作为控制相位θPWM2从输出相位运算器27输出至驱动信号生成器28(参照图6)。
[3.4.第二相位运算器46]
第二相位运算器46是用于第一转换模式和第二转换模式的相位运算器。所述第二相位运算器46具有延迟器61、减法器62、PI(比例积分)控制器63、限幅器64、放大器65、随动相位运算器66(补偿值运算部的一例)和加法器67、68。延迟器61、减法器62、PI控制器63、限幅器64和放大器65是虚拟相位运算部的一例。
延迟器61使虚拟输出相位θ1延迟取样时间Ti。延迟器61向减法器62和加法器67输出得以延迟的虚拟输出相位θ1。减法器62通过从由乘法器42输出的正极性的输入相位θi减去通过延迟器61得以延迟的虚拟输出相位θ1来求得相位变化量Δθ。减法器62向PI控制器63输出相位变化量Δθ。
PI控制器63生成使相位变化量Δθ为零的虚拟输出频率ω1，并向限幅器64输出所述虚拟输出频率ω1。虚拟输出频率ω1是针对由随动相位运算器66进行的输出相位正向控制的补偿值，在输入相位与输出相位达到一致以前的过渡状态中，对应于输出频率ωO的变动成分。PI控制器63具有：具有比例增益Kp的乘法器101、具有积分增益Ki的乘法器102、积分器103、限幅器104和加法器105。通过限幅器104来限制积分值。
PI控制器63根据输入相位θi与虚拟输出相位θ1之差，生成虚拟输出频率ω1。因此，如果输入相位θi与虚拟输出相位θ1的极性不同，则不能缩小输入相位θi与虚拟输出相位θ1之差。对此，通过乘法器42使输入相位θi为正极性，并且通过乘法器42和43使虚拟输出相位θ1为正极性。
另外，如图9所示，当发生因PI控制器63而导致虚拟输出频率ω1的变动幅度增大，因而向负载3的输出电流发生较大变动等问题时，也可对PI控制器63的输出设置限幅器64。限幅器64将虚拟输出频率ω1限制在规定范围以下，并向放大器65输出限制后的虚拟输出频率ω1。另外，如图9所示，当仅设置限幅器64，而PI控制器63的积分器103的输出过度增大时，也可以设置限幅器104。
放大器65使虚拟输出频率ω1乘以取样时间Ti并输出乘积结果。虚拟输出频率ω1是针对由随动相位运算器66进行的输出相位正向控制的补偿值，在输入相位与输出相位达到一致以前的过渡状态中，对应于输出频率ωO的变动成分。之所以针对输出相位正向控制进行补偿，是为了提高相位随动的应答，并且对输出频率ωO的变动加以限制。另外，不是必须针对输出相位正向控制进行补偿。例如，也可以通过提高PI控制器63的增益来提高相位随动的应答。另外，由于提高PI控制器63的增益时输出频率的变动会变大，因此优选缩短取样时间。
随动相位运算器66生成对应于输出频率指令ω*与输入频率ωi之差的相位调整量θaj并进行输出。在第一转换模式下，随动相位运算器66生成使输出频率ωO与输入频率ωi随动的相位调整量θaj(相位补偿值的一例)，在第二转换模式下，随动相位运算器66生成使输出频率ωO与输出频率指令ω*随动的相位调整量θaj。
具体地说，若模式选择信号Sm2变为高电平时，为了使输入频率ωi的比率随时间的经过而增加，随动相位运算器66边改变输入频率ωi的比率与输出频率指令ω*的比率，边使输入频率ωi与输出频率指令ω*相加。另外，若模式选择信号Sm4变为高电平，并且由电压限制解除器25通知电压下降结束信息时，为了使输出频率指令ω*的比率随时间的经过而增加，随动相位运算器66边改变输入频率ωi的比率与输出频率指令ω*的比率，边使输入频率ωi与输出频率指令ω*相加。
随动相位运算器66具有绝对值运算器110和111、相减比率设定器112、乘法器113和114、加法器115和乘法器116。
绝对值运算器110对输出频率指令ω*的绝对值进行运算。由此，当输出频率指令ω*的极性为负极性时，输出频率指令ω*的极性变为正极性。绝对值运算器110向乘法器113输出正极性的输出频率指令ω*。
绝对值运算器111对输入频率ωi的绝对值进行运算。由此，当输入频率ωi的极性为负极性时，输入频率ωi的极性变为正极性。绝对值运算器111向乘法器114输出正极性的输入频率ωi。
若模式选择信号Sm2变为高电平时，相减比率设定器112生成比率随时间经过从1变为0的输出频率比率R1、与比率随时间经过从0变为1的输入频率比率R2。另外，若模式选择信号Sm4变为高电平时，相减比率设定器112生成比率随时间经过从0变为1的输出频率比率R1、与比率随时间经过从1变为0的输入频率比率R2。
相减比率设定器112向乘法器113输出输出频率比率R1，向乘法器114输出输入频率比率R2。输出频率比率R1与输入频率比率R2例如以相对于时间经过而设定的倾斜系数产生线性变化。另外，倾斜系数是设定参数，例如可由矩阵变换器1的用户等经由未图示的输入部进行设定。
乘法器113使正极性的输出频率指令ω*乘以输出频率比率R1，并向加法器115输出乘积结果。乘法器114使正极性的输入频率ωi乘以输入频率比率R2，并向加法器115输出乘积结果。
加法器115使乘法器114的运算结果与乘法器113的运算结果相加，生成频率调整量ωaj(＝|ωi|×R2+|ω*|×R1)，并向乘法器116输出所述频率调整量ωaj。乘法器116使频率调整量ωaj乘以取样时间Ti而生成相位调整量θaj，并向加法器67输出所述相位调整量θaj。
如上所述，随动相位运算器66边改变有关输出频率指令ω*的比率和有关输入频率ωi的比率边求得频率调整量ωaj，并根据所述频率调整量ωaj生成相位调整量θaj。由此，随动相位运算器66能够生成使输出频率ωO缓缓随动于输入频率ωi的相位调整量θaj，或生成使输出频率ωO缓缓随动于输出频率指令ω*的相位调整量θaj。另外，当输入频率比率R2变小而在规定值(例如，零附近)以下时，随动相位运算器66向模式判定器40通知相位随动停止结束信息。
加法器67使从随动相位运算器66输出的相位调整量θaj与从延迟器61输出的虚拟输出相位θ1相加，并向加法器68输出相加结果。加法器68(相位补偿部的一例)通过使放大器65的运算结果与加法器67的运算结果相加，生成相位转换用相位θmig并输出至切换器45。
[4.输出频率判定器34的结构]
输出频率判定器34输出对应于频率指令ω*与输入频率ωi之差的频率判定信号Sf。图10是表示输出频率判定器34的结构例的图。如图10所示，输出频率判定器34具有：绝对值运算器70～72、75、76；减法器73、74；比较器77、78和逻辑乘积器(“与”电路)79。
绝对值运算器70对输出频率指令ω*的绝对值进行运算。由此，当输出频率指令ω*的极性为负极性时，输出频率指令ω*的极性变为正极性。绝对值运算器70向减法器73输出正极性的输出频率指令ω*。
绝对值运算器71对设定频率ωTG的绝对值进行运算。由此，当设定频率ωTG的极性为负极性时，设定频率ωTG的极性变为正极性。绝对值运算器71向减法器74输出正极性的设定频率ωTG。
绝对值运算器72对输入频率ωi的绝对值进行运算。由此，当输入频率ωi的极性为负极性时，输入频率ωi的极性变为正极性。绝对值运算器72向减法器73、74输出正极性的输入频率ωi。
减法器73从正极性的输出频率指令ω*减去正极性的输入频率ωi，并向绝对值运算器75输出相减结果。绝对值运算器75对减法器73的相减结果的绝对值进行运算。由此，能求出绝对值运算器70的输出与绝对值运算器72的输出的差分的绝对值、即频率差ωa1(＝|ω*-ωi|)。
减法器74从正极性的设定频率ωTG减去正极性的输入频率ωi，并向绝对值运算器76输出相减结果。绝对值运算器76对减法器74的相减结果的绝对值进行运算。由此，能求出绝对值运算器71的输出与绝对值运算器72的输出的差分的绝对值、即频率差ωa2(＝|ωTG-ωi|)。
经由比较器77向逻辑乘积器79输出绝对值运算器75的运算结果。另外，经由比较器78向逻辑乘积器79输出绝对值运算器76的运算结果。比较值ωHC被设定于比较器77、78。另外，比较值ωHC是设定参数，例如可由矩阵变换器1的用户等经由未图示的输入部进行设定。
当频率差ωa1在比较值ωHC以下时，比较器77输出高电平的信号，当频率差ωa1超过比较值ωHC时，比较器77输出低电平的信号。另外，当频率差ωa2在比较值ωHC以下时，比较器78输出高电平的信号，当频率差ωa2超过比较值ωHC时，比较器78输出低电平的信号。另外，也可以使比较器77、78具有滞后特性。
当比较器77、78均输出高电平的信号时，逻辑乘积器79输出表示频率一致的高电平的频率判定信号Sf。另外，当比较器77、78中的任一方输出低电平的信号时，逻辑乘积器79输出表示频率不一致的低电平的频率判定信号Sf(频率不一致信号的一例)。
图11是表示频率判定信号Sf的状态转换的图。如图11所示，当从表示频率不一致的状态变为|ω*-ωi|≤ωHC且|ω*-ωTG|≤ωHC时，频率判定信号Sf呈表示频率一致的状态。另外，当从频率一致的状态变为|ω*-ωi|＞ωHC或者|ω*-ωTG|＞ωHC时，频率判定信号Sf呈表示频率不一致的状态。另外，ωHC例如设定为1.5Hz。
如此，当输入频率ωi与输出频率指令ω*之差在规定范围内，并且输入频率ωi与设定频率ωTG之差也在规定范围内时，输出频率判定器34判定为呈频率一致的状态。
在输出频率判定器34中，通过使比较器77、78具有滞后特性，能够防止输入频率ωi不稳定时出现的模式转换的波动。例如，在输出频率判定器34中，当输入频率ωi瞬间降低时等，能够防止判定为呈频率一致的状态或者呈频率不一致的状态。
另外，与设定频率ωTG的状态无关，当输入频率ωi与输出频率指令ω*之差在规定范围内时，输出频率判定器34也能够判定为呈频率一致的状态。此时，在输出频率判定器34中不设置绝对值运算器71和76、减法器74、比较器78以及逻辑乘积器(“与”电路)79，将比较器77的输出作为频率判定信号Sf。
[5.输出电压判定器35的结构]
输出电压判定器35输出对应于电压指令振幅v1与输入电压振幅vi之差的电压判定信号Sv。图12是表示输出电压判定器35的结构例的图。如图12所示，输出电压判定器35具有低通滤波器(LPF)81、减法器82、绝对值运算器83和比较器84。
低通滤波器81去除输入电压振幅vi的高频成分并输出至减法器82。减法器82计算输出电压指令振幅v1与高频成分被去除的输入电压振幅vi的差分值vdif，并向绝对值运算器83输出差分值vdif。
绝对值运算器83计算作为差分值vdif的绝对值的电压振幅差vdifa并输出至比较器84。比较器84中设定有比较值VHC。比较值VHC是设定参数，例如可由矩阵变换器1的用户等经由未图示的输入部进行设定。
当电压振幅差vdifa变为比较值VHC以下时，比较器84输出表示电压一致的高电平的电压判定信号Sv。另外，当电压振幅差vdifa超过比较值VHC时，比较器84输出表示电压不一致的低电平的电压判定信号Sv。另外，也可以使图12所示的比较器84具有滞后特性。
图13是表示电压判定信号Sv的状态转换的图。如图13所示，当从表示电压不一致的状态变为vdifa(＝|v1-vi|)≤VHC时，电压判定信号Sv呈表示电压一致的状态。另外，当从电压一致的状态变为vdifa(＝|v1-vi|)＞VHC时，电压判定信号Sv呈表示电压不一致的状态。如此，当输入电压振幅vi与输出电压指令振幅v1之差在规定范围内时，输出电压判定器35判定为呈电压一致的状态。
[6.输出相位判定器36的结构]
在第一转换模式下，输出相位判定器36输出对应于相位变化量Δθ的绝对值与相位阈值ΔθZE_cmp之差的相位判定信号Sp。图14是输出相位判定器36的结构例的图。如图14所示，输出相位判定器36具有绝对值运算器90和91、比较器92和93和逻辑乘积器(“与”电路)94。
绝对值运算器90对相位变化量Δθ的绝对值进行运算并向比较器92输出运算结果。绝对值运算器91对虚拟输出频率ω1的绝对值进行运算并向比较器93输出运算结果。
比较器92对相位变化量Δθ的绝对值与相位阈值ΔθZE_cmp进行比较。当Δθ≤ΔθZE_cmp时，比较器92输出高电平的相位差信号Spa，当Δθ＞ΔθZE_cmp时，比较器92输出低电平的相位差信号Spa。相位阈值ΔθZE_cmp是设定参数，例如可由矩阵变换器1的用户等经由未图示的输入部进行设定。
比较器93对虚拟输出频率ω1的绝对值与频率阈值ωZE_cmp进行比较。当ω1≤ωZE_cmp时，比较器93输出高电平的频率差信号Sfa，当ω1＞ωZE_cmp时，比较器93输出低电平的频率差信号Sfa。频率阈值ωZE_cmp是设定参数，例如可由矩阵变换器1的用户等经由未图示的输入部进行设定。
逻辑乘积器94输入相位差信号Spa、频率差信号Sfa和模式选择信号Sm2。当这些信号Spa、Sfa、Sm2均为高电平时，逻辑乘积器94输出表示相位一致的高电平的相位判定信号Sp(相位一致信号的一例)。相反，当这些信号Spa、Sfa、Sm2中的任一方为低电平时，逻辑乘积器94输出表示相位不一致的低电平的相位判定信号Sp。
由此，在第一转换模式下，若输入相位θi与虚拟输出相位θ1之差在相位阈值ΔθZE_cmp以下，且虚拟输出频率ω1在频率阈值ωZE_cmp以下时，输出相位判定器36输出表示相位一致的相位判定信号Sp。
通过以虚拟输出频率ω1在频率阈值ωZE_cmp以下作为条件，与PI控制器63呈过渡状态无关，能够防止输出表示相位一致的相位判定信号Sp。
另外，输出相位判定器36也可以采用不设置绝对值运算器91和比较器93的结构。此时，当相位差信号Spa和模式选择信号Sm2均为高电平时，输出相位判定器36输出表示相位一致的高电平的相位判定信号Sp。
[7.模式切换判定器37的结构]
图15是表示模式切换判定器37的结构例的图。如图15所示，模式切换判定器37具有减法器96、比较器97和逻辑乘积器(“与”电路)98。
减法器96从虚拟输出相位θ1减去相位θZE(＝nπ/6；n是1～12中的一个以上的整数)，并向比较器97输出相减结果Δθ1。比较器97对减法器96的相减结果Δθ1与相位阈值θZE_Band进行比较。当Δθ1≤θZE_Band时，比较器97向逻辑乘积器98输出高电平的时刻判定信号St，当Δθ1＞θZE_Band时，比较器97向逻辑乘积器98输出低电平的时刻判定信号St。
当时刻判定信号St与相位判定信号Sp均为高电平时，逻辑乘积器98输出表示切换指示的高电平的模式切换信号Ssw，除此以外，逻辑乘积器98输出表示等待切换的低电平的模式切换信号Ssw。
如此，当从输出相位判定器36输出表示相位一致的相位判定信号Sp时，若输出相位θO在nπ/6-θZE-Band至nπ/6+θZE-Band的范围内，模式切换判定器37输出表示切换指示的模式切换信号Ssw。
如上所述，当输出频率ωO(输出频率指令ω*)与输入频率ωi之差在规定范围内时，本实施方式的矩阵变换器1进行电压上升控制和相位随动控制，当这些控制结束后，将驱动双向开关S的模式从PWM控制模式转换为直接连结控制模式。由此，能够提供一种能抑制对输出电流Io产生冲击并且能提高电压利用率的矩阵变换器1。
另外，在上述中，作为表示频率一致或电压一致等的信号的状态，例举了“高电平”，然而表示频率一致或电压一致等的信号的状态也可以是“低电平”。
另外，上述的随动相位运算器66生成对应于输出频率指令ω*与输入频率ωi之差的相位调整量θaj并进行输出，然而也可以不利用输出频率指令ω*来生成相位调整量θaj。此时，随动相位运算器66中不设置绝对值运算器111、乘法器114和加法器115。
对于本领域的技术人员而言，还可以得出进一步的效果以及其他变形例。因而，本发明的范围并不限于上面详细说明的特定的、具有代表性的实施方式。所以在不脱离权利要求书及其等同物所定义的发明的总括性精神或者范围内，可以进行各种变更。

Claims (13)

1.一种矩阵变换器，其特征在于，具有:
电力转换部，其包含用于连接交流电源的各相和负载的各相的多个双向开关；以及
控制部，其选择性地执行第一控制模式或第二控制模式，其中，所述第一控制模式是对所述双向开关进行PWM控制以进行所述交流电源与所述负载之间的电力转换，所述第二控制模式是对所述双向开关进行控制以直接连结所述交流电源与所述负载，
当从所述电力转换部向所述负载的输出电压的频率与所述交流电源的频率之差在规定范围内时，所述控制部进行使所述输出电压上升的电压上升控制、和使所述输出电压的相位与所述交流电源的电压相位随动的随动控制，当这些控制结束时，将用于驱动所述双向开关的模式从所述第一控制模式转换为所述第二控制模式，
所述控制部具有：
频率判定部，当所述输出电压的频率与所述交流电源的频率之差在规定范围内时，输出频率一致信号；
电压限制控制部，当从所述频率判定部输出所述频率一致信号时，进行所述电压上升控制；
电压判定部，当所述输出电压的振幅与所述交流电源的电压振幅之差在规定范围内时，输出电压一致信号；
相位运算部，当从所述频率判定部输出所述频率一致信号时，进行所述随动控制；
相位判定部，当所述输出电压的相位与所述交流电源的电压相位之差在规定范围内时，输出相位一致信号；以及
开关驱动部，当输出所述电压一致信号并且输出所述相位一致信号时，将用于驱动所述双向开关的模式从所述第一控制模式转换为所述第二控制模式。
2.根据权利要求1所述的矩阵变换器，其特征在于，
具有模式切换判定部，在输出所述频率一致信号、所述电压一致信号和所述相位一致信号的状态下，当所述输出电压的相位与nπ/6之差在规定范围内时，输出模式切换信号，其中，n是1～12中的一个以上的整数，
所述开关驱动部在从所述模式切换判定部输出所述模式切换信号的时刻，将用于驱动所述双向开关的模式从所述第一控制模式转换为所述第二控制模式。
3.根据权利要求1所述的矩阵变换器，其特征在于，
通过所述电压限制控制部使所述电压上升控制结束以后，所述相位运算部使所述随动控制结束。
4.根据权利要求1所述的矩阵变换器，其特征在于，
具有频率指令生成部，生成使所述输出电压的频率随着时间经过接近设定频率的频率指令；以及
电压指令生成部，根据所述频率指令生成用于控制所述输出电压的电压指令，
所述开关驱动部根据所述电压指令进行所述PWM控制。
5.根据权利要求4所述的矩阵变换器，其特征在于，
所述电压限制控制部具有：
限幅器，对所述电压指令的大小进行限制；以及
电压限制解除部，当从所述频率判定部输出所述频率一致信号时，阶段性地解除所述限幅器对所述电压指令的限制。
6.根据权利要求4所述的矩阵变换器，其特征在于，
当所述交流电源的频率与所述输出电压的频率之差在所述规定范围内，并且所述频率指令与所述交流电源的频率之差在规定范围内时，所述频率判定部输出所述频率一致信号。
7.根据权利要求4所述的矩阵变换器，其特征在于，
所述相位运算部具有：
虚拟相位运算部，对所述输出电压的虚拟相位进行运算，以降低所述交流电源的电压相位与所述输出电压的相位之差；
补偿值运算部，边改变所述交流电源的频率与所述频率指令的比率边使该交流电源的频率与该频率指令相加而进行相位补偿值的运算，以使所述交流电源的频率的比率随着时间经过而增加；以及
相位补偿部，使所述虚拟相位与所述相位补偿值相加以求出所述输出电压的相位，
所述开关驱动部根据从所述电压指令生成部输出的所述电压指令与由所述相位运算部求出的所述输出电压的相位进行所述PWM控制。
8.根据权利要求7所述的矩阵变换器，其特征在于，
具有用于检测所述交流电源的电压相位的相位检测部，
所述相位运算部具有：
相位置换部，当从所述相位检测部输出的所述交流电源的电压相位的旋转方向不是规定方向时，将所述交流电源的电压相位的旋转方向置换到所述规定方向并输出至所述虚拟相位运算部；以及
相位反向置换部，当通过所述相位置换部将所述交流电源的电压相位的旋转方向转换为所述规定方向时，所述相位反向置换部将从所述相位补偿部求出的所述输出电压的相位的旋转方向置换为反方向。
9.根据权利要求4所述的矩阵变换器，其特征在于，
当所述设定频率与所述交流电源的频率之差在规定范围以外时，所述开关驱动部将用于驱动所述双向开关的模式从所述第二控制模式转换为所述第一控制模式。
10.根据权利要求9所述的矩阵变换器，其特征在于，
在正在输出所述频率一致信号的状态下，当所述设定频率与所述交流电源的频率之差在规定范围以外时，所述频率判定部停止所述频率一致信号的输出，
当停止所述频率一致信号的输出时，所述电压限制控制部进行使所述输出电压下降至规定电压的电压下降控制，
当停止所述频率一致信号的输出时，所述相位运算部进行使所述输出电压的相位从与所述交流电源的电压相位一致的状态转换为不一致的状态的相位随动停止控制，
当所述设定频率降低时，所述频率指令生成部以所述电压下降控制和所述相位随动停止控制已结束作为条件，生成使所述输出电压的频率随着时间经过而接近所述设定频率的所述频率指令。
11.根据权利要求9所述的矩阵变换器，其特征在于，
当停止所述频率一致信号的输出时，所述相位运算部进行使所述输出电压的相位从与所述交流电源的电压相位一致的状态转换为不一致的状态的相位随动停止控制。
12.根据权利要求1～11中任一项所述的矩阵变换器，其特征在于，
在所述第二控制模式下，所述开关驱动部按照对应于所述交流电源的电压相位的旋转方向及所述输出电压的相位的旋转方向的开关控制模式，控制所述双向开关。
13.一种矩阵变换器，其特征在于，具有:
电力转换部，其包含用于连接交流电源的各相和负载的各相的多个双向开关；以及
控制部，其选择性地执行第一控制模式或第二控制模式，其中，所述第一控制模式是对所述双向开关进行PWM控制以进行所述交流电源与所述负载之间的电力转换，所述第二控制模式是对所述双向开关进行控制以直接连结所述交流电源与所述负载，
在正在采用所述第二控制模式对所述双向开关进行控制的状态下，当作为从所述电力转换部向所述负载的输出电压的频率的目标值的设定频率，与所述交流电源的频率之差在规定范围以外时，所述控制部转换为所述第一控制模式，进行使所述输出电压下降至规定电压的电压下降控制、和使所述输出电压的相位从与所述交流电源的电压相位一致的状态转换为不一致的状态的相位随动停止控制，
所述控制部具有：
频率指令生成部，生成使所述输出电压的频率随着时间经过接近所述设定频率的频率指令；
电压指令生成部，根据所述频率指令生成用于控制所述输出电压的电压指令；
频率判定部，当所述设定频率与所述交流电源的频率之差在规定范围内时输出频率一致信号，当所述设定频率与所述交流电源的频率之差在规定范围以外时，停止所述频率一致信号的输出；
电压限制控制部，当停止所述频率一致信号的输出时，进行所述电压下降控制；以及
相位运算部，当停止所述频率一致信号的输出时，进行所述相位随动停止控制，
当所述设定频率降低时，所述频率指令生成部以所述电压下降控制和所述相位随动停止控制已结束作为条件，生成使所述输出电压的频率随着时间经过而接近所述设定频率的所述频率指令。
CN201410487065.3A 2013-10-24 2014-09-22 矩阵变换器 Active CN104578810B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013221211A JP5794274B2 (ja) 2013-10-24 2013-10-24 マトリクスコンバータ
JP2013-221211 2013-10-24

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN104578810A CN104578810A (zh) 2015-04-29
CN104578810B true CN104578810B (zh) 2017-07-28

Family

ID=51661984

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410487065.3A Active CN104578810B (zh) 2013-10-24 2014-09-22 矩阵变换器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9543851B2 (zh)
EP (1) EP2866338B1 (zh)
JP (1) JP5794274B2 (zh)
CN (1) CN104578810B (zh)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015096019A (ja) * 2013-11-14 2015-05-18 株式会社安川電機 マトリクスコンバータおよび出力電圧誤差の補償方法
CN104980045B (zh) * 2015-07-13 2017-08-01 南京航空航天大学 一种适用于矩阵变换器的改进型不对称调制方法
RU2641653C1 (ru) * 2016-09-26 2018-01-19 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Нижегородский государственный технический университет им. Р.Е. Алексеева" (НГТУ) Способ управления матричным преобразователем частоты
JP6456448B1 (ja) * 2017-09-13 2019-01-23 三菱電機株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置
US11038340B2 (en) * 2017-09-21 2021-06-15 Eaton Intelligent Power Limited Soft-starter AC-AC converter with integrated solid-state circuit breaker and method of operation thereof
DE102019106583A1 (de) * 2019-03-14 2020-09-17 Sma Solar Technology Ag Verfahren zur dreiphasigen Einspeisung in ein Wechselspannungsnetz und dreiphasiger Wechselrichter
US10587214B1 (en) * 2019-03-22 2020-03-10 Hamilton Sundstrand Corporation Matrix converter operation in current control mode with regulation of output voltage vector
JP6819769B1 (ja) * 2019-12-27 2021-01-27 株式会社安川電機 電力変換装置、電力変換方法及びプログラム
US11451156B2 (en) 2020-01-21 2022-09-20 Itt Manufacturing Enterprises Llc Overvoltage clamp for a matrix converter
JP7127671B2 (ja) * 2020-08-31 2022-08-30 株式会社安川電機 電力変換装置及び電力変換方法
JP7127672B2 (ja) 2020-08-31 2022-08-30 株式会社安川電機 電力変換装置及び電力変換方法
WO2022120663A1 (zh) * 2020-12-09 2022-06-16 宁德时代新能源科技股份有限公司 功率变换器的控制方法、装置及系统

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102035216A (zh) * 2010-12-15 2011-04-27 南京航空航天大学 发电机与矩阵变换器组合的并网控制方法及装置
CN102624016A (zh) * 2012-03-15 2012-08-01 华中科技大学 一种能量双向流动的液流电池储能并网装置及其控制方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3865007B2 (ja) * 1997-05-30 2007-01-10 株式会社安川電機 Ｐｗｍサイクロコンバータ装置
JP3758059B2 (ja) 1997-06-19 2006-03-22 東洋電機製造株式会社 同期電動機の駆動制御装置
JP5263150B2 (ja) * 2007-03-07 2013-08-14 株式会社安川電機 電力変換装置
JP4654217B2 (ja) * 2007-04-25 2011-03-16 日立オートモティブシステムズ株式会社 永久磁石モータの弱め界磁制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング
JP5729693B2 (ja) * 2011-03-30 2015-06-03 株式会社ダイヘン 高周波電源装置
JP5413400B2 (ja) * 2011-04-20 2014-02-12 株式会社安川電機 交流電動機の制御装置
JP5434957B2 (ja) 2011-05-10 2014-03-05 株式会社安川電機 マトリクスコンバータ
JP5533945B2 (ja) * 2012-06-15 2014-06-25 株式会社安川電機 電力変換装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102035216A (zh) * 2010-12-15 2011-04-27 南京航空航天大学 发电机与矩阵变换器组合的并网控制方法及装置
CN102624016A (zh) * 2012-03-15 2012-08-01 华中科技大学 一种能量双向流动的液流电池储能并网装置及其控制方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Direct Grid Connection of Matrix Converter with Transition Control for Flywheel UPS;Jun-ichi Itoh，Hisakatsu Igarashi;《Renewable Energy Research and Applications (ICRERA), 2012 International Conference on》;20121114;第1-6页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN104578810A (zh) 2015-04-29
US9543851B2 (en) 2017-01-10
JP5794274B2 (ja) 2015-10-14
EP2866338A3 (en) 2015-08-05
JP2015082949A (ja) 2015-04-27
EP2866338A2 (en) 2015-04-29
EP2866338B1 (en) 2020-03-18
US20150115906A1 (en) 2015-04-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104578810B (zh) 矩阵变换器
CN103378755B (zh) 电源再生装置和电力转换装置
KR101046042B1 (ko) 유도 전동기의 벡터 제어 장치, 유도 전동기의 벡터 제어 방법 및 유도 전동기의 구동 제어 장치
JP3722048B2 (ja) モーター制御装置
JP5321614B2 (ja) 回転機の制御装置
JP4433099B1 (ja) 電力変換装置
CN105743414B (zh) 电力转换装置、控制装置及载波频率的改变方法
JP6185436B2 (ja) 不平衡補償装置
CN104935200A (zh) 电力转换装置、其控制装置及控制方法、发电系统
JP2010279176A (ja) 電動機駆動装置の制御装置
CN105452628B (zh) 增压器及船舶
CN103329413A (zh) 功率转换装置
TW201342786A (zh) 矩陣轉換器
JP2012244653A (ja) 回転機の制御装置
CN110061529B (zh) 柔性多状态开关的平滑切换控制方法
JP2016189648A (ja) インバータの制御装置
JP6984399B2 (ja) 電力変換器制御装置
JP2009201248A (ja) クランプ式電力変換装置
JP5351390B2 (ja) 電力変換装置
CN107960144A (zh) 逆变器装置
CN104541222B (zh) 静止型无功功率补偿装置和电压控制方法
JP4666354B2 (ja) 交流交流電力変換器の制御装置
US20140197771A1 (en) Motor control apparatus and motor control method
JP5326444B2 (ja) 回転機の制御装置
JP2006166664A (ja) 電圧形インバータの制御方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant