CN107960144A - 逆变器装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的逆变器(10A)包括：开关电路(11)，具有由根据系统电压(Vac)供给的脉冲信号分别切换各状态的多个开关元件，将所输入的直流电压转换成交流电压并输出至一对输出线(X1、X2)；滤波电路(13)，具有插入至输出线(X1、X2)中的输出线圈(L1、L2)；电流检测传感器(14)，检测输出线圈(L1、L2)的电流；以及高速脉冲控制电路(15)，在检测电流的绝对值为阈值以上时，使向开关电路(11)的脉冲信号的供给停止。

Description

逆变器装置
技术领域
本发明涉及一种与电力系统互联输出的逆变器(inverter)装置，特别涉及一种包括不受过电流影响的保护对策的逆变器装置，所述过电流是因电力系统侧的相位急变等而产生。
背景技术
图15为表示含有与电力系统P互联输出的逆变器10的电力调节器(powerconditioner)100的构成的概略图。
如图15所示，含有逆变器(还称为“系统互联逆变器”)10的电力调节器100已为人所知，所述逆变器10将利用直流/直流转换器(Direct Current/Direct Currentconvertor，DC/DC convertor)20使自太阳电池S等输出的低直流电压升压而成的高直流电压转换成交流电压后，与商用的电力系统P互联输出(例如参照专利文献1或专利文献2)。
再者，电力系统P有时会产生瞬间电压上升、瞬间电压下降、相位急变或瞬间停电等问题。
图16为表示相位急变试验的条件的表。图17为表示进行相位急变试验的逆变器(Heric)10的构成的概略图。图18为例示相位急变试验的结果的波形图。如图18所示，当电力系统P的系统电压Vac产生了相位急变时，自电力系统P侧向逆变器10产生过电流。此示例中，通常为40A左右的输出线圈电流I达到-350A(由于为交流，因此符号根据电流方向而改变)。逆变器10是以设于逆变器10的输出侧的输出线圈L1、输出线圈L2吸收(缓冲般的作用)此种电力系统P侧的急变而避免器件破损的方式构成。
此外，提出了一种保护电路，此保护电路虽不应用于上述那样的逆变器，但在脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制装置中产生了过电流的情况下，不停止PWM控制装置的动作而保护PWM控制装置不受过电流影响(例如参照专利文献3)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2009-089541号公报
专利文献2：日本专利特开2008-092709号公报
专利文献3：日本专利特开平11-113251号公报
发明内容
发明所要解决的问题
逆变器中所用的输出线圈为相对较大型且昂贵的电气零件，若因安装空间的限制或为了降低成本等而缩小输出线圈，则有过电流变大而容易产生器件破损等问题。
另外，因相位急变而产生过电流的详细机制迄今为止也尚不明确，尚未施行根本对策。
鉴于现有技术的此种问题，本发明的目的在于提供一种即便缩小输出线圈也尽力抑制由电力系统的相位急变所引起的过电流的逆变器装置。
解决问题的技术手段
为了达成所述目的，本发明的逆变器装置的特征在于包括：开关部，具有由根据系统电压所供给的脉冲信号分别切换各状态的多个开关元件，将所输入的直流电压转换成交流电压并输出至多条输出线；滤波部，具有插入至所述输出线中的输出线圈；电流检测部，检测所述输出线圈的电流；以及第一控制部，在由所述电流检测部所得的检测电流的绝对值为阈值以上时，使向所述开关部的所述脉冲信号的供给停止。
此处，供所述开关部输出的所述输出线不限于一对。例如在输出三相交流的情况下成为3根。但不限于这些。所述电流检测部例如可列举电流互感器(currenttransformer)或分流电阻(shunt resister)等，但不限于这些。
根据此种构成的逆变器装置，能够抑制过电流而不会增加根据系统电压而向所述开关部供给所述脉冲信号的一侧的处理负担。另外，利用所述输出线圈中实际流动的电流而非系统电压来进行判定，因此能够更可靠地抑制过电流。能使用电感值较以前小的输出线圈，从而能够实现逆变器装置的小型化或低成本化。
本发明的逆变器装置中，所述第一控制部可经配置以：具有单稳态多谐振荡器(multivibrator)，此单稳态多谐振荡器在所述检测电流的绝对值达到所述阈值以上时变为不稳定状态，并在一定时间后回到稳定状态，并且在所述单稳态多谐振荡器变为不稳定状态的期间，使向所述开关部的所述脉冲信号的供给暂且停止。所述第一控制部可由包括比较器及逻辑门(logic gate)的模拟电路构成。
根据此种构成的逆变器装置，通过使用单稳态多谐振荡器，不需要用于恢复的特殊处理或构成等，能够以低成本且小尺寸实现必要功能。
本发明的逆变器装置中，可还包括供给所述脉冲信号的第二控制部，此第二控制部以能够识别到所述第一控制部已使向所述开关部的所述脉冲信号的供给停止的方式与所述第一控制部连接，并且以能够监视所述系统电压的方式连接。所述单稳态多谐振荡器的所述一定时间优选地较所述第二控制部的取样周期长。在再次开始供给所述脉冲信号时，所述第二控制部可根据所述系统电压决定所述脉冲信号的初始状态，以和/或者也可在使用所述系统电压的相位计算中使比例积分控制的积分增益初始化。
此处，所谓所述脉冲信号的所述初始状态，例如可列举应随后动作的所述开关元件及脉冲信号宽度。所述脉冲信号宽度的增减优选地缓慢实施。优选地在将所述脉冲信号宽度设为ΔT、所述输出线圈的电感设为L、所述输出线圈的电流上限值设为Imax、所述直流电压设为Vdc、所述系统电压设为Vac的情况下，以满足下式的方式设定ΔT。
ΔT＜L·Imax/(Vdc-Vac)
另外，所述第二控制部例如可列举设备内置微机等，但不限于此。所述第二控制部可通过脉宽调制来控制所述脉冲信号。
根据此种构成的逆变器装置，能够避免所述输出线圈中流动的电流断续的现象，从故障穿越(FaultRide Through，FRT)规定的观点来看也是优选地。
发明的效果
根据本发明的逆变器装置，能够抑制过电流而不会增加根据系统电压而向所述开关部供给所述脉冲信号的一侧的处理负担。另外，利用所述输出线圈中实际流动的电流而非系统电压来进行判定，因此能够更可靠地抑制过电流。能够使用电感值较以前小的输出线圈，从而能够实现逆变器装置的小型化或低成本化。
附图说明
图1中的(a)为对与电力系统P互联输出的逆变器10表示电力系统P侧的相位急变前的逆变器10的各部状态的说明图，(b)为表示相位急变后的逆变器10的各部状态的说明图。
图2为表示相位急变后施行适当对策的情况下的逆变器10的各部状态的说明图。
图3为表示含有本发明的第一实施方式的逆变器10A的电力调节器100A的构成的概略图。
图4为例示逆变器10A的高速脉冲控制电路15的模拟电路的具体构成的概略图。
图5为例示逆变器10A的高速脉冲控制电路15的动作确认结果的波形图。
图6为表示延迟时间的设计值及实测值的表。
图7为增加样本数来确认追加高速脉冲控制电路15的情况下的过电流抑制结果的图表。
图8为例示因第一实施方式的高速脉冲控制电路15而高速脉冲控制处理连续动作的情况的波形图。
图9为例示因第一实施方式的高速脉冲控制电路15而高速脉冲控制处理持续进行系统频率的两周期左右的情况的波形图。
图10为表示含有本发明的第二实施方式的逆变器10B的电力调节器100B的构成的概略图。
图11为表示相位急变后进行适当对策的情况下的逆变器10的各部状态的说明图。
图12为例示PWM驱动信号停止后应随后动作的开关元件的表。
图13为例示逆变器10B的动作确认结果的波形图。
图14为表示逆变器10B的概略处理的流程图。
图15为表示含有与电力系统P互联输出的逆变器10的电力调节器100的构成的概略图。
图16为表示相位急变试验的条件的表。
图17为表示进行相位急变试验的逆变器(Heric)10的构成的概略图。
图18为例示相位急变试验的结果的波形图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的若干实施方式进行说明，在此之前对本申请人阐明的过电流产生机制进行说明。
<过电流产生机制>
图1(a)为对与电力系统P互联输出的逆变器10表示电力系统P侧的相位急变前的逆变器10的各部状态的说明图，图1(b)为表示相位急变后的逆变器10的各部状态的说明图。图2为表示相位急变后进行适当对策的情况下的逆变器10的各部状态的说明图。
所述逆变器10包括：全桥(full-bridge)式开关电路11，具有串联的开关元件UH、开关元件UL及串联的开关元件WH、开关元件WL，将所输入的直流电压转换成交流电压并输出至一对输出线X1、输出线X2；短路电路12，具有串联的开关元件US、开关元件WS，连接于输出线X1、输出线X2间；以及滤波电路13，具有分别插入至输出线X1、输出线X2中的输出线圈L1、输出线圈L2以及连接于输出线X1、输出线X2间的电容器C。
开关电路11通过未图示的微机等的脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)控制等在规定时机以时间序列方式切换开关元件UH、开关元件UL、开关元件WH、开关元件WL的各状态，由此在开关元件UH、开关元件UL间的连接点与开关元件WH、开关元件WL间的连接点之间产生交流电压。此外，开关电路11不限于此种全桥式，例如也可为半桥(half-bridge)式。
短路电路12的开关元件US、开关元件WS的各状态也同样地只要通过未图示的微机等进行控制即可。
开关元件UH、开关元件UL、开关元件WH、开关元件WL、开关元件US、开关元件WS例如可列举场效晶体管(Field Effect Transistor，FET)、金属-氧化物-半导体场效晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)或绝缘栅双极晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)等，但不限于这些。
例如，当如图1(a)所示那样开关元件UH、开关元件WL及开关元件WS接通，其余的开关元件UL、开关元件WH及开关元件US断开时，即便产生图1(b)所示那样的相位急变而系统电压Vac反转，逆变器10的控制也未必能够立即追随。
因此，因对输出线圈L1、输出线圈L2施加的电压差ΔV＝L·ΔI/Δt而产生电流变化ΔI＝ΔV·Δt/L。此处，L为输出线圈L1、输出线圈L2的电感值(各线圈分别为L/2)，ΔI为Δt间的电流变化量。
由所述ΔI的算出式得知，若L小则ΔI也变大，产生过电流而能够引起器件破损。
因此，作为过电流的对策，可想到在发生了相位急变时快速停止PWM控制，设定为如图2所示那样的状态，由此能够抑制过电流的产生。
此处，PWM的脉冲控制需要响应时间，但例如为了在ΔV＝400V、L＝100μH的条件下使电流变化ΔI为30A以下，必须以Δt＜20μs进行控制。
然而，例如若为开关频率为20kHz的逆变器10，则反馈周期为50μs，因此难以在此范围内进行控制。为了缩短反馈周期，微机等的处理负担增加。若使用能更高速地进行处理的微机，则导致成本增加。
另外，实际上难以立即检查出电力系统P的相位急变的产生，因此可认为难以简单地直接利用现有的控制来抑制过电流。
<第一实施方式>
1.1概略构成
图3为表示含有本发明的第一实施方式的逆变器10A的电力调节器100A的构成的概略图。
如图3所示，向电力系统P进行互联输出的电力调节器100A包括：输入部30，包括太阳电池S等的输出所连接的输入端子31及DC滤波器32；DC/DC转换器20，将输入至所述输入部30中的直流电压升压；逆变器10A，将从所述DC/DC转换器20输出的直流电压转换成交流电压；输出部40，包括向外部的输出端子41及与来自逆变器10A的输出之间的交流(Alternating Current，AC)滤波器42；以及微机50，进行向逆变器10A输出PWM驱动信号的输出等控制。
逆变器10A与所述逆变器10同样地包括开关电路11、短路电路12及滤波电路13，并且还包括电流检测传感器14及高速脉冲控制电路15，所述电流检测传感器14检测输出线圈电流I，所述高速脉冲控制电路15根据所述电流检测传感器14的检测电流OUT1来进行自微机50向逆变器10A的PWM驱动信号的停止或恢复等控制。
电流检测传感器14例如可列举电流互感器或分流电阻等，但不限于这些。
微机50例如可列举设备内置的微机，但不限于此。
在由电流检测传感器14所检测出的检测电流OUT1的绝对值达到一定值(阈值)以上的情况下，所述高速脉冲控制电路15快速使自微机50向逆变器10A的PWM驱动信号停止一定时间，由此抑制过电流的产生。
根据此种逆变器10A，由于与进行逆变器10A的通常PWM控制的微机50无关而另设置高速脉冲控制电路15，因此能够进行用于抑制过电流的处理而不会增加微机50的中央处理器(Central Processing Unit，CPU)的负担。另外，利用输出线圈L1、输出线圈L2中实际流动的电流而非系统电压Vac来进行判定，因此能够更可靠地抑制过电流。
由此，能减小以前难以实现的输出线圈L1、输出线圈L2的电感值，从而能够实现逆变器10A的小型化或低成本化。
1.2具体构成例
图4为例示逆变器10A的高速脉冲控制电路15的模拟电路的具体构成的概略图。
如图4所示，高速脉冲控制电路15包括：比较器15a，非反相输入端子输入检测电流OUT1并且反相输入端子输入规定标准电压，当检测出正侧过电流时输出高(High)；比较器15b，反相输入端子中输入检测电流OUT1并且非反相输入端子中输入规定标准电压，当检测出负侧过电流时输出低(Low)；单稳态多谐振荡器15c，供比较器15a及比较器15b的各输出连接，通常输出Low；非门(NOT gate)15d，使所述多谐振荡器15c的输出反转；以及与门(ANDgate)15e，输入所述非门15d的输出及来自微机50的通常PWM驱动信号。
所述高速脉冲控制电路15中，在比较器15a的非反相输入端子及比较器15b的反相输入端子中分别输入由逆变器10A的电流检测传感器14所检测出的检测电流OUT1。在检测电流OUT1为正侧阈值以上或负侧阈值以下的情况、即检测电流OUT1的绝对值达到阈值以上的情况下，从比较器15a输出High或从比较器15b输出Low。多谐振荡器15c以此输出作为触发(trigger)而动作，仅以一定时间输出High。此输出在非门15d经反转，因此与门15e的输入端子侧在一定时间成为Low。此期间中，与来自微机50的PWM驱动信号的状态无关，从与门15e输出的合成PWM驱动信号直接成为Low。
由此，在过电流的绝对值达到阈值以上的情况下，从此时开始使向逆变器10A传递的PWM驱动信号实质上停止一定时间，从而能够使逆变器10A内的各开关元件成为图2所示那样的状态。通过使用单稳态多谐振荡器15c，在一定时间后回到通常输出，因此不需要用于恢复的特殊处理或构成等，能够以低成本且小尺寸实现必要功能。
此外，通过预先使利用多谐振荡器15c而使来自微机50的PWM驱动信号停止的时间较微机50对系统电压Vac的取样周期长，能够防止取样遗漏而不会大幅增加微机50的CPU的负担。
高速脉冲控制电路15的具体构成可为对既有CPU基板等外添的构成，也可与CPU基板一体化。
另外，不限于所述那样的模拟电路的构建，也可使用现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)等。此情况下，功能为在通常的微机外具有高速脉冲控制，但元件却能以局部组入有FPGA的微机的形式而为一体。另外，微机为运算处理元件的一例，例如可为数字信号处理器(Digital Singnal Processor，DSP)等。
1.3评价结果
图5为例示逆变器10A的高速脉冲控制电路15的动作确认结果的波形图。图6为表示延迟时间的设计值及实测值的表。
如图5所示那样能够确认：当输出线圈电流I达到比较器15a的阈值时，比较器15a的输出成为High，然后多谐振荡器15c的输出在非门15d被反转而成的输出成为Low。
结果也能够确认：输出线圈电流I下降，能够抑制过电流的产生。
另外，确认此时的响应性，结果如图6所示，能够以约1.7μs的充分高速而进行反应。
图7为增加样本数来确认追加高速脉冲控制电路15的情况下的过电流抑制结果的图表。此外，相位急变试验的条件与图16所示的条件相同。
如图7所示，发生相位急变的结果为，现有的逆变器10(参照图17)的样本(试验No.1～No.11)最大产生约350A的过电流。
然而，关于追加高速脉冲控制电路15的逆变器10A的样本(试验No.A1～No.A3)，确认到最大也为约78A(比较器15a阈值：75A)而过电流得到抑制。
<第二实施方式>
2.1第一实施方式的残留问题
在所述第一实施方式的追加高速脉冲控制电路15的高速脉冲控制处理的情况下，虽然能抑制过电流，但由于与微机50无关而另行强制控制从微机50输出的PWM驱动信号，因此有时在微机50识别到电力系统P的状态已变化之前的期间，会持续进行错误的PWM控制，结果导致高速脉冲控制处理再次连续动作(抖动(chattering))。
图8为例示因第一实施方式的高速脉冲控制电路15而高速脉冲控制处理连续动作的情况的波形图。此外，此时的条件为输出电力为4.8kW，投入相位为45°，急变相位为+41°，相位后电压为104Vrms。图9为例示因第一实施方式的高速脉冲控制电路15而高速脉冲控制处理持续进行系统频率的两周期左右的情况的波形图。
如图8所示，确认到输出线圈电流I在一定期间内断续。视条件不同，有时也如图9所示，断续动作持续进行系统频率的两周期左右。
再者，系统互联逆变器存在故障穿越(Fault Ride Through，FRT)规定，即针对轻微的系统变动必须持续动作，若多个电力调节器100A中同时产生所述那样的输出的断续现象，则可能引起系统电压Vac的不稳定化，因此不理想。
2.2概略构成
因此，以下将设有避免所述那样的抖动并且尽快恢复成适当控制的功能的情况作为第二实施方式来进行说明。
图10为表示含有本发明的第二实施方式的逆变器10B的电力调节器100B的构成的概略图。此外，对与第一实施方式相同的构成构件标注相同参照符号，以下主要对不同点进行说明。
如图10所示，所述电力调节器100B除了第一实施方式的电力调节器100A的构成以外，向微机50A输入表示高速脉冲控制电路15中多谐振荡器15c已动作的信号，并且以微机50A能够监视系统电压Vac的方式连接。此外，微机50A的硬件构成与第一实施方式的微机50相同，但所组入的控制软件的内容局部不同。
当高速脉冲控制电路15中多谐振荡器15c动作时，微机50A根据此后的系统电压Vac信息来决定PWM控制的初始状态、即应随后动作的开关元件及PWM控制的脉宽，并且使锁相环路(Phase Locked Loop，PLL)的相位信息追随加快。另外，缓缓实施PWM控制的脉宽增减(软启动(soft start))。
尤其逆变器10B中，高速脉冲控制电路15对PWM驱动信号的控制运作的情况下可设想在电力系统P侧有急变，因此通过根据此后的系统电压Vac重新求出微机50A的适当动作，能顺畅地恢复。
2.3PWM驱动信号停止后的开关动作
图11为表示相位急变后施行适当对策的情况下的逆变器10的各部状态的说明图。图12为例示PWM驱动信号停止后应随后动作的开关元件的表。例如在将某时刻的DC母线电压(开关电路11的输入侧电压)设为Vdc、系统电压设为Vac的情况下，ΔT期间中流动的电流ΔI成为Vdc-Vac＝L·ΔI/ΔT。
通常适当调整脉宽ΔT以使ΔI不过剩流动，但当系统电压Vac急变时，若不迅速变更ΔT则ΔI过剩流动。
然而，通常脉宽ΔT是以通过比例积分控制(Proportion-Integration control，PI控制)而缓慢变化的方式设计，因此可能对系统急变的追随慢而在恢复时再次产生过电流。
因此，通过根据脉冲停止后所取得的瞬间电压信息设置
ΔT＜L·Imax/(Vdc-Vac)
的限制来设定脉宽，能预先防止过电流的产生。此外，此时的Imax理想的是额定动作时的峰电流值等。
例如可想到，通过根据脉冲停止后所取得的系统电压Vac而如图12所示的表那样来决定根据所述系统电压Vac的正负而动作的开关，而进行适于系统相位的开关动作。
2.4PWM驱动信号停止后的PLL追随加快
系统互联逆变器中，系统电压Vac被用于PLL对系统的相位计算。通常为了缓解噪音等的影响而在PLL内含有PI控制，即便系统电压Vac急变，相位也缓慢变化。
然而，在系统侧发生了相位急变的情况下反而必须尽快追随系统相位，因此能通过将积分增益(Integral gain，I增益)暂且重置(初始化)而在脉冲停止后迅速追随至适当相位。
2.5评价结果
图13为例示逆变器10B的动作确认结果的波形图。此外，此时的条件也为输出电力为4.8kW，投入相位为45°，急变相位为+41°，相位后电压为104Vrms。
如图13所示，能够确认消除了以下问题：在脉冲停止启动后电流逐渐增加，过电流再次流动而产生抖动等。
2.6处理流程
图14为表示逆变器10B的概略处理的流程图。此外，由虚线包围的步骤S11～步骤S14为微机50侧的处理，其他步骤S1～步骤S5为高速脉冲控制电路15侧的处理。
如图14所示，高速脉冲控制电路15在进行通常动作时(步骤S1)，将由电流检测传感器14所检测出的检测电流OUT1与阈值相比较(步骤S2)，若未检测出过电流则回到步骤S1继续通常动作。
当检测出过电流时(步骤S2中为是)，立即停止从微机50向逆变器10A供给PWM驱动信号(步骤S3)。
然后，等待经过一定时间(步骤S4)，再次开始从微机50向逆变器10A供给PWM驱动信号(步骤S5)。
另一方面，微机50侧在识别到步骤S3中停止供给PWM驱动信号时(步骤S11)，根据此后取得的系统电压Vac来决定根据系统电压Vac的正负而动作的开关及脉宽(步骤S12)。进而，将PLL的I增益(积分增益)重置(步骤S13)。
当步骤S5中再次开始供给PWM驱动信号时，设为缓慢进行脉宽增减的软启动(步骤S14)。
以上所说明的各实施方式及其变形例等的各构成只要无特别限制因素等，则也可相互组合。
此外，本发明可在不偏离其主旨或主要特征的情况下以其他各种方式实施。因此，所述各实施方式或各实施例在所有方面仅为简单例示，而非限定性解释。本发明的范围是由权利要求所揭示，不受说明书正文的任何限制。进而，属于权利要求的均等范围的变形或变更全部在本发明的范围内。
本案请求基于2016年3月11日在日本提出申请的日本专利申请案2016-048218号的优先权。通过在本案中提及此申请案而将其内容并入到本案中。另外，关于本说明书中引用的文献，通过在本案中提及此文献而具体并入其全部内容。
符号的说明
10、10A、10B：逆变器
11：开关电路
12：短路电路
13：滤波电路
14：电流检测传感器
15：高速脉冲控制电路(第一控制部)
20：DC/DC转换器
30：输入部
31：输入端子
32：DC滤波器
40：输出部
41：输出端子
42：AC滤波器
50、50A：微机(第二控制部)
100、100A、100B：电力调节器
L1、L2：输出线圈
P：电力系统
S：太阳电池
X1、X2：输出线

Claims (12)

1.一种逆变器装置，其特征在于包括：
开关部，具有由根据系统电压供给的脉冲信号分别切换各状态的多个开关元件，将所输入的直流电压转换成交流电压并输出至多根输出线；
滤波部，具有插入至所述输出线中的输出线圈；
电流检测部，检测所述输出线圈的电流；以及
第一控制部，在由所述电流检测部所得的检测电流的绝对值为阈值以上时，使向所述开关部的所述脉冲信号的供给停止。
2.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于：
所述第一控制部经配置以：
具有单稳态多谐振荡器，所述单稳态多谐振荡器在所述检测电流的绝对值达到所述阈值以上时变为不稳定状态，并在一定时间后回到稳定状态，并且
在所述单稳态多谐振荡器变为不稳定状态的期间，使向所述开关部的所述脉冲信号的供给暂且停止。
3.根据权利要求2所述的逆变器装置，其特征在于：
所述第一控制部是由包括比较器及逻辑门的模拟电路构成。
4.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，还包括：
供给所述脉冲信号的第二控制部，
所述第二控制部以能够识别到所述第一控制部已使向所述开关部的所述脉冲信号的供给停止的方式与所述第一控制部连接，并且以能够监视所述系统电压的方式连接。
5.根据权利要求2或3所述的逆变器装置，其特征在于，还包括：
供给所述脉冲信号的第二控制部，
所述第二控制部以能够识别到所述第一控制部已使向所述开关部的所述脉冲信号的供给停止的方式与所述第一控制部连接，并且以能够监视所述系统电压的方式连接。
6.根据权利要求5所述的逆变器装置，其特征在于：
所述单稳态多谐振荡器的所述一定时间较所述第二控制部的取样周期长。
7.根据权利要求4至6中任一项所述的逆变器装置，其特征在于：
在再次开始供给所述脉冲信号时，所述第二控制部根据所述系统电压决定所述脉冲信号的初始状态。
8.根据权利要求7所述的逆变器装置，其特征在于：
所述脉冲信号的所述初始状态，为随后动作的所述开关元件及脉冲信号宽度。
9.根据权利要求8所述的逆变器装置，其特征在于：
所述第二控制部缓慢实施所述脉冲信号宽度的增减。
10.根据权利要求8或9所述的逆变器装置，其特征在于：
在将所述脉冲信号宽度设为ΔT、所述输出线圈的电感设为L、所述输出线圈的电流上限值设为Imax、所述直流电压设为Vdc、所述系统电压设为Vac的情况下，以满足下式的方式设定ΔT，
ΔT＜L·Imax/(Vdc-Vac)。
11.根据权利要求4至10中任一项所述的逆变器装置，其特征在于：
在再次开始供给所述脉冲信号时，所述第二控制部在使用所述系统电压的相位计算中使比例积分控制的积分增益初始化。
12.根据权利要求4至11中任一项所述的逆变器装置，其特征在于：
所述第二控制部通过脉宽调制来控制所述脉冲信号。
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