JP6331228B2 - モータ制御装置、電力変換装置、補助電源装置、及び補助電源制御方法 - Google Patents

モータ制御装置、電力変換装置、補助電源装置、及び補助電源制御方法 Download PDF

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Description

開示の実施形態は、モータ制御装置、電力変換装置、補助電源装置、及び補助電源制御方法に関する。
特許文献１には、ＤＣ−ＤＣコンバータの昇圧動作と降圧動作を切り替えてコンデンサの充放電を制御するモータ制御装置が記載されている。
特許第４５１２１４５号公報
上記従来技術では、昇圧動作と降圧動作を切り替えるタイミングやそれぞれの充放電量の変化工程の調整が難しいため複雑なシーケンスが必要となり制御が煩雑となっていた。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、簡易な制御構成で直流電力の補助給電機能を向上できるモータ制御装置、電力変換装置、補助電源装置、及び補助電源制御方法を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため、本発明の一の観点によれば、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して直流母線に給電するＡＣ−ＤＣコンバータ部と、前記直流母線に対して直流電力の充電と放電を行う補助電源部と、前記直流母線の直流電力を用いたモータへの給電電力を制御するインバータ部と、を有するモータ制御装置であって、前記補助電源部は、キャパシタと、前記直流母線の第１直流電圧と前記キャパシタの両端子間又は内部に付加する第２直流電圧の間の変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ部と、前記第２直流電圧が前記第１直流電圧と比例関係を維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部を制御する制御部と、を有するモータ制御装置が適用される。
また、本発明の別の観点によれば、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して直流母線に給電するＡＣ−ＤＣコンバータ部と、前記直流母線に対して直流電力の充電と放電を行う補助電源部と、を有する電力変換装置であって、前記補助電源部は、キャパシタと、前記直流母線の第１直流電圧と前記キャパシタの両端子間又は内部に付加する第２直流電圧の間の変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ部と、前記第２直流電圧が前記第１直流電圧と比例関係を維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部を制御する制御部と、を有する電力変換装置が適用される。
また、本発明の別の観点によれば、直流母線に対して直流電力の充電と放電を行う補助電源装置であって、キャパシタと、前記直流母線の第１直流電圧と前記キャパシタの両端子間又は内部に付加する第２直流電圧の間の変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ部と、前記第２直流電圧が前記第１直流電圧と比例関係を維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部を制御する制御部と、を有する補助電源装置が適用される。
また、本発明の別の観点によれば、キャパシタと、直流母線の第１直流電圧と前記キャパシタの両端子間又は内部に付加する第２直流電圧の間の変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ部と、を備える補助電源装置に対して行う補助電源制御方法であって、前記第２直流電圧が前記第１直流電圧と比例関係を維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部を制御することを実行する補助電源制御方法が適用される。
本発明によれば、簡易な制御構成で直流電力の補助給電機能を向上できる。
第１実施形態のモータ制御装置の概略的な回路構成の一例を表す図である。 補助電源部の具体的な構成の一例を表す図である。 充放電用のコンデンサを直流母線間に直接接続した比較構成の一例を表す図である。 第１実施形態において補助電源部全体と、等価抵抗器とコンデンサの直列回路との等価性を説明する図である。 第２実施形態において補助電源部全体と、等価抵抗器と等価内部抵抗器とコンデンサの直列回路との等価性を説明する図である。 第２実施形態のＰＷＭ制御を実現するためのフィードバック制御ブロックの一例を表す図である。 第２実施形態のフィードバック制御ブロックを用いた充放電試験の結果を表す図である。
＜１：第１実施形態＞
以下、第１の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
＜１−１：モータ制御装置の概略構成＞
図１は、本実施形態のモータ制御装置の概略的な回路構成の一例を表している。このモータ制御装置１は、外部の交流電源２から給電される交流電力を直流電力に変換し、この直流電力をＰＷＭ制御で所定の交流電力に変換してモータ３に給電することで当該モータの駆動制御を行う。図１において、モータ制御装置１は、ＡＣ−ＤＣコンバータ４と、インバータ５と、補助電源部６を有している。
ＡＣ−ＤＣコンバータ４（ＡＣ−ＤＣコンバータ部）は、例えばダイオードブリッジからなる整流部１１と平滑コンデンサ１２を有しており、外部の交流電源からの交流電力を整流部１１で整流して平滑コンデンサ１２で平滑することにより直流母線１３に直流電力を給電する。
インバータ５（インバータ部）は、例えばフライホイールダイオード１４を並列接続した半導体スイッチング素子１５をブリッジ接続したスイッチング回路１６を有している。このインバータ５は、特に図示しない駆動制御装置のＰＷＭ制御により各半導体スイッチング素子１５を適宜スイッチングすることで、直流母線１３の直流電力を所望の周波数及び波形の交流電圧に変換し、モータ３に給電してその駆動制御を行う。
補助電源部６は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７とコンデンサ１８を有しており（詳細については後述）、直流母線間に接続して直流電圧の変動を抑えるよう能動的な制御によってコンデンサ１８への充電と放電を行う。
以上の構成のモータ制御装置１では、制御対象のモータ３の容量が大きい場合などに、その急加速や急減速を行うよう駆動制御することで直流母線１３間の直流電圧が大きく変動し、直流電力の過不足が生じて不安定となりやすい。補助電源部６は、そのような直流電圧の変化に応じて電力ピークカットと電力アシストの動作を選択的に行う。つまり、補助電源部６は、直流母線１３の直流電圧が上昇した場合、その過剰となった直流電力をコンデンサ１８に充電させる電力ピークカットを行う。また、補助電源部６は、直流母線１３の直流電圧が低下した場合、その不足分の直流電力をコンデンサ１８から放電（回生）させる電力アシストを行う。
本実施形態では、この補助電源部６が備えるコンデンサ１８として電気二重層コンデンサを用いる。電気二重層コンデンサ１８は、化学反応を利用した二次電池と比較して内部抵抗が低いため大電流による短時間での充放電が可能である一方、過充電及び過放電を防ぐために状態を監視しつつＤＣ−ＤＣコンバータ１７で充放電を制御する必要がある。
＜１−２：補助電源部の具体的構成例＞
図２は、補助電源部の具体的な構成の一例を表している。この図２において、補助電源部は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７と、電機二重層コンデンサ１８と、制御部１９を有している。
ＤＣ−ＤＣコンバータ１７（ＤＣ−ＤＣコンバータ部）は、図示する本実施形態の例では半導体スイッチング素子２１と、ダイオード２２と、インダクタンス素子２３を備えた双方向フロー型のチョッパ回路（スイッチングレギュレータ）である。具体的には、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴからなる半導体スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間（ソース−ドレイン間）にダイオード２２（ＭＯＳＦＥＴの場合は寄生ダイオード）を並列接続してアームスイッチング素子とし、このアームスイッチング素子を直流母線１３のプラス側配線１３ｐとマイナス側配線１３ｍの間で２つ直列に接続している。なお、各アームスイッチング素子のダイオード２２は、いわゆるフライホイールダイオードと同様にそれぞれマイナス側配線１３ｍからプラス側配線１３ｐへ向かう方向を順方向として接続されている。また、本実施形態では、プラス側に接続されている方を上アームスイッチング素子ＱＨとし、マイナス側に接続されている方を下アームスイッチング素子ＱＬとする。そして２つのアームスイッチング素子ＱＨ、ＱＬの間の中間点にインダクタンス素子２３の一端（図中の左側の端部）が接続されている。このインダクタンス素子２３（インダクタ）は、具体的にはコイル（リアクトル、チョークコイル）であり、各アームスイッチング素子ＱＨ、ＱＬのスイッチングに伴って電磁エネルギーの蓄積と放出を行う。
電気二重層コンデンサ１８（キャパシタ）は、上記インダクタンス素子２３の他端（図中の右側の端部）と直流母線１３のマイナス側配線１３ｍの間に接続される。
制御部１９は、直流母線電圧検出部３１（図中では「Ｖ１電圧検出部」と略記）と、キャパシタ電流検出部３２（図中では「Ｉ２電流検出部」と略記）と、端子間電圧検出部３３（図中では「Ｖ２電圧検出部」と略記）を有している。直流母線電圧検出部３１（第１電圧検出部）は、直流母線１３のプラス側配線１３ｐとマイナス側配線１３ｍの間の直流母線電圧Ｖ１を検出する。キャパシタ電流検出部３２（電流検出部）は、例えばホール素子等の電流センサ３４を用いて電気二重層コンデンサ１８に流れるキャパシタ電流Ｉ２を検出する。端子間電圧検出部３３は、電気二重層コンデンサ１８の両端子間電圧Ｖ２を検出する。そして制御部１９は、各検出部３１、３２、３３の検出値に基づいてＰＷＭ制御により各アームスイッチング素子ＱＨ、ＱＬのスイッチングを制御する。
以上の構成の補助電源部６において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７は、各アームスイッチング素子ＱＨ、ＱＬのスイッチングに伴うインダクタンス素子２３の電磁エネルギーの蓄積と放電の動作、及び各ダイオード２２の電流指向性を利用して電気二重層コンデンサ１８の充電と放電を行う。特に図示する構成のＤＣ−ＤＣコンバータ１７は、両端子間電圧Ｖ２が常に直流母線電圧Ｖ１より低く維持されることを前提として、電気二重層コンデンサ１８の昇圧と降圧、つまり充電と放電の両方向で直流電力の変換を行う双方向フロー型として機能する。この充電と放電の切り替えは、制御部１９が各アームスイッチング素子ＱＨ、ＱＬのスイッチングを行うＰＷＭ制御でのデューティ比によって切り替えられる。
制御部１９のＰＷＭ制御では、２つのアームスイッチング素子ＱＨ、ＱＬを同時にＯＮ状態にすることはなく、各アームスイッチング素子ＱＨ、ＱＬの保護のために設けられるわずかなデッドタイム期間（両方ＯＦＦ状態とする期間）を除いては、主に２つのアームスイッチング素子ＱＨ、ＱＬのいずれか一方をＯＮ状態とし、他方をＯＦＦ状態とする。つまり、上アームスイッチング素子ＱＨと下アームスイッチング素子ＱＬを、ＯＮ／ＯＦＦの組み合わせかＯＦＦ／ＯＮの組み合わせとするようスイッチング制御する。
そして、一定周期中において上アームスイッチング素子ＱＨの方をＯＮ状態とする時間と、下アームスイッチング素子ＱＬの方をＯＮ状態とする時間との比率がデューティ比となり、このデューティ比によって直流母線１３と電気二重層コンデンサ１８の間の充電と放電（回生）が切り替えられる。図示するチョッパ回路の場合でＶ２＝Ｖ１／２の条件では、具体的には上アームスイッチング素子ＱＨの方をＯＮ状態とする時間比率が高いデューティ比では電気二重層コンデンサ１８を充電し（電力ピークカット）、下アームスイッチング素子ＱＬの方をＯＮ状態とする時間比率が高いデューティ比では電気二重層コンデンサ１８を放電する（電力アシスト）。さらにそのデューティ比の大きさによって、その充放電量が制御される。
＜１−３：本実施形態におけるＰＷＭ制御の手法＞
補助電源部６は、上述したように昇圧作動と降圧作動の両方が可能なＤＣ−ＤＣコンバータ１７を用いて、直流母線間電圧Ｖ１が上昇する際には電気二重層コンデンサ１８に充電するピークカット制御を行い、直流母線間電圧Ｖ１が低下する際には電気二重層コンデンサ１８を放電させるピークアシスト制御を行う。しかしこのようなピークカット制御とピークアシスト制御を切り替えるタイミングやそれぞれの充放電量の変化工程の調整が難しく、複雑なシーケンスが必要となるため制御が煩雑となりやすい。
これに対して、図３に示すように充放電用のコンデンサ４１を直流母線間に直接接続する構成とすれば、上述した充電と放電の切り替え制御が一切不要となって制御の容易さの観点で見れば最も望ましい。しかし、充放電用のコンデンサとして電気二重層コンデンサ１８を用いた場合には、上述したように内部抵抗の低さから大電流による短時間での充放電が可能という利点がある一方、その過充電及び過放電を防ぐためにやはりＤＣ−ＤＣコンバータ１７で充放電を制御する必要がある。また、電気二重層コンデンサ１８は、一個体における耐電圧が低いという特性があるため、給電電圧の高い直流母線間に直接接続するには複数個を直列に接続しなければならず、また急激な大電流の流入を防ぐ突入防止回路（図示省略）を別途設ける必要があることから製造コストが増大してしまう。
そこで本実施形態では、制御部１９のＰＷＭ制御におけるデューティ比の調整というソフトウェア的手法により、あたかも充放電用のコンデンサ（電気二重層コンデンサ１８）が直流母線１３間に直接接続されたかのような挙動を取るようＤＣ−ＤＣコンバータ１７の充放電を制御する。
具体的には、図４の左方側に示す本実施形態の補助電源部６全体が、同図の右方側に示すような抵抗器とコンデンサの直列回路であると等価的に見なし、つまりＤＣ−ＤＣコンバータ１７全体が電気二重層コンデンサ１８に直列接続する等価抵抗器Ｒｅｑ１と同等であると見なす。そして、本実施形態の補助電源部６において直流母線電圧Ｖ１と電気二重層コンデンサ１８の両端子間電圧Ｖ２が常に正の相関関係、具体的には比例関係にあれば、上記等価回路との等価性を維持できる。
ここで、直流母線間電圧Ｖ１（第１直流電圧）が常に両端子間電圧Ｖ２（第２直流電圧）より高いことを前提とし、その間の比例関係式を
Ｖ２＝α・Ｖ１ （０＜α＜１）
Ｖ１＝１／α・Ｖ２
とする。このときの比例係数α（第１係数）は任意に設定された固定値であり、制御部１９は常に直流母線間電圧Ｖ１と両端子間電圧Ｖ２の間でこの比例関係を維持するようデューティ比を調整し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７のＰＷＭ制御を行う。
このようにすることで、直流母線電圧Ｖ１が上昇した場合には、上記比例関係を維持すべく電気二重層コンデンサ１８を充電制御し、結果的に直流母線１３に対してピークカット制御を行う。また、直流母線電圧Ｖ１が低下した場合には、上記比例関係を維持すべく電気二重層コンデンサ１８を放電制御し、結果的に直流母線に対してピークアシスト制御を行う。すなわち、あたかも直流母線１３間に電気二重層コンデンサ１８を直接接続した構成（上記図３参照）と同等に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７が充放電制御を行うことができる。これは、２つの電圧検出値Ｖ１、Ｖ２の間の比例関係を維持するという単純な制御を行うだけで、充電制御（ピークカット制御）と放電制御（ピークアシスト制御）の切り替えを意識することなく、直流母線電圧Ｖ１の増減に自動的に対応した応答性のよい電気二重層コンデンサ１８の充放電制御を実現できる。また、比例係数αを適宜調整することで、直流母線電圧Ｖ１より十分低い任意の耐電圧の電気二重層コンデンサ１８を適用することができる。
＜１−４：第１実施形態の効果＞
以上説明したように、第１実施形態のモータ制御装置１は、直流母線１３の直流母線電圧Ｖ１とキャパシタである電気二重層コンデンサ１８の両端子間電圧Ｖ２の間の変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ１７に対して、制御部１９が、両端子間電圧Ｖ２が直流母線電圧Ｖ１と正の相関関係を維持するよう制御する。この正の相関関係として例えば比例関係（Ｖ２＝α・Ｖ１）を維持する制御を行うだけで、ピークカット制御とピークアシスト制御を意図的に切り替える複雑な切替シーケンスを不要とし、直流母線電圧Ｖ１の増減に自動的に対応した応答性のよい電気二重層コンデンサ１８の充放電制御を実現できる。また、上記の比例関係における係数α（０＜α＜１）などを適宜設定することで、直流母線電圧Ｖ１の高い電源回路に対する低耐圧の電気二重層コンデンサ１８の適用も容易となる。この結果、簡易な制御構成で直流電力の補助給電機能を向上できる。
また、本実施形態では特に、制御部１９は、キャパシタである電気二重層コンデンサ１８の両端子間電圧Ｖ２が、所定の比例係数αと直流母線電圧Ｖ１の乗算値となる比例関係（Ｖ２＝α・Ｖ１）を維持するようＤＣ−ＤＣコンバータ１７を制御する。これにより、あたかも電気二重層コンデンサ１８を直流母線１３間に直接接続した場合と同等の簡易な制御でありながら、過充電及び過放電を防ぎつつ機能的な充放電制御が可能となる。なお、上述した本実施形態の制御手法は、電気二重層コンデンサ１８に代えて例えば電解コンデンサなどの内部抵抗の低い他のキャパシタ（コンデンサ）を適用した場合でも同等の効果を得ることができる。
また、本実施形態では特に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７は、半導体スイッチング素子２１とダイオード２２とインダクタンス素子２３を備えた双方向フロー型のチョッパ回路であり、制御部１９は、半導体スイッチング素子２１に対してＰＷＭ制御を行う。これにより、ＰＷＭ制御による電力損失を抑えた直流電圧の変換が可能となる。
また、本実施形態では特に、制御部１９は、直流母線１３から直流母線電圧Ｖ１を検出する直流母線電圧検出部３１と、電気二重層コンデンサ１８に流れるキャパシタ電流Ｉ２を検出するキャパシタ電流検出部３２と、を有し、直流母線電圧Ｖ１とキャパシタ電流Ｉ２に基づいて算出したデューティ比によりＰＷＭ制御を行う。これにより、電気二重層コンデンサ１８の状態に応じた充放電制御を実現できる。
＜２：第２実施形態＞
以下、第２の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
＜２−１：本実施形態におけるＰＷＭ制御の手法＞
上記第１実施形態では、直流母線間電圧Ｖ１と電気二重層コンデンサ１８の両端子間電圧Ｖ２の間における比例関係を維持するＰＷＭ制御を行っていた。しかし、電気二重層コンデンサ１８には、例えば電解コンデンサ等の他の一般的なコンデンサ（キャパシタ）と比較して高い内部抵抗を有しており、その内部抵抗分だけ等価回路における等価抵抗値に影響を及ぼしている。そこで本実施形態では、この電気二重層コンデンサ１８の内部抵抗分を補償し、より精度の高い充放電制御が可能なＰＷＭ制御の手法を適用するものとし、以下に説明する。なお、補助電源部６そのものの回路構成は、上記第１実施形態と同様とする。
上記図４に対応する図５に示す通り、左方側に示す補助電源部６全体は、右方側に示すようにＤＣ−ＤＣコンバータ１７全体に対応する等価抵抗器Ｒｅｑ１と、電気二重層コンデンサ１８の内部抵抗に対応する等価抵抗器Ｒｅｑ２と、電気二重層コンデンサ１８の実質的なコンデンサ要素Ｃｅｑとの直列回路と同等であると見なせる。そして、補助電源部６において直流母線間電圧Ｖ１と、電気二重層コンデンサ１８内のコンデンサ要素Ｃｅｑに付加される分の内部電圧Ｖが比例関係にあれば、上記等価回路との等価性が維持される。
ここで、直流母線間電圧Ｖ１（第１直流電圧）が常に内部電圧Ｖ（第２直流電圧）より高いことを前提とし、その間の比例関係式を
Ｖ＝β・Ｖ１ （０＜β＜１）
Ｖ１＝１／β・Ｖ
とする。このときの比例係数β（第２係数）は任意に設定された固定値であり、制御部１９は常に直流母線間電圧Ｖ１と内部電圧Ｖの間でこの比例関係を維持するようデューティ比を調整し、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７のＰＷＭ制御を行う。これにより、上記第１実施形態より精度の高い充放電制御が可能となる。

＜２−２：フィードバック制御ブロックの一例＞
ここで、本実施形態によるＰＷＭ制御を実現するためのフィードバック制御ブロックの一例を図６に示す。図示する制御ブロックは伝達関数形式で表記しており、補助電源部６の制御部１９がソフトウェア的に備えるものである。この図６において、制御部１９は、内部電圧指令生成部５１と、端子間電圧指令生成部５２と、キャパシタ電流指令生成部５３と、デューティ比指令生成部５４と、ＰＷＭ制御部５５を有している。
内部電圧指令生成部５１は、上記直流母線電圧検出部３１が検出した直流母線電圧Ｖ１に対して、任意に設定した関数係数（＝β）を乗算して内部電圧指令Ｖ＊を生成する。端子間電圧指令生成部５２（第２直流電圧指令生成部）は、上記キャパシタ電流検出部３２が検出したキャパシタ電流Ｉ２に対して電気二重層コンデンサ１８の内部抵抗値ｒ（等価抵抗器Ｒｅｑ２の抵抗値；部品仕様上の既知の値）を乗算して内部抵抗値に付加される電圧Ｖ３を算出し、これに上記内部電圧指令Ｖ＊を加算して両端子間電圧指令Ｖ２＊（第２直流電圧指令）を生成する。キャパシタ電流指令生成部５３は、両端子間電圧指令Ｖ２＊と、上記端子間電圧検出部３３が検出した両端子間電圧Ｖ２との間の偏差に対しいわゆるＰＩ制御を行うことでキャパシタ電流指令Ｉ２＊を生成する。デューティ比指令生成部５４は、キャパシタ電流指令Ｉ２＊と、上記キャパシタ電流検出部が検出したキャパシタ電流Ｉ２との間の偏差に対しいわゆるＰＩ制御を行うことでデューティ比指令を生成する。そしてＰＷＭ制御部５５が、このデューティ比指令に基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ１７の各アームスイッチング素子ＱＨ、ＱＬに対しＰＷＭ制御（Ｔｒ１：Ｔｒ２＝ＯＮ：ＯＦＦ又はＯＦＦ：ＯＮ）を行う。
以上のフィードバック制御ブロックにより、制御部１９は、上記比例係数βに相当する関数係数を用いて電気二重層コンデンサ１８の両端子間に付加すべき端子間電圧指令Ｖ２＊を
Ｖ２＊＝Ｖ＊＋Ｖ３
＝β・Ｖ１＋ｒ・Ｉ２
の関係式から生成し、さらに両端子間電圧Ｖ２とキャパシタ電流Ｉ２の実検出値をフィードバックしてデューティ比指令を生成している。すなわち、キャパシタ電流Ｉ２の検出値をフィードバックする制御により、直流母線電圧Ｖ１に対して内部電圧Ｖの比例関係を維持するデューティ比を算出している。
＜２−３：試験結果＞
上記フィードバック制御ブロックを用いた充放電試験の結果を図７に示す。図中の左側は、比較例としてＤＣ−ＤＣコンバータ１７を使用せずに電気二重層コンデンサ１８を直流母線に直接接続した構成の場合の直流母線電圧Ｖ１、モータ速度、両端子間電圧Ｖ２の時間波形を示している。また、図中の右側は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１７を使用して上記フィードバック制御ブロックによるＰＷＭ制御を適用した本実施形態の場合の直流母線電圧Ｖ１、キャパシタ電流Ｉ２、モータ速度、両端子間電圧Ｖ２の時間波形を示している。なお、比例係数βは０．５で設定されている。
両結果を比較すると、右側の本実施形態の方が直流母線電圧Ｖ１を大きく変動してはいるものの、本実施形態を適用しても低電圧アラーム及び過電圧アラームが発生することなくモータを正常に加減速できたことが確認できた。
＜２−４：第２実施形態の効果＞
以上説明したように、第２実施形態のモータ制御装置１の制御部１９は、内部電圧Ｖが、所定の比例係数βと直流母線電圧Ｖ１の乗算値となる比例関係（Ｖ＝β・Ｖ１）を維持するようＤＣ−ＤＣコンバータ１７を制御する。これにより、電気二重層コンデンサ１８の内部抵抗Ｒｅｑ２を補償して、あたかも他の一般的な内部抵抗の低いコンデンサ（例えば電解コンデンサ）を直流母線１３間に直接接続した場合と同等の簡易かつ精度の高い制御でありながら、過充電及び過放電を防ぎつつ機能的な充放電制御が可能となる。
また、本実施形態では特に、制御部１９は、キャパシタ電流Ｉ２のフィードバック制御により、直流母線電圧Ｖ１に対して内部電圧Ｖの比例関係を維持するデューティ比を算出する。これにより、直流母線電圧Ｖ１の変動に対応して、高い応答性で内部電圧Ｖの比例関係を維持させるよう制御できる。
また、本実施形態では特に、制御部１９が上記図６に示したフィードバック制御ブロックによりＰＷＭ制御を行うことで、任意に設定した関数係数βを用いて電気二重層コンデンサ１８の内部抵抗を補償しつつ、直流母線電圧Ｖ１と電気二重層コンデンサ１８の内部電圧Ｖの比例関係（Ｖ＝β・Ｖ１）を維持するＰＷＭ制御を実現できる。
＜３：変形例＞
なお、開示の実施形態は、上記に限られるものではなく、その趣旨及び技術的思想を逸脱しない範囲内で種々の変形が可能である。例えば、上記図１におけるＡＣ−ＤＣコンバータ４と補助電源部６だけで電力変換装置を構成した場合でも、モータ制御装置以外の他の電気機器（例えばパーソナルコンピュータなど）に対する安定化電源としての適用に好適である。また、補助電源部６だけを独立した装置として構成した場合でも、多数の電気機器を接続する一般的な直流電源に対し、電気機器の数に応じて直流母線へ任意に接続するなどの適用に好適である。
なお、以上の説明において、「垂直」「平行」「平面」等の記載がある場合には、当該記載は厳密な意味ではない。すなわち、それら「垂直」「平行」「平面」とは、設計上、製造上の公差、誤差が許容され、「実質的に垂直」「実質的に平行」「実質的に平面」という意味である。
また、以上の説明において、外観上の寸法や大きさ、形状、位置等が「同一」「同じ」「等しい」「異なる」等の記載がある場合は、当該記載は厳密な意味ではない。すなわち、それら「同一」「等しい」「異なる」とは、設計上、製造上の公差、誤差が許容され、「実質的に同一」「実質的に同じ」「実質的に等しい」「実質的に異なる」という意味である。
また、以上既に述べた以外にも、上記実施形態や各変形例による手法を適宜組み合わせて利用しても良い。その他、一々例示はしないが、上記実施形態や各変形例は、その趣旨を逸脱しない範囲内において、種々の変更が加えられて実施されるものである。
１ モータ制御装置
２ 交流電源
３ モータ
４ ＡＣ−ＤＣコンバータ（ＡＣ−ＤＣコンバータ部）
５ インバータ（インバータ部）
６ 補助電源部
１１ 整流部
１２ 平滑コンデンサ
１３ 直流母線
１４ フライホイールダイオード
１５ 半導体スイッチング素子
１６ スイッチング回路
１７ ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ部）
１８ コンデンサ
１９ 制御部
２１ 半導体スイッチング素子
２２ ダイオード
２３ インダクタンス素子（インダクタ）
３１ 直流母線電圧検出部（第１電流検出部）
３２ キャパシタ電流検出部（電流検出部）
３３ 端子間電圧検出部
５１ 内部電圧指令生成部
５２ 端子間電圧指令生成部（第２直流電圧指令生成部）
５３ キャパシタ電流指令生成部
５４ デューティ比指令生成部
５５ ＰＷＭ制御部

Claims (9)

  1. 交流電源からの交流電力を直流電力に変換して直流母線に給電するＡＣ−ＤＣコンバータ部と、
    前記直流母線に対して直流電力の充電と放電を行う補助電源部と、
    前記直流母線の直流電力を用いたモータへの給電電力を制御するインバータ部と、
    を有するモータ制御装置であって、
    前記補助電源部は、
    キャパシタと、
    前記直流母線の第１直流電圧と前記キャパシタの両端子間又は内部に付加する第２直流電圧の間の変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ部と、
    前記第２直流電圧が前記第１直流電圧と比例関係を維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部を制御する制御部と、
    を有することを特徴とするモータ制御装置。
  2. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部は、半導体スイッチング素子とダイオードとインダクタを備えたチョッパ回路であり、
    前記制御部は、前記半導体スイッチング素子に対してＰＷＭ制御を行うことを特徴とする請求項１記載のモータ制御装置。
  3. 前記制御部は、
    前記直流母線から前記第１直流電圧を検出する第１電圧検出部と、
    前記キャパシタに流れるキャパシタ電流を検出する電流検出部と、
    を有し、
    前記第１直流電圧と前記キャパシタ電流に基づいて算出したデューティ比により前記ＰＷＭ制御を行うことを特徴とする請求項２記載のモータ制御装置。
  4. 前記制御部は、前記キャパシタ電流のフィードバック制御により、前記第１直流電圧に対して前記第２直流電圧の比例関係を維持するデューティ比を算出することを特徴とする請求項３記載のモータ制御装置。
  5. 前記第２直流電圧は、前記キャパシタの両端子間電圧であり、
    前記制御部は、前記第２直流電圧が、所定の第１係数と前記第１直流電圧の乗算値となる比例関係を維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部を制御することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  6. 前記キャパシタは電気二重層コンデンサであり、
    前記第２直流電圧は、前記電気二重層コンデンサの内部電圧であり、
    前記制御部は、前記第２直流電圧が、所定の第２係数と前記第１直流電圧の乗算値となる比例関係を維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部を制御することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。
  7. 交流電源からの交流電力を直流電力に変換して直流母線に給電するＡＣ−ＤＣコンバータ部と、
    前記直流母線に対して直流電力の充電と放電を行う補助電源部と、
    を有する電力変換装置であって、
    前記補助電源部は、
    キャパシタと、
    前記直流母線の第１直流電圧と前記キャパシタの両端子間又は内部に付加する第２直流電圧の間の変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ部と、
    前記第２直流電圧が前記第１直流電圧と比例関係を維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部を制御する制御部と、
    を有することを特徴とする電力変換装置。
  8. 直流母線に対して直流電力の充電と放電を行う補助電源装置であって、
    キャパシタと、
    前記直流母線の第１直流電圧と前記キャパシタの両端子間又は内部に付加する第２直流電圧の間の変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ部と、
    前記第２直流電圧が前記第１直流電圧と比例関係を維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部を制御する制御部と、
    を有することを特徴とする補助電源装置。
  9. キャパシタと、直流母線の第１直流電圧と前記キャパシタの両端子間又は内部に付加する第２直流電圧の間の変換を行うＤＣ−ＤＣコンバータ部と、を備える補助電源装置に対して行う補助電源制御方法であって、
    前記第２直流電圧が前記第１直流電圧と比例関係を維持するよう前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部を制御すること
    を実行することを特徴とする補助電源制御方法。
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