JPH08242576A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】チョッパスイッチング素子の過電圧を防止す
る。 【構成】スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回
路と、スナバエネルギーを直流電源に回生させるチョッ
パ回路を有する電力変換装置において、前記チョッパ回
路に流れるチョッパ回生電流を検出する電流検出手段
と、前記チョッパ回生電流と前記チョッパ回路の電流基
準である最大スナバ電流基準とを基に前記チョッパ回路
に流れるチョッパ回生電流を制御するチョッパ電流制御
手段とを有したことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスナバエネルギーを一度
回生用コンデンサに回収させ、このエネルギーをチョッ
パを介して主直流電源に回生する回路を備えた電力変換
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の電力変換装置のスナバエネルギー
回生の一例を図６を用いて説明する。図６では、３相交
流電源ACから供給される交流電圧は順変換器REC によっ
て直流電圧に変換され直流コンデンサCDで平滑化され
る。直流コンデンサCDには、３相ハーフブリッジインバ
ータが接続され、図１では、３相の中の１相を示してい
る。正側のアームには、スイッチング素子S1用のスナバ
回路が、スナバコンデンサCSとスナバダイオードDSより
構成されている。スイッチング毎に蓄えられるスナバエ
ネルギーは、スイッチング素子S1の導通時にスナバ回生
ダイオードDRによりチョッパ回路に回生される。このチ
ョッパ回路は、チョッパコンデンサCCH とチョッパリア
クトルLCH とチョッパダイオードDCH とチョッパスイッ
チング素子SCH とチョッパスイッチング素子用のスナバ
回路から構成される。スイッチング素子S2用のスナバ
は、抵抗放電型或いは回生型等特に限定するものでな
い。

【０００３】この電力変換装置のチョッパ回路の制御に
は、チョッパ電圧を一定に保つチョッパ電圧制御が用い
られ、チョッパコンデンサCCH にかかるチョッパ回生電
圧VCHP-Fは電圧検出器VTにより検出され、この値を電圧
基準VCHP-Rから減算し電圧制御部に入力し電圧制御する
ことによって実際の電圧基準を得る。この電圧基準はコ
ンパレータCOM により三角波比較されチョッパスイッチ
ング素子SCH のゲートパルスとなり、チョッパ回路の制
御を行う。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】この構成では、例えば
鉄鋼圧延におけるかみ込みや尻抜け等の急激な負荷変化
により不測の過負荷電流が流れる場合、スナバからチョ
ッパへの回生電流が増える。チョッパは電圧制御のため
チョッパのデューティを増やすことにより電圧を一定に
保とうとするが、スナバ回生電流がチョッパの最大デュ
ーティでの動作による最大チョッパ回生電流を越えると
チョッパ電圧は上昇する。

【０００５】この場合、各素子の帯電圧の問題や、チョ
ッパ電圧の上昇によりチョッパ回生電流が上昇しチョッ
パスイッチング素子の過電流の問題が引き起こる。通
常、上述の問題に対してチョッパ電圧がある規定値を越
えたところでチョッパ過電圧として異常検出をしてい
る。

【０００６】また、スナバ回生ダイオードはスナバコン
デンサ電圧が直流コンデンサ電圧とチョッパコンデンサ
電圧の和以上になって初めてオンするため、チョッパ電
圧が常時一定に保たれる構成では、スナバ回生ダイオー
ドのターンオンは若干遅れることになる。よって主回路
スイッチング素子に掛かるVDM が跳ね上がり、スイッチ
ングストレスが常時大きくなってしまう。

【０００７】よって、本発明は、不測の過負荷電流によ
りスナバからチョッパへの回生電流が急増したとき、チ
ョッパまわりの過電流・過電圧に対する余裕を大きくと
ることにより、或いは負荷電流を制限することによりチ
ョッパスイッチング素子の過電圧を防止する電力変換装
置、または、アノードリアクトルのエネルギーを速やか
にチョッパコンデンサへ回生させ、スイッチング素子の
ピーク電圧ＶDMを低くし、スイッチングストレスを低減
する電力変換装置を提供することを目的とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の請求項１に係る電力変換装置は、スイッチ
ング素子に並列に接続されたスナバ回路と、スナバエネ
ルギーを直流電源に回生させるチョッパ回路を有する電
力変換装置において、上記チョッパ回路に流れるチョッ
パ回生電流を検出する電流検出手段と、上記チョッパ回
生電流と上記チョッパ回路の電流基準である最大スナバ
電流基準とを基に上記チョッパ回路に流れるチョッパ回
生電流を制御するチョッパ電流制御手段とを有したこと
を特徴とする。

【０００９】本発明の請求項２に係る電力変換装置は、
スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、ス
ナバエネルギーを直流電源に回生させるチョッパ回路を
有する電力変換装置において、上記チョッパ回路のデュ
ーティ比を常に一定にして上記チョッパ回路をチョッパ
動作させるチョッパ制御手段とを有したことを特徴とす
る。

【００１０】本発明の請求項３に係る電力変換装置は、
負荷が接続され、スイッチング素子に並列に接続された
スナバ回路と、スナバエネルギーを直流電源に回生させ
るチョッパ回路を有する電力変換装置において、上記チ
ョッパ回路をチョッパ制御するチョッパ制御手段と、上
記負荷にかかる負荷電流に応じてチョッパ回路の電圧リ
プルが許容値以内になるように上記チョッパ制御回路の
キャリア周波数を制御するキャリア周波数制御手段とを
有したことを特徴とする。

【００１１】本発明の請求項４に係る電力変換装置は、
スイッチング素子に並列に接続されたスナバコンデンサ
とスナバダイオードとからなるスナバ回路と、スナバ回
生ダイオードと、スイッチング素子に直列に接続された
アノードリアクトルと、スナバエネルギーを直流電源に
回生させるチョッパコンデンサとチョッパリアクトルと
チョッパダイオードとチョッパスイッチング素子とから
なるチョッパ回路と、上記アノードリアクトルと上記ス
イッチング素子の接続点から上記チョッパコンデンサの
バスの間に接続されたバイパスダイオードとを有し、上
記スイッチング素子のターンオフ時に上記スナバコンデ
ンサの電圧が直流電源の電圧に等しくなると上記スナバ
ダイオードがオフになると共に上記ダイオードがオンと
なり上記ダイオードにより上記アノードリアクトルのエ
ネルギーを回生することを特徴とする。

【００１２】本発明の請求項５に係る電力変換装置は、
スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、ス
ナバエネルギーを直流電源に回生させるチョッパ回路を
有する電力変換装置において、上記チョッパ回路に流れ
るチョッパ回生電流を検出する電流検出手段と、上記チ
ョッパ回生電流がチョッパ過電流となると電力変換装置
の出力電圧を下げるように制御する電力変換制御手段と
を有したことを特徴とする。

【００１３】

【作用】本発明の請求項１に記載の電力変換装置では、
チョッパ回路の電流基準を、設計段階において予測し得
る最大スナバ回生電流（余裕を持ってそれ以上）に設定
し、チョッパ回生電流が電流基準より大きくなると、電
流制御によりチョッパのデューティが小さくなり、電流
を絞り込むことにより、チョッパスイッチング素子の過
電流による素子破壊を回避する。また、チョッパ電圧が
低いため、スナバ回生ダイオードが速くオンすることに
なり、アノードリアクトルのエネルギーを速やかに回生
することが可能となる。

【００１４】本発明の請求項２に記載の電力変換装置で
は、チョッパ回路を、設計段階において予測し得る最大
スナバ回生電流（余裕を持ってそれ以上）と設計最大電
圧から算出されるデューティにより、常時動作させるこ
とにより、スナバ回生過電流が増加するとチョッパ回生
電流も増加するためチョッパ過電圧にはならない。ま
た、チョッパ電圧が下がり、チョッパコンデンサCHC の
電圧が低くなるためスナバ回生ダイオードDRの立ち上が
りが速くなる。

【００１５】本発明の請求項３に記載の電力変換装置で
は、負荷にかかる負荷電流に応じてチョッパ回路の電圧
リプリが許容値以内になるように記チョッパ制御回路の
チョッパ制御のキャリア周波数を制御し、負荷電流が小
さい時にはチョッパ制御のキャリア周波数を低くするこ
とにより、チョッパ電圧リプルを許容値におさめるとと
もに、チョッパスイッチング素子のスナバ損失を低減す
る。

【００１６】本発明の請求項４に記載の電力変換装置で
は、スイッチング素子がターンオフする時、スナバコン
デンサの充電が始まり、スナバコンデンサの電圧が直流
コンデンサの電圧に等しくなると、スナバダイオードが
オフになると共にバイパスダイオードがオンとなること
により、バイパスダイオードにより速くアノードリアク
トルのエネルギーを回生する。

【００１７】本発明の請求項４に記載の電力変換装置で
は、スナバ回生電流の増加によりチョッパ電圧が上昇
し、チョッパ電流が過電流となったことを検出すると、
インバータの出力電圧を下げることにより、負荷電流が
減少し、スナバ回生電流も低下する。

【００１８】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は、本発明の第１の実施例の概略を示すブロ
ック図である。図１では、３相交流電源ACから供給され
る交流電圧は順変換器REC によって直流電圧に変換され
直流コンデンサCDで平滑化される。直流コンデンサCDに
は、３相ハーフブリッジインバータが接続され、ここで
は、３相の中の１相を示している。正側のアームには、
スイッチング素子S1用のスナバ回路が、スナバコンデン
サCSとスナバダイオードDSより構成されている。スイッ
チング毎に蓄えられるスナバエネルギーは、スイッチン
グ素子S1の導通時にスナバ回生ダイオードDRによりチョ
ッパ回路に回生される。このチョッパ回路は、チョッパ
コンデンサCCH とチョッパリアクトルLCH とチョッパダ
イオードDCH とチョッパスイッチング素子SCH とチョッ
パスイッチング素子用のスナバ回路から構成される。ス
イッチング素子S2用のスナバは、抵抗放電型或いは回生
型等特に限定するものでない。

【００１９】この電力変換装置のチョッパ回路の制御で
は、チョッパリアクトルLCH を流れるチョッパ回生電流
ICHP-Fが電流検出器CTにより検出され、この値を電流基
準ICHP-Rから減算し電流制御部ICに入力し電流制御する
ことによって実際の電圧基準を得る。この電圧基準はコ
ンパレータCOM により三角波比較されチョッパスイッチ
ング素子SCH のゲートパルスとなりチョッパ回路の制御
を行う。

【００２０】ただし、チョッパ回生の電流基準ICHP-R
は、設計段階において予測し得る最大スナバ回生電流
（実際には余裕を持ってそれ以上）に設定する。以上の
ように構成された第１の実施例によれば、以下のような
作用効果が得られる。

【００２１】チョッパ回生の電流基準は、設計段階にお
いて予測し得る最大スナバ回生電流に設定するものであ
り、定常的にはチョッパ回生電流はその電流基準より少
なくなる。従って、チョッパ電圧は、チョッパ入力電流
であるスナバ回生電流とチョッパ出力電流であるチョッ
パ回生電流とがバランスする電圧に維持されるため、上
記最大スナバ回生電流を流す時のチョッパ電圧である設
計最大電圧より低い電圧に保たれる。

【００２２】この状態で、不測の事態により過負荷電流
が流れスナバ回生電流が激増してもチョッパ電圧が低く
維持されていたために、電圧余裕が大きくチョッパ過電
圧となる可能性は低くなる。

【００２３】また、過負荷電流のためにスナバ回生電流
が過電流となり、チョッパ電圧が設計最大電圧を越える
とはじめてチョッパ回生電流ICHP-Fが電流基準ICHP-Rよ
り大きくなる。すると、電流制御によりチョッパのデュ
ーティが小さくなり、電流を絞り込むことにより、チョ
ッパスイッチング素子の過電流による素子破壊を回避す
ることができる。

【００２４】更に、チョッパ電圧が低いため、スナバ回
生ダイオードDRが速くオンすることになり、アノードリ
アクトルLA1 のエネルギーを速やかに回生することが可
能となる。従って、ターンオフした主回路のスイッチン
グ素子S1のピーク電圧ＶDMを小さくし、スイッチングス
トレスを低減することができる。

【００２５】また、本実施例は、スナバ回生回路を有す
る３レベルＮＰＣインバータにも適用することができ、
この場合にも、上記の実施例１と同様の作用効果を得
る。次に、本発明の第２の実施例について説明する。

【００２６】図２は、本発明の第２の実施例の概略を示
すブロック図である。図２では、３相交流電源ACから供
給される交流電圧は順変換器REC によって直流電圧に変
換され直流コンデンサCDで平滑化される。直流コンデン
サCDには、３相ハーフブリッジインバータが接続され、
ここでは、３相の中の１相を示している。正側のアーム
には、スイッチング素子S1用のスナバ回路が、スナバコ
ンデンサCSとスナバダイオードDSより構成されている。
スイッチング毎に蓄えられるスナバエネルギーは、スイ
ッチング素子S1の導通時にスナバ回生ダイオードDRによ
りチョッパ回路に回生される。このチョッパ回路は、チ
ョッパコンデンサCCH とチョッパリアクトルLCH とチョ
ッパダイオードDCH とチョッパスイッチング素子SCH と
チョッパスイッチング素子用のスナバ回路から構成され
る。スイッチング素子S2用のスナバは、抵抗放電型或い
は回生型等特に限定するものでない。

【００２７】チョッパスイッチング素子SCH へのゲート
信号は、設計段階において予測し得る最大スナバ回生電
流（実際には余裕を持ってそれ以上）と設計最大電圧
（設計の段階において予測し得る最大スナバ回生電流を
流す時のチョッパ電圧）から算出されるデューティを発
生させるパルス発生器PGにより作られる。図２では、一
定の電圧基準を三角波と比較することにより、一定のデ
ューティを持つパルスを発生している。

【００２８】以上のように構成された第２の実施例によ
れば、以下のような作用効果が得られる。チョッパ回路
を、設計段階において予測し得る最大スナバ回生電流と
設計最大電圧から算出される最大のデューティにより動
作させる。よって、過負荷電流のため、スナバ回生過電
流が増加するとチョッパ回生電流も増加するためチョッ
パ過電圧はならない。

【００２９】また、チョッパ電圧が下がり、チョッパコ
ンデンサCHC の電圧が低くなるためスナバ回生ダイオー
ドDRの立ち上がりが速くなりスナバコンデンサの負担が
低減され、ターンオフした主回路のスイッチング素子S1
のピーク電圧ＶDMを小さくし、スイッチングストレスを
低減することができる。

【００３０】また、本実施例は、スナバ回生回路を有す
る３レベルＮＰＣインバータにも適用することができ、
この場合にも、上記の実施例２と同様の作用効果を得
る。次に、本発明の第３の実施例について説明する。

【００３１】図３は、本発明の第３の実施例の概略を示
すブロック図である。図３では、３相交流電源ACから供
給される交流電圧は順変換器REC によって直流電圧に変
換され直流コンデンサCDで平滑化される。直流コンデン
サCDには、３相ハーフブリッジインバータが接続され、
ここでは、３相の中の１相を示している。正側のアーム
には、スイッチング素子S1用のスナバ回路が、スナバコ
ンデンサCSとスナバダイオードDSより構成されている。
スイッチング毎に蓄えられるスナバエネルギーは、スイ
ッチング素子S1の導通時にスナバ回生ダイオードDRによ
りチョッパ回路に回生される。このチョッパ回路は、チ
ョッパコンデンサCCH とチョッパリアクトルLCH とチョ
ッパダイオードDCH とチョッパスイッチング素子SCH と
チョッパスイッチング素子用のスナバ回路から構成され
る。スイッチング素子S2用のスナバは、抵抗放電型或い
は回生型等特に限定するものでない。

【００３２】この電力変換装置のチョッパ回路の制御で
は、チョッパリアクトルLCH を流れるチョッパ回生電流
ICHP-Fが電流検出器CTにより検出され、この値を電流基
準ICHP-Rから減算し電流制御部ICに入力し電流制御する
ことによって実際の電圧基準を得る。この電圧基準はコ
ンパレータCOM により三角波比較されチョッパスイッチ
ング素子SCH のゲートパルスとなりチョッパ回路の制御
を行う。

【００３３】図示していないがこの電力変換装置には負
荷としてモータが接続され、ドライブ制御にはベクトル
制御を適用している。速度基準ω* と速度フィードバッ
クωの偏差が速度制御器VCに入力され、トルク基準T-R
が算出される。トルク基準T-R からベクトル制御により
ｄ軸（磁束）電流基準とｑ軸（トルク）電流基準が生成
され、電流制御により各軸電圧基準が作られる。

【００３４】ｑ軸（トルク）電流基準はチョッパ用のキ
ャリア周波数制御器FCに入力され、その出力に応じた周
波数のキャリア周波数が発生する。周波数制御の一例と
して、図３には固定成分とIQ-Rの比例分にリミットをか
けたものを示す。固定分は、負荷電流が無い場合にもス
ナバ回生電流が有るため、これを直流コンデンサCDに回
生し、且つ、チョッパ電圧のリプルが許容値内におさま
るように設定する。

【００３５】通常、チョッパスイッチング素子に接続さ
れたスナバコンデンサでの損失はチョッパ回生電流と同
様にチョッパスイッチング周波数すなわちキャリア周波
数に大きく依存するため、損失という観点からはキャリ
ア周波数は低い方が好ましい。

【００３６】一方、主回路からチョッパ回路へのスナバ
回生電流が小さいときはスナバ回生電流が大きいときに
比べチョッパ電圧のリプルが小さくなる。よって、同一
のチョッパ電圧リプルを許容する場合、チョッパ制御用
のキャリア周波数を低くすることができる。

【００３７】よって、負荷電流が小さい時にはチョッパ
制御用のキャリア周波数を低くすることにより、チョッ
パ電圧リプルを許容値におさめるとともに、チョッパス
イッチング素子のスナバ損失を低減することができる。

【００３８】また、遅いスイッチング周波数によりチョ
ッパ回路を動作させるため、過負荷電流により、スナバ
回生電流が急激に増加した場合、瞬間的にチョッパ電圧
が過電圧となる可能性があるが、この問題に対しては本
実施例では、実施例１の構成をとることによりチョッパ
過電圧に対する余裕が大きく、遅いチョッパ周波数での
動作時でも不測の回生過電流に対してチョッパ電圧の急
上昇によるチョッパ過電圧が起こりにくい構成となって
いる。

【００３９】また、実施例１の構成にする代わりに実施
例２の構成にしても、同様の効果を得ることができる。
また、本実施例は、スナバ回生回路を有する３レベルＮ
ＰＣインバータにも適用することができ、この場合に
も、上記の実施例３と同様の作用効果を得る。

【００４０】次に、本発明の第４の実施例について説明
する。図４は、本発明の第４の実施例の概略を示すブロ
ック図である。図４では、３相交流電源から供給される
交流電圧は順変換器によって直流電圧に変換され直流コ
ンデンサCDで平滑化される。直流コンデンサCDには、３
相ハーフブリッジインバータが接続され、ここでは、３
相の中の１相を示している。正側のアームには、スイッ
チング素子S1用のスナバ回路が、スナバコンデンサCSと
スナバダイオードDSより構成されている。スイッチング
毎に蓄えられるスナバエネルギーは、スイッチング素子
S1の導通時にスナバ回生ダイオードDRによりチョッパ回
路に回生される。このチョッパ回路は、チョッパコンデ
ンサCCH とチョッパリアクトルLCH とチョッパダイオー
ドDCH とチョッパスイッチング素子SCH とチョッパスイ
ッチング素子用のスナバ回路とから構成される。アノー
ドリアクトルLA1 とスイッチング素子S1の中間からチョ
ッパコンデンサCCH の正側バスの間にはバイパスダイオ
ードDBP がバイパス回路として接続されている。スイッ
チング素子S2用のスナバは、抵抗放電型或いは回生型等
特に限定するものでない。

【００４１】上記バイパスダイオードDBP は、主回路ス
イッチング素子S1がターンオフし、スナバコンデンサCS
の充電が始まり、スナバコンデンサCSの電圧が直流コン
デンサCDの電圧に等しくなると、スナバダイオードDSの
オフと共にオンとなる。

【００４２】よって、バイパスダイオードDBP によりチ
ョッパコンデンサCHC の電圧分の充電時間だけ速くアノ
ードリアクトルLA1 のエネルギーを回生することがで
き、主回路スイッチング素子S1にかかるピーク電圧ＶDM
を低く抑え、スイッチングストレスを低減することがで
きる。

【００４３】また、主回路スイッチング素子S1がターン
オンする時、スナバコンデンサCSの放電が終わるとアノ
ードリアクトルLA1 のエネルギーはバイパスダイオード
DBPを通って循環する。このため、バイパスダイオードD
BP は特に高速である必要はなく、アノードリアクトルL
A1 のエネルギーを回生する大容量素子であることが必
要となる。一方、スナバ回生用ダイオードDRには、スナ
バコンデンサCSを速やかに放電するために高速性が要求
されるが、従来のようにアノードリアクトルLA1 のエネ
ルギーを回生するほどの大容量性は要求されなくなる。

【００４４】また、本実施例は、スナバ回生回路を有す
る３レベルＮＰＣインバータにも適用することができ、
この場合にも、上記の実施例４と同様の作用効果を得
る。次に、本発明の第５の実施例について説明する。

【００４５】図５は、本発明の第５の実施例の概略を示
すブロック図である。図５では、３相交流電源ACから供
給される交流電圧は順変換器REC によって直流電圧に変
換され直流コンデンサCDで平滑化される。直流コンデン
サCDには、３相ハーフブリッジインバータが接続され、
ここでは、３相の中の１相を示している。正側のアーム
には、スイッチング素子S1用のスナバ回路が、スナバコ
ンデンサCSとスナバダイオードDSより構成されている。
スイッチング毎に蓄えられるスナバエネルギーは、スイ
ッチング素子S1の導通時にスナバ回生ダイオードDRによ
りチョッパ回路に回生される。このチョッパ回路は、チ
ョッパコンデンサCCH とチョッパリアクトルLCH とチョ
ッパダイオードDCH とチョッパスイッチング素子SCH と
チョッパスイッチング素子用のスナバ回路から構成され
る。スイッチング素子S2用のスナバは、抵抗放電型或い
は回生型等特に限定するものでない。

【００４６】図示していないがこの電力変換装置には負
荷としてモータが接続され、ドライブ制御にはベクトル
制御を適用している。速度基準ω* と速度フィードバッ
クωの偏差が速度制御器VCに入力され、トルク基準T-R
が算出される。トルク基準T-R からベクトル制御により
ｄ軸（磁束）電流基準とｑ軸（トルク）電流基準が生成
され、電流制御により各軸電圧基準が作られる。

【００４７】チョッパリアクトルLCH を流れるチョッパ
回生電流ICHP-Fは電流検出器CTにより検出され、チョッ
パ過電流基準ICHP-OC と比較される。チョッパ回生電流
（ICHP-Fがチョッパ過電流基準ICHP-OC より大きい場
合、その偏差にレートをつけてｑ軸（トルク）電圧基準
を下げるように補正する。

【００４８】上記のようにｑ軸電圧基準をスナバ回生電
流の増加によりチョッパ電圧が上昇し、チョッパ電流が
上昇したことを検出すると、インバータの出力電圧を下
げるように作用する。これにより、負荷電流が減少し、
スナバ回生電流も低下する。チョッパ回路への入力電流
（スナバ回生電流）より出力電流（チョッパ回生電流）
の方が大きくなり、チョッパまわりの過電圧・過電流を
防ぐことができる。また、本実施例は、スナバ回生回路
を有する３レベルＮＰＣインバータにも適用することが
でき、この場合にも、上記の実施例５と同様の作用効果
を得る。

【００４９】

【発明の効果】本発明の請求項１に記載の電力変換装置
では、チョッパ回路の電流基準を、設計段階において予
測し得る最大スナバ回生電流（余裕を持ってそれ以上）
に設定し、チョッパ回生電流が電流基準より大きくなる
と、電流制御によりチョッパのデューティが小さくし、
電流を絞り込むことにより、チョッパスイッチング素子
の過電圧を防止できる。また、チョッパ電圧が低いた
め、スナバ回生ダイオードが速くオンすることになり、
アノードリアクトルのエネルギーを速やかにチョッパコ
ンデンサへ回生させ、スイッチング素子のピーク電圧Ｖ
DMを低くし、スイッチングストレスを低減することがで
きる。

【００５０】本発明の請求項２に記載の電力変換装置で
は、チョッパ回路を、設計段階において予測し得る最大
スナバ回生電流（余裕を持ってそれ以上）と設計最大電
圧から算出されるデューティにより、常時動作させるこ
とにより、スナバ回生過電流が増加するとチョッパ回生
電流も増加するためチョッパ過電圧にはならずチョッパ
スイッチング素子の過電圧を防止でき、また、チョッパ
電圧が低いため、スナバ回生ダイオードが速くオンする
ことになり、アノードリアクトルのエネルギーを速やか
にチョッパコンデンサへ回生させ、スイッチング素子の
ピーク電圧ＶDMを低くし、スイッチングストレスを低減
することができる。

【００５１】本発明の請求項３に記載の電力変換装置で
は、負荷にかかる負荷電流に応じてチョッパ回路の電圧
リプリが許容値以内になるように記チョッパ制御回路の
チョッパ制御のキャリア周波数を制御し、負荷電流が小
さい時にはチョッパ制御のキャリア周波数を低くするこ
とにより、チョッパ電圧リプルを許容値におさめるとと
もに、チョッパスイッチング素子のスナバ損失を低減で
きる。また、チョッパ過電圧にはならずチョッパスイッ
チング素子の過電圧を防止でき、更に、チョッパ電圧が
低いため、スナバ回生ダイオードが速くオンすることに
なり、アノードリアクトルのエネルギーを速やかにチョ
ッパコンデンサへ回生させ、スイッチング素子のピーク
電圧ＶDMを低くし、スイッチングストレスを低減するこ
とができる。

【００５２】本発明の請求項４に記載の電力変換装置で
は、スイッチング素子がターンオフする時、スナバコン
デンサの充電が始まり、スナバコンデンサの電圧が直流
コンデンサの電圧に等しくなると、スナバダイオードが
オフになると共にバイパスダイオードがオンとなること
により、バイパスダイオードにより速くアノードリアク
トルのエネルギーを速やかにチョッパコンデンサへ回生
させ、スイッチング素子のピーク電圧ＶDMを低くし、ス
イッチングストレスを低減することができる。

【００５３】本発明の請求項５に記載の電力変換装置で
は、スナバ回生電流の増加によりチョッパ電圧が上昇
し、チョッパ電流が過電流となったことを検出すると、
インバータの出力電圧を下げることにより、負荷電流が
減少し、スナバ回生電流も低下し、チョッパ過電圧には
ならずチョッパスイッチング素子の過電圧を防止でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施例１の電力変換装置の構成図。

【図２】 本発明の実施例２の電力変換装置の構成図。

【図３】 本発明の実施例３の電力変換装置の構成図。

【図４】 本発明の実施例４の電力変換装置の構成図。

【図５】 本発明の実施例５の電力変換装置の構成図。

【図６】 従来の電力変換装置の構成図。

【符号の説明】

ＡＣ・・・交流電源 ＲＥＣ・・・順変換器 ＣＤ・・・直流コンデンサ Ｓ１、Ｓ２・・・スイッチング素子 ＣＳ・・・スナバコンデンサ ＤＳ・・・スナバダイオード ＤＲ・・・スナバ回生ダイオード ＬＡ１、ＬＡ２・・・アノードリアクトル ＣＣＨ・・・チョッパコンデンサ ＬＣＨ・・・チョッパリアクトル ＳＣＨ・・・チョッパスイッチング素子 ＩＣ・・・電流制御部 ＬＭＴ・・・リミッタ ＣＯＭ・・・コンパレータ ＴＡＧ・・・三角波発生器 ＶＴ・・・電圧検出器 ＣＴ・・・電流検出器 ＳＣ・・・速度制御部 ＦＣ・・・周波数制御部

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スイッチング素子に並列に接続されたス
   ナバ回路と、スナバエネルギーを直流電源に回生させる
   チョッパ回路を有する電力変換装置において、前記チョ
   ッパ回路に流れるチョッパ回生電流を検出する電流検出
   手段と、前記チョッパ回生電流と前記チョッパ回路の電
   流基準である最大スナバ電流基準とを基に前記チョッパ
   回路に流れるチョッパ回生電流を制御するチョッパ電流
   制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 スイッチング素子に並列に接続されたス
   ナバ回路と、スナバエネルギーを直流電源に回生させる
   チョッパ回路を有する電力変換装置において、前記チョ
   ッパ回路のデューティ比を常に一定にして前記チョッパ
   回路をチョッパ動作させるチョッパ制御手段とを具備し
   たことを特徴とする電力変換装置。
3. 【請求項３】 負荷が接続され、スイッチング素子に並
   列に接続されたスナバ回路と、スナバエネルギーを直流
   電源に回生させるチョッパ回路を有する電力変換装置に
   おいて、前記チョッパ回路をチョッパ制御するチョッパ
   制御手段と、前記負荷にかかる負荷電流に応じてチョッ
   パ回路の電圧リプルが許容値以内になるように前記チョ
   ッパ制御回路のキャリア周波数を制御するキャリア周波
   数制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装
   置。
4. 【請求項４】 スイッチング素子に並列に接続されたス
   ナバコンデンサとスナバダイオードとからなるスナバ回
   路と、スナバ回生ダイオードと、スイッチング素子に直
   列に接続されたアノードリアクトルと、スナバエネルギ
   ーを直流電源に回生させるチョッパコンデンサとチョッ
   パリアクトルとチョッパダイオードとチョッパスイッチ
   ング素子とからなるチョッパ回路と、前記アノードリア
   クトルと前記スイッチング素子の接続点から前記チョッ
   パコンデンサのバスの間に接続されたバイパスダイオー
   ドとを具備し、前記スイッチング素子のターンオフ時に
   前記スナバコンデンサの電圧が直流電源の電圧に等しく
   なるとスナバダイオードがオフになると共に前記ダイオ
   ードがオンとなり前記ダイオードにより前記アノードリ
   アクトルのエネルギーを回生することを特徴とする電力
   変換装置。
5. 【請求項５】 スイッチング素子に並列に接続されたス
   ナバ回路と、スナバエネルギーを直流電源に回生させる
   チョッパ回路を有する電力変換装置において、前記チョ
   ッパ回路に流れるチョッパ回生電流を検出する電流検出
   手段と、前記チョッパ回生電流がチョッパ過電流となる
   と電力変換装置の出力電圧を下げるように制御する電力
   変換制御手段とを具備したことを特徴とする電力変換装
   置。