JP2005184947A - インバーター制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバーターのスイッチング素子に流れる電流を許容電流以下に制限し短時間でコンデンサーを昇圧する。
【解決手段】インバーターの負側直流母線Ｐと交流モーターＭの中性点Ｏとの間に接続される直流電源Ｅ１によって、インバーターの正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎとの間、またはインバーターの正側直流母線Ｐと交流モーターＭの中性点Ｏとの間に接続されるコンデンサーＣ１を昇圧する際に、インバーターの負側直流母線Ｎに接続されるスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６の内の少なくとも１個をオンして直流電源Ｅ１を交流モーターＭの固定子巻線を介して短絡する短絡回路を形成した後に、当該スイッチング素子をオフして直流電源Ｅ１から交流モーターＭの固定子巻線とインバーターの正側直流母線Ｐに接続されるダイオードＤ１〜Ｄ３とを介してコンデンサーＣ１を充電する充電回路を形成する昇圧動作を繰り返し、コンデンサーＣ１を充電して両端電圧を昇圧する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換して交流機を駆動制御するインバーター制御装置に関する。

インバーター主回路の正側直流母線と負側直流母線との間、または正側直流母線と交流機の中性点との間に接続された直流電源用コンデンサーを充電して昇圧するチョッパー回路を備えたインバーター制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
このインバーター制御装置では、相電流が最小の相のモーター・ステーターコイルをスイッチング素子を介して短絡するとともに、他の相のステーターコイルに蓄えられているエネルギーによりコンデンサーを充電する処理を頻繁に繰り返し、コンデンサーの両端電圧が所定の電圧になるまで昇圧している。

この出願の発明に関連する先行技術文献としては次のものがある。
特開２００２−０２７７６１号公報

しかしながら、上述した従来のインバーター制御装置では、交流モーターがトルクを発生して回転しないように、短絡回路と充電回路とを頻繁に切り換えてコンデンサー電圧の昇圧を行っているので、昇圧完了まで時間がかかる上に、短絡回路形成時にはスイッチング素子に急峻な立ち上がりの電流が流れるので、スイッチング素子の許容電流を超えてしまうおそれがある。

インバーターの負側直流母線と交流モーターの中性点との間に接続される直流電源によって、インバーターの正側直流母線と負側直流母線との間、またはインバーターの正側直流母線と交流モーターの中性点との間に接続されるコンデンサーを昇圧する際に、インバーターの負側直流母線に接続されるスイッチング素子の内の少なくとも１個をオンして直流電源を交流モーターの固定子巻線を介して短絡する短絡回路を形成した後に、当該スイッチング素子をオフして直流電源から交流モーターの固定子巻線とインバーターの正側直流母線に接続されるダイオードとを介してコンデンサーを充電する充電回路を形成する昇圧動作を繰り返し、コンデンサーを充電して両端電圧を昇圧するインバーター制御装置において、所定のサンプリング時間ごとにインバーターの各相の出力電流を検出するとともに、短絡回路形成時に各相の出力電流の内の最大の電流がスイッチング素子の許容電流により決定した上限値に達したら充電回路に切り換え、充電回路形成時に各相の出力電流の内の最大の電流が予め設定した下限値に達したら短絡回路に切り換える。

本発明によれば、スイッチング素子に流れる電流を許容電流以下に制限しながら、短時間でコンデンサーを昇圧することができる。

《発明の第１の実施の形態》
図１は一実施の形態の構成を示す回路図である。図１により、第１の実施の形態の構成を説明する。この第１の実施の形態では三相インバーター主回路を構成するスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にＩＧＢＴを用いた例を示す。なお、インバーターのスイッチング素子はＩＧＢＴに限定されず、トランジスターやＳＣＲなどを用いることができる。スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にはそれぞれダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列に接続される。つまり、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のエミッターがダイオードＤ１〜Ｄ６のアノードに、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のコレクターがダイオードＤ１〜Ｄ６のカソードにそれぞれ接続される。また、正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎとの間には直流電源用のコンデンサーＣ１が接続される。スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６を所定の順序でスイッチングすることによって、直流母線Ｐ、Ｎの直流電力を交流電力に変換してモーターＭに出力する。

モーターＭは、磁石または界磁巻線により磁束を発生するローター（回転子）と、三相巻線がＹ結線されたステーター（固定子）とから構成される三相交流機であり、端子Ｕ、Ｖ、Ｗはインバーター主回路の交流出力端子に接続される。モーターＭの中性点Ｏと負側直流母線Ｎとの間には、バッテリーなどの直流電源Ｅ１とこの直流電源Ｅ１を開閉するための開閉器ＭＳとが直列に接続される。モーターＭのＲ１〜Ｒ３は各相巻線の抵抗、Ｌ１〜Ｌ３は各相巻線のインダクダンスである。

コントローラーＣＴＲはＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＡＤ（Ａ／Ｄコンバーター）などを備え、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６を制御する。コントローラーＣＴＲには電圧センサーＶＳ、電流センサーＣＳ１〜ＣＳ４、速度センサーＳＳなどが接続される。電圧センサーＶＳはコンデンサーＣ１の両端電圧（直流母線ＰＮ間電圧）Ｖcを検出する。電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３はインバーターの各相交流出力電流ｉu、ｉv、ｉwを検出し、電流センサーＣＳ４はモーターＭの中性点Ｏから流れ出る、または中性点Ｏに流れ込む電流ｉoを検出する。また、速度センサーＳＳはモーターＭの回転角度を検出する。

コントローラーＣＴＲは、電圧センサーＶＳ、電流センサーＣＳ１〜ＣＳ４、速度センサーＳＳからそれぞれ所定のサンプリング時間間隔で検出値を読み込み、ＲＡＭに記憶する。コントローラーＣＴＲは、外部装置（不図示）から与えられるトルク指令値や回転速度指令値、各種センサーにより検出した電圧値と電流値、モーターＭの回転角度などの情報に基づいてインバーターのスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６や開閉器ＭＳなどを制御する。

次に、第１の実施の形態のコンデンサーＣ１の昇圧動作について説明する。第１の実施の形態では、コンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcが直流電源Ｅ１の電圧Ｖdよりわずかに高い、もしくは同等の電圧になるまで、ＤＣ／ＤＣコンバーターなどの充電回路（不図示）によりコンデンサーＣ１に初期充電が行われたことを確認した後に、直流電源電圧Ｖdよりも高い目標電圧Ｖtまで昇圧する昇圧動作を開始する。この目標電圧Ｖtは例えば直流電源電圧Ｖdの略２倍の電圧とする。なお、コンデンサー電圧Ｖcが直流電源電圧Ｖdより十分低い電圧のときに昇圧動作を行うと、直流電源Ｅ１からモーターＭの各相巻線と正側直流母線Ｐに接続されたダイオードＤ１〜Ｄ３とを介してコンデンサーＣ１へ過大な電流が流れる。

コンデンサーＣ１の昇圧動作は、短絡回路と充電回路とを交互に形成しながら実行する。この第１の実施の形態では、負側直流母線Ｎに接続されるスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６を同時にオン（導通状態）にし、直流電源Ｅ１の正極からモーターＭの各相巻線とインバーターのスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６の経路を介して直流電源Ｅ１の負極へ戻る短絡回路を形成する。スイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６がオンして短絡回路が形成されると、直流電源Ｅ１から抵抗Ｒ１〜Ｒ３とインダクダンスＬ１〜Ｌ３を有するモーターＭの各相巻線を介して短絡電流が流れ、モーターＭの各相巻線のインダクダンスＬ１〜Ｌ３にエネルギーが蓄積される。

次に、スイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオフ（非導通状態）にし、直流電源Ｅ１の正極からモーターＭの各相巻線、インバーターの正側直流母線Ｐに接続されるダイオードＤ１〜Ｄ３およびコンデンサーＣ１の経路を介して直流電源Ｅ１の負極へ戻る充電回路を形成する。スイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオフにして充電回路が形成されると、モーターＭの各相巻線のインダクダンスＬ１〜Ｌ３に蓄積されたエネルギーによって、直流電源Ｅ１からモーターＭの各相巻線とコンデンサーＤ１〜Ｄ３を介してコンデンサーＣ１へ充電電流が流れ、コンデンサーＣ１の充電が行われて両端電圧Ｖcが昇圧する。

ここで、Ｕ相の短絡回路における短絡電流ｉs_uと充電回路における充電電流ｉc_uについて解析する。図２は、インバーターのＵ相アームとモーターＭのＵ相巻線における短絡回路と充電回路を示す。なお、インバーターとモーターＭのＵ相について説明するが、Ｖ相、Ｗ相についても同様である。

インバーターとモーターのＵ相短絡回路における短絡電流ｉs_uの初期値をＩs_uとすると、Ｕ相の短絡電流ｉs_uは次式で表される。

また、インバーターとモーターのＵ相充電回路において、短絡回路と充電回路の切り換え時間が十分に短いものと仮定するとともに、充電開始から終了までのコンデンサーＣ１の両端電圧を一定値Ｖcとし、Ｕ相充電回路における充電電流ｉc_uの初期値をＩc_uとすると、Ｕ相の充電電流ｉc_uは次式で表される。

上記（１）式および（２）式において、τ＝Ｌ１／Ｒ１である。

Ｕ相短絡電流ｉs_uの傾きは上記（１）式を微分して求められる。

また、Ｕ相充電電流ｉc_uの傾きは上記（２）式を微分して求められる。

短絡電流ｉs_uは時間とともに電流が増加するから正の傾きを有し、充電電流ｉc_uは時間とともに電流が減少するから負の傾きを有する。（３）式と（４）式を比較すると、コンデンサー電圧Ｖcが電源電圧Ｖdの２倍の値以上となるまでは短絡電流ｉs_uの傾きの絶対値は充電電流ｉc_uの傾きの絶対値よりも大きい。したがって、例えばＵ相のスイッチング素子Ｔ４を５０％のデューティーでオン、オフし、短絡回路と充電回路とを切り換えた場合には、モーターＵ相巻線を介してコンデンサーＣ１へ流れる電流は増減を繰り返しながら増加することになる。

したがって、単純に所定のデューティーで負側直流母線Ｎに接続されたスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオン、オフし、短絡回路と充電回路とを切り換える方法では、スイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６の許容最大電流を管理することが難しく、またコンデンサーＣ１の昇圧時間がかかる。

そこで、この第１の実施の形態では以下の手順で昇圧動作を行う。まず、負側直流母線Ｎに接続されたスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６を同時にオンして短絡回路を形成したときに、インバーターとモーターの各相に流れる短絡電流ｉs_u、ｉs_v、ｉs_wの内の最大の電流が上限値Ｉupに達したらスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオフし、短絡回路から充電回路へ切り換える。次に、充電回路を形成したときに、インバーターとモーターの各相に流れる充電電流ｉc_u、ｉc_v、ｉc_wの内の最大の電流が下限値Ｉloに達したらスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオンし、ふたたび充電回路から短絡回路へ切り換える。このような昇圧動作を繰り返し、コンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcが目標電圧Ｖtに達したら昇圧動作を終了する。

短絡回路形成時の上限値Ｉupはスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６の許容最大電流としてもよいが、電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３の検出誤差を考慮して許容最大電流よりも低い値とすることが望ましい。

一方、充電回路形成時の下限値Ｉloは次のようにして決定する。すなわち、今回の充電回路において三相の内の最大電流が下限値Ｉloに達して短絡回路へ切り換えた後、電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３のサンプリング時間Ｔsが経過した時点において、三相の内の最大電流が上限値Ｉupとなるような下限値Ｉloを決定する。換言すれば、三相の内の最大電流が下限値Ｉloから上限値Ｉupまで変化する時間がサンプリング時間Ｔsとなるように下限値Ｉloを決定する。下限値Ｉloを大きな値にするほど昇圧時間が短くなるが、サンプリング時間Ｔs内においてはインバーターとモーターの各相電流を検出できず、短絡回路から充電回路への切り換えができないため、下限値Ｉloを大きな値にすると１サンプリング時間Ｔs後の短絡回路における短絡電流が上限値Ｉupを超えてしまう。したがって、１サンプリング時間Ｔsで短絡回路における短絡電流が下限値Ｉloから上限値Ｉupまで上昇するような下限値Ｉloを決定する。

具体的には、Ｕ相短絡回路における短絡電流ｉs_uは上記（１）式で表され、Ｖ相短絡回路における短絡電流ｉs_vとＷ相短絡回路における短絡電流ｉs_wは次式により表される。

なお、（５）式においてＩs_vはＶ相短絡電流ｉs_vの初期値である。また、（６）式においてＩs_wはＷ相短絡電流ｉs_wの初期値である。
例えば、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の短絡電流の中でＵ相短絡電流ｉs_uが最大であるとすると、（１）式の短絡電流ｉs_uに上限値Ｉupを、時間ｔにサンプリング時間Ｔsをそれぞれ代入し、Ｕ相短絡電流ｉs_uの初期値Ｉs_uについて解けば、このときの初期値Ｉs_uが下限値Ｉloである。

次に、第１の実施の形態ではコンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcが目標電圧Ｖtに達したら昇圧動作を終了するが、この昇圧動作の終了方法について説明する。この第１の実施の形態ではコンデンサーＣ１の昇圧目標電圧Ｖtを直流電源Ｅ１の電圧Ｖdの２倍の電圧とする。

充電回路が形成されてコンデンサーＣ１の充電、昇圧が行われているときに、コンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcが目標電圧Ｖtに到達したとしても、モーターＭの各相巻線のインダクダンスＬ１〜Ｌ３に蓄積されたエネルギーを放電してしまうまでは充電電流が流れ続け、結果的にコンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcは目標電圧Ｖtを超えてしまう。

そこで、この第１の実施の形態では目標電圧Ｖtよりも低い所定の電圧Ｖt’を設定し、コンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcが所定電圧Ｖt’になったら次の手順でコンデンサーＣ１の昇圧動作を終了する。すなわち、充電回路によりコンデンサーＣ１の充電中にコンデンサー電圧Ｖcが所定電圧Ｖt’に達したら、直ちに負側直流母線Ｎに接続されているスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオンし、充電回路から最後の短絡回路へ切り換える。最後の短絡回路においてインバーターとモーターの各相に流れる短絡電流ｉs_u、ｉs_v、ｉs_wの内の最大の電流が上限値Ｉupに達したら、ふたたびスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオフして最後の充電回路を形成する。そして、最後の充電回路において各相の充電電流ｉc_u、ｉc_v、ｉc_wが０になるまで充電を続け、充電電流が０になったら昇圧動作を終了する。

ここで、コンデンサーＣ１の昇圧動作を終了させるための上記所定電圧Ｖt’は次のようにして決定する。コンデンサーＣ１の容量を便宜的にＣ１[Ｆ]とすると、コンデンサー両端電圧Ｖcが所定電圧Ｖt’に達した後の最後の充電回路形成時の充電によるコンデンサーＣ１の両端電圧増加分Δｖは次式により求められる。なお、ここではモーター巻線の抵抗Ｒ１〜Ｒ３およびインダクダンスＬ１〜Ｌ３にはバラツキがなく、各相の充電電流ｉc_u、ｉc_v、ｉc_wは等しいものとする。

したがって、最後の充電回路におけるコンデンサーＣ１のＵ相充電電流ｉc_uは次式で求められる。

（８）式において、Ｕ相充電電流ｉc_uが０になる時点でコンデンサー電圧（Ｖc＋Δｖ）が目標電圧Ｖtとなるようなコンデンサー電圧Ｖc、すなわち所定電圧Ｖt’を決定する。具体的には、適当な所定電圧Ｖt’を（８）式のＶcに代入して（７）式と（８）式を計算し、試行錯誤でコンデンサー電圧（Ｖc（＝Ｖt’）＋Δｖ）が目標電圧ＶtとなるようなＶt’を求める。

なお、上述した所定電圧Ｖt’の決定方法では、モーターＭの三相巻線の抵抗、インダクダンスおよび電流にはバラツキがないことを前提としたが、モーター巻線の抵抗Ｒ１〜Ｒ３およびインダクダンスＬ１〜Ｌ３と、各相の充電電流ｉc_u、ｉc_v、ｉc_wのバラツキを考慮して所定電圧Ｖt’を決定する場合には、最後の短絡期間において三相の短絡電流ｉs_u、ｉs_v、ｉs_wの内の最大電流が上限値Ｉupに達した時点の他相の短絡電流を計算し、それらを最後の充電期間における充電電流の初期値として各相ごとに（７）式と（８）式を計算すればよい。実際には、モーターＭの三相巻線の電流、抵抗およびインダクダンスのバラツキは数％程度であり、上述したようにモーターＭの各相にバラツキがないものとして所定電圧Ｖt’を決定しても問題はない。

また、上記（８）式は最後の充電期間中にコンデンサー電圧増加分Δｖが一定であると仮定したものであるが、実際にはコンデンサー電圧増加分Δｖは時々刻々変化している。このΔｖの変化を考慮する場合には、最後の充電期間を微小時間ごとに区分し、微小時間の間は一定の充電電流が流れるものとして微小時間後のコンデンサー電圧を計算する手順を繰り返せばよい。

図３はコントローラーＣＴＲで実行される昇圧処理を示すフローチャートである。このフローチャートにより第１の実施の形態の昇圧動作を説明する。コントローラーＣＴＲはインバーター制御装置が起動されるとこの昇圧処理を実行する。

ステップ１において充電回路（不図示）によりコンデンサーＣ１の初期充電が行われ、電圧センサーＶＳにより検出したコンデンサー電圧Ｖcが直流電源Ｅ１の電圧Ｖd以上になっているか否かを確認する。コンデンサー電圧Ｖcが直流電源電圧Ｖd以上の場合はステップ２へ進み、コンデンサー電圧Ｖcが昇圧目標電圧Ｖtより低いか否かを確認する。コンデンサー電圧Ｖcが目標電圧Ｖtに達している場合には、昇圧の必要はないので処理を終了する。コンデンサー電圧Ｖcが目標電圧Ｖtより低い場合はステップ３へ進む。

ステップ３において、開閉器ＭＳを閉路し、スイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオンして短絡回路を形成する。続くステップ４で電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３により検出したインバーターとモーターのＵ、Ｖ、Ｗ各相に流れる短絡電流ｉs_u、ｉs_v、ｉs_wの内の最大の短絡電流が上述した上限値Ｉup以上になったか否かを確認する。三相の内の最大短絡電流が上限値Ｉupに達している場合にはステップ５へ進み、スイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオフして充電回路を形成する。

ステップ６ではコンデンサー両端電圧Ｖcが昇圧動作を終了するための所定電圧Ｖt’以上になっているか否かを確認し、所定電圧Ｖt’に達していないときは昇圧動作を続けるためにステップ７へ進み、所定電圧Ｖt’に達しているときは昇圧動作を終了するためにステップ８へ進む。ステップ７ではＵ、Ｖ、Ｗ各相に流れる充電電流ｉc_u、ｉc_v、ｉc_wの内の最大の充電電流が上述した下限値Ｉlo以下になったか否かを確認する。三相の内の最大充電電流が下限値Ｉloに達している場合にはステップ３へ戻り、ふたたびスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオンして短絡回路を形成し、上述した昇圧処理を繰り返す。一方、三相の内の最大充電電流が下限値Ｉloに達していない場合にはステップ６へ戻り、充電回路によるコンデンサーＣ１の充電を続ける。

コンデンサー電圧Ｖcが所定電圧Ｖt’に達したときは、ステップ８においてスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオンし、最後の短絡回路を形成する。続くステップ９でＵ、Ｖ、Ｗ各相に流れる短絡電流ｉc_u、ｉc_v、ｉc_wの内の最大の短絡電流が上限値Ｉup以上になったか否かを確認し、三相の内の最大短絡電流が上限値Ｉupに達したらステップ１０へ進む。ステップ１０ではスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６をオフして最後の充電回路を形成する。

その後、ステップ１１において三相Ｕ、Ｖ、Ｗの充電電流ｉc_u、ｉc_v、ｉc_wがすべて０になったか否かを確認し、三相すべての充電電流ｉc_u、ｉc_v、ｉc_wが０になったらステップ１２へ進み、コンデンサーＣ１の昇圧が完了したとして開閉器ＭＳを開路する。このとき、コンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcは目標電圧Ｖtになっている。

図４は第１の実施の形態による昇圧結果を示す図であり、(ａ)はコンデンサーＣ１に流れる充電電流ｉcと三相の内の最大電流の相のモーター巻線電流ｉmの変化を示し、図４(ｂ)はコンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcの変化を示す。三相の内の最大電流が流れる相のモーター巻線電流ｉmは、最初の短絡回路形成時に０から上限値Ｉupまで立ち上がった後、下限値Ｉloと上限値Ｉupとの間で増減を繰り返す。

また、コンデンサーＣ１の充電電流ｉcは、充電回路が形成されると０から最大電流まで増加し、短絡回路が形成されると最大電流から最小電流まで減少する。この充電電流Ｉcの最大電流は、三相の内の最大電流が流れる相のモーター巻線電流ｉmが上限値Ｉupに達したときのＵ、Ｖ、Ｗ各相の短絡電流ｉs_u、ｉs_v、ｉs_wの合計値であり、最小電流は三相の内の最大電流が流れる相のモーター巻線電流ｉmが下限値Ｉloに達したときのＵ、Ｖ、Ｗ各相の充電電流ｉc_u、ｉc_v、ｉc_wの合計値である。

さらに、コンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcは短絡回路と充電回路が繰り返し形成されるたびに増加していき、上述した所定電圧Ｖt’を経て最終的に目標電圧Ｖtに達する。

このように、第１の実施の形態によれば、各相ごとにスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを逆並列に接続した並列体を２個直列に接続して正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎとの間に接続し、直流電力を交流電力に変換して固定子巻線がＹ結線された交流モーターＭへ供給するインバーターと、インバーターの正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎとの間に接続されるコンデンサーＣ１と、インバーターの負側直流母線Ｎと交流モーターＭの中性点Ｏとの間に接続される直流電源Ｅ１と、インバーターの負側直流母線Ｎに接続されるスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６の内の少なくとも１個をオンして直流電源Ｅ１を交流モーターＭの固定子巻線を介して短絡する短絡回路を形成した後に、当該スイッチング素子をオフして直流電源Ｅ１から交流モーターＭの固定子巻線とインバーターの正側直流母線Ｐに接続されるダイオードＤ１〜Ｄ３とを介してコンデンサーＣ１を充電する充電回路を形成する昇圧動作を繰り返し、コンデンサーＣ１を充電して両端電圧Ｖcを昇圧するコントローラーＣＴＲとを備えたインバーター制御装置において、所定のサンプリング時間Ｔsごとにインバーターの各相の出力電流ｉu、ｉv、ｉwを検出する電流センサーＣＳ１〜３を備え、コントローラーＣＴＲによって、短絡回路形成時に電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３により検出した各相の出力電流の内の最大の電流がスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６の許容電流に基づいて決定した上限値Ｉupに達したら充電回路に切り換え、充電回路形成時に電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３により検出した各相の出力電流の内の最大の電流が予め設定した下限値Ｉloに達したら短絡回路に切り換えるようにした。
これにより、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に流れる電流を許容電流以下に制限しながら、短時間でコンデンサーＣ１を昇圧することができる。

また、第１の実施の形態によれば、短絡回路形成時に電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３により検出した各相の出力電流の内の最大の電流が下限値Ｉloから上限値Ｉupまで変化する時間が所定のサンプリング時間Ｔsとなるように、下限値Ｉloを決定するようにしたので、最短時間でコンデンサーＣ１を目標電圧Ｖtまで昇圧することができる。

さらに、第１の実施の形態によれば、電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３の検出誤差を考慮して上限値Ｉupを決定するようにしたので、電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３に検出誤差が発生した場合でも、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に流れる電流を許容電流以下に制限することができる。

さらにまた、第１の実施の形態によれば、コンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcを検出する電圧センサーＶＳを備え、コントローラーＣＴＲによって、電圧センサーＶＳにより検出したコンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcが予め設定した目標電圧Ｖtよりも低い所定電圧Ｖt’に達するまで昇圧動作を繰り返し、コンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcが所定電圧Ｖt’に達したら短絡回路を形成し、短絡回路形成時に電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３により検出した各相の出力電流の内の最大の電流が上限値Ｉupに達したら最後の充電回路に切り換え、この最後の充電回路において電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３により検出される各相の出力電流が０になるまでコンデンサーＣ１の充電を行って昇圧動作を終了するようにしたので、コンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcが目標電圧Ｖtを超えることなく昇圧を完了することができる。

第１の実施の形態によれば、最後の充電回路によりコンデンサーＣ１を充電した結果、コンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcが目標電圧Ｖtとなるように所定電圧Ｖt’を決定するようにしたので、コンデンサーＣ１の両端電圧Ｖcを目標電圧Ｖtまで正確に昇圧することができる。

《発明の第２の実施の形態》
コンデンサーＣ１を正側直流母線ＰとモーターＭの中性点０との間に接続した第２の実施の形態を説明する。図５は第２の実施の形態の構成を示す回路図である。なお、図１に示す機器と同様な機器に対しては同一の符号を付して相違点を中心に説明する。

図５に示す第２の実施の形態の回路では、コンデンサーＣ１の初期充電が不要であり、上述した第１の実施の形態と同様な昇圧動作によりコンデンサー電圧Ｖcが０から充電を開始し、コンデンサー電圧Ｖcが直流電源Ｅ１の電圧Ｖdと等しくなるまで昇圧する。つまり、この第２の一実施の形態ではコンデンサー電圧Ｖcの目標電圧Ｖtを直流電源電圧Ｖdとする。なお、インバーターとモーターの短絡回路および充電回路における上限値Ｉupと下限値Ｉloは第１の実施の形態のそれらと同様に決定する。また、昇圧動作を終了するための所定電圧Ｖt’についても上述した第１の実施の形態と同様に決定する。

この第２の実施の形態による昇圧結果は、コンデンサーＣ１の目標電圧Ｖtが異なるだけで、図４に示す第１の実施の形態の昇圧結果と同様であり、図示と説明を省略する。

このように、第２の実施の形態によれば、各相ごとにスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを逆並列に接続した並列体を２個直列に接続して正側直流母線Ｐと負側直流母線Ｎとの間に接続し、直流電力を交流電力に変換して固定子巻線がＹ結線された交流モーターＭへ供給するインバーターと、インバーターの正側直流母線Ｐと交流モーターＭの中性点Ｏとの間に接続されるコンデンサーＣ１と、インバーターの負側直流母線Ｎと交流モーターＭの中性点Ｏとの間に接続される直流電源Ｅ１と、インバーターの負側直流母線Ｎに接続されるスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６の内の少なくとも１個をオンして直流電源Ｅ１を交流モーターＭの固定子巻線を介して短絡する短絡回路を形成した後に、当該スイッチング素子をオフして直流電源Ｅ１から交流モーターＭの固定子巻線とインバーターの正側直流母線Ｐに接続されるダイオードＤ１〜Ｄ３とを介してコンデンサーＣ１を充電する充電回路を形成する昇圧動作を繰り返し、コンデンサーＣ１を充電して両端電圧Ｖcを昇圧するコントローラーＣＴＲとを備えたインバーター制御装置において、所定のサンプリング時間Ｔsごとにインバーターの各相の出力電流ｉu、ｉv、ｉwを検出する電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３を備え、コントローラーＣＴＲによって、短絡回路形成時に電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３により検出した各相の出力電流の内の最大の電流がスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６の許容電流に基づいて決定した上限値Ｉupに達したら充電回路に切り換え、充電回路形成時に電流センサーＣＳ１〜ＣＳ３により検出した各相の出力電流の内の最大の電流が予め設定した下限値Ｉloに達したら短絡回路に切り換えるようにした。
これにより、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６に流れる電流を許容電流以下に制限しながら、短時間でコンデンサーＣ１を昇圧することができる。

《変形例》
上述した第１の実施の形態および第２の実施の形態では、負側直流母線Ｎに接続されるスイッチング素子Ｔ４〜Ｔ６を同時にオン、オフして短絡回路と充電回路を切り換える例を示したが、三相の内の特定の１相または２相の負側直流母線に接続されるスイッチング素子をオン、オフして短絡回路と充電回路を切り換え、昇圧動作を行ってもよい。

例えば三相の内のＵ相のみで昇圧動作を行う場合には、Ｖ相とＷ相のスイッチング素子Ｔ２、Ｔ３、Ｔ５、Ｔ６をオフしたまま、Ｕ相Ｎ側のスイッチング素子Ｔ４をオンして短絡回路を形成し、Ｕ相短絡電流ｉs_uが上限値Ｉupに達したらＵ相Ｎ側のスイッチング素子Ｔ４をオフし、充電回路に切り換えてコンデンサーＣ１の充電を行う。さらに、充電回路においてＵ相充電電流ｉc_uが下限値Ｉloに達したらふたたびスイッチング素子Ｔ４をオンし、短絡回路を形成する。この動作を繰り返し、コンデンサー両端電圧Ｖcが昇圧動作を停止するための所定電圧Ｖt’に達したときに、上述したように最後の短絡回路を形成して短絡電流ｉs_uを流し、Ｕ相短絡電流ｉs_uが上限値Ｉupに達したらスイッチング素子Ｔ４をオフし、最後の充電回路を形成してＵ相充電電流ｉc_uが０になるまでコンデンサーＣ１の充電を行う。なお、特定の１相のみで昇圧動作を行う場合は、上述した所定電圧Ｖt’の計算式（７）および（８）を１相分で計算する。同様に、例えば三相の内のＵ相とＶ相で昇圧動作を行う場合には、Ｕ相Ｎ側とＶ相Ｎ側のスイッチング素子Ｔ４、Ｔ５を同時にオン、オフして短絡回路と充電回路を切り換え、コンデンサーＣ１の充電、昇圧を行えばよい。

また、上述した一実施の形態では本発明を三相インバーターと三相交流モーターに適用した場合について説明したが、２相または４相以上の多相インバーターと多相交流モーターに対しても適用することができる。

第１の実施の形態の構成を示す回路図である。 第１の実施の形態のインバーターとモーターのＵ相の短絡電流ｉs_uと充電電流ｉc_uを示す回路図である。 第１の実施の形態の昇圧動作を示すフローチャートである。 第１の実施の形態の昇圧結果を示す図である。 第２の実施の形態の構成を示す回路図である。

符号の説明

Ｔ１〜Ｔ６ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
Ｍ モーター
Ｅ１ 直流電源
Ｐ 正側直流母線
Ｎ 負側直流母線
ＣＴＲ コントローラー
ＶＳ 電圧センサー
ＣＳ１〜ＣＳ４ 電流センサー
ＳＳ 速度センサー
ＭＳ 開閉器
Ｒ１〜Ｒ３ モーター巻線抵抗
Ｌ１〜Ｌ３ モーター巻線インダクダンス

Claims (6)

1. 各相ごとにスイッチング素子とダイオードとを逆並列に接続した並列体を２個直列に接続して正側直流母線と負側直流母線との間に接続し、直流電力を交流電力に変換して固定子巻線がＹ結線された交流モーターへ供給するインバーターと、
   前記インバーターの正側直流母線と負側直流母線との間に接続されるコンデンサーと、
   前記インバーターの負側直流母線と前記交流モーターの中性点との間に接続される直流電源と、
   前記インバーターの負側直流母線に接続されるスイッチング素子の内の少なくとも１個をオンして前記直流電源を前記交流モーターの固定子巻線を介して短絡する短絡回路を形成した後に、当該スイッチング素子をオフして前記直流電源から前記交流モーターの固定子巻線と前記インバーターの正側直流母線に接続されるダイオードとを介して前記コンデンサーを充電する充電回路を形成する昇圧動作を繰り返し、前記コンデンサーを充電して両端電圧を昇圧する制御回路とを備えたインバーター制御装置において、
   所定のサンプリング時間ごとに前記インバーターの各相の出力電流を検出する電流検出器を備え、
   前記制御回路は、前記短絡回路形成時に前記電流検出器により検出した各相の出力電流の内の最大の電流が前記スイッチング素子の許容電流に基づいて決定した上限値に達したら前記充電回路に切り換え、前記充電回路形成時に前記電流検出器により検出した各相の出力電流の内の最大の電流が予め設定した下限値に達したら前記短絡回路に切り換えることを特徴とするインバーター制御装置。
2. 各相ごとにスイッチング素子とダイオードとを逆並列に接続した並列体を２個直列に接続して正側直流母線と負側直流母線との間に接続し、直流電力を交流電力に変換して固定子巻線がＹ結線された交流モーターへ供給するインバーターと、
   前記インバーターの正側直流母線と前記交流モーターの中性点との間に接続されるコンデンサーと、
   前記インバーターの負側直流母線と前記交流モーターの中性点との間に接続される直流電源と、
   前記インバーターの負側直流母線に接続されるスイッチング素子の内の少なくとも１個をオンして前記直流電源を前記交流モーターの固定子巻線を介して短絡する短絡回路を形成した後に、当該スイッチング素子をオフして前記直流電源から前記交流モーターの固定子巻線と前記インバーターの正側直流母線に接続されるダイオードとを介して前記コンデンサーを充電する充電回路を形成する昇圧動作を繰り返し、前記コンデンサーを充電して両端電圧を昇圧する制御回路とを備えたインバーター制御装置において、
   所定のサンプリング時間ごとに前記インバーターの各相の出力電流を検出する電流検出器を備え、
   前記制御回路は、前記短絡回路形成時に前記電流検出器により検出した各相の出力電流の内の最大の電流が前記スイッチング素子の許容電流に基づいて決定した上限値に達したら前記充電回路に切り換え、前記充電回路形成時に前記電流検出器により検出した各相の出力電流の内の最大の電流が予め設定した下限値に達したら前記短絡回路に切り換えることを特徴とするインバーター制御装置。
3. 請求項１または請求項２に記載のインバーター制御装置において、
   前記短絡回路形成時に前記電流検出器により検出した各相の出力電流の内の最大の電流が前記下限値から前記上限値まで変化する時間が前記所定のサンプリング時間となるように、前記下限値を決定することを特徴とするインバーター制御装置。
4. 請求項１〜３のいずれかの項に記載のインバーター制御装置において、
   前記電流検出器の検出誤差を考慮して前記上限値を決定することを特徴とするインバーター制御装置。
5. 請求項１〜４のいずれかの項に記載のインバーター制御装置において、
   前記コンデンサーの両端電圧を検出する電圧検出器を備え、
   前記制御回路は、前記電圧検出器により検出した前記コンデンサーの両端電圧が予め設定した目標電圧よりも低い所定電圧に達するまで前記昇圧動作を繰り返し、前記コンデンサーの両端電圧が前記所定電圧に達したら前記短絡回路を形成し、前記短絡回路形成時に前記電流検出器により検出した各相の出力電流の内の最大の電流が前記上限値に達したら最後の前記充電回路に切り換え、この最後の充電回路において前記電流検出器により検出される各相の出力電流が０になるまで前記コンデンサーの充電を行って前記昇圧動作を終了することを特徴とするインバーター制御装置。
6. 請求項５に記載のインバーター制御装置において、
   前記最後の充電回路により前記コンデンサーを充電した結果、前記コンデンサーの両端電圧が前記目標電圧となるように前記所定電圧を決定することを特徴とするインバーター制御装置。

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