WO2017154334A1 - インバータ装置 - Google Patents

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WO2017154334A1
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pulse signal
control unit
inverter
voltage
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西川　武男
宏憲 仲田
聡 岩井
博樹 川野
祐貴 鎌谷
邦幸 平井
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オムロン株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an inverter device that is connected to a power system and, more particularly, to an inverter device provided with a protection measure against an overcurrent caused by a sudden phase change on the power system side.
  • FIG. 15 is a schematic diagram showing the configuration of the power conditioner 100 including the inverter 10 that is connected to the power system P.
  • an inverter that converts a high DC voltage obtained by boosting a low DC voltage output from a solar battery S or the like by a DC / DC converter 20 into an AC voltage and then outputs the AC voltage to a commercial power system P.
  • a power conditioner 100 including 10 also referred to as a “system interconnection inverter” is known (see, for example, Patent Document 1 and Patent Document 2).
  • FIG. 16 is a table showing conditions for the sudden phase change test.
  • FIG. 17 is a schematic diagram showing a configuration of the inverter (Heric) 10 subjected to the sudden phase change test.
  • FIG. 18 is a waveform diagram illustrating the results of the sudden phase change test.
  • the output coil current I of about 40 A usually reaches ⁇ 350 A (the sign changes depending on the direction of the current because it is an alternating current).
  • the inverter 10 is configured so that the sudden change on the power system P side is absorbed by the output coils L1 and L2 provided on the output side of the inverter 10 (role like a cushion) to avoid device damage. Yes.
  • the output coil used in the inverter is a relatively large and expensive electrical component. If the output coil is made smaller due to restrictions on mounting space or cost reduction, overcurrent increases and device damage is likely to occur. there were.
  • an object of the present invention is to provide an inverter device that suppresses an overcurrent caused by a sudden phase change of an electric power system as much as possible even if an output coil is reduced.
  • an inverter device of the present invention has a plurality of switching elements whose states are switched by pulse signals supplied in accordance with a system voltage, and converts an input DC voltage into an AC voltage.
  • a switching unit that outputs to a plurality of output lines, a filter unit having an output coil inserted into the output line, a current detection unit that detects a current of the output coil, and an absolute value of a current detected by the current detection unit And a first control unit that stops supply of the pulse signal to the switching unit when the value is equal to or greater than a threshold value.
  • the output lines output from the switching unit are not limited to a pair.
  • the number is three.
  • the current detection unit include, but are not limited to, a current transformer and a shunt resistor.
  • the inverter device having such a configuration, overcurrent can be suppressed without increasing the processing load on the side of supplying the pulse signal to the switching unit according to the system voltage.
  • the overcurrent can be more reliably suppressed.
  • An output coil having a smaller inductance value than before can be used, and the inverter device can be reduced in size and cost.
  • the first control unit includes a monostable multivibrator that becomes unstable when the absolute value of the detected current is equal to or greater than the threshold and returns to a stable state after a certain time, While the monostable multivibrator is in an unstable state, the supply of the pulse signal to the switching unit may be temporarily stopped.
  • the first control unit may be composed of an analog circuit including a comparator and a logic gate.
  • the use of a monostable multivibrator eliminates the need for special processing and configuration for return and realizes necessary functions at low cost and in a small size.
  • the inverter device of the present invention further includes a second control unit that supplies the pulse signal, and the second control unit recognizes that the first control unit has stopped supplying the pulse signal to the switching unit. It may be connected to the first control unit so as to be able to be connected so that the system voltage can be monitored.
  • the certain time of the monostable multivibrator is preferably longer than a sampling period by the second control unit.
  • the second controller may determine an initial state of the pulse signal based on the system voltage when supply of the pulse signal is resumed, and / or a phase calculation using the system voltage
  • the integral gain of proportional-integral control may be initialized at.
  • examples of the initial state of the pulse signal include the switching element to be operated next and the pulse signal width.
  • the pulse signal width is preferably increased or decreased gradually.
  • the pulse signal width is ⁇ T
  • the inductance of the output coil is L
  • the current upper limit value of the output coil is Imax
  • the DC voltage is Vdc
  • the system voltage is Vac
  • ⁇ T is set to satisfy the following equation: It is preferable.
  • the second control unit may control the pulse signal by pulse width modulation.
  • the inverter device having such a configuration, a phenomenon in which the current flowing through the output coil is intermittent can be avoided, which is preferable from the viewpoint of the continuation of operation during an accident.
  • the inverter device of the present invention overcurrent can be suppressed without increasing the processing load on the side of supplying the pulse signal to the switching unit according to the system voltage.
  • the overcurrent can be more reliably suppressed.
  • An output coil having a smaller inductance value than before can be used, and the inverter device can be reduced in size and cost.
  • (A) is explanatory drawing which shows each part state of the inverter 10 before the phase sudden change by the side of the electric power system P in the inverter 10 which carries out interconnection output to the electric power system P
  • (b) is each part state of the inverter 10 after the phase sudden change It is explanatory drawing which shows. It is explanatory drawing which shows each part state of the inverter 10 at the time of taking an appropriate countermeasure after a sudden phase change.
  • It is the schematic which shows the structure of 100 A of power conditioners containing the inverter 10A which concerns on 1st Embodiment of this invention. It is the schematic which illustrates the specific structure by the analog circuit of the high-speed pulse control circuit 15 of inverter 10A.
  • FIG. 1 (a) is an explanatory diagram showing the state of each part of the inverter 10 before the phase sudden change on the power system P side in the inverter 10 connected to the power system P
  • FIG. 1 (b) is the inverter after the phase sudden change. It is explanatory drawing which shows each part state of 10.
  • FIG. FIG. 2 is an explanatory diagram showing the state of each part of the inverter 10 when appropriate measures are taken after the sudden phase change.
  • This inverter 10 has switching elements WH and WL connected in series with switching elements UH and UL connected in series, and converts an input DC voltage into an AC voltage and outputs it to a pair of output lines X1 and X2.
  • Full-bridge type switching circuit 11 switching elements US and WS connected in series, short circuit 12 connected between output lines X1 and X2, and output coils respectively inserted into output lines X1 and X2
  • a filter circuit 13 having L1 and L2 and a capacitor C connected between the output lines X1 and X2 is provided.
  • the switching circuit 11 switches each state of the switching elements UH, UL, WH, WL in a time-series manner at a predetermined timing by PWM (Pulse Width : Modulation: pulse width modulation) control or the like by a microcomputer (not shown).
  • PWM Pulse Width : Modulation: pulse width modulation
  • An AC voltage is generated between a connection point between UH and UL and a connection point between the switching elements WH and WL.
  • the switching circuit 11 is not limited to such a full bridge type, and may be, for example, a half bridge type.
  • the states of the switching elements US and WS of the short circuit 12 may be similarly controlled by a microcomputer (not shown).
  • Examples of the switching elements UH, UL, WH, WL, US, WS include, but are not limited to, field effect transistors (FETs), MOSFETs, IGBTs, and the like.
  • FETs field effect transistors
  • MOSFETs MOSFETs
  • IGBTs IGBTs
  • L is an inductance value of the output coils L1 and L2 (L / 2 for each coil)
  • ⁇ I is a current change amount between ⁇ t.
  • the response time is necessary for PWM pulse control.
  • the inverter 10 has a switching frequency of 20 kHz, it is difficult to perform control within this range because the feedback cycle is 50 ⁇ s. In order to shorten the feedback cycle, the processing load on the microcomputer increases. Use of a microcomputer capable of higher-speed processing leads to an increase in cost.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing a configuration of a power conditioner 100A including the inverter 10A according to the first embodiment of the present invention.
  • a power conditioner 100 ⁇ / b> A that performs an interconnected output to the power system P includes an input terminal 31 that includes an output terminal 31 and a DC filter 32 to which an output such as a solar battery S is connected, and the input unit.
  • DC / DC converter 20 that boosts the DC voltage input to 30; inverter 10A that converts the DC voltage output from DC / DC converter 20 into an AC voltage; and external output terminal 41 and inverter 10A
  • An output unit 40 including an AC filter 42 between the output and a microcomputer 50 that performs control such as output of a PWM drive signal to the inverter 10A is provided.
  • the inverter 10A includes the switching circuit 11, the short circuit 12, and the filter circuit 13 as in the inverter 10 described above, and further includes a current detection sensor 14 that detects the output coil current I, and a detection current that is detected by the current detection sensor 14. And a high-speed pulse control circuit 15 that performs control such as stop and return of the PWM drive signal from the microcomputer 50 to the inverter 10A based on OUT1.
  • Examples of the current detection sensor 14 include, but are not limited to, a current transformer and a shunt resistor.
  • microcomputer 50 for example, a device built-in device may be mentioned, but it is not limited thereto.
  • the high-speed pulse control circuit 15 outputs a PWM drive signal from the microcomputer 50 to the inverter 10A at a high speed for a certain period of time when the absolute value of the detected current OUT1 detected by the current detection sensor 14 exceeds a certain value (threshold). By stopping, the occurrence of overcurrent is suppressed.
  • the high-speed pulse control circuit 15 is provided separately from the microcomputer 50 that performs normal PWM control of the inverter 10A, it is possible to suppress overcurrent without increasing the load on the CPU of the microcomputer 50. Can be processed.
  • the determination is performed based on the current actually flowing through the output coils L1 and L2 instead of the system voltage Vac, the overcurrent can be more reliably suppressed.
  • FIG. 4 is a schematic diagram illustrating a specific configuration of an analog circuit of the high-speed pulse control circuit 15 of the inverter 10A.
  • the high-speed pulse control circuit 15 outputs High when a detection current OUT1 is input to the non-inverting input terminal and a predetermined reference voltage is input to the inverting input terminal and a positive overcurrent is detected.
  • Comparator 15a a detection current OUT1 is input to the inverting input terminal, a predetermined reference voltage is input to the non-inverting input terminal, and Low is output when a negative overcurrent is detected, a comparator 15a, and a comparator 15a 15b are connected to each other and normally output Low, a monostable multivibrator 15c, a NOT gate 15d for inverting the output of the multivibrator 15c, the output of the NOT gate 15d and the normal output from the microcomputer 50 And an AND gate 15e to which the PWM drive signal is input.
  • the detection current OUT1 detected by the current detection sensor 14 of the inverter 10A is input to the non-inverting input terminal of the comparator 15a and the inverting input terminal of the comparator 15b, respectively.
  • the detection current OUT1 is equal to or higher than the positive threshold or lower than the negative threshold, that is, when the absolute value of the detection current OUT1 is equal to or higher than the threshold
  • High is output from the comparator 15a or Low is output from the comparator 15b.
  • the multivibrator 15c operates and outputs High for a predetermined time. Since this output is inverted by the NOT gate 15d, it becomes Low for a certain time on the input terminal side of the AND gate 15e. During that time, the combined PWM drive signal output from the AND gate 15e remains Low regardless of the state of the PWM drive signal from the microcomputer 50.
  • the PWM drive signal transmitted to the inverter 10A is substantially stopped for a certain period of time, and each switching element in the inverter 10A is shown in FIG. It can be in the state shown.
  • the output is returned to the normal output after a predetermined time, so that a special process and configuration for restoration are not required, and a necessary function can be realized at a low cost and in a small size.
  • the time for stopping the PWM drive signal from the microcomputer 50 by the multivibrator 15c is longer than the sampling period of the system voltage Vac by the microcomputer 50, thereby sampling without significantly increasing the CPU load of the microcomputer 50. It can be prevented from coming off.
  • the specific configuration of the high-speed pulse control circuit 15 may be a configuration externally attached to an existing CPU board or the like, or may be integrated with the CPU board.
  • the construction is not limited to the analog circuit as described above, and an FPGA or the like may be used.
  • the function includes high-speed pulse control outside a normal microcomputer, but the element may be integrated as a microcomputer partially incorporating an FPGA.
  • the microcomputer is an example of an arithmetic processing element, and may be a DSP, for example.
  • FIG. 5 is a waveform diagram illustrating an operation confirmation result of the high-speed pulse control circuit 15 of the inverter 10A.
  • FIG. 6 is a table showing design values and actual measurement values of the delay time.
  • FIG. 7 is a graph in which the result of overcurrent suppression when the high-speed pulse control circuit 15 is added is confirmed by increasing the number of samples.
  • the conditions for the sudden phase change test are the same as those shown in FIG.
  • Second Embodiment 2.1 Remaining problem of the first embodiment
  • the high-speed pulse control processing by the high-speed pulse control circuit 15 of the first embodiment described above is added, overcurrent can be suppressed, but the microcomputer 50 outputs Since the PWM drive signal is forcibly controlled separately from the microcomputer 50, the erroneous PWM control is continued until the microcomputer 50 recognizes that the state of the power system P has changed, and as a result, again.
  • the high-speed pulse control process may operate continuously (chattering).
  • FIG. 8 is a waveform diagram illustrating a case where the high-speed pulse control process is continuously operated by the high-speed pulse control circuit 15 of the first embodiment.
  • the conditions at this time are an output power of 4.8 kW, a closing phase of 45 °, a sudden change phase of + 41 °, and a post-phase voltage of 104 Vrms.
  • FIG. 9 is a waveform diagram illustrating a case where the high-speed pulse control processing is continued for about two cycles of the system frequency by the high-speed pulse control circuit 15 of the first embodiment.
  • the output coil current I is intermittent for a certain period.
  • the intermittent operation may continue for about two cycles of the system frequency.
  • FIG. 10 is a schematic diagram showing a configuration of a power conditioner 100B including an inverter 10B according to the second embodiment of the present invention.
  • the same constituent members as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and different points will be mainly described below.
  • this power conditioner 100B in addition to the configuration of the power conditioner 100A of the first embodiment, a signal indicating that the multivibrator 15c is operated by the high-speed pulse control circuit 15 is input to the microcomputer 50A.
  • the system voltage Vac is connected so that it can be monitored by the microcomputer 50A.
  • the microcomputer 50A has the same hardware configuration as the microcomputer 50 of the first embodiment, but part of the contents of the built-in control software is different.
  • the microcomputer 50A determines the initial state of PWM control, that is, the switching element to be operated next and the pulse width of the PWM control based on the subsequent system voltage Vac information. Accelerates tracking of phase information of (Phase ⁇ Locked Loop). In addition, the PWM control pulse width is gradually increased or decreased (soft start).
  • the fact that the control of the PWM drive signal by the high-speed pulse control circuit 15 is activated is assumed to have a sudden change on the power system P side. By requesting the operation again, a smooth return is possible.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram showing the states of the respective parts of the inverter 10 when appropriate measures are taken after a sudden phase change.
  • FIG. 12 is a table illustrating switching elements to be operated next after the PWM drive signal is stopped.
  • the pulse width ⁇ T is appropriately adjusted so that ⁇ I does not flow excessively, but if the system voltage Vac changes suddenly, ⁇ I flows excessively unless ⁇ T is changed quickly.
  • Imax is preferably a peak current value during rated operation.
  • the grid voltage Vac is used for phase calculation of the grid by the PLL.
  • PI control is included in the PLL, and the phase gradually changes even if the system voltage Vac changes suddenly.
  • FIG. 13 is a waveform diagram illustrating the operation confirmation result of the inverter 10B.
  • the output power is 4.8 kW
  • the input phase is 45 °
  • the sudden change phase is + 41 °
  • the post-phase voltage is 104 Vrms.
  • FIG. 14 is a flowchart showing a schematic process in the inverter 10B. Steps S11 to S14 surrounded by a dotted line are processes on the microcomputer 50 side, and other steps S1 to S5 are processes on the high-speed pulse control circuit 15 side.
  • the high-speed pulse control circuit 15 compares the detected current OUT1 detected by the current detection sensor 14 with a threshold value (step S2) during normal operation (step S1), and overcurrent. If NO is detected, the process returns to step S1 to continue normal operation.
  • step S3 the supply of the PWM drive signal from the microcomputer 50 to the inverter 10A is immediately stopped.
  • step S4 the supply of the PWM drive signal from the microcomputer 50 to the inverter 10A is resumed (step S5).
  • step S11 when the microcomputer 50 recognizes that the supply of the PWM drive signal is stopped in step S3 (step S11), the switch and the pulse width to be operated from the positive and negative are determined based on the system voltage Vac acquired thereafter. (Step S12). Further, the I gain (integral gain) of the PLL is reset (step S13).
  • step S5 When the supply of the PWM drive signal is resumed in step S5, a soft start is performed in which the pulse width is gradually increased or decreased (step S14).
  • Switching circuit 10A, 10B Inverter 11 Switching circuit 12 Short circuit 13 Filter circuit 14 Current detection sensor 15 High-speed pulse control circuit (first control unit) 20 DC / DC converter 30 Input section 31 Input terminal 32 DC filter 40 Output section 41 Output terminal 42 AC filters 50, 50A Microcomputer (second control unit) 100, 100A, 100B Power conditioner L1, L2 Output coil P Power system S Solar cell X1, X2 Output line

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Abstract

インバータ（１０Ａ）は、系統電圧（Ｖａｃ）に応じて供給されるパルス信号によって各状態がそれぞれ切り替えられる複数のスイッチング素子を有し、入力される直流電圧を交流電圧に変換して一対の出力線（Ｘ１、Ｘ２）に出力するスイッチング回路（１１）と、出力線（Ｘ１、Ｘ２）に挿入される出力コイル（Ｌ１、Ｌ２）を有するフィルタ回路（１３）と、出力コイル（Ｌ１、Ｌ２）の電流を検出する電流検出センサ（１４）と、検出電流の絶対値が閾値以上のときに、スイッチング回路（１１）へのパルス信号の供給を停止する高速パルス制御回路（１５）とを備える。

Description

インバータ装置
　本発明は、電力系統に連系出力するインバータ装置に関し、特に、電力系統側の位相急変などによって生じる過電流からの保護対策を備えたインバータ装置に関する。
　図１５は電力系統Ｐに連系出力するインバータ１０を含むパワーコンディショナ１００の構成を示す概略図である。
　図１５に示すように、太陽電池Ｓなどから出力された低い直流電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ２０によって昇圧した高い直流電圧を、交流電圧に変換してから商用の電力系統Ｐに連系出力するインバータ（「系統連系インバータ」ともいう）１０を含むパワーコンディショナ１００が知られている（例えば、特許文献１や特許文献２を参照）。
　ところで、電力系統Ｐでは、瞬時電圧上昇、瞬時電圧低下、位相急変、または瞬時停電などの問題が発生することがある。
　図１６は位相急変試験の条件を示す表である。図１７は位相急変試験を行ったインバータ（Ｈｅｒｉｃ）１０の構成を示す概略図である。図１８は位相急変試験の結果を例示する波形図である。
　図１８に示すように、電力系統Ｐの系統電圧Ｖａｃに位相急変が生じた際、電力系統Ｐ側からインバータ１０に向けて過電流が発生する。この例では、通常は４０Ａ程度の出力コイル電流Ｉが－３５０Ａ（交流なので電流の向きによって符号が変わる）に達している。このような電力系統Ｐ側の急変を、インバータ１０の出力側に設けられた出力コイルＬ１、Ｌ２が吸収（クッションのような役割）してデバイス破損を回避するように、インバータ１０が構成されている。
　なお、上記のようなインバータに適用するものではないが、ＰＷＭ制御装置にて過電流が発生した場合に、ＰＷＭ制御装置の動作を停止することなく、過電流からＰＷＭ制御装置を保護する保護回路が提案されている（例えば、特許文献３を参照）。
特開２００９－０８９５４１号公報 特開２００８－０９２７０９号公報 特開平１１－１１３２５１号公報
　インバータに用いる出力コイルは比較的大型で高価な電気部品であり、実装空間の制約やコストダウンなどのために出力コイルを小さくすると、過電流が大きくなってデバイス破損が発生しやすくなるという課題があった。
　また、位相急変によって過電流が発生する詳細メカニズムもこれまで不明であり、根本的な対策が行われていなかった。
　従来技術のこのような課題に鑑み、本発明の目的は、出力コイルを小さくしても、電力系統の位相急変に起因する過電流を極力抑制するインバータ装置を提供することである。
　上記目的を達成するため、本発明のインバータ装置は、系統電圧に応じて供給されるパルス信号によって各状態がそれぞれ切り替えられる複数のスイッチング素子を有し、入力される直流電圧を交流電圧に変換して複数の出力線に出力するスイッチング部と、前記出力線に挿入される出力コイルを有するフィルタ部と、前記出力コイルの電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部による検出電流の絶対値が閾値以上のときに、前記スイッチング部への前記パルス信号の供給を停止する第１制御部とを備えることを特徴とする。
　ここで、前記スイッチング部が出力する前記出力線としては、一対に限らない。例えば、三相交流を出力する場合には３本となる。ただし、これらに限らない。前記電流検出部としては、例えば、カレントトランスやシャント抵抗などが挙げられるが、これらに限らない。
　このような構成のインバータ装置によれば、系統電圧に応じて前記スイッチング部へ前記パルス信号を供給する側の処理負担を増やすことなく、過電流抑制ができる。また、系統電圧ではなく前記出力コイルに実際に流れる電流で判定を行うので、より確実に過電流を抑制できる。従来よりもインダクタンス値の小さい出力コイルが使用可能となり、インバータ装置の小型化やローコスト化を実現できる。
　本発明のインバータ装置において、前記第１制御部は、前記検出電流の絶対値が前記閾値以上になったときに不安定状態となって一定時間後に安定状態に戻る単安定マルチバイブレータを有するとともに、この単安定マルチバイブレータが不安定状態となっている間、前記スイッチング部への前記パルス信号の供給を一時的に停止するように構成されてもよい。前記第１制御部は、コンパレータおよび論理ゲートを含むアナログ回路で構成してもよい。
　このような構成のインバータ装置によれば、単安定のマルチバイブレータを用いることで復帰のための特殊な処理や構成などが不要となり、ローコスト且つ小サイズで必要な機能が実現できる。
　本発明のインバータ装置において、前記パルス信号を供給する第２制御部をさらに備え、この第２制御部は、前記第１制御部が前記スイッチング部への前記パルス信号の供給を停止したことを認識できるように前記第１制御部と接続されるとともに、前記系統電圧が監視できるように接続されてもよい。前記単安定マルチバイブレータの前記一定時間は、前記第２制御部によるサンプリング周期より長いことが好ましい。前記第２制御部は、前記パルス信号の供給が再開されるとき、前記系統電圧に基づいて前記パルス信号の初期状態を決定してもよいし、および／または、前記系統電圧を用いた位相計算において比例積分制御の積分ゲインを初期化してもよい。
　ここで、前記パルス信号の前記初期状態とは、例えば、次に動作すべき前記スイッチング素子とパルス信号幅が挙げられる。前記パルス信号幅の増減は、緩やかに実施することが好ましい。前記パルス信号幅をΔＴ、前記出力コイルのインダクタンスをＬ、前記出力コイルの電流上限値をＩｍａｘ、前記直流電圧をＶｄｃ、前記系統電圧をＶａｃとした場合、次式を満たすようにΔＴを設定することが好ましい。
　　　　ΔＴ＜Ｌ・Ｉｍａｘ／（Ｖｄｃ－Ｖａｃ）
　また、前記第２制御部としては、例えば、機器組込用マイコンなどが挙げられるが、これに限らない。前記第２制御部は、前記パルス信号をパルス幅変調によって制御してもよい。
　このような構成のインバータ装置によれば、前記出力コイルに流れる電流が断続的になる現象が回避でき、事故時運転継続規定の観点からも好ましい。
　本発明のインバータ装置によれば、系統電圧に応じて前記スイッチング部へ前記パルス信号を供給する側の処理負担を増やすことなく、過電流抑制ができる。また、系統電圧ではなく前記出力コイルに実際に流れる電流で判定を行うので、より確実に過電流を抑制できる。従来よりもインダクタンス値の小さい出力コイルが使用可能となり、インバータ装置の小型化やローコスト化を実現できる。
（ａ）は電力系統Ｐに連系出力するインバータ１０において、電力系統Ｐ側の位相急変前のインバータ１０の各部状態を示す説明図であり、（ｂ）は位相急変後のインバータ１０の各部状態を示す説明図である。 位相急変後に適切な対策を行った場合のインバータ１０の各部状態を示す説明図である。 本発明の第１実施形態に係るインバータ１０Ａを含むパワーコンディショナ１００Ａの構成を示す概略図である。 インバータ１０Ａの高速パルス制御回路１５のアナログ回路による具体的構成を例示する概略図である。 インバータ１０Ａの高速パルス制御回路１５の動作確認結果を例示する波形図である。 遅延時間の設計値および実測値を示す表である。 高速パルス制御回路１５を追加した場合の過電流抑制の結果を、サンプル数を増やして確認したグラフである。 第１実施形態の高速パルス制御回路１５によって高速パルス制御処理が連続で動作した場合を例示する波形図である。 第１実施形態の高速パルス制御回路１５によって高速パルス制御処理が系統周波数の２周期程度継続した場合を例示する波形図である。 本発明の第２実施形態に係るインバータ１０Ｂを含むパワーコンディショナ１００Ｂの構成を示す概略図である。 位相急変後に適切な対策を行った場合のインバータ１０の各部状態を示す説明図である。 ＰＷＭ駆動信号の停止後の次に動作させるべきスイッチング素子を例示する表である。 インバータ１０Ｂの動作確認結果を例示する波形図である。 インバータ１０Ｂにおける概略処理を示すフローチャートである。 電力系統Ｐに連系出力するインバータ１０を含むパワーコンディショナ１００の構成を示す概略図である。 位相急変試験の条件を示す表である。 位相急変試験を行ったインバータ（Ｈｅｒｉｃ）１０の構成を示す概略図である。 位相急変試験の結果を例示する波形図である。
　以下、本発明のいくつかの実施形態を、図面を参照して説明するが、その前に出願人が解明した過電流発生のメカニズムについて説明する。
　＜過電流発生のメカニズム＞
　図１（ａ）は電力系統Ｐに連系出力するインバータ１０において、電力系統Ｐ側の位相急変前のインバータ１０の各部状態を示す説明図であり、図１（ｂ）は位相急変後のインバータ１０の各部状態を示す説明図である。図２は、位相急変後に適切な対策を行った場合のインバータ１０の各部状態を示す説明図である。
　このインバータ１０は、直列接続されたスイッチング素子ＵＨ、ＵＬと直列接続されたスイッチング素子ＷＨ、ＷＬとを有し、入力された直流電圧を交流電圧に変換して一対の出力線Ｘ１、Ｘ２に出力するフルブリッジ型のスイッチング回路１１と、直列接続されたスイッチング素子ＵＳ、ＷＳを有し、出力線Ｘ１、Ｘ２間に接続される短絡回路１２と、出力線Ｘ１、Ｘ２にそれぞれ挿入される出力コイルＬ１、Ｌ２と出力線Ｘ１、Ｘ２間に接続されるコンデンサＣとを有するフィルタ回路１３とを備えている。
　スイッチング回路１１は、スイッチング素子ＵＨ、ＵＬ、ＷＨ、ＷＬの各状態を不図示のマイコンなどによるＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御などによって所定タイミングで時系列的に切り替えることにより、スイッチング素子ＵＨ、ＵＬ間の接続点と、スイッチング素子ＷＨ、ＷＬ間の接続点との間に交流電圧を発生する。なお、スイッチング回路１１はこのようなフルブリッジ型に限らず、例えば、ハーフブリッジ型でもよい。
　短絡回路１２のスイッチング素子ＵＳ、ＷＳの各状態も、同様に不図示のマイコンなどで制御すればよい。
　スイッチング素子ＵＨ、ＵＬ、ＷＨ、ＷＬ、ＵＳ、ＷＳとしては、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）、ＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴなどが挙げられるが、これらに限らない。
　例えば、図１（ａ）に示すように、スイッチング素子ＵＨ、ＷＬおよびＷＳがオンしており、残りのスイッチング素子ＵＬ、ＷＨおよびＵＳがオフしているときに、図１（ｂ）に示すような位相急変が発生して系統電圧Ｖａｃが逆転しても、インバータ１０の制御がすぐに追従できるとは限らない。
　このため、出力コイルＬ１、Ｌ２に印加される電圧差ΔＶ＝Ｌ・ΔＩ／Δｔによって、電流変化ΔＩ＝ΔＶ・Δｔ／Ｌが発生する。ここで、Ｌは出力コイルＬ１、Ｌ２のインダクタンス値（各コイルでＬ／２ずつ）であり、ΔＩはΔｔ間の電流変化量である。
　このΔＩの算出式からわかるように、Ｌが小さいとΔＩも大きくなり、過電流が発生してデバイス破損が起こり得る。
　したがって、過電流の対策として、位相急変が発生した際に高速でＰＷＭ制御を停止し、図２に示したような状態にすることで過電流の発生を抑制できると考えられる。
　ここで、ＰＷＭのパルス制御に必要な応答時間であるが、例えば、ΔＶ＝４００Ｖ、Ｌ＝１００μＨの条件で電流変化ΔＩを３０Ａ以下にするには、Δｔ＜２０μｓで制御を行う必要がある。
　しかし、例えば、スイッチング周波数が２０ｋＨｚのインバータ１０であれば、フィードバック周期が５０μｓであるため、この範囲内で制御を行うことが難しい。フィードバック周期を短縮するには、マイコンなどの処理負担が増加する。より高速な処理が可能なマイコンを使用すると、コスト増につながってしまう。
　また、実際には、電力系統Ｐの位相急変の発生をすぐに検知することは困難であることから、単純に従来の制御のままで過電流を抑制することは困難と考えられる。
　＜第１実施形態＞
　１．１　概略構成
　図３は本発明の第１実施形態に係るインバータ１０Ａを含むパワーコンディショナ１００Ａの構成を示す概略図である。
　図３に示すように、電力系統Ｐへの連系出力を行うパワーコンディショナ１００Ａは、太陽電池Ｓなどの出力が接続される入力端子３１やＤＣフィルタ３２を含む入力部３０と、この入力部３０に入力される直流電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータ２０と、このＤＣ／ＤＣコンバータ２０から出力される直流電圧を交流電圧に変換するインバータ１０Ａと、外部への出力端子４１やインバータ１０Ａからの出力との間のＡＣフィルタ４２を含む出力部４０と、インバータ１０ＡへのＰＷＭ駆動信号の出力などの制御を行うマイコン５０とを備えている。
　インバータ１０Ａは、上述したインバータ１０と同様に、スイッチング回路１１、短絡回路１２およびフィルタ回路１３を備えるとともに、さらに、出力コイル電流Ｉを検出する電流検出センサ１４と、この電流検出センサ１４による検出電流ＯＵＴ１に基づいてマイコン５０からインバータ１０ＡへのＰＷＭ駆動信号の停止や復帰などの制御を行う高速パルス制御回路１５とを備えている。
　電流検出センサ１４としては、例えば、カレントトランスやシャント抵抗などが挙げられるが、これらに限らない。
　マイコン５０としては、例えば、機器組込用のものが挙げられるが、これに限らない。
　この高速パルス制御回路１５は、電流検出センサ１４によって検出された検出電流ＯＵＴ１の絶対値が一定値（閾値）以上になった場合に、マイコン５０からインバータ１０ＡへのＰＷＭ駆動信号を高速で一定時間停止することで過電流の発生を抑制する。
　このようなインバータ１０Ａによれば、インバータ１０Ａの通常のＰＷＭ制御を行うマイコン５０とは別に高速パルス制御回路１５を設けているので、マイコン５０のＣＰＵの負担を増やすことなく、過電流抑制のための処理を行うことができる。また、系統電圧Ｖａｃではなく、出力コイルＬ１、Ｌ２に実際に流れる電流で判定を行うので、より確実に過電流を抑制できる。
　これにより、従来は困難であった出力コイルＬ１、Ｌ２のインダクタンス値を小さくすることが可能となり、インバータ１０Ａの小型化やローコスト化を実現できる。
　１．２　具体的構成例
　図４はインバータ１０Ａの高速パルス制御回路１５のアナログ回路による具体的構成を例示する概略図である。
　図４に示すように、高速パルス制御回路１５は、非反転入力端子に検出電流ＯＵＴ１が入力されるとともに反転入力端子に所定基準電圧が入力され、正側過電流を検出したときにＨｉｇｈを出力するコンパレータ１５ａと、反転入力端子に検出電流ＯＵＴ１が入力されるとともに非反転入力端子に所定基準電圧が入力され、負側過電流を検出したときにＬｏｗを出力するコンパレータ１５ｂと、コンパレータ１５ａおよびコンパレータ１５ｂの各出力が接続され、通常はＬｏｗを出力している単安定のマルチバイブレータ１５ｃと、このマルチバイブレータ１５ｃの出力を反転させるＮＯＴゲート１５ｄと、このＮＯＴゲート１５ｄの出力とマイコン５０からの通常のＰＷＭ駆動信号とが入力されるＡＮＤゲート１５ｅとを備えている。
　この高速パルス制御回路１５では、インバータ１０Ａの電流検出センサ１４によって検出された検出電流ＯＵＴ１が、コンパレータ１５ａの非反転入力端子およびコンパレータ１５ｂの反転入力端子にそれぞれ入力されている。検出電流ＯＵＴ１が正側閾値以上または負側閾値以下の場合、すなわち、検出電流ＯＵＴ１の絶対値が閾値以上となった場合に、コンパレータ１５ａからＨｉｇｈが出力されるか、またはコンパレータ１５ｂからＬｏｗが出力される。これをトリガーとしてマルチバイブレータ１５ｃが動作し、一定時間だけＨｉｇｈを出力する。この出力はＮＯＴゲート１５ｄで反転されるので、ＡＮＤゲート１５ｅの入力端子側では一定時間Ｌｏｗとなる。その間は、マイコン５０からのＰＷＭ駆動信号の状態にかかわらず、ＡＮＤゲート１５ｅから出力される合成ＰＷＭ駆動信号がＬｏｗのままとなる。
　これにより、過電流の絶対値が閾値以上となった場合に、そのときから一定時間はインバータ１０Ａへ伝達されるＰＷＭ駆動信号を実質的に停止させ、インバータ１０Ａ内の各スイッチング素子を図２に示したような状態にできる。単安定のマルチバイブレータ１５ｃを用いることで一定時間後には通常出力に戻るので、復帰のための特殊な処理や構成などが不要となり、ローコスト且つ小サイズで必要な機能が実現できる。
　なお、マルチバイブレータ１５ｃによってマイコン５０からのＰＷＭ駆動信号を停止する時間は、マイコン５０による系統電圧Ｖａｃのサンプリング周期より長くしておくことで、マイコン５０のＣＰＵの負担を大幅に増加させずにサンプリング抜けを防止できる。
　高速パルス制御回路１５の具体的構成としては、既存のＣＰＵ基板などに外付けする構成でもよいし、ＣＰＵ基板に一体化してもよい。
　また、上述したようなアナログ回路による構築に限らず、ＦＰＧＡなどを用いてもよい。その場合、機能としては通常のマイコン外に高速パルス制御を有するが、素子としてはＦＰＧＡが一部組み込まれたマイコンとして一体であってもよい。また、マイコンは演算処理素子の一例であり、例えばＤＳＰなどであってもよい。
　１．３　評価結果
　図５はインバータ１０Ａの高速パルス制御回路１５の動作確認結果を例示する波形図である。図６は遅延時間の設計値および実測値を示す表である。
　図５に示すように、出力コイル電流Ｉがコンパレータ１５ａの閾値に到達すると、コンパレータ１５ａの出力がＨｉｇｈとなり、その後にマルチバイブレータ１５ｃの出力がＮＯＴゲート１５ｄで反転された出力がＬｏｗになっていることが確認できる。
　その結果、出力コイル電流Ｉが低下して、過電流の発生が抑制できていることも確認できる。
　また、この時の応答性を確認したところ、図６に示すように、約１．７μｓと十分に高速に反応できている。
　図７は高速パルス制御回路１５を追加した場合の過電流抑制の結果を、サンプル数を増やして確認したグラフである。なお、位相急変試験の条件は図１６に示した条件と同じである。
　図７に示すように、従来のインバータ１０（図１７参照）によるサンプル（試験Ｎｏ．１～１１）では、位相急変の結果、最大で約３５０Ａの過電流が発生していた。
　しかし、高速パルス制御回路１５を追加したインバータ１０Ａによるサンプル（試験Ｎｏ．Ａ１～Ａ３）では、最大でも約７８Ａ（コンパレータ１５ａ閾値：７５Ａ）に過電流が抑制されていることが確認された。
　＜第２実施形態＞
　２．１　第１実施形態の残存課題
　上述した第１実施形態の高速パルス制御回路１５による高速パルス制御処理を追加した場合、過電流を抑制することは可能であるが、マイコン５０から出力されるＰＷＭ駆動信号をマイコン５０とは別に強制的に制御しているため、マイコン５０が電力系統Ｐの状態が変化したことを認識するまでの期間は誤ったＰＷＭ制御を継続することとなり、結果として再び高速パルス制御処理が連続で動作してしまう（チャタリング）場合がある。
　図８は第１実施形態の高速パルス制御回路１５によって高速パルス制御処理が連続で動作した場合を例示する波形図である。なお、このときの条件は、出力電力が４．８ｋＷ、投入位相が４５°、急変位相が＋４１°、位相後電圧が１０４Ｖｒｍｓである。図９は第１実施形態の高速パルス制御回路１５によって高速パルス制御処理が系統周波数の２周期程度継続した場合を例示する波形図である。
　図８に示すように、出力コイル電流Ｉが一定期間、断続的になることが確認されている。条件によっては、図９に示すように、断続動作が系統周波数の２周期程度継続する場合もある。
　ところで、系統連系インバータにおいては、軽微な系統の変動に対しては動作を継続しなければならないという事故時運転継続（ＦＲＴ:Fault Ride Through）規定が存在しており、上記のような出力の断続現象が多数のパワーコンディショナ１００Ａで同時に発生すると、系統電圧Ｖａｃの不安定化を引き起こす可能性があるため、望ましくない。
　２．２　概略構成
　そこで、上記のようなチャタリングを回避しつつ、早急に適切な制御に復帰する機能を設けたものを第２実施形態として以下で説明する。
　図１０は本発明の第２実施形態に係るインバータ１０Ｂを含むパワーコンディショナ１００Ｂの構成を示す概略図である。なお、第１実施形態と同じ構成部材には同じ参照符号を付し、以下では主として相違点について説明する。
　図１０に示すように、このパワーコンディショナ１００Ｂでは、第１実施形態のパワーコンディショナ１００Ａの構成に加えて、高速パルス制御回路１５でマルチバイブレータ１５ｃが動作したことを示す信号がマイコン５０Ａへ入力されるとともに、系統電圧Ｖａｃがマイコン５０Ａで監視できるように接続されている。なお、マイコン５０Ａは、第１実施形態のマイコン５０とハードウェア構成は同一であるが、組み込まれている制御ソフトウェアの内容が一部異なる。
　高速パルス制御回路１５でマルチバイブレータ１５ｃが動作すると、マイコン５０Ａは、その後の系統電圧Ｖａｃ情報によってＰＷＭ制御の初期状態、すなわち次に動作させるべきスイッチング素子とＰＷＭ制御のパルス幅を決定するとともに、ＰＬＬ（Phase Locked Loop：位相同期回路）の位相情報の追従を加速する。また、ＰＷＭ制御のパルス幅の増減は緩やかに実施する（ソフトスタート）。
　特にインバータ１０Ｂにおいて、高速パルス制御回路１５によるＰＷＭ駆動信号の制御が作動したということは、電力系統Ｐ側で急変があったことが想定されるため、その後の系統電圧Ｖａｃからマイコン５０Ａの適切な動作を改めて求めることで、スムーズな復帰が可能となる。
　２．３　ＰＷＭ駆動信号の停止後のスイッチング動作
　図１１は位相急変後に適切な対策を行った場合のインバータ１０の各部状態を示す説明図である。図１２はＰＷＭ駆動信号の停止後の次に動作させるべきスイッチング素子を例示する表である。
　例えば、ある時点でのＤＣバス電圧（スイッチング回路１１の入力側電圧）をＶｄｃ, 系統電圧をＶａｃとした場合、ΔＴ期間中に流れる電流ΔＩは 、Ｖｄｃ－Ｖａｃ＝Ｌ・ΔＩ／ΔＴ　となる。
　通常はΔＩが過剰に流れないようにパルス幅ΔＴを適切に調整しているが、系統電圧Ｖａｃが急変するとΔＴを速やかに変更しないとΔＩが過剰に流れる。
　しかし、一般的にパルス幅ΔＴはＰＩ制御（比例積分制御）で緩やかに変化するように設計されているため、系統急変への追従が遅れて復帰の際に再び過電流が発生する可能性がある。
　そこで、パルス停止後に取得した瞬時電圧情報を元に
　　　　ΔＴ＜Ｌ・Ｉｍａｘ／（Ｖｄｃ－Ｖａｃ）
と制限を設けてパルス幅を設定することで、過電流の発生を事前に防ぐことが可能である。なお、このときのＩｍａｘは、定格動作時のピーク電流値などが望ましい。
　例えば、パルス停止後に取得した系統電圧Ｖａｃをもとにその正負から動作させるスイッチを図１２に示した表のように決定することで系統位相に適したスイッチング動作を行うことが考えられる。
　２．４　ＰＷＭ駆動信号の停止後のＰＬＬ追従加速
　系統連系インバータにおいて、系統電圧ＶａｃはＰＬＬによる系統の位相計算に用いられる。一般的にはノイズ等の影響を緩和するため、ＰＬＬ内にＰＩ制御が含まれており、系統電圧Ｖａｃが急変しても位相は緩やかに変化する。
　しかし、系統側に位相急変が発生した場合は逆に系統位相に早急に追従する必要があるため、Ｉゲイン（積分ゲイン）を一旦リセット（初期化）することでパルス停止後、速やかに適切な位相へ追従することが可能である。
　２．５　評価結果
　図１３はインバータ１０Ｂの動作確認結果を例示する波形図である。なお、このときの条件も、出力電力が４．８ｋＷ、投入位相が４５°、急変位相が＋４１°、位相後電圧が１０４Ｖｒｍｓである。
　図１３に示すように、パルス停止が発動した後に電流は徐々に増加していき、過電流が再度流れてチャタリングが発生するという課題が解消されていることが確認できる。
　２．６　処理フロー
　図１４はインバータ１０Ｂにおける概略処理を示すフローチャートである。なお、点線に囲まれたステップＳ１１～Ｓ１４はマイコン５０側の処理であり、それ以外のステップＳ１～Ｓ５は高速パルス制御回路１５側の処理である。
　図１４に示すように、高速パルス制御回路１５は、通常動作をしているときに（ステップＳ１）、電流検出センサ１４によって検出された検出電流ＯＵＴ１を閾値と比較し（ステップＳ２）、過電流を検出しなければステップＳ１に戻って通常動作を続ける。
　過電流を検出すると（ステップＳ２でＹｅｓ）、マイコン５０からインバータ１０ＡへのＰＷＭ駆動信号の供給を直ちに停止する（ステップＳ３）。
　その後、一定時間が経過するのを待って（ステップＳ４）、マイコン５０からインバータ１０ＡへのＰＷＭ駆動信号の供給を再開する（ステップＳ５）。
　一方、マイコン５０側では、ステップＳ３でＰＷＭ駆動信号の供給が停止されたことを認識すると（ステップＳ１１）、その後に取得した系統電圧Ｖａｃをもとにその正負から動作させるスイッチおよびパルス幅を決定する（ステップＳ１２）。さらに、ＰＬＬのＩゲイン（積分ゲイン）をリセットする（ステップＳ１３）。
　ステップＳ５でＰＷＭ駆動信号の供給が再開されるとき、パルス幅の増減を緩やかに行うソフトスタートとする（ステップＳ１４）。
　以上で説明した各実施形態およびその変形例などの各構成は、阻害要因などが特に無い限り、相互に組み合わせてもよい。
　なお、本発明は、その主旨または主要な特徴から逸脱することなく、他のいろいろな形で実施することができる。そのため、上述の各実施形態や各実施例はあらゆる点で単なる例示にすぎず、限定的に解釈してはならない。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示すものであって、明細書本文にはなんら拘束されない。さらに、特許請求の範囲の均等範囲に属する変形や変更は、全て本発明の範囲内のものである。
　この出願は、日本で２０１６年３月１１日に出願された特願２０１６－０４８２１８号に基づく優先権を請求する。その内容はこれに言及することにより、本出願に組み込まれるものである。また、本明細書に引用された文献は、これに言及することにより、その全部が具体的に組み込まれるものである。
１０、１０Ａ、１０Ｂ
　　　　　　インバータ
１１　　　　スイッチング回路
１２　　　　短絡回路
１３　　　　フィルタ回路
１４　　　　電流検出センサ
１５　　　　高速パルス制御回路（第１制御部）
２０　　　　ＤＣ／ＤＣコンバータ
３０　　　　入力部
３１　　　　入力端子
３２　　　　ＤＣフィルタ
４０　　　　出力部
４１　　　　出力端子
４２　　　　ＡＣフィルタ
５０、５０Ａ
　　　　　　マイコン（第２制御部）
１００、１００Ａ、１００Ｂ
　　　　　　パワーコンディショナ
Ｌ１、Ｌ２　出力コイル
Ｐ　　　　　電力系統
Ｓ　　　　　太陽電池
Ｘ１、Ｘ２　出力線

Claims (12)

  1. 　系統電圧に応じて供給されるパルス信号によって各状態がそれぞれ切り替えられる複数のスイッチング素子を有し、入力される直流電圧を交流電圧に変換して複数の出力線に出力するスイッチング部と、
    　前記出力線に挿入される出力コイルを有するフィルタ部と、
    　前記出力コイルの電流を検出する電流検出部と、
    　前記電流検出部による検出電流の絶対値が閾値以上のときに、前記スイッチング部への前記パルス信号の供給を停止する第１制御部と
    を備えることを特徴とするインバータ装置。
  2. 　請求項１に記載のインバータ装置において、
    　前記第１制御部は、
    　前記検出電流の絶対値が前記閾値以上になったときに不安定状態となって一定時間後に安定状態に戻る単安定マルチバイブレータを有するとともに、
    　この単安定マルチバイブレータが不安定状態となっている間、前記スイッチング部への前記パルス信号の供給を一時的に停止するように構成されていることを特徴とするインバータ装置。
  3. 　請求項２に記載のインバータ装置において、
    　前記第１制御部は、コンパレータおよび論理ゲートを含むアナログ回路で構成されていることを特徴とするインバータ装置。
  4. 　請求項１に記載のインバータ装置において、
    　前記パルス信号を供給する第２制御部をさらに備え、
    　この第２制御部は、
    　前記第１制御部が前記スイッチング部への前記パルス信号の供給を停止したことを認識できるように前記第１制御部と接続されるとともに、前記系統電圧が監視できるように接続されていることを特徴とするインバータ装置。
  5. 　請求項２または３に記載のインバータ装置において、
    　前記パルス信号を供給する第２制御部をさらに備え、
    　この第２制御部は、
    　前記第１制御部が前記スイッチング部への前記パルス信号の供給を停止したことを認識できるように前記第１制御部と接続されるとともに、前記系統電圧が監視できるように接続されていることを特徴とするインバータ装置。
  6. 　請求項５に記載のインバータ装置において、
    　前記単安定マルチバイブレータの前記一定時間は、前記第２制御部によるサンプリング周期より長いことを特徴とするインバータ装置。
  7. 　請求項４～６のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    　前記第２制御部は、前記パルス信号の供給が再開されるとき、前記系統電圧に基づいて前記パルス信号の初期状態を決定することを特徴とするインバータ装置。
  8. 　請求項７に記載のインバータ装置において、
    　前記パルス信号の前記初期状態とは、次に動作すべき前記スイッチング素子とパルス信号幅であることを特徴とするインバータ装置。
  9. 　請求項８に記載のインバータ装置において、
    　前記第２制御部は、前記パルス信号幅の増減を緩やかに実施することを特徴とするインバータ装置。
  10. 　請求項８または９に記載のインバータ装置において、
    　前記パルス信号幅をΔＴ、前記出力コイルのインダクタンスをＬ、前記出力コイルの電流上限値をＩｍａｘ、前記直流電圧をＶｄｃ、前記系統電圧をＶａｃとした場合、次式を満たすようにΔＴを設定することを特徴とするインバータ装置。
    　　　　ΔＴ＜Ｌ・Ｉｍａｘ／（Ｖｄｃ－Ｖａｃ）
  11. 　請求項４～１０のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    　前記第２制御部は、前記パルス信号の供給が再開されるとき、前記系統電圧を用いた位相計算において比例積分制御の積分ゲインを初期化することを特徴とするインバータ装置。
  12. 　請求項４～１１のいずれか１項に記載のインバータ装置において、
    　前記第２制御部は、前記パルス信号をパルス幅変調によって制御することを特徴とするインバータ装置。
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