JP6816307B1 - 電源装置および交流電源の異常検出方法 - Google Patents

Abstract

スイッチ（１０）は、交流電源（１）および負荷（２）の間に接続される。制御装置（４０）は、スイッチ（１０）のオン時、交流電源（１）から供給される三相交流電圧の瞬時値を検出することにより、交流電源（１）の異常を検出するように構成される。制御装置（４０）は、第１の時刻にて検出される三相交流電圧の瞬時値と、三相交流電圧のピーク値に対して予め設定された第１の閾値とに基づいて、第１の時刻と所定の時間差を有する第２の時刻における三相交流電圧の瞬時値に対する第２の閾値を推定する。制御装置（４０）は、推定された第２の閾値と、第２の時刻にて検出される三相交流電圧の瞬時値とを比較することにより、交流電源（１）の異常を検出する。制御装置（４０）は、交流電源（１）の異常が検出された場合、スイッチ（１０）をオフさせる。

Description

この発明は、電源装置および交流電源の異常検出方法に関する。

特開平５−１３７２７７号公報（特許文献１）には、交流入力電源の電圧低下を検出する停電検出制御回路を有する無停電電源装置が開示される。停電検出制御回路は、交流入力電圧の実効値が定格電圧（１００％）よりも低い停電検出レベル（たとえば８５％）以下となったときに、交流入力電源の電圧低下を検出するように構成される。特許文献１では、交流入力電源の電圧低下が検出されると、インバータ装置は、蓄電池の直流電力を交流電力に変換して負荷に供給する。

特開平５−１３７２７７号公報

特許文献１に記載される停電検出制御回路においては、交流入力電圧に急峻な電圧変動が生じた場合、電圧変動後に交流入力電圧のピーク値が低下し、それに伴って交流入力電圧の実効値も低下する。そのため、交流入力電圧の変動が生じたタイミングから交流入力電圧の実効値が停電検出レベル以下となるタイミングまでに時間差が生じてしまう。これによると、蓄電池の直流電力がインバータ装置によって交流電力に変換されて負荷に供給されるまでの期間中、負荷への供給電圧が一時的に低下してしまうおそれが懸念される。

この発明はこのような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、交流電源の異常を迅速に検出することができる電源装置および交流電源の異常検出方法を提供することである。

この発明のある局面によれば、電源装置は、交流電源および負荷の間に接続されるスイッチと、スイッチのオンオフを制御する制御装置とを備える。制御装置は、異常検出部と、スイッチ制御部とを含む。異常検出部は、スイッチのオン時、交流電源から供給される三相交流電圧の瞬時値を検出することにより、交流電源の異常を検出するように構成される。スイッチ制御部は、交流電源の異常が検出された場合、スイッチをオフさせるように構成される。異常検出部は、第１の時刻にて検出される三相交流電圧の瞬時値と、三相交流電圧のピーク値に対して予め設定された第１の閾値とに基づいて、第１の時刻と所定の時間差を有する第２の時刻における三相交流電圧の瞬時値に対する第２の閾値を推定する。異常検出部は、推定された第２の閾値と、第２の時刻にて検出される三相交流電圧の瞬時値とを比較することにより、交流電源の異常を検出する。

この発明によれば、交流電源の異常を迅速に検出することができる電源装置および交流電源の異常検出方法を提供することができる。

実施の形態による電源装置の構成例を示す回路ブロック図である。 比較例に係る異常検出方法を説明するための図である。 本実施の形態による異常検出方法を説明するための図である。 時間差ｄｔの設定方法を説明するための図である。 本実施の形態による異常検出方法を説明するための図である。 制御装置の機能的構成を概略的に示す図である。 制御装置により実行される制御処理の手順を示すフローチャートである。 実施の形態による電源装置の他の構成例を示す回路ブロック図である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

（無停電電源装置の構成）
図１は、実施の形態による電源装置の構成例を示す回路ブロック図である。この電源装置は、三相交流電力を負荷に供給するものであるが、図面および説明の簡単化のため、図１では一相に関連する部分のみが示されている。また、このような電源装置は、瞬低補償装置とも呼ばれる。

図１を参照して、瞬低補償装置５は、交流入力端子Ｔ１、交流出力端子Ｔ２、スイッチ１０、電流検出器ＣＴ、インバータ（双方向コンバータ）２０、バッテリ３０、および制御装置４０を備える。交流入力端子Ｔ１は、交流電源１から商用周波数の交流電圧ＶＩを受ける。交流電圧ＶＩの瞬時値は、制御装置４０によって検出される。制御装置４０は、交流電圧ＶＩの瞬時値に基づいて、交流電源１から交流電圧ＶＩが正常に供給されているか否かを判定する。制御装置４０は、後述する方法によって、交流電圧ＶＩの瞬時値に基づいて、交流電源１の瞬時電圧低下および過電圧を検出する。なお、本願明細書において、交流電源１の瞬時電圧低下は、交流電源１の停電を含む。

交流出力端子Ｔ２は、負荷２に接続される。負荷２は、無停電電源装置から供給される交流電力によって駆動される。交流出力端子Ｔ２に現れる交流電圧ＶＯの瞬時値は、制御装置４０によって検出される。

スイッチ１０の一方端子１０ａは交流入力端子Ｔ１に接続され、他方端子１０ｂは交流出力端子Ｔ２に接続される。スイッチ１０は、たとえば、一方端子１０ａおよび他方端子１０ｂの間に逆並列に接続されるサイリスタ１１，１２を有するサイリスタスイッチである。交流電源１から交流電圧ＶＩが正常に供給されている場合（交流電源１の健全時）には、スイッチ１０はオン状態にされる。交流電源１から交流電圧ＶＩが正常に供給されなくなった場合（交流電源１の瞬時電圧低下または過電圧の発生時）には、スイッチ１０はオフされる。

スイッチ１０は、制御装置４０によって制御される。具体的には、サイリスタ１１，１２は、制御装置４０から入力されるゲート信号に応答してオン（導通）される。そして、オンされたサイリスタ１１，１２は、ゲート信号が遮断された状態において、交流電圧ＶＩがゼロクロスするのに応じてオフ（遮断）される。

電流検出器ＣＴは、スイッチ１０の他方端子１０ｂから交流出力端子Ｔ２に流れる交流電流（負荷電流）ＩＯの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号を制御装置４０に与える。

インバータ２０は、スイッチ１０の他方端子１０ｂとバッテリ３０との間に接続され、制御装置４０によって制御される。インバータ２０は、半導体スイッチング素子により構成される。半導体スイッチング素子としては、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられる。また、半導体スイッチング素子の制御方式として、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を適用することができる。

インバータ２０は、交流電源１の健全時には、交流電源１からスイッチ１０を介して供給される交流電力を直流電力に変換してバッテリ３０に蓄える。このとき制御装置４０は、バッテリ３０の端子間電圧ＶＢが参照電圧ＶＢｒになるようにインバータ２０を制御する。なお、バッテリ３０の代わりにコンデンサがインバータ２０に接続されていてもよい。バッテリ３０は「電力貯蔵装置」の一実施例に対応する。

また、インバータ２０は、交流電源１の異常時（瞬時電圧低下または過電圧の発生時）には、バッテリ３０の直流電力を商用周波数の交流電力に変換して負荷２に供給する。このとき制御装置４０は、交流電圧ＶＯおよび交流電流ＩＯに基づき、交流電圧ＶＯが参照電圧ＶＯｒになるようにインバータ２０を制御する。制御装置４０は、バッテリ３０の端子間電圧ＶＢが低下して下限電圧に到達した場合には、インバータ２０の運転を停止させる。

制御装置４０は、たとえばマイクロコンピュータなどで構成することができる。一例として、制御装置４０は、図示しないメモリおよびＣＰＵ（Central Processing Unit）を内蔵し、メモリに予め格納されたプログラムをＣＰＵが実行することによるソフトウェア処理によって、後述する異常検出を含む制御動作を実行することができる。あるいは、当該制御動作の一部または全部について、ソフトウェア処理に代えて、内蔵された専用の電子回路などを用いたハードウェア処理によって実現することも可能である。

次に、無停電電源装置の動作について説明する。
交流電源１の健全時には、スイッチ１０がオンされ、交流電源１からスイッチ１０を介して負荷２に交流電力が供給され、負荷２が運転される。また、交流電源１からスイッチ１０を介してインバータ２０に交流電力が供給され、その交流電力が直流電力に変換されてバッテリ３０に蓄えられる。

一方、交流電源１の異常時（瞬時電圧低下または過電圧の発生時）には、スイッチ１０が瞬時にオフされるとともに、バッテリ３０の直流電力がインバータ２０によって交流電力に変換されて負荷２に供給される。したがって、交流電源１の異常が発生した場合でも、バッテリ３０に直流電力が蓄えられている期間は、負荷２の運転を継続することができる。

（交流電源の異常検出方法）
次に、交流電源１の異常を検出する方法について説明する。最初に、図２を用いて、比較例による異常検出方法とその課題について説明する。比較例による異常検出方法の一態様として、交流電源１の過電圧を検出する方法を説明する。

（比較例による異常検出方法）
図２は、比較例に係る異常検出方法を説明するための図である。図２（Ａ）には、交流電源１から供給される交流電圧ＶＩ（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）の波形が示される。図２（Ｂ）には、図２（Ａ）に示される交流電圧ＶＩを全波整流した値Ｖｐの波形が示される。

図２（Ａ）に示されるように、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗの波形は互いに１２０°ずつずれている。図２（Ｂ）に示される全波整流値Ｖｐは、各相電圧のピーク値の大きさによって決まる。

ここで、時刻ｔ１にて交流電源１に過電圧が生じた場合を想定する。図２（Ａ）では、時刻ｔ１にてＵ相電圧ＶｕおよびＶ相電圧Ｖｖに急峻な変動が生じている。時刻ｔ１以降、各相電圧のピーク値が増加することにより、全波整流値Ｖｐも増加している。

図２（Ｃ）は、時刻ｔ１付近の交流電圧ＶＩの波形を拡大した図であり、図２（Ｄ）は、時刻ｔ１付近の全波整流値の波形を拡大した図である。比較例に係る異常検出方法は、交流電圧ＶＩの全波整流値Ｖｐに基づいて、交流電源１の過電圧を検出するように構成される。

具体的には、図２（Ｄ）に示すように、全波整流値Ｖｐには、過電圧を検出するための閾値ＶｔｈＨが予め設定されている。交流電圧ＶＩの全波整流値Ｖｐがこの閾値ＶｔｈＨを超えた場合、交流電源１に過電圧が生じたと判定される。図２（Ｄ）の例では、時刻ｔ１より後の時刻ｔ２にて、全波整流値Ｖｐが閾値ＶｔｈＨを超えたことにより、過電圧が検出される。

このように、比較例に係る異常検出方法では、交流電圧ＶＩが急峻に変動したタイミング（時刻ｔ１）から交流電圧ＶＩの全波整流値Ｖｐが閾値ＶｔｈＨを超えるタイミング（時刻ｔ２）までには時間差が生じる。この時間差は、最大で交流電圧ＶＩの１／６周期に相当する長さとなり得る。交流電圧ＶＩの１／６周期は、全波整流値Ｖｐが最小値から最大値まで変化するのにかかる時間に値する。

なお、過電圧検出用の閾値ＶｔｈＨをより低い値に設定すれば、全波整流値Ｖｐが閾値ＶｔｈＨを超えるタイミングが早められるため、この時間差を短くすることができる。ただし、閾値ＶｔｈＨを低下させることによって、ノイズによる瞬間的な電圧上昇を誤って過電圧と判定してしまう弊害が懸念される。

図２（Ｄ）では、時刻ｔ２にて過電圧が検出されると、スイッチ１０のサイリスタ１１，１２に入力されるゲート信号が遮断される。サイリスタ１１，１２は、ゲート信号が遮断されると、交流電圧ＶＩがゼロクロスするタイミングでオフされる。すなわち、ゲート信号が遮断されるタイミングから遅れてスイッチ１０がオフされることになる。これによると、ゲート信号が遮断されるタイミングでの交流電圧ＶＩの位相によっては、交流電圧ＶＩが急峻に変動したタイミング（時刻ｔ１）から実際にスイッチ１０がオフされるタイミングまでの時間差が拡大される場合が起こり得る。この場合、スイッチ１０がオフされるまでの期間中、負荷２に過電圧が印加されてしまうおそれが懸念される。

したがって、負荷２に過電圧が印加されることを防止するためには、交流電圧ＶＩが急峻に変動したタイミング（時刻ｔ１）からスイッチ１０がオフされるタイミングまでの時間差を縮めることが必要となる。

本実施の形態では、比較例による異常検出方法に比べて、過電圧を検出するタイミングを早めることができる異常検出方法を提案する。これによれば、交流電圧ＶＩが急峻に変動したタイミングから過電圧を検出するタイミングまでの時間差を縮めることができるため、結果的に交流電圧ＶＩが急峻に変動したタイミングからスイッチ１０がオフされるタイミングまでの時間差を縮めることができる。よって、負荷２に過電圧が印加される可能性を低減することができる。

（本実施の形態による過電圧検出方法）
図３は、本実施の形態による異常検出方法を説明するための図である。図３を用いて、本実施の形態による異常検出方法の一態様として、交流電源１の過電圧を検出する方法について説明する。

図３（Ａ）には、制御装置４０によって検出される交流電圧ＶＩのうちのＵ相電圧Ｖｕの波形が示される。図示は省略するが、Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗの波形は、Ｕ相電圧Ｖｕの波形に対して１２０°ずれている。

Ｕ相電圧Ｖｕは、図３（Ａ）中に太実線Ｌ１で示されている。図３（Ａ）の例では、Ｕ相電圧Ｖｕには、時刻ｔ０付近にて急峻な変動が生じている。変動直前の時刻ｔ０でのＵ相電圧ＶｕをＶｕ０とし、変動直後の時刻ｔ１でのＵ相電圧ＶｕをＶｕ１とする。時刻ｔ１は、時刻ｔ０との間に時間差ｄｔを有する（ｔ１＝ｔ０＋ｄｔ）。

図３（Ａ）には、さらに、ピーク値が互いに異なる３種類の波形ｋ１〜ｋ３が示されている。波形ｋ１は、交流電源１の健全時におけるＵ相電圧Ｖｕの波形を表している。波形ｋ２は、ピーク値が閾値ＶｔｈＨに等しいときのＵ相電圧Ｖｕの波形を表している。波形ｋ３は、交流電源１の異常時（すなわち、電圧変動の発生後）におけるＵ相電圧Ｖｕの波形を表している。太実線Ｌ１で示されるＵ相電圧Ｖｕは、時刻ｔ０以前（電圧変動の発生前）には波形ｋ１に沿って変化しているが、時刻ｔ１以降（電圧変動の発生後）には波形ｋ３に沿って変化している。

図３（Ｂ）には、交流電圧ＶＩのピーク値Ｖｐの波形が示されている。ピーク値Ｖｐは、たとえば、交流電圧ＶＩを全波整流することにより算出することができる。あるいは、ピーク値Ｖｐは、交流電圧ＶＩを移動平均することにより算出することができる。

図３（Ｂ）に示すように、ピーク値Ｖｐは、電圧変動直前の時刻ｔ０（すなわち、交流電源１の健全時）では、閾値ＶｔｈＨよりも小さい値Ｖ０を示している（Ｖ０＜ＶｔｈＨ）。電圧変動直後の時刻ｔ１以降、ピーク値Ｖｐは次第に増加し、時刻ｔ１より後の時刻ｔ２において、ピーク値Ｖｐは閾値ＶｔｈＨを超えている。なお、図２に示した比較例による異常検出方法によれば、ピーク値Ｖｐが閾値ＶｔｈＨを超えた時刻ｔ２にて、過電圧が検出されることになる。

本実施の形態による異常検出方法は、概念的には、時刻ｔ０直後に電圧変動が発生した場合を仮定し、電圧変動直後の時刻ｔ１におけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値に対する閾値Ｖｕｔｈ１を推定するように構成される。この閾値Ｖｕｔｈ１は、ピーク値Ｖｐが閾値ＶｔｈＨに等しいときのＵ相電圧Ｖｕの波形ｋ２上に位置している。すなわち、Ｕ相電圧Ｖｕの瞬時値が波形ｋ１上を時間的に変化すると、Ｕ相電圧Ｖｕの瞬時値の閾値Ｖｕｔｈ１も波形ｋ２上を時間的に変化することになる。

本実施の形態による異常検出方法は、上記構成において、時刻ｔ１におけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値Ｖｕ１が閾値Ｖｕｔｈ１を超えている場合に、過電圧を検出するように構成される。図３（Ａ）の例では、時刻ｔ１でのＵ相電圧Ｖｕの瞬時値Ｖｕ１は、閾値Ｖｕｔｈ１を超えている（Ｖｕ１＞Ｖｕｔｈ１）。したがって、時刻ｔ１において過電圧が検出されることになる。これによると、交流電圧ＶＩのピーク値Ｖｐが閾値ＶｔｈＨを超えるタイミング（時刻ｔ２）に比べて、より早いタイミングで過電圧を検出することが可能となる。

なお、図示は省略するが、Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗについても、上述した方法によって、時刻ｔ１における瞬時値に対する閾値を推定することができる。そして、時刻ｔ１におけるＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗの瞬時値の少なくとも１つが閾値を超えている場合、過電圧を検出することができる。

（閾値Ｖｕｔｈ１の推定方法）
次に、過電圧検出用の閾値Ｖｕｔｈ１の推定方法について詳細に説明する。

上述したように、閾値Ｖｕｔｈ１は、ピーク値Ｖｐが閾値ＶｔｈＨに等しいＵ相電圧Ｖｕの波形ｋ２上の時刻ｔ１に該当する点である。この閾値Ｖｕｔｈ１は、時刻ｔ０におけるＵ相電圧Ｖｕの位相ωｔ０と、ピーク値Ｖｐの閾値ＶｔｈＨとを用いて推定することができる。ωは角速度である。

具体的には、時刻ｔ０におけるＵ相電圧Ｖｕの位相ωｔ０は、時刻ｔ０におけるＶ相電圧Ｖｖの瞬時値およびＷ相電圧Ｖｗの瞬時値と、時刻ｔ０での交流電圧ＶＩのピーク値Ｖ０とを用いて、以下の手法により算出することができる。

交流電源１から供給される交流電圧ＶＩ（Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）は、次式（１）〜（３）で与えられる。
Ｖｕ＝Ｖ０×ｓｉｎ（ωｔ） （１）
Ｖｖ＝Ｖ０×ｓｉｎ（ωｔ＋１２０°） （２）
Ｖｗ＝Ｖ０×ｓｉｎ（ωｔ＋２４０°） （３）
式（２），（３）によると、Ｖ相電圧ＶｖとＷ相電圧Ｖｗとの関係は次式（４）で与えられる。
Ｖｖ−Ｖｗ＝√３×Ｖ_０×ｃｏｓ（ωｔ） （４）
この式（４）を変形することにより、Ｕ相電圧Ｖｕの位相ωｔは、次式（５）で示すように、Ｖｖ，Ｖｗ，Ｖ０の関数で表すことができる。
ωｔ＝ａｒｃｃｏｓ｛（Ｖｖ−Ｖｗ）／√３×Ｖ０｝ （５）
式（５）によると、時刻ｔ０におけるＵ相電圧Ｖｕの位相ωｔ０は、時刻ｔ０でのＶ相電圧Ｖｖの瞬時値およびＷ相電圧Ｖｗの瞬時値と、時刻ｔ０でのピーク値Ｖ０とに基づいて算出することができる。

そして、この時刻ｔ０における位相ωｔ０を用いて、時刻ｔ１（＝ｔ０＋ｄｔ）におけるＵ相電圧Ｖｕの位相ω（ｔ０＋ｄｔ）を算出する。算出した位相ω（ｔ０＋ｄｔ）と、ピーク値Ｖｐの閾値ＶｔｈＨとを式（１）に代入することにより、時刻ｔ１におけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値の閾値Ｖｕｔｈ１を算出することができる。すなわち、時刻ｔ１における閾値Ｖｕｔｈ１は、次式（６）で与えられる。
Ｖｕｔｈ１＝ＶｔｈＨ×ｓｉｎ｛ω（ｔ０＋ｄｔ）｝ （６）
式（６）で与えられる閾値Ｖｕｔｈ１と、時刻ｔ１にて検出されるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値Ｖｕ１とを比較し、瞬時値Ｖｕ１が閾値Ｖｕｔｈ１を超えている場合、過電圧を検出することができる。

（時間差ｄｔの設定方法）
上述したように、本実施の形態による異常検出方法は、時刻ｔ０にて、時刻ｔ１におけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値に対する閾値Ｖｕｔｈ１を推定するように構成される。この異常検出方法を用いて交流電圧ＶＩの急峻な変動を検出するためには、電圧変動の直前の時刻ｔ０と電圧変動の直後の時刻ｔ１との時間差ｄｔをどのような大きさとするかが重要となる。

以下、図４を用いて、時間差ｄｔの決め方について説明する。
図４は、図３と同じであり、Ｕ相電圧Ｖｕの波形（図４（Ａ））と、交流電圧ＶＩのピーク値Ｖｐの波形（図４（Ｂ））とを示している。

過電圧を検出するためには、時刻ｔ１におけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値Ｖｕ１が、時刻ｔ１における閾値Ｖｕｔｈ１を超えているか否かが判定される。この閾値Ｖｕｔｈ１をどのタイミングでのＶ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗの瞬時値ならびにピーク値Ｖｐを用いて算出すればよいか、すなわち、どのタイミングを電圧変動直前の時刻ｔ０に設定すべきかを考慮する必要がある。

具体的には、時刻ｔ１にて瞬時値Ｖｕ１が閾値Ｖｕｔｈ１を超えているか否かを正確に判定するためには、実際に電圧変動が生じてからＵ相電圧Ｖｕの瞬時値Ｖｕ１が閾値Ｖｕｔｈ１を超えるのに要する時間（図中のｄｔｒに相当）に比べて、時刻ｔ０および時刻ｔ１間の時間差ｄｔを長くする必要がある。これは、時間差ｄｔがｄｔｒよりも短くした場合には、時刻ｔ０では既に電圧変動が始まっているため、変動中のＶ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗの瞬時値およびピーク値を用いてＵ相電圧Ｖｕの位相ωｔ０を算出することになるためである。この場合、正確な位相ωｔ０を算出することができないため、閾値Ｖｕｔｈ１を精度良く算出することが困難となる。

図２に示した比較例による異常検出方法では、交流電圧ＶＩが急峻に変動したタイミングから最大で交流電圧ＶＩの１／６周期に相当する時間差で、過電圧が検出される。なお、交流電圧ＶＩの１／６周期は、交流電圧ＶＩの全波整流値が最小値から最大値に変化するのにかかる時間に値する。

本実施の形態による異常検出方法は、電圧変動の発生後に全波整流値が閾値ＶｔｈＨに達するタイミングよりも早いタイミングで過電圧を検出することを目的としている。そのため、実際にＵ相電圧Ｖｕに電圧変動が生じてから瞬時値Ｖｕ１が閾値Ｖｕｔｈ１を超えるのに要する時間ｄｔｒが、交流電圧ＶＩの１／６周期分よりも短い場合を想定している。言い換えれば、実際の時間ｄｔｒが交流電圧ＶＩの１／６周期分よりも長い場合には、比較例による異常検出方法で過電圧を検出しても問題がない。

これによると、図４の時間ｄｔｒは、最大で交流電圧ＶＩの１／６周期分を想定すればよいため、結果的に時間差ｄｔは交流電圧ＶＩの１／６周期分よりも長くなるように設定すればよいことになる。

（本実施の形態による瞬時電圧低下検出方法）
図５は、本実施の形態による異常検出方法を説明するための図である。図５を用いて、本実施の形態による異常検出方法の別の態様として、交流電源１の瞬時電圧低下を検出する方法について説明する。

図５（Ａ）には、制御装置４０によって検出される交流電圧ＶＩのうちのＵ相電圧Ｖｕの波形が示される。図示は省略するが、Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗの波形は、Ｕ相電圧Ｖｕの波形に対して１２０°ずれている。

Ｕ相電圧Ｖｕは、図５（Ａ）中に太実線Ｌ２で示されている。図５（Ａ）の例では、Ｕ相電圧Ｖｕには、時刻ｔ０付近にて急峻な変動（低下）が生じている。変動直前の時刻ｔ０でのＵ相電圧ＶｕをＶｕ０とし、変動直後の時刻ｔ１でのＵ相電圧ＶｕをＶｕ１とする。時刻ｔ１は、時刻ｔ０との間に時間差ｄｔを有する（ｔ１＝ｔ０＋ｄｔ）。

図５（Ａ）には、さらに、ピーク値が互いに異なる３種類の波形ｋ１，ｋ４，ｋ５が示されている。波形ｋ１は、交流電源１の健全時におけるＵ相電圧Ｖｕの波形を表している。波形ｋ４は、ピーク値が電圧低下検出用の閾値ＶｔｈＬに等しいときのＵ相電圧Ｖｕの波形を表している。波形ｋ５は、交流電源１の異常時（すなわち、電圧変動の発生後）におけるＵ相電圧Ｖｕの波形を表している。太実線Ｌ１で示されるＵ相電圧Ｖｕは、時刻ｔ０以前（電圧変動の発生前）には波形ｋ１に沿って変化しているが、時刻ｔ１以降（電圧変動の発生後）には波形ｋ５に沿って変化している。

図５（Ｂ）には、交流電圧ＶＩのピーク値Ｖｐの波形が示されている。ピーク値Ｖｐは、電圧変動直前の時刻ｔ０では、閾値ＶｔｈＬよりも大きい値Ｖ０を示している（Ｖ０＞ＶｔｈＬ）。電圧変動直後の時刻ｔ１以降、ピーク値Ｖｐは次第に低下し、時刻ｔ１より後の時刻ｔ３において、閾値ＶｔｈＬを下回っている。なお、図２に示した比較例による異常検出方法によれば、ピーク値Ｖｐが閾値ＶｔｈＬを下回った時刻ｔ３にて、瞬時電圧低下が検出されることになる。

本実施の形態による異常検出方法は、上述したように、時刻ｔ０直後に電圧変動が発生した場合を仮定し、電圧変動直後の時刻ｔ１におけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値に対する閾値Ｖｕｔｈ２を推定するように構成される。この閾値Ｖｕｔｈ２は、ピーク値Ｖｐが閾値ＶｔｈＬに等しいときのＵ相電圧Ｖｕの波形ｋ４上に位置している。すなわち、Ｕ相電圧Ｖｕの瞬時値が波形ｋ１上を時間的に変化すると、Ｕ相電圧Ｖｕの瞬時値の閾値Ｖｕｔｈ２も波形ｋ４上を時間的に変化することになる。

本実施の形態による異常検出方法は、上記構成において、時刻ｔ１におけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値Ｖｕ１が閾値Ｖｕｔｈ２を下回っている場合に、瞬時電圧低下を検出するように構成される。図５（Ａ）の例では、時刻ｔ１でのＵ相電圧Ｖｕの瞬時値Ｖｕ１は、閾値Ｖｕｔｈ２を下回っている（Ｖｕ１＜Ｖｕｔｈ２）。したがって、時刻ｔ１において瞬時電圧低下が検出されることになる。これによると、交流電圧ＶＩのピーク値Ｖｐが閾値ＶｔｈＬを下回るタイミング（時刻ｔ３）に比べて、より早いタイミングで瞬時電圧低下を検出することが可能となる。

なお、図示は省略するが、Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗについても、上述した方法によって、時刻ｔ１における瞬時値に対する閾値を推定することができる。そして、時刻ｔ１におけるＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧ＶｖおよびＷ相電圧Ｖｗの瞬時値の少なくとも１つが閾値を下回っている場合、瞬時電圧低下を検出することができる。

以上説明したように、本実施の形態による異常電圧方法は、現在のタイミングで交流電圧ＶＩに電圧変動が発生した場合を仮定し、電圧変動直後のタイミングにおける交流電圧ＶＩの瞬時値に対する閾値Ｖｕｔｈ１，Ｖｕｔｈ２を推定し、推定した閾値Ｖｕｔｈ１，Ｖｕｔｈ２と、電圧変動直後のタイミングでの実際の交流電圧ＶＩの瞬時値とを比較することにより、交流電源１の異常を検出するように構成される。これによると、交流電圧ＶＩの全波整流値に基づいた比較例による異常検出方法に比べて、電圧変動直後のより早いタイミングで交流電源１の異常を検出することができる。

（制御装置の構成）
上述した本実施の形態による異常検出方法は、瞬低補償装置５の制御装置４０が、図示しない記憶部に記憶されているプログラムに従って動作することによって実現することができる。次に、図６を用いて、制御装置４０の機能的構成について説明する。

図６は、制御装置４０の機能的構成を概略的に示す図である。
図６を参照して、制御装置４０は、瞬時値検出部４２、ピーク値演算部４４、閾値推定部４６，４８、記憶部４９、異常検出部５２、スイッチ制御部５４、およびインバータ制御部５６を含む。

瞬時値検出部４２は、交流電源１から供給される交流電圧ＶＩ（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｗ、Ｗ相電圧Ｖｗ）の瞬時値を検出する。ピーク値演算部４４は、交流電圧ＶＩを全波整流（または移動平均）することにより、交流電圧ＶＩのピーク値Ｖｐを演算する。

閾値推定部４６は、過電圧検出用の閾値Ｖｕｔｈ１を演算する。閾値Ｖｕｔｈ１は、時刻ｔ＋ｄｔにおけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値の閾値である。具体的には、閾値推定部４６は、瞬時値検出部４２により検出されたＶ相電圧Ｖｖの瞬時値およびＷ相電圧Ｖｗの瞬時値と、ピーク値演算部４４により演算されたピーク値Ｖｐとを式（５）に代入することにより、現在のタイミング（時刻ｔとする）におけるＵ相電圧Ｖｕの位相ωｔを演算する。続いて、閾値推定部４６は、現在のタイミングから時間差ｄｔ分遅れたタイミング（時刻ｔ＋ｄｔ）におけるＵ相電圧Ｖｕの位相ω（ｔ＋ｄｔ）と、ピーク値Ｖｐの閾値ＶｔｈＨとを式（６）に代入することにより、時刻ｔ＋ｄｔにおける交流電圧ＶＩの瞬時値の閾値Ｖｕｔｈ１を演算する。

閾値推定部４６は、同様の手法を用いて、過電圧検出用の閾値Ｖｖｔｈ１，Ｖｗｔｈ１を演算する。閾値Ｖｖｔｈ１は、時刻ｔ＋ｄｔにおけるＶ相電圧Ｖｖの瞬時値の閾値である。閾値Ｖｗｔｈ１は、時刻ｔ＋ｄｔにおけるＷ相電圧Ｖｗの瞬時値の閾値である。

閾値推定部４８は、瞬時電圧低下検出用の閾値Ｖｕｔｈ２を演算する。閾値Ｖｕｔｈ２は、時刻ｔ＋ｄｔにおけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値の閾値である。具体的には、閾値推定部４８は、瞬時値検出部４２により検出されたＶ相電圧Ｖｖの瞬時値およびＷ相電圧Ｖｗの瞬時値と、ピーク値演算部４４により演算されたピーク値Ｖｐとを式（５）に代入することにより、現在のタイミング（時刻ｔ）におけるＵ相電圧Ｖｕの位相ωｔを演算する。続いて、閾値推定部４８は、現在のタイミングから時間差ｄｔ分遅れたタイミング（時刻ｔ＋ｄｔ）におけるＵ相電圧Ｖｕの位相ω（ｔ＋ｄｔ）と、ピーク値Ｖｐの閾値ＶｔｈＬとを式（６）に代入することにより、時刻ｔ＋ｄｔにおける交流電圧ＶＩの瞬時値の閾値Ｖｕｔｈ２を演算する。

閾値推定部４８は、同様の手法を用いて、瞬時電圧低下検出用の閾値Ｖｖｔｈ２，Ｖｗｔｈ２を演算する。閾値Ｖｖｔｈ２は、時刻ｔ＋ｄｔにおけるＶ相電圧Ｖｖの瞬時値の閾値である。閾値Ｖｗｔｈ２は、時刻ｔ＋ｄｔにおけるＷ相電圧Ｖｗの瞬時値の閾値である。

閾値推定部４６，４８は、それぞれ演算した閾値Ｖｕｔｈ１，Ｖｕｔｈ２を記憶部４９に格納する。閾値推定部４６，４８はさらに、閾値Ｖｖｔｈ１，Ｖｖｔｈ２，Ｖｗｔｈ１，Ｖｗｔｈ２を記憶部４９に格納する。

異常検出部５２は、瞬時値検出部４２により検出されるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値と、記憶部４９から読み出した閾値Ｖｕｔｈ１，Ｖｕｔｈ２とに基づいて、交流電源１の異常を検出する。具体的には、異常検出部５２は、瞬時値検出部４２から時刻ｔ＋ｄｔにおけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値を受けると、時刻ｔ＋ｄｔにおける閾値Ｖｕｔｈ１，Ｖｕｔｈ２とを比較する。Ｕ相電圧Ｖｕの瞬時値が閾値Ｖｕｔｈ１を超える場合、異常検出部５２は、交流電源１の過電圧を検出する。一方、Ｕ相電圧Ｖｕの瞬時値が閾値Ｖｕｔｈ２を下回る場合には、異常検出部５２は、交流電源１の瞬時電圧低下を検出する。

異常検出部５２は、同様の手法を用いて、瞬時値検出部４２により検出されるＶ相電圧Ｖｖの瞬時値と、記憶部４９から読み出した閾値Ｖｖｔｈ１，Ｖｖｔｈ２とに基づいて、交流電源１の異常を検出する。異常検出部５２は、同様の手法を用いて、瞬時値検出部４２により検出されるＷ相電圧Ｖｗの瞬時値と、記憶部４９から読み出した閾値Ｖｗｔｈ１，Ｖｗｔｈ２とに基づいて、交流電源１の異常を検出する。

異常検出部５２は、検出結果を示す信号をスイッチ制御部５４およびインバータ制御部５６へ出力する。

スイッチ制御部５４は、スイッチ１０のオンオフを制御する。具体的には、スイッチ制御部５４は、スイッチ１０を構成するサイリスタ１１，１２にゲート信号を出力する。スイッチ制御部５４は、異常検出部５２から交流電源１の異常検出を示す信号を受けると、ゲート信号を遮断する。サイリスタ１１，１２は、ゲート信号が遮断された状態において、交流電圧ＶＩがゼロクロスするのに応じてオフされる。

インバータ制御部５６は、インバータ２０を制御する。具体的には、インバータ制御部５６は、異常検出部５２から交流電源１の異常検出を示す信号を受けると、インバータ２０の運転を開始する。インバータ制御部５６は、交流電圧ＶＯおよび交流電流ＩＯに基づき、交流電圧ＶＯが参照電圧ＶＯｒになるようにインバータ２０を制御する。インバータ制御部５６は、バッテリ３０の端子間電圧ＶＢが低下して下限電圧に到達した場合には、インバータ２０の運転を停止させる。

図７は、制御装置４０により実行される制御処理の手順を示すフローチャートである。図７に示される制御処理を所定周期で制御装置４０が実行することにより、図６に示した制御装置４０の機能が実現される。図７では、代表的に、Ｕ相電圧Ｖｕの瞬時値を用いて交流電源１の異常を検出する処理が示される。

図７を参照して、制御装置４０は、ステップＳ０１により、スイッチ１０がオン状態であるか否かを判定する。スイッチ１０がオフ状態であれば（Ｓ０１にてＮＯ）、以降のステップＳ０２〜Ｓ１１の処理はスキップされる。

スイッチ１０がオン状態であれば（Ｓ０１にてＹＥＳ）、制御装置４０は、ステップＳ０２により、交流電源１から交流入力端子Ｔ１に供給される交流電圧ＶＩ（Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）の瞬時値を検出する。

制御装置４０は、ステップＳ０３にて、検出された交流電圧ＶＩのピーク値Ｖｐを算出する。制御装置４０は、交流電圧ＶＩを全波整流（または移動平均）することにより、交流電圧ＶＩのピーク値Ｖｐを演算する。

続いて、制御装置４０は、ステップＳ０４にて、ステップＳ０２で検出された交流電圧ＶＩの瞬時値およびステップＳ０３で算出されたピーク値Ｖｐに基づいて、現在のタイミング（時刻ｔとする）におけるＵ相電圧Ｖｕの位相ωｔを算出する。

制御装置４０は、ステップＳ０５により、現在のタイミングから時間差ｄｔ分遅れたタイミング（時刻ｔ＋ｄｔ）におけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値の閾値Ｖｕｔｈ１，Ｖｕｔｈ２を推定する。以下の説明では、時刻ｔ＋ｄｔにおける閾値Ｖｕｔｈ１をＶｕｔｈ１（ｔ＋ｄｔ）と表記し、時刻ｔ＋ｄｔにおける閾値Ｖｕｔｈ２をＶｕｔｈ２（ｔ＋ｄｔ）とも表記する。

制御装置４０は、ステップＳ０６により、推定した閾値Ｖｕｔｈ１（ｔ＋ｄｔ），Ｖｕｔｈ２（ｄ＋ｄｔ）を記憶部４９（図６参照）に格納する。

制御装置４０は、現在のタイミング（時刻ｔ）における交流電圧ＶＩの瞬時値に基づいて、交流電源１の異常を検出する。

具体的には、最初に、制御装置４０は、ステップＳ０７により、現在のタイミング（時刻ｔ）におけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値の閾値Ｖｕｔｈ１，Ｖｕｔｈ２を記憶部４９から読み出す。以下の説明では、時刻ｔにおける閾値Ｖｕｔｈ１をＶｕｔｈ１（ｔ）と表記し、時刻ｔにおける閾値Ｖｕｔｈ２をＶｕｔｈ２（ｔ）とも表記する。閾値Ｖｕｔｈ１（ｔ），Ｖｕｔｈ２（ｔ）は、時刻ｔよりも時間差ｄｔ分遡ったタイミング（時刻ｔ−ｄｔ）において、そのタイミングでの交流電圧ＶＩの瞬時値を用いて推定され、記憶部４９に格納されたものである。

制御装置４０は、ステップＳ０８にて、現在のタイミング（時刻ｔ）におけるＵ相電圧の瞬時値Ｖｕ（ｔ）と、時刻ｔにおけるＵ相電圧Ｖｕの瞬時値Ｖｕｔｈ１（ｔ）とを比較する。瞬時値Ｖｕ（ｔ）が閾値Ｖｕｔｈ１（ｔ）より大きい場合（Ｓ０８にてＹＥＳ）、制御装置４０は、ステップＳ０９により、交流電源１の過電圧を検出する。

これに対して、瞬時値Ｖｕ（ｔ）が閾値Ｖｕｔｈ１（ｔ）以下である場合（Ｓ０８にてＮＯ）、制御装置４０は、ステップＳ１０により、瞬時値Ｖｕ（ｔ）と閾値Ｖｕｔｈ２（ｔ）とを比較する。瞬時値Ｖｕ（ｔ）が閾値Ｖｕｔｈ２（ｔ）より小さい場合（Ｓ１０にてＹＥＳ）、制御装置４０は、ステップＳ１１により、交流電源１の瞬時電圧低下を検出する。瞬時値Ｖｕ（ｔ）が閾値Ｖｕｈ２（ｔ）以上である場合（Ｓ１０にてＮＯ）、制御装置４０は、交流電源１が正常であると判断して、処理を終了する。

ステップＳ０９にて交流電源１の過電圧が検出された場合、または、ステップＳ１１にて交流電源１の瞬時電圧低下が検出された場合、制御装置４０は、ステップＳ１２に進み、スイッチ１０に入力されるゲート信号を遮断する。これにより、スイッチ１０を構成するサイリスタ１１，１２は、ゲート信号が遮断された状態において、交流電圧ＶＩがゼロクロスするのに応じてオフされる。

制御装置４０は、ステップＳ１３により、インバータ２０を運転させる。これにより、バッテリ３０の直流電力がインバータ２０によって交流電力に変換されて負荷２に供給される。バッテリ３０に直流電力が蓄えられている期間は、負荷２の運転を継続することができる。

以上説明したように、本実施の形態に係る交流電源の異常検出方法によれば、交流電源のピーク値に基づいた交流電源の異常検出方法に比べて、電圧変動直後のより早いタイミングで交流電源の異常を検出することができる。これによれば、交流電源の異常を迅速に検出することで、短時間でスイッチをオフさせてインバータによる給電に切り替えることができるため、負荷に供給される交流電圧が変動することを抑制することができる。

（その他の構成例）
本実施の形態による交流電源１の異常検出方法が適用される電源装置には、図１に示した瞬低補償装置５以外に、図８に示される無停電電源装置６を含めることができる。

図８は、実施の形態による無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。この無停電電源装置６は、三相交流電力を負荷に供給するものであるが、図面および説明の簡単化のため、図１では一相に関連する部分のみが示されている。

図８を参照して、無停電電源装置６は、交流入力端子Ｔ１および交流出力端子Ｔ２を備える。交流入力端子Ｔ１は、交流電源１から商用周波数の交流電圧ＶＩを受ける。交流出力端子Ｔ２は、負荷２に接続される。交流出力端子Ｔ２に現れる交流電圧ＶＯの瞬時値は、制御装置４０によって検出される。

無停電電源装置６は、スイッチＳ１，Ｓ２、リアクトルＬ３，Ｌ４、コンデンサＣ１〜Ｃ３、コンバータ５０、双方向チョッパ６０、インバータ２０、スイッチ１０および制御装置４０をさらに備える。

スイッチＳ１およびリアクトルＬ３は、交流入力端子Ｔ１とコンバータ５０の入力ノードとの間に直列接続される。コンデンサＣ１は、スイッチＳ１およびリアクトルＬ３の間のノードＮ１に接続される。スイッチＳ１は、無停電電源装置６の使用時にオンされ、たとえば無停電電源装置６のメンテナンス時にオフされる。

ノードＮ１に現れる交流電圧ＶＩの瞬時値は、制御装置４０によって検出される。制御装置４０は、上述した異常検出方法によって、交流電圧ＶＩの瞬時値に基づいて、交流電源１の瞬時電圧低下および過電圧を検出する。

コンデンサＣ１およびリアクトルＬ３は、低域通過フィルタを構成し、交流電源１からコンバータ５０に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ５０で発生するスイッチング周波数の信号が交流電源１に伝搬することを防止する。

コンバータ５０は、制御装置４０によって制御され、交流電源１の健全時は、三相交流電力を直流電力に変換して直流ライン５５に出力する。交流電源１の異常時（瞬時電圧低下または過電圧の発生時）は、コンバータ５０の運転は停止される。

コンデンサＣ２は、直流ライン５５に接続され、直流ライン５５の電圧を平滑化させる。直流ライン５５に現れる直流電圧の瞬時値ＶＤＣは制御装置４０によって検出される。直流ライン５５は双方向チョッパ６０の高電圧側ノードに接続され、双方向チョッパ６０の低電圧側ノードはバッテリ３０に接続される。バッテリ３０の端子間電圧ＶＢの瞬時値は制御装置４０によって検出される。

双方向チョッパ６０は、制御装置４０によって制御され、交流電源１の健全時は、コンバータ５０によって生成された直流電力をバッテリ３０に蓄え、交流電源１の異常時には、バッテリ３０の直流電力を、直流ライン５５を介してインバータ２０に供給する。

インバータ２０は、制御装置４０によって制御され、コンバータ５０または双方向チョッパ６０から直流ライン５５を介して供給される直流電力を商用周波数の三相交流電力に変換して出力する。インバータ２０は、交流電源１の健全時はコンバータ５０から直流ライン５５を介して供給される直流電力を三相交流電力に変換し、交流電源１の異常時はバッテリ３０から双方向チョッパ６０を介して供給される直流電力を三相交流電力に変換する。

インバータ２０の出力ノードはリアクトルＬ４の一方端子に接続され、リアクトルＬ４の他方端子はスイッチＳ２を介して交流出力端子Ｔ２に接続される。コンデンサＣ３はリアクトルＬ４とスイッチＳ２との間のノードＮ２に接続される。リアクトルＬ４およびコンデンサＣ３は、低域通過フィルタを構成し、インバータ２０で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ２に通過させ、インバータ２０で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ２に伝搬することを防止する。

スイッチＳ２は、制御装置４０によって制御され、インバータ２０によって生成された交流電力を負荷２に供給する「インバータ給電モード」時にはオンされ、交流電源１からスイッチ１０を介して交流電力を負荷２に供給する「バイパス給電モード」時にはオフされる。

スイッチ１０は、図１の瞬低補償装置５におけるスイッチ１０と同じ構成を有する。スイッチ１０は、制御装置４０によって制御され、バイパス給電モード時にはオンされ、インバータ給電モード時にはオフされる。

制御装置４０は、無停電電源装置６がインバータ給電モードおよびバイパス給電モードを選択的に実行するように、スイッチ１０のオンオフと、コンバータ５０およびインバータ２０における電力変換とを制御するように構成される。

具体的には、バイパス給電モード中、制御装置４０は、上述した異常検出方法によって、交流電圧ＶＩの瞬時値に基づいて、交流電源１の瞬時電圧低下および過電圧を検出する。交流電源１の異常が検出されると、制御装置４０は、無停電電源装置６をバイパス給電モードからインバータ給電モードに切り替える。具体的には、制御装置４０は、スイッチ１０をオフするとともに、バッテリ３０の直流電力をインバータ２０によって交流電力に変換して負荷２に供給する。したがって、交流電源１の異常が発生した場合でも、バッテリ３０に直流電力が蓄えられている期間は、負荷２の運転を継続することができる。

図８に示す無停電電源装置６においても、バイパス給電モード中、電圧変動直後のより早いタイミングで交流電源の異常を検出することができる。これによれば、電圧変動の発生後速やかにインバータ給電モードに切り替えることができるため、負荷に供給される交流電圧が変動することを抑制することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 交流電源、２ 負荷、５ 瞬低補償装置、６ 無停電電源装置、１０，Ｓ１，Ｓ２ スイッチ、１１，１２ サイリスタ、２０ インバータ、３０ バッテリ、４０ 制御装置、４２ 瞬時値検出部、４４ ピーク値演算部、４６，４８ 閾値推定部、４９ 記憶部、５０ コンバータ、５２ 異常検出部、５４ スイッチ制御部、５５ 直流ライン、５６ インバータ制御部、６０ 双方向チョッパ、Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ、Ｌ３，Ｌ４ リアクトル。

Claims (8)

1. 交流電源および負荷の間に接続されるスイッチと、
   前記スイッチのオンオフを制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   前記スイッチのオン時、前記交流電源から供給される三相交流電圧の瞬時値を検出することにより、前記交流電源の異常を検出する異常検出部と、
   前記交流電源の異常が検出された場合、前記スイッチをオフさせるスイッチ制御部とを含み、
   前記異常検出部は、
   第１の時刻にて検出される三相交流電圧の瞬時値と、三相交流電圧のピーク値に対して予め設定された第１の閾値とに基づいて、前記第１の時刻と所定の時間差を有する第２の時刻における三相交流電圧の瞬時値に対する第２の閾値を推定し、
   推定された前記第２の閾値と、前記第２の時刻にて検出される三相交流電圧の瞬時値とを比較することにより、前記交流電源の異常を検出する、電源装置。
2. 前記第１の閾値は、前記交流電源の過電圧を検出するためのピーク値の閾値を含み、
   前記異常検出部は、前記第２の時刻にて検出される三相交流電圧の瞬時値が前記第２の閾値より大きいとき、前記交流電源の過電圧を検出する、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記第１の閾値は、前記交流電源の瞬時電圧低下を検出するためのピーク値の閾値を含み、
   前記異常検出部は、前記第２の時刻にて検出される三相交流電圧の瞬時値が前記第２の閾値より小さいとき、前記交流電源の瞬時電圧低下を検出する、請求項１に記載の電源装置。
4. 前記異常検出部は、前記第１の時刻にて検出される第１相および第２相の電圧の瞬時値と、前記第１の時刻における三相交流電圧のピーク値とに基づいて、前記第１の時刻における第３相の電圧の位相を算出し、
   前記第１の時刻における前記第３相の電圧の位相に基づいて、前記第２の時刻における前記第３相の電圧の位相を算出し、
   前記第２の時刻における前記第３相の電圧の位相と、前記第１の閾値とに基づいて、前記第２の閾値を推定する、請求項１から３のいずれか１項に記載の電源装置。
5. 前記スイッチは、逆並列接続される第１および第２のサイリスタを有する、請求項１から４のいずれか１項に記載の電源装置。
6. 前記所定の時間差は、前記交流電源から供給される三相交流電圧の１／６周期分よりも長くなるように設定される、請求項１から５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 電力貯蔵装置の直流電力を交流電力に変換して前記負荷に供給するように構成されたインバータをさらに備え、
   前記制御装置は、前記交流電源の異常が検出された場合、前記インバータを起動させるインバータ制御部をさらに含む、請求項１から６のいずれか１項に記載の電源装置。
8. 交流電源の異常検出方法であって、
   前記交流電源から供給される三相交流電圧の瞬時値を検出するステップと、
   前記検出するステップにより第１の時刻にて検出される三相交流電圧の瞬時値と、三相交流電圧のピーク値に対して予め設定された第１の閾値と基づいて、前記第１の時刻と所定の時間差を有する第２の時刻における三相交流電圧の瞬時値に対する第２の閾値を推定するステップと、
   前記推定するステップにより推定された前記第２の閾値と、前記第２の時刻にて検出される三相交流電圧の瞬時値とを比較することにより、前記交流電源の異常を検出するステップとを備える、交流電源の異常検出方法。

Images