JP5277028B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置に係り、特に電力変換用トランスを有し、１次側と２次側とを絶縁した状態で負荷回路に電力を供給する電源装置に関する。

従来、絶縁型のスイッチング電源において、２次側で短絡が起こった場合に、素子を保護する手法として、１次側のスイッチング電流を測定して過電流を検出する手法が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
また、２次側の負荷が一定（大きく変動しない）の場合、１次側からの供給電力はほぼ一定となるので、電力を検出することにより負荷の状態を監視する手法も提案されている。
特開平５−４２３６８号公報

しかしながら、スイッチング電源においては、入力電圧が変化すると入力電流の値が変化してしまうため、入力電流を検出して、所定のしきい値と比較して過電流を検出する手法では、広い入力電流範囲に対して効果的な対応が難しいという問題点があった。
また、電力を検出する場合には、入力電流に入力電圧を乗じて電力を算出する乗算回路が必要となるが、通常、温度に対する誤差が大きいといった問題点があった。

さらに、フライバックトランスを有する絶縁型の電源回路において電力を検出する場合には、入力電圧を変えて入力電力を測定した場合、負荷が重くなると入力電圧の低い領域で電力が増加することとなっていた。これは、入力電圧が下がると電流が増えるが、回路内の抵抗分によって電圧降下が顕著になり、電力が増加するからである。
したがって、乗算回路を用いて電力で判定しようとする場合、入力電圧が低い領域では制御誤差が大きくなるという問題点があった。
そこで、本発明の目的は、幅広い入力電流範囲に対し、効果的に過電流を検出し、確実に回路を構成する素子の保護を図ることができる電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明の第１態様は、電力変換用トランスを有し、前記電力変換用トランスの１次側の入力電圧を所定の出力電圧に変換して２次側に接続された負荷回路に出力する電源装置において、前記負荷回路の定常動作時の前記１次側を流れる電流の近似値を前記１次側の入力電圧に応じて出力する近似値出力回路と、前記入力電圧に対応した前記１次側の電流値と前記近似値とを比較し前記１次側の電流値が前記近似値以上となった場合に前記負荷回路の異常と判別する判別回路と、を備え、前記近似値出力回路は、二つに分割された入力電圧領域毎に増幅器の増幅率を変更して振幅圧縮あるいは振幅伸張を行うことにより、前記１次側を流れる電流の近似値を１回折れ線で近似して、前記近似値を出力するとともに、前記負荷回路の定常動作時の前記１次側を流れる電流値を数倍することで求めた仮の閾値を基準として、前記二つに分割された入力電圧領域のうちの低入力電圧領域では、前記閾値よりも小さい値を前記近似値として出力し、高入力電圧領域では、前記閾値よりも大きな値を前記近似値として出力するように、回路定数が定められている、ことを特徴とする。

上記構成によれば、近似値出力回路は、負荷回路の定常動作時の１次側を流れる電流の近似値を１次側の入力電圧に応じて判別回路に出力する。
これにより、判別回路は、入力電圧に対応した１次側の電流値と近似値とを比較し１次側の電流値が近似値以上となった場合に負荷回路の異常と判別する。

上記構成によれば、近似値出力回路の回路定数は、低入力電圧領域では、閾値よりも小さい値を近似値として出力する。

本発明の第１態様は、第２態様において、前記１次側の電流値と前記近似値との比較において、前記入力電圧の変動に起因する近似値の変動タイミングと、前記電流値の変動タイミングとのずれを吸収するように、前記近似値あるいは前記電流値の遷移特性を変更するフィルター回路と、を備えたことを特徴とする。
上記構成によれば、フィルター回路は、近似値あるいは電流値の遷移特性を変更するので、１次側の電流値と近似値との比較において、入力電圧の変動に起因する近似値の変動タイミングと、電流値の変動タイミングとのずれを吸収することができる。

本発明の第１態様によれば、幅広い入力電流範囲に対し、効果的に負荷回路の異常（たとえば、過電流）を判別できるので、確実に回路を構成する素子の保護を図ることができる。

本発明の第２態様によれば、第１態様の効果に加えて、簡易な回路構成で、１次側を流れる電流を近似させることができ、正確に負荷回路の異常を判別できる。

本発明の第３態様によれば、第２態様の効果に加えて、より簡易な回路構成で、入力電圧の変動の影響を低減した負荷回路の異常判別を行うことができる。

本発明の第４態様によれば、第３態様の効果に加えて、１次側を流れる電流（入力電流）が増加する低入力電圧領域で負荷回路が異常であると判別されるまでに、１次側を流れる電流を抑制して、発熱を抑制することができる。
また、高入力電圧領域では、前記閾値よりも大きな値を前記近似値として出力するので、１次側を流れる電流（入力電流）が減少する高入力電圧領域で負荷回路が異常であるか否かを判別する際の信号対ノイズ信号比（Ｓ／Ｎ比）を高くすることができ、異常判別の確実性を確保することができる。

本発明の第５態様によれば、第１態様ないし第４態様のいずれかの効果に加えて、入力電圧の変動に起因する近似値の変動タイミングと、電流値の変動タイミングとのずれに起因して、判別回路における誤判別の発生を抑制することができ、電源装置の信頼性を向上させることができる。

次に本発明の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。
まず、具体的な説明に先立ち、本発明の原理について説明する。
図１は、本発明の原理説明図である。
電源装置１０は、電力変換用トランス１１を有し、電源１２から入力された１次側の入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔに変換して２次側に接続された所定の負荷回路１３に出力する電力変換部１４と、入力電圧Ｖｉｎに基づいて負荷回路の定常動作時に１次側を流れる電流の近似値Ｉａｐｒを出力する近似値出力部（近似値出力回路）１５と、１次側を流れる電流値Ｉｍｅａを測定する電流測定部１６と、測定した電流値Ｉｍｅａと、出力された近似値Ｉａｐｒと、を比較し、電流値Ｉｍｅａが近似値Ｉａｐｒ以上となった場合に、負荷回路１３の異常と判別して、負荷回路１３への電源供給を禁止するための電源供給禁止信号Ｓｓｔｐを電力変換部１４に出力する供給判別部（判別回路）１７と、を備えている。

上記構成によれば、電力変換部１４は、電源１２から入力された１次側の入力電圧Ｖｉｎを所定の出力電圧Ｖｏｕｔに変換して２次側に接続された所定の負荷回路１３に出力する。
この際に、近似値出力部１５は、入力電圧Ｖｉｎに基づいて負荷回路の定常動作時に１次側を流れる電流の近似値Ｉａｐｒを算出して、供給判別部１７に出力し、電流測定部１６は、１次側を流れる電流値Ｉｍｅａを測定して、供給判別部１７に出力する。

供給判別部１７は、測定した電流値Ｉｍｅａと、算出した近似値Ｉａｐｒと、を比較し、電流値Ｉｍｅａが近似値Ｉａｐｒ以上となった場合に、負荷回路１３の異常（例えば、負荷回路１３内における短絡状態など）と判断して、負荷回路１３への電源供給を禁止するための電源供給禁止信号Ｓｓｔｐを電力変換部１４に出力する。
これらの結果、電力変換部１４は、負荷回路１３への電源供給を停止することとなる。

以上の説明のように、電力変換部１４が負荷回路１３への電源供給を禁止するか否かを判別する際の近似値Ｉａｐｒは、入力電圧Ｖｉｎに基づいて算出されているため、幅広い入力電流範囲に対応することができ、幅広い入力電流範囲で効果的に過電流を検出し、確実に回路を構成する素子の保護を図ることができるのである。

図２は、実施形態の電源装置を用いたモーター駆動装置の概要構成図である。
このモーター駆動装置２０は、電気自動車あるいはハイブリッド自動車などにおいて、電気モーターを駆動する装置であり、電源であるバッテリー２１と、バッテリー２１から供給された直流電源の平滑化を行う平滑化コンデンサー２２と、モーター駆動装置２０を中枢的に制御するコントローラー２３と、複数のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄｅ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を備えたインバーター回路２４と、インバーター回路２４を構成するＩＧＢＴを駆動するＩＧＢＴドライバー部２５と、インバーター回路２４により駆動される三相交流モーター２６と、三相交流モーター２６の各相の駆動電流を検出する電流センサー２７−Ｕ、２７−Ｖ、２７−Ｗと、を備えている。

コントローラー２３は、マイクロコンピューターとして構成されており、図示しないＭＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭを備え、ＭＰＵがＲＯＭに予め記憶した制御プログラムに基づいて、ＲＡＭをワークエリアとして、各種処理を行っている。
インバーター回路２４は、直列接続された二つのＩＧＢＴを有するＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗを備え、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗがバッテリー２１の正極及び負極間に並列接続されている。
ここで、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗは、同一回路構成であるので、ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕを例として説明する。

ＩＧＢＴ直列回路２４Ｕは、正側アームを構成するＩＧＢＴ３１Ｈと、ＩＧＢＴ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたダイオード３２Ｈと、ＩＧＢＴ３１Ｈのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたコンデンサー３３Ｈと、負側アームを構成するＩＧＢＴ３１Ｌと、ＩＧＢＴ３１Ｌのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたダイオード３２Ｌと、ＩＧＢＴ３１Ｌのコレクタ−エミッタ間に並列に接続されたコンデンサー３３Ｌと、を備えている。
ここで、各ＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌのゲートは、ＩＧＢＴドライバー部２５に接続されている。

ＩＧＢＴドライバー部２５は、Ｕ相に対応するＵ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、Ｖ相に対応するＶ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＶＨ、２５ＶＬ、Ｗ相に対応するＷ相ＩＧＢＴ駆動部２５ＷＨ、２５ＷＬを備えており、コントローラー２３の制御下で、対応するＩＧＢＴ３１Ｈ、３１Ｌを駆動する。
電流センサー２７−Ｕ、２７−Ｖ、２７−Ｗは、対応する各相を流れる電流を検出し、電流検出信号ＳＩＵ、ＳＩＶ、ＳＩＷをコントローラー２３に出力する。

図３は、コントローラーの概要構成ブロック図である。
コントローラー２３は、電源であるバッテリー２１からの入力電圧Ｖｉｎを検出し、この入力電圧Ｖｉｎに基づいて負荷回路としてのＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、２５ＶＨ、２５ＶＬ、２５ＷＨ、２５ＷＬの定常動作時に電力変換用トランスとしてのフライバックトランス４１の１次コイル４２を流れる電流の近似値Ｉａｐｒを算出する関数発生回路４３と、１次コイル４２に直列に接続されたスイッチングトランジスター４４と、スイッチングトランジスター４４と低電位側電源との間に接続され、１次コイル４２を流れる電流値Ｉｍｅａを検出する電流検出回路４５と、を備えている。

さらにコントローラー２３は、２次側の負荷回路と同一回路構成を有するダミー負荷回路４６に流れる電流を検出する負荷電流検出部４７と、ダミー負荷回路４６を流れる電流の電圧を検出するための分圧回路４８と、検出したダミー負荷回路４６を流れる電流の電圧ＶＬＤを所定電圧とするためにスイッチングトランジスター４４のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行うＰＷＭ制御部４９と、近似値Ｉａｐｒと、電流値Ｉｍｅａと、を比較して、２次コイル５５−１、５５−２、…に接続された負荷回路としてのＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、２５ＶＨ、２５ＶＬ、２５ＷＨ、２５ＷＬの異常と判断した場合に、負荷回路としてのＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、２５ＶＨ、２５ＶＬ、２５ＷＨ、２５ＷＬへの電源供給を禁止するための電源供給禁止信号ＳｓｔｐをＰＷＭ制御部４９に出力する比較回路５０と、を備えている。

関数発生回路４３としては、様々な回路構成が考えられるが、本実施形態においては、ツェナーダイオードを利用した１回折れ線回路を用いている。この１回折れ線回路は、入力電圧領域を二つの入力電圧領域（低電圧領域および高電圧領域）に分割し、１次側を流れる電流の近似値を１回折れ線で近似して、近似値を出力する回路である。
負荷電流検出部４７は、２次コイル５５−１、５５−２、…およびこれらの２次コイルに接続されたＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ等と同様の回路構成となっており、３次コイル５４に接続された逆流防止用ダイオード４７−１および平滑化用コンデンサー４７−２を備えている。

ＰＷＭ制御部４９は、ダミー負荷回路４６を流れる電流の電圧ＶＬＤと、基準電圧ＶＲＥＦと、の差を増幅して誤差増幅信号を出力する誤差アンプ５１と、ＰＷＭ制御用の所定の三角波信号を生成する発振器（三角波生成回路）５２と、発振器５２の出力した三角波信号と誤差増幅信号と、を比較して、ＰＷＭ制御信号ＣＰＷＭをスイッチングトランジスター４４のゲートに出力して、スイッチング動作を行わせる反転増幅器５３と、を備えている。
上記構成において、関数発生回路４３、電流検出回路４５および比較回路５０は、過電流保護回路を構成している。

図４は、過電流保護回路の具体的回路説明図である。
過電流保護回路６０は、図４に示すように、大別すると、関数発生回路４３、電流検出回路４５、比較回路５０および過電圧保護回路６１を備えている。
関数発生回路４３は、大別すると、折れ線近似回路４３−１および反転増幅器４３−２を備えている。折れ線近似回路４３−１は、ツェナーダイオードＺＤを用いて、リミッタ回路の変形回路としての１回折れ線回路として構成されており、入力電圧Ｖｉｎに対応する原近似値Ｉａｐｒ０を反転増幅器４３−２に出力する。
これにより、反転増幅器４３−２は、原近似値Ｉａｐｒ０を反転増幅して近似値Ｉａｐｒとして出力する。

図５は、関数発生回路の出力する近似値の具体例の説明図である。
この場合において、バッテリー２１の電圧は、６Ｖ〜２４Ｖの範囲で用いるものとしている。
関数発生回路４３の出力する近似値Ｉａｐｒは、１回折れ線で表すものとし、図５に一点鎖線で示すように、２次側電力が定常時の数倍（本実施形態では、３倍）程度となるように、安全率を見込んだ理論的な過電流判定基準値を設定して折れ線近似回路４３−１の回路定数を設定している。
すなわち、折れ線近似回路４３−１は、定常動作時に頻繁に異常と判断しないことを条件に、負荷回路の定常動作時の１次側を流れる電流値を数倍することで求めた仮の閾値を基準として、低入力電圧領域では、この閾値よりも小さい値を近似値として出力し、高入力電圧領域では、この閾値よりも大きな値を近似値として出力するように、回路定数が定められている。
このように設定する理由としては、低入力電圧領域（図５の場合、入力１３Ｖ未満の領域）においては、電流値が比較的大きいので、発熱などの問題を回避するため、過電流判定基準値として仮に定めた閾値よりも実際に出力する近似値Ｉａｐｒを低めに設定している。

また、高入力電圧領域（図５の場合、１３Ｖ以上の領域）においては、電流値Ｉｍｅａが小さく、ノイズに埋もれて誤判別を行わないように、Ｓ／Ｎを稼ぐため、過電流判定基準値として仮に定めた閾値よりも実際に出力する近似値Ｉａｐｒを高めに設定している。
したがって、発熱を抑制しつつ、低Ｓ／Ｎに起因する誤判別を抑制して、定常動作時の３倍前後の入力電流Ｉｉｎが電流値Ｉｍｅａを介して検出されれば、過電流状態、すなわち、ＩＧＢＴの短絡状態と判定されることとなる。なお、定常動作時の３倍前後の入力電流Ｉｉｎが検出された状態で過電流状態と判定しているが、定常動作時の入力電流よりも高い値であれば、負荷回路を構成する素子の動作条件などの検出条件に応じて任意に近似値Ｉａｐｒの設定が可能である。

そして、反転増幅器４３−２は、折れ線近似回路４３−１の生成した原近似値Ｉａｐｒ０を増幅倍率１倍で反転して近似値Ｉａｐｒとして比較回路５０に出力する。
電流検出回路４５は、バッテリー２１からの入力電流Ｉｉｎを抵抗Ｒにより電圧に変換し、コンデンサーＣにより平滑して、コンデンサーＣの電圧に相当する電流値Ｉｍｅａとして比較回路５０に出力する。
これらの結果、比較回路５０は、入力された電流値Ｉｍｅａと、近似値Ｉａｐｒと、を比較し、電流値Ｉｍｅａが近似値Ｉａｐｒ以上である場合に、インバーター回路２４を構成するいずれかのＩＧＢＴが短絡していると判断し、負荷回路としてのＩＧＢＴ駆動部２５ＵＨ、２５ＵＬ、２５ＶＨ、２５ＶＬ、２５ＷＨ、２５ＷＬへの電源供給を禁止するための電源供給禁止信号Ｓｓｔｐを出力する。

この結果、インバーター回路２４を構成するいずれかのＩＧＢＴが短絡している場合（過電流検出時）には、直ちにインバーター回路２４の駆動が停止されるので、インバーター回路２４および三相交流モーター２６の保護を図ることが可能となる。
ところで、本実施形態のモーター駆動装置のように、出力一定（駆動負荷固定）の条件で利用される電源装置では、電源電圧が急峻に変動した場合、回路の応答時間の差から過電流と検出されてしまう場合がある。
より詳細には、入力電圧の変化と入力電流の変化が同期していれば問題ないが、電源電圧で消費電流を推定する場合に、スイッチングレギュレータを利用すると、安定するまでに時間が必要となり、過度的な応答では負荷曲線から一時的に外れることになる。
すなわち、入力電圧Ｖｉｎの変動に起因する近似値Ｉａｐｒの変動タイミングと、測定した電流値Ｉｍｅａの変動タイミングとのずれが生じた場合には、過電流と誤って検出されてしまうこととなる。

特に、入力電圧の上昇時であって電流の応答が遅い場合、あるいは、入力電圧の下降時であって電流の応答が早い場合には、しきい値である近似値Ｉａｐｒ側に信号が振れることとなるため、過電流状態であると誤って判定してしまう可能性がある。
この結果、比較回路５０から電源供給禁止信号Ｓｓｔｐが出力されてしまい、三相交流モーター２６の駆動が停止してしまうこととなる。

具体的には、入力電圧が大きく変動する場合としては、たとえば、電源瞬断時においては、電源復旧時には近似値Ｉａｐｒは、入力電圧Ｖｉｎに同期して立ち上がるが、入力電流Ｉｉｎは、安定が遅いため、過電流状態であると誤って判定されて三相交流モーター２６の駆動が停止してしまうこととなる。
これを避けるためには、入力電圧の上昇時に電流応答を早くし、あるいは、入力電圧の下降時に電流応答を遅くする必要がある。なお、入力電圧の上昇時に電流応答を高速化することは困難であるので、比較回路５０の電圧応答を遅らせることにより実現することとなる。

図６は、誤判定防止のための入力電圧の変化と、入力電流の変化と、の非同期時における対応原理の説明図である。
すなわち、入力電圧の上昇時には、図６に符号Ｌ１で示すように、比較回路５０に入力する近似値Ｉａｐｒの応答を遅らせることで、しきい値である近似値Ｉａｐｒ側に信号が振れても入力電流Ｉｉｎに相当する電流値Ｉｍｅａが近似値Ｉａｐｒを超えるのを抑制することができ、過電流状態であると誤って判定してしまう可能性を低減できる。

また、入力電圧の下降時には、図６に符号Ｌ２で示すように電流応答を遅らせることで、しきい値である近似値Ｉａｐｒ側に信号が振れても入力電流Ｉｉｎに相当する電流値Ｉｍｅａが近似値Ｉａｐｒを超えるのを抑制することができ、過電流状態であると誤って判定してしまう可能性を低減できる。
これを実現するための具体的な手法としては、入力電圧Ｖｉｎの変動に起因する近似値Ｉａｐｒの変動タイミングと、測定した電流値Ｉｍｅａの変動タイミングとのずれを吸収するために、近似値Ｉａｐｒあるいは電流値Ｉｍｅａの遷移特性を変更するフィルター回路を設けることが考えられる。
以下、具体的な対応について説明する。
まず、第１には、ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）による対応が考えられる。
すなわち、ＬＰＦを通し、実効的な反応速度を遅くすることで入力電圧変動に起因する過電流誤検出を回避するのである。このＬＰＦによる対応は、入力電圧に対応する入力電流の応答が同期しているならば、ＬＰＦを設けていない場合と同様となる。

図７は、誤判定防止のための入力電圧の変化と、入力電流の変化と、の非同期時における対応としてＬＰＦを設けた場合の説明図である。
この場合において、ＬＰＦは、図４における関数発生回路４３側および電流検出回路４５側の双方に設けられている。
この結果、図７に波線で示すように、近似値Ｉａｐｒおよび入力電流Ｉｉｎの波形は緩やかに変化することとなり、電圧が急激に上昇した場合でも、不必要に過電流検出と判断されることが無くなる。

しかしながら、近似値Ｉａｐｒの波形ピークが下がることとなるので、図７に符号Ｐ１，Ｐ２で示すように、スイッチングレギュレータの応答遅れの影響が大きく出て、入力電流Ｉｉｎの波形ピークが大きくなってしまった場合には、過電流状態であると誤って判定されて三相交流モーター２６の駆動が停止してしまう可能性が残っている。
また、ＬＰＦによる対応では、入力電圧Ｖｉｎが急激に下がった時には、対応できなくなるおそれもある。
さらに、過電流に対する応答性も遅くなるため好ましくない。
これらを解決するためには、近似値Ｉａｐｒの波形は、その値が速く上昇し、ゆっくり減少する特性を有し、入力電流Ｉｉｎの波形は、逆にゆっくり上昇し、早く減少する特性を有しているのが望ましい。

本実施形態においては、上記特性を持たせるためのフィルターの例について説明する。
図８は、フィルターの第１例の説明図である。
図８においては、関数発生回路４３の折れ線近似回路４３−１に代えて、ダイオードＤ１１、抵抗Ｒ１０および抵抗Ｒ１１で構成されるフィルターを有する折れ線近似回路４３−１Ａを備え、電流センサーのアンプＡの出力にダイオードＤ２１、抵抗Ｒ２０および抵抗Ｒ２１で構成されるフィルターを有する電流検出回路４５Ａを備えている。

上記構成によれば、抵抗Ｒ１０＞Ｒ１１と設定することにより、入力電圧Ｖｉｎの電圧上昇時のコンデンサーＣ１１の充電は遅くなり、図８の左下に示すように、反転増幅器ＲＡへの入力信号の信号立ち上がりは遅くなり、信号立下がりは早くなる。
この結果、図８の中央下に示すように、反転増幅器ＲＡの出力信号の信号立下がりは遅くなり、信号立ち上がりは早くなり、コンパレータＣＭに入力される近似値Ｉａｐｒの信号立ち上がりは早くなり、信号立下がりは遅くなって、所望の特性に沿ったものとなる。

一方、抵抗Ｒ２０＞Ｒ２１と設定することにより、入力電流Ｉｉｎの電流上昇時のコンデンサーＣ２１の充電は遅くなり、図８の中央上に示すように、コンパレータＣＭに入力される電流値Ｉｍｅａの信号立ち上がりは遅くなり、信号立下がりは早くなって、所望の特性に沿ったものとなる。
これらの結果、電源瞬断時などにも不必要に負荷回路の駆動が停止されることなく、過電流に対する応答性も確保することが可能となる。

図９は、フィルターの第２例の説明図である。
図９においては、関数発生回路４３を構成する反転増幅器ＲＡの出力段に、ダイオードＤ３１、抵抗Ｒ３１、抵抗Ｒ３２およびコンデンサーＣ３１で構成されるフィルターを設けている。
上記構成によれば、抵抗Ｒ３１＞Ｒ３２と設定することにより、入力電圧Ｖｉｎの電圧上昇時のコンデンサーＣ３１の充電は早くなり、逆にコンデンサーＣ３１の放電は遅くなる。
したがって、図９の右下に示すように、コンパレータＣＭに入力される近似値Ｉａｐｒの信号立ち上がりは早くなり、信号立下がりは遅くなって、所望の特性に沿ったものとなる。

一方、抵抗Ｒ４１＞Ｒ４２と設定することにより、入力電流Ｉｉｎの電流上昇時のコンデンサーＣ４１の充電は遅くなり、図９の中央上に示すように、コンパレータＣＭに入力される電流値Ｉｍｅａの信号立ち上がりは遅くなり、信号立下がりは早くなって、所望の特性に沿ったものとなる。
これらの結果、電源瞬断時などにも不必要に負荷回路の駆動が停止されることなく、過電流に対する応答性も確保することが可能となる。

図１０は、フィルターの第３例の説明図である。
図１０においては、５０を構成するコンパレータＣＭの出力段のロウパスフィルター（抵抗Ｒ５３およびコンデンサーＣ５１で構成）の前段に、ダイオードＤ５１、抵抗Ｒ５１、抵抗Ｒ５２で構成されるフィルターを設けている。

上記構成によれば、抵抗Ｒ５１＞Ｒ５２と設定することにより、図１０の右に示すように、電源供給禁止信号Ｓｓｔｐの電圧上昇時のコンデンサーＣ５１の充電は早くなり、逆に電源供給禁止信号Ｓｓｔｐの電圧下降時のコンデンサーＣ５１の放電は遅くなる。
したがって、電源瞬断時などの入力電圧Ｖｉｎの急激な変化が生じた場合でも、不必要に負荷回路の駆動が停止されることなく、過電流に対する応答性も確保することが可能となる。

以上の説明においては、関数発生回路４３を構成する折れ線近似回路４３−１として、１回折れ線で近似する回路を用いていたが、複数の入力電圧領域毎に増幅器の増幅率を変更して振幅圧縮あるいは振幅伸張を行うことにより、１次側を流れる電流の近似値を複数回折れ線で近似して、近似値Ｉａｐｒを出力するｎ回折れ線近似回路を用いることも可能である。

本発明の原理説明図である。 実施形態の電源装置を用いたモーター駆動装置の概要構成図である。 コントローラーの概要構成ブロック図である。 図４は、過電流保護回路の具体的回路説明図である。 過電流保護回路の具体的回路説明図である。 関数発生回路の出力する近似値の具体例の説明図である。 誤判定防止のための入力電圧の変化と入力電流の変化の非同期時の対応原理の説明図である。 誤判定防止のための入力電圧の変化と入力電流の変化の非同期時の対応としてＬＰＦを設けた場合の説明図である。 フィルターの第１例の説明図である。 フィルターの第２例の説明図である。 フィルターの第３例の説明図である。

１０ 電源装置
１１ 電力変換用トランス
１２ 電源
１３ 負荷回路
１４ 電力変換部
１５ 近似値出力部
１６ 電流測定部
１７ 供給判別部（判別回路）
２０ モーター駆動装置
２１ バッテリー
２２ 平滑化コンデンサー
２３ コントローラー
２４ インバーター回路
２５ ＩＧＢＴドライバー部
２６ 三相交流モーター
４１ フライバックトランス
４２ １次側コイル
４３ 関数発生回路
４３ 線近似回路
４３ 反転増幅器
４４ スイッチングトランジスター
４５ 電流検出回路
４６ ダミー負荷回路
４７ 負荷電流検出部
４８ 分圧回路
４９ ＰＷＭ制御部
５０ 比較回路
５１ 誤差アンプ
５２ 発振器
５３ 反転増幅器
６０ 過電流保護回路
６１ 過電圧保護回路
ＣＭ コンパレータ
ＣＰＷＭ ＰＷＭ制御信号
Ｉｉｎ 入力電流
Ｉｍｅａ 電流値
Ｉａｐｒ 近似値
ＲＡ 反転増幅器
Ｓｓｔｐ 電源供給禁止信号
Ｖｉｎ 入力電圧

Claims (2)

1. 電力変換用トランスを有し、前記電力変換用トランスの１次側の入力電圧を所定の出力電圧に変換して２次側に接続された負荷回路に出力する電源装置において、
   前記負荷回路の定常動作時の前記１次側を流れる電流の近似値を前記１次側の入力電圧に応じて出力する近似値出力回路と、
   前記入力電圧に対応した前記１次側の電流値と前記近似値とを比較し前記１次側の電流値が前記近似値以上となった場合に前記負荷回路の異常と判別する判別回路と、
   を備え、
   前記近似値出力回路は、二つに分割された入力電圧領域毎に増幅器の増幅率を変更して振幅圧縮あるいは振幅伸張を行うことにより、前記１次側を流れる電流の近似値を１回折れ線で近似して、前記近似値を出力するとともに、
   前記負荷回路の定常動作時の前記１次側を流れる電流値を数倍することで求めた仮の閾値を基準として、前記二つに分割された入力電圧領域のうちの低入力電圧領域では、前記閾値よりも小さい値を前記近似値として出力し、高入力電圧領域では、前記閾値よりも大きな値を前記近似値として出力するように、回路定数が定められている、
   ことを特徴とする電源装置。
2. 請求項１に記載の電源装置において、
   前記１次側の電流値と前記近似値との比較において、前記入力電圧の変動に起因する近似値の変動タイミングと、前記電流値の変動タイミングとのずれを吸収するように、前記近似値あるいは前記電流値の遷移特性を変更するフィルター回路を備えたことを特徴とする電源装置。

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