CN103931098A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

一种电力变换装置，包括：转换器单元，将单相交流电压整流为直流电压；以及逆变器单元，将该直流电压变换为交流电压来驱动交流电动机，其中，具备第一补偿单元，作为针对转矩指令值、电流指令值、电压指令值、频率指令值、相位角指令值的至少一个的补偿值，针对转换器单元输出的直流电压或者逆变器单元输出的电流，使用单相交流电压的频率的2倍频率分量；以及第二补偿单元，使用对转换器单元输出的直流电压或者逆变器单元输出的电流进行低频截止处理以及增益处理而得到的结果。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及具备将交流变换为直流的转换器、和将该转换器的直流输出变换为交流的逆变器的电力变换装置，特别涉及在通过上述逆变器对交流马达进行了可变速驱动时，抑制与利用转换器进行的整流所引起的整流脉动相伴的拍频现象的电力变换装置。

背景技术

在例如电车的驱动装置中，采用了如下结构：从在与交流电源连接的架线上滑接的架式受电弓等集电装置经由变压器通过转换器进行直流变换，并将其进一步经由逆变器变换为三相交流电力来驱动三相感应电动机的结构。

在以往的这种电力变换装置中，在转换器的输出侧直流电压上重叠了以交流电源电压的频率的2倍频率发生脉动的分量，成为三相感应电动机的输出电流的拍频的主要原因。为了抑制该拍频现象，以往提出了如下技术：为了消除直流电压中的交流电源电压的频率的2倍频率，检测交流电源电压的频率的2倍频率的高频分量，并据此调整感应电动机的滑差频率的技术(参照专利文献1、专利文献2)。该脉动频率分量虽然能够通过增大在直流段中设置的平滑电容器的电容而某种程度上降低，但存在无法完全降低的问题，此外存在装置大型化的问题。

专利文献1：日本特公平5-31400号公报

专利文献2：日本特公平7-46918号公报

专利文献3：日本专利第4010190号公报

专利文献4：日本特开平11-285299号公报

专利文献5：日本专利第3226258号公报

专利文献6：日本专利第4819970号公报

非专利文献1：ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際総合電子出版1990、Ｐ99～Ｐ134

非专利文献2：「低速回生領域を含む誘導電動機の速度センサレスベクトル制御法」平成12年電気学会産業応用部門論文集120巻2号

非专利文献3：「回転座標上の適応オブザーバを用いたPM電動機の位置センサレス制御」2003年電気学会産業応用部門論文集123巻5号

发明内容

如上所述，在转换器的输出侧直流电压上重叠了以交流电源电压的频率的2倍频率发生脉动的分量，成为三相感应电动机的输出电流的拍频的主要原因。该直流电压的脉动的大小不仅仅依赖于经由三相逆变器的三相感应电动机的输出功率的大小、平滑电容器电容，而且还依赖于电动机的电路常数即电动机的响应度，存在脉动根据条件变得过大，而无法充分得到输出电流的拍频抑制控制、所谓无拍频控制的效果的问题。

本发明是为了消除上述问题而完成的，其目的在于提供一种电力变换装置，能够通过改善利用逆变器来控制的交流电动机的控制特性，从而防止直流电压的脉动的大小变得过大，改善利用无拍频控制的电动机电流的拍频抑制效果，使电动机稳定地运转。

本发明的电力变换装置，其特征在于，具备：转换器单元，对单相交流电压进行整流而变换为直流电压；逆变器单元，将作为所述转换器单元的输出的直流电压变换为交流电压而供给到电动机；电流指令值生成单元，根据转矩指令值输出针对所述电动机的电流指令值；频率指令值生成单元，根据所述电动机的速度信号输出针对所述电动机的电压的频率指令值；相位角指令值生成单元，根据所述电动机的速度信息或者轴位置信息计算相位角指令值；电压指令值生成单元，使用所述电流指令值、频率指令值以及相位角指令值来生成向所述逆变器单元的电压指令值；以及补偿单元，针对所述转矩指令值、电流指令值、电压指令值、频率指令值、相位角指令值的至少一个进行补偿值的加减法运算，所述补偿单元包括：第一补偿单元，从所述转换器单元输出的直流电压或者所述逆变器单元输出的电流抽出所述交流电压频率的2倍频率分量并进行增益处理，将由此得到的结果用作针对所述转矩指令值、电流指令值、电压指令值、频率指令值、相位角指令值的至少一个的补偿值；以及第二补偿单元，对所述转换器单元输出的直流电压或者逆变器单元输出的电流进行将在电动机的电气角最高频率以下选择的频率设为截止频率的低频截止处理以及增益处理，将由此得到的结果用作针对所述转矩指令值、电流指令值、电压指令值、频率指令值、相位角指令值的至少一个的补偿值。

为了抑制在直流电压上重叠的单相交流电压频率的2倍频率分量的脉动所引起的逆变器输出电流的拍频，除了附加对单相交流电压频率的2倍频率分量进行抽出而实现抑制的第1补偿单元的功能以外，还附加考虑了电动机的响应度的第2补偿单元，从而不依赖于在转换器单元中设置的电容器的电容、电动机的响应特性，而能够提高逆变器输出电流的拍频抑制的性能。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1中的电力变换装置的结构例的概略电路图。

图2是关于在图1中无第一、第二补偿单元的情况下的电路系统，通过传递输入输出标记来表示转换器单元、逆变器单元、交流电动机、逆变器控制单元的各种状态量的环路图。

图3是示出在图2的环路图中具有转换器单元、逆变器单元、通常的交流电动机、逆变器控制单元的开环传递特性的波特图。

图4是示出在图2的环路图中具有转换器单元、逆变器单元、通常的交流电动机、逆变器控制单元的闭环传递特性的波特图。

图5是示出无第一、第二补偿单元的情况下的从单相交流输入的电力脉动至平滑电容器电压的闭环传递特性的波特图。

图6是示出使用了无第一、第二补偿单元的情况下的低电阻电动机的情况的开环传递特性的波特图。

图7是示出使用了无第一、第二补偿单元的情况下的低电阻电动机的情况的闭环传递特性的波特图。

图8是示出无第一、第二补偿单元的情况下的低电阻电动机中的从单相交流输入的电力脉动至平滑电容器电压的闭环传递特性的波特图。

图9是通过传递输入输出标记来表示在图1中附加了第二补偿单元的情况下的转换器单元、逆变器单元、交流电动机、逆变器控制单元的各种状态量的环路图。

图10是示出实施方式1中的第二补偿单元的输入输出传递特性的波特图。

图11是说明利用实施方式1中的第二补偿单元的逆变器单元、交流电动机、逆变器控制单元的传递特性改善的效果的图。

图12是示出针对与图6、7同样的电路常数的交流电动机附加了实施方式1中的第二补偿单元的情况下的开环传递特性的波特图。

图13是示出针对与图6、7同样的电路常数的交流电动机附加了实施方式1中的第二补偿单元的情况下的闭环传递特性的波特图。

图14是示出附加了实施方式1中的第二补偿单元的情况下的、驱动了与图6、7同样的电路常数的交流电动机的情况的从单相交流输入的电力脉动至平滑电容器电压的闭环传递特性的波特图。

图15是示出电动机的加速仿真结果的测量线图，图15(a)示出未附加第一补偿单元、第二补偿单元这两方的情况、图15(b)示出未附加第二补偿单元而仅附加了第一补偿单元的情况。

图16是示出附加了第一补偿单元以及第二补偿单元这两方的情况的电动机加速仿真结果的测量线图。

图17是示出本发明的实施方式2中的电力变换装置的结构例的概略电路图。

图18是关于附加了实施方式2中的第二补偿单元的情况的电路系统，通过传递输入输出标记来表示转换器单元、逆变器单元、交流电动机、逆变器控制单元的各种状态量的环路图。

图19是示出实施方式2中的第二补偿单元的输入输出传递特性的波特图。

图20是说明利用实施方式2中的第二补偿单元的逆变器单元、交流电动机、逆变器控制单元的传递特性改善的效果的波特图。

图21是示出附加了实施方式2中的第二补偿单元的情况下的开环传递特性的波特图。

图22是示出附加了实施方式2中的第二补偿单元的情况下的闭环传递特性的波特图。

图23是示出附加实施方式2中的第二补偿单元而驱动了交流电动机的情况下的从单相交流输入的电力脉动至平滑电容器电压的闭环传递特性的波特图。

图24是示出本发明的实施方式3中的电力变换装置的结构例的概略电路图。

(符号说明)

1：单相交流电源；2：转换器单元；3：逆变器单元；4：交流电动机；5：速度检测单元；5c：位置检测单元；21：转换器主电路；22：输入变压器；23：平滑电容器；31：逆变器主电路；32：电压检测单元；33：电流检测单元；100、100b、100c：逆变器控制单元；101、101c：电流指令值发生单元；102、102c：电压指令值生成单元；103、103c：频率指令值生成单元；104：相位角指令计算单元；105、105c：坐标变换单元；110、110c：第一补偿单元；111、111b、111c：第二补偿单元。

具体实施方式

实施方式1.

图1是示出实施方式1中的电力变换装置的整体结构的图，在图中，单相交流电源1在使用交流架线的电气铁路车辆的情况下具有架线、架式受电弓，将来自变电站的单相交流电压供给到转换器单元2。

转换器单元2包括由半导体开关元件构成的转换器主电路21、对单相交流电源1的电压进行降压的输入变压器22、平滑电容器23等，具有对单相交流电压进行整流，输出直流电压的功能。其动作原理并非本申请的内容，由于是公知的，所以省略说明。

在对单相交流进行了整流的情况下，在作为输出的直流电压上重叠具有单相交流电源频率的2倍频率分量的脉动。如果增大平滑电容器23的电容，则能够减小上述电压脉动振幅，但一般选择不增大转换器单元的外形那样的实际的电容的平滑电容器23，容许少量的电压脉动。

逆变器单元3具有通过包含半导体开关元件的逆变器主电路31将直流电压变换为可变电压·可变频率(VV/VF)的交流电压、并对交流电动机4供给电力的功能。

另外，检测从逆变器单元3输出的逆变器电流值iu、iv、iw的电流检测单元33、检测从转换器单元2输出的直流电压值EFC的电压检测单元32针对逆变器控制单元100输出这些逆变器电流值iu、iv、iw、直流电压值EFC。逆变器控制单元100具有通过将与向电动机4发送的转矩指令Tref对应的电压指令Vref输出到逆变器单元3从而控制逆变器主电路31的开关动作，使交流电动机4的输出转矩追踪转矩指令的功能。在本实施方式1中，示出了作为交流电动机4使用感应电动机的情况，以下说明其详细内容。

逆变器控制单元100包括：电流指令值发生单元101，根据转矩指令值Tref，计算电流指令值id_ref、iq_ref；频率指令值生成单元103，根据上述电流指令值id_ref、iq_ref和电动机4的转速wm，决定频率指令值winv；相位角指令计算单元104，通过对频率指令值winv进行积分，计算相位角指令θ；坐标变换单元105，根据相位角指令θ，将逆变器电流iu、iv、iw坐标变换输出为直流量；以及电压指令值生成单元102，根据上述电流指令值id_ref、iq_ref、频率指令值winv、相位角指令值θ，生成电压指令值Vref，输出逆变器主电路31的开关指令信号。基本上通过这些101～105进行控制，以使交流电动机4的输出转矩追踪转矩指令值Tref。

根据转矩指令值Tref计算电流指令值id_ref、iq_ref的电流指令值发生单元101、将逆变器电流iu、iv、iw坐标变换为直流单元的坐标变换单元105通过被称为所谓矢量控制的控制方法，用直流信号管理电流指令值以及坐标变换后的电动机电流。由电流检测单元33取得的逆变器单元3的输出电流iu、iv、iw是交流信号，通过坐标变换单元105向dq轴坐标进行变换处理，电流信号id、iq是直流信号。

一般，d轴电流成为与磁通量对应的磁通分电流、q轴电流成为与转矩对应的转矩分电流。电流指令值生成单元101根据转矩指令以及交流电动机的电路常数，生成磁通分电流指令值id_ref、转矩分电流指令值iq_ref。另外，频率指令生成单元103根据由速度检测单元5取得的交流电动机4的速度信号wm，生成逆变器单元3的频率指令winv。在作为交流电动机4使用感应电动机的情况下，在根据电流指令值id_ref、iq_ref计算了滑差之后，加到速度信号wm上来生成频率指令winv。使用这样得到的电流指令值id_ref、iq_ref、以及频率指令值winv、交流电动机的电路常数，在电压指令值生成单元102中，生成逆变器单元3应输出的交流电压的指令值Vref。在非专利文献1等中说明了以上的详细内容，所以敬请参照。

另一方面，特别是在铁路车辆、电动汽车、混合动力汽车等的电动机驱动用电力变换器中，以逆变器单元3的输出电压振幅的扩大、半导体开关损耗的降低为目的，有时进行针对逆变器单元3的输出交流电压以电气角仅在每180度进行开关的、所谓1脉冲控制。在该情况下，电压振幅仅由转换器单元2的输出的直流电压值决定，为固定值。即，由于无法使用通过将电流控制误差作为输入的PI控制器调整逆变器单元3的输出电压振幅那样的手法，而仅调整逆变器单元3的输出交流的频率、相位角来控制转矩，所以关于电压指令值生成单元102，对针对电动机施加的电压振幅值实施上限值设定处理来输出电压指令值，或者使电流指令值生成单元101和电压指令值生成单元102协调而动作。关于该电压振幅固定下的控制方法，已经属于公知技术(参照专利文献4～专利文献5)，但本发明能够应用于这样的领域而发挥特别显著的效果。

此处，如上述专利文献1～专利文献3所述，在对逆变器单元3供给的直流电压EFC上，起因于转换器单元2对单相交流进行整流而重叠了单相交流电压的频率的2倍频率(以下将该频率记述为单相电源的2f频率)的脉动，如果逆变器单元3输出的交流电压的频率成为单相电源的2f附近的条件，则在逆变器单元3的输出电流中发生拍频。第一补偿单元110、第二补偿单元111是为了高效地抑制该拍频而设置的。

首先，关于第一补偿单元110的结构、功能，基本上与专利文献1、专利文献2相同。由电压检测单元32检测的直流电压EFC重叠了单相电源的2f频率分量的脉动。第一补偿单元110通过在其中内置的抽出单相电源的2f频率分量的滤波器来抽出脉动信号，并对其实施增益处理，将由此得到的值重叠到频率指令值生成单元103的输出。由此，进行单相电源的2f频率附近处的补偿，抑制逆变器单元3的输出的拍频。或者，还有代替从直流电压抽出单相电源的2f频率分量，而从逆变器单元3的输出电流抽出单相电源的2f频率分量的手法(参照专利文献3)。

另一方面，在平滑电容器23的电容小的情况下、交流电动机4的电路常数小且电气性响应度低的情况下，上述拍频振幅被助长，有时仅通过第一补偿单元110无法充分地得到拍频的抑制效果。交流电动机4的电气性响应度低的例子之一是被大容量化设计了的电动机的情况。为了对应于大电流化，抑制交流电动机内的铜损增加，需要向进一步降低电阻值的方向设计，所以具有成为电气性响应度低、电气性振动的收敛慢的特性的倾向。

另外，作为电气性响应度低的其他例子，有铁路用电动机中的全闭型构造的例子。通过不依赖于来自外部的通风来实现转子的冷却而设为密闭构造，从而具有防止粉尘的侵入且无需其清扫维护的优点，但在该构造中为了冷却而削减电动机内部的发生损失将电阻值设计得更小的情形较多，存在电气性响应度进一步变低的倾向。该倾向有时带来对拍频振幅的助长，而有时成为得不到第一补偿单元110的拍频抑制效果的一个原因。以下，进一步详细说明该拍频振幅的助长的控制技术上的课题。

首先，叙述无第一、第二补偿单元的情况下的、转换器单元2、逆变器单元3、交流电动机4、逆变器控制单元100的稳定运转状态下的传递特性。在图2中，用各种状态量的传递输入输出标记来表示图1的系统。关于各输入输出，省略稳定状态量，而仅记载了脉动部分、变动部分。

ΔPs表示基于用单相交流供给电力而产生的电力脉动，脉动的频率为交流电压频率的2倍。以下，整理ΔPs的记述。如果将单相交流的输入电压定义为|Vs|cos(wt)、将单相交流的输入功率因数定义为cos(a)、将交流单相的输入电流定义为|Is|cos(wt+a)，则输入电力Ps如式(1)所示。

$\mathrm{Ps}=\left|\mathrm{Vs}\right|\·\cos \left(\mathrm{wt}\right)\·\left|\mathrm{Is}\right|\·\cos (\mathrm{wt}+a)=\frac{\left|\mathrm{Vs}\right|\·\left|\mathrm{Is}\right|}{2}\·(\cos a+\cos (2\mathrm{wt}+a))\·\·\·\left(1\right)$

因此，电力的脉动部分ΔPs如下式所示，

$\mathrm{\ΔPs}=\frac{\left|\mathrm{Vs}\right|\·\left|\mathrm{Is}\right|}{2}\·\cos (2\mathrm{wt}+a)\·\·\·\left(2\right)$

以与视在功率相同的振幅，以单相交流频率w[rad/sec]的2倍频率发生脉动。如果单相交流频率是50Hz，则ΔPs的频率是100Hz，其是在直流电压中发生单相电源的2f频率下的脉动的主要原因。

如果将加入了交流电动机的传递特性Gm的影响的逆变器功耗的脉动部分设为ΔPm，则ΔPs和ΔPm这两者的影响通过转换器单元的传递特性Gcnv，体现在直流电压的脉动ΔEFC中。在转换器单元中除了滤波器电容器以外未附加特别的脉动吸收功能的情况下，转换器单元的传递特性Gcnv能够概略地如以下那样记述。但是，在本说明书中，假设为仅关注单相电源的2f频率附近的频带，转换器单元的直流电压控制响应相对充分低。

$\frac{\mathrm{\ΔEFC}}{(\mathrm{\ΔPs}-\mathrm{\ΔPm})}\≈\frac{1}{\mathrm{EFC}0\·C\·s}\·\·\·\left(3\right)$

此处，EFC0表示直流电压的动作点处的值、C表示平滑电容器电容、s表示拉普拉斯运算值。Gcnv根据电力脉动表示直流电压脉动的衰减特性，但越增大平滑电容器电容C，Gcnv的大小(增益)越小，能够得到脉动抑制效果。

但是，电容器电容C越大，平滑电容器的物理的外形·重量也越大，所以一般以容许针对直流电压稳定值EFC05～10％左右的直流电压脉动振幅的方式来决定电容器电容C。

因此，如已叙述的那样，由于残存的直流电压脉动的影响在逆变器单元的输出电流中发生拍频，但以往广泛采用了通过控制电路将其抑制的方法，本发明也是与其相同的范畴的方法。

接下来，以下，叙述逆变器单元的传递特性Ginv、交流电动机Gm的特性。根据后段的解析标记，设为将电动机的旋转磁通作为基准轴的旋转dq轴坐标上的标记。通过将磁通轴设为d轴，将与其正交的轴设为q轴，将交流电动机的电压、电流等全部记述为dq轴上的直流量，电力的脉动的记述变得更容易。根据输入输出，如以下那样，定义逆变器单元中的传递特性Ginv0。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δvd}\\ \mathrm{\Δvq}\end{array}\right]=\mathrm{Ginv}0\·\mathrm{\ΔEFC}=\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}0/\mathrm{EFC}0\\ \mathrm{vq}0/\mathrm{EFC}0\end{array}\right]\·\mathrm{\ΔEFC}\·\·\·\left(4\right)$

此处，vd、vq是在dq轴坐标上表现了从逆变器单元输出并对交流电动机施加的交流电压的各轴分量，vd0、vq0表示稳定动作点的值，Δvd、Δvq表示通过施加直流电压的脉动部分ΔEFC而发生的vd、vq的脉动分量。即，上式(4)是以未考虑逆变器控制单元内的特别的补偿为前提，假设为在原样地保持了vd0与vq0之比的状态下与ΔEFC成比例地发生Δvd、Δvq而定义的。

另外，根据输入输出，如以下那样，定义交流电动机中的传递特性Gm。

$\mathrm{\ΔPm}=N\·\mathrm{Gm}\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δvd}\\ \mathrm{\Δvq}\end{array}\right]\·\·\·\left(5\right)$

此处，N是针对每1台转换器单元连接了的电动机个数，ΔPm是逆变器单元整体的功耗的脉动部分。接受从逆变器单元发生了的输出电压的脉动Δvd、Δvq，作为经由电动机的特性的结果，表示发生在逆变器的直流输入部中的功耗的脉动部分ΔPm的关系。

图3示出表示将以上举出的传递特性串联连接了的Gm*Ginv0*Gcnv的特性、即图2的环路中的开环传递特性的波特图的例子，图4示出表示闭环传递特性的波特图的例子。在该例子中使用了的各种常数以及运转条件如以下所述。

(在图3～图5的解析中使用了的常数以及运转条件)

平滑电容器电容：6mF

平滑电容器电压：3000V

电动机的电路常数：300kW级电动机的标准值

电动机旋转频率条件：40、90、150Hz(电气角)

在图3～图5的波特图内，上段表示增益特性，下段表示相位特性，横轴分别是频率。重叠描绘了与电动机旋转频率3个种类的条件(40、90、150Hz)对应的3根特性线。基本上成为如下特性：起因于基于式(3)的转换器单元的平滑电容器得到的特性Gcnv，以在高频率下增益降低的特性为基本，同时重叠在电动机的传递特性Gm中包含的电动机旋转频率附近的共振特性。伴随电动机旋转频率的变化，共振点移动。假设为转换器单元的直流电压控制应答相对地充分低，在Gcnv的定义中忽略，所以图3是得不到低频率区域中的评价精度，但在单相电源的2f频率(例如100Hz、120Hz)附近以上的区域中为有用的波特图。

如以下那样，通过式(6)定义图3的开环传递特性Gopen0，相对于此，如式(7)那样定义闭环传递特性Gclose0。

Gopen0=N·Gm·Gm·Ginv0·Gcnv........(6)

$\frac{\mathrm{\ΔPm}}{\mathrm{\ΔPs}}=\mathrm{Gclose}0=\mathrm{Gopen}0\·{(1+\mathrm{Gopen}0)}^{-1}\·\·\·\left(7\right)$

在图4中，描绘了该Gclose。与图3同样地，针对不同的3个条件，重叠描绘了电动机旋转频率。能够确认图3的开环传递特性中的共振点频率是电动机旋转频率的值自身，为40、90、150Hz，相对于此，在图4中，由于闭环化，共振点偏移，而成为约45、100、160Hz。与图4同样地，在闭环中确认了从单相交流输入的电力脉动ΔPs至直流电压ΔEFC的传递特性而得到的结果是以下的式(8)、以及图5。

$\frac{\mathrm{\ΔEFC}}{\mathrm{\ΔPs}}=\mathrm{Gcnv}\·{(1+\mathrm{Gopen}0)}^{-1}\·\·\·\left(8\right)$

为了参考，在图5中，用虚线重叠描绘了基于式(3)的转换器单元的传递特性Gcnv。与图4同样地，通过电动机旋转频率40、90、150Hz这3个条件，表示ΔPs至ΔEFC的传递特性，但可知这些也由于闭环的影响而出现向约45、100、160Hz偏移了的共振特性。针对该传递特性，作为单相交流输入的电力脉动ΔPs，在50Hz电源的情况下，施加其2倍频率的100Hz的脉动，但根据图5的共振特性的偏移状况，在电动机旋转频率的值比100Hz稍微低(例如90Hz)的情况下，共振频率成为100Hz，ΔPs被放大。但是，该放大在图5的常数条件中，为从转换器(平滑电容器)单体的特性起+4dB(1.6倍)左右，能够通过作为以往的方法的第一补偿单元110充分实现无拍频控制。

此处，将电动机的电路常数变更为成为更低的电阻的大容量的例子而再描绘图3～图5的开环传递特性、闭环传递特性的图是图6(开环传递特性)、图7、8(闭环传递特性)。

在比较按照标准的电动机常数描绘了的图4、和按照大容量用途的常数描绘了的图6时，可知图6的电动机旋转频率所引起的共振特性更显著。特别，在比较电力干扰ΔPs的脉动频率100Hz和电动机旋转频率接近了的情况彼此时，可知相比于图4，图6的共振特性的影响更大，电动机的电路常数条件助长逆变器功耗的脉动ΔPm的脉动。

特别，在比较成为对电力干扰ΔPs的脉动频率100Hz进行放大的条件的电动机旋转频率90Hz的情况彼此时，相比于图5，图8的共振特性更大，成为从转换器(平滑电容器)单体的特性起+约10dB(约3.2倍)左右。这样，在电动机的电路常数是低损失/低电阻的特性的情况下，由于电动机的阻抗特性，有时共振特性变大，直流电压的脉动ΔEFC变大。如果直流电压脉动ΔEFC过大，则有超过第一补偿单元110的补偿界限量的可能性，仅通过第一补偿单元110，有难以实现无拍频控制的可能性。

相对于此，第二补偿单元111是为了不限于单相电源的2f频带而在其以外的频带中，改善具有转换器单元2、逆变器单元3、交流电动机4的系统整体的响应度、缓和上述共振特性而设置的。以下，说明其效果。

将对由电流检测单元33取得的逆变器单元3的输出电流iu、iv、iw通过坐标变换单元105向dq轴坐标进行变换处理而得到的后段的电流信号id、iq的至少某一个输入到第二补偿单元111。

坐标变换单元105的运算内容如下式所示。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\\ \mathrm{iq}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\·\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{ccc}1& -1/2& -1/2\\ 0& \sqrt{3}/2& -\sqrt{3}/2\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{iu}\\ \mathrm{iv}\\ \mathrm{iw}\end{array}\right]\·\·\·\left(9\right)$

在第二补偿单元111中，实施对低频频率区域进行截止的频率处理，进行增益倍处置。式(10)以及图10示出该处理的传递特性Gcp_1。

$\mathrm{\Δwinv}=\mathrm{Gcp}\_1\·\mathrm{iq}=\mathrm{Kcp}\·\frac{s}{s+\mathrm{\ωh}}\·\mathrm{iq}\·\·\·\left(10\right)$

此处，ωh是低频截止频率[rad/sec]，s是拉普拉斯算子，Kcp是补偿增益。Iq是通过式(8)计算的、逆变器输出电流中的对转矩作出贡献的分量的q轴电流。关于通过式(9)计算出的Δwinv，作为补偿量，按照加入到作为频率指令值生成单元103的输出的频率指令值的形式来补偿。

本实施方式1的第二补偿单元111通过在抽出了从逆变器单元3向交流电动机4输出的交流电流的转矩部分分量，并抽出了包含单相电源的2f频率的高的频带的脉动之后补偿频率指令值，从而操作交流电动机的功耗特性。物理上，交流电流的转矩部分分量的脉动是有效电力的脉动，利用逆变器的频率操作是转矩、甚至是有效电力的操作。因此，如果关于交流电流的转矩部分分量的脉动，根据抽出结果，向将其抵消的方向操作了利用逆变器的频率指令值，则成为抑制电力的脉动的功能，能够进行抑制直流电压的脉动ΔEFC的操作。与图2对应地对该补偿处理的概念进行传递特性块标记而得到的图是图9。以下，同样地对附加了第二补偿单元111的情况的图9说明传递特性，以使得根据图2的块图标记通过图3～8的波特图来确认。

针对频率指令值如图1说明那样，进行积分处理而成为相位角指令，所以关于针对通过式(9)计算出的频率指令的补偿量，对于交流电动机而言，还能够捕捉为相位角的补偿量。

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{1}{s}\·\mathrm{\Δwinv}=\frac{1}{s}\·\mathrm{Gcp}\_1\·\mathrm{iq}=\mathrm{Kcp}\·\frac{1}{s+\mathrm{\ωh}}\·\mathrm{iq}\·\·\·\left(11\right)$

补偿相位角是补偿逆变器单元的输出电压相位。如果将利用第二补偿单元111进行的输出电压的补偿设为Δvd2、Δvq2，假设Δθ微小，则成为

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}0+\mathrm{\Δvd}2\\ \mathrm{vq}0+\mathrm{\Δvq}2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\Δ\θ}& -\sin \mathrm{\Δ\θ}\\ \sin \mathrm{\Δ\θ}& \cos \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}0\\ \mathrm{vq}0\end{array}\right]\≈\begin{array}{}\end{array}\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{cc}1& -\mathrm{\Δ\θ}\\ \mathrm{\Δ\θ}& 1\end{array}\right]\·\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{c}\mathrm{vd}0\\ \mathrm{vq}0\end{array}\right]\·\·\·\left(12\right),$

所以能够捕捉为

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δvd}2\\ \mathrm{\Δvq}2\end{array}\right]\≈\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{c}-\mathrm{vq}0\\ \mathrm{vd}0\end{array}\right]\·\mathrm{\Δ\θ}\·\·\·\left(13\right).$

因此，关于附加了第二补偿单元111的情况下的逆变器单元的传递特性Ginv1，能够扩展式(4)，记述为将直流电压脉动ΔEFC和相位角的补偿量Δθ这双方作为输入的向逆变器输出电压补偿传递的传递特性。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{\Δvd}+\mathrm{\Δvd}2\\ \mathrm{\Δvq}+\mathrm{\Δvq}2\end{array}\right]=\mathrm{Ginvl}\·\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{c}\mathrm{\ΔEFC}\\ \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\mathrm{vd}0/\mathrm{EFC}0& -\mathrm{vq}0\\ \mathrm{vq}0/\mathrm{EFC}0& \mathrm{vd}0\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}\mathrm{\ΔEFC}\\ \mathrm{\Δ\θ}\end{array}\right]\·\·\·\left(14\right)$

如图9的虚线框那样，将针对交流电动机的传递特性Gm考虑了通过基于式(14)的逆变器单元的传递特性Ginv1、以及基于式(10)、(11)的第二补偿单元111的传递特性Gcp_1得到的补偿效果时的、从直流电压脉动ΔEFC至逆变器功耗脉动ΔPm的传递特性设为Gm_cmp1。图11示出Gm_cmp1的传递特性。另外，为了比较，一并记载了未设置第二补偿单元的情况下的从直流电压脉动ΔEFC至逆变器功耗脉动ΔPm的传递特性Gm*Ginv0(式(4)(5))。

(在图10、图11的解析中使用了的常数以及运转条件)

第二补偿单元；式(9)的低频截止频率ωh：500rad/sec

第二补偿单元；式(9)的补偿增益Kcp：0.15

电动机的电路常数：与在成为低电阻的大容量电动机(图6～8)中使用了的常数相同

电动机旋转频率：90Hz(电气角)

在未设置第二补偿单元的传递特性Gm*Ginv0的传递特性中，如图11所示，可知在电动机旋转频率附近具有共振特性。该特性与式(3)的转换器的传递特性Gcnv组合，从而成为在图8中说明的直流电压的脉动ΔEFC变得过大的主要原因之一。另一方面，能够确认在设置了第二补偿单元的传递特性Gm_cmp1中，电动机旋转频率附近的共振特性被抑制。物理上，表示为了抽出交流电流的转矩部分分量的脉动，向消除其的方向操作基于逆变器的频率指令值，抑制交流电流的转矩部分分量的脉动、甚至电动机的输出电力的脉动ΔPm。

此处，在与转换器的传递特性Gcnv组合了时，为了避免电力脉动的助长，需要适合地设定式(9)中的低频截止频率wh、补偿增益Kep的大小。为了说明该点，如以下那样定义开环传递特性Gopen1。

Gopenl=N·Gm_cmpl·Gcnv........(15)

另外，针对开环传递特性Gopen1，如以下的式(15)那样，定义闭环传递特性Gclose1。

$\frac{\mathrm{\ΔPm}}{\mathrm{\ΔPs}}\mathrm{Gclosel}=\mathrm{Gopenl}\·{(1+\mathrm{Gopenl})}^{-1}\·\·\·\left(16\right)$

与在图3～图8中示出开环特性、闭环特性的情况同样地，在图12～图14中示出附加了第二补偿单元111的情况下的开环特性Gopen1、闭环特性Gclose1。另外，在图12～图14的解析中使用了的常数、以及运转条件如下所述。

(在图12～图14的解析中使用了的常数以及运转条件)

第二补偿单元：式(10)的低频截止频率ωh：500rad/sec

第二补偿单元：式(10)的补偿增益Kcp：0.15

平滑电容器电容：6mF(与图3～图8相同)

平滑电容器电压：3000V(与图3～图8相同)

电动机旋转频率条件：40、90、150Hz(电气角)(与图3～图8相同)

电动机的电路常数：成为低电阻的大容量电动机(与在图6～图8中使用了的常数相同)

比较作为未附加第二补偿单元111的情况下的特性图的图6～图8、和作为附加了第二补偿单元111的情况下的特性图的图12～图14。如已叙述那样，在闭环的图8中，存在从电动机旋转频率向高频偏移了的频率点的共振特性，对单相电源的2f频率的直流电压脉动ΔEFC进行放大，从转换器(平滑电容器)单体的特性起+约10dB(约3.2倍)左右。因此，存在以往的仅利用第一补偿单元的无拍频控制变得困难的可能性。

相对于此，在图14中，共振特性被缓和至从转换器(平滑电容器)单体的特性起+约2dB(约1.3倍)左右。由此，能够确保利用第一补偿单元的拍频抑制功能。其是适合地设计了第二补偿单元的截止频率和增益的效果。即，是为了至少在成为问题的脉动干扰输入显著大的单相电源的2f频率附近的频率区域中，实现还包含转换器的传递特性的影响时的共振特性的抑制，将第二补偿单元中的低频截止频率wh设定为单相电源的2f频率以下(在图10的例子中500rad/sec＝79.5Hz<50Hz×2)，并且为了使包括转换器的特性图12中的在单相电源的2f频率附近处的增益成为0dB以下而适合地设定了补偿增益Kep的大小的结果。

另外，在图10～图14中，作为最适合的设定例子，使低频截止频率wh成为单相交流电压频率的2倍频率以下，但也可以并非一定严密地是单相交流电压频率的2倍频率以下。即，至少低频截止频率wh设定为电动机的旋转频率上限以下，与其对应地调节补偿增益Kp，从而能够缓和输出电力脉动的共振特性。

图15(a)(b)以及图16是组合50Hz单相交流电压输入、转换器单元、逆变器单元、大容量电动机(电路常数与在图6～图8的解析中使用了的常数相同)而实施了使电动机加速的仿真的结果。但是，关于第一补偿单元、第二补偿单元，如以下那样实施了设定。

(表1)

仿真结果的图编号	第一补偿单元	第二补偿单元
			图15(a)	无	无
图15(b)	有	无
			图16	有	有

仿真结果的图编号第一补偿单元第二补偿单元图15(a)无无图15(b)有无图16有有

在第一补偿单元、第二补偿单元都不具备的情况下的图15(a)中，在逆变器单元输出电压频率成为100Hz的时刻前后，在逆变器单元输出电流中发生了拍频。另外，起因于由于电动机是大容量而电阻值小等，电动机的共振性产生影响，而成为在逆变器单元输出电压频率成为90Hz附近的期间中，逆变器单元输出电流的拍频极大化的结果。

在仅具备第一补偿单元110的图15(b)中，如果逆变器单元3的输出电压频率临近约90Hz的区域，则在逆变器单元3的输出电流中发生极端的拍频。关于该拍频现象，通过作为以往技术的仅对第一补偿单元110进行调整设定，难以抑制。另一方面，在作为具备第一补偿单元110和第二补偿单元111这两者的条件的结果的图16中，能够确认能够在抑制逆变器单元输出电压频率90Hz附近、以及100Hz附近这两方的拍频，良好地控制逆变器输出电流的同时，使交流电动机进行加速。

以上，如图1那样，为了抑制在直流电压上重叠的单相交流电压频率的2倍频率分量的脉动所引起的逆变器输出电流的拍频，除了附加抽出单相交流电压频率的2倍频率分量而进行抑制的第1补偿单元的功能以外，还附加对逆变器单元输出的电流进行低频截止处理以及增益处理的第二补偿单元，从而能够缓和电动机所引起的共振特性，所以得到不依赖于电动机的应答特性而能够实现逆变器输出电流的拍频抑制的效果。

另外，通过作为上述第二补偿单元的输入，使用将逆变器输出电流向dq轴进行坐标变换处理而得到的输入，得到能够更适合并且容易地实施电动机所引起的共振特性的缓和的效果。另外，通过第二补偿单元对单相交流电压频率的2倍频率以下的频率区域进行低频截止处理，得到能够更适合并且容易地实施电动机所引起的共振特性的缓和的效果。

另外，在本实施方式1中，设为通过速度检测单元5检测交流电动机4的转速的结构，但已知通过如在非专利文献2等中所见那样根据逆变器的输出电压信息和逆变器的输入电流信息，利用推测运算取得转速信息的方法，来代替速度检测单元5的功能的所谓无速度传感器技术。即使在使用该无速度传感器控制技术的方式中，也能够同样地通过附加第一补偿单元以及第二补偿单元，来得到不依赖于电动机的应答特性而能够实现逆变器输出电流的拍频抑制的效果。

实施方式2.

图17是示出实施方式2中的电力变换装置的图，单相交流电源1、转换器单元2、逆变器单元3、交流电动机4、速度检测单元5与实施方式1相同，省略其说明。

100b是逆变器控制单元，第二补偿单元111b的输入不是q轴电流而是直流电压EFC这一点是与实施方式1的逆变器控制单元100、以及实施方式1的第二补偿单元111不同的点。即使在这样的结构中，也能够得到与实施方式1同样的效果。

图18是对图17进行传递特性块标记而得到的图。此处，第二补偿单元111b具有包含高通处理和增益处理的传递特性Gcp_2，将直流电压EFC作为输入、将补偿频率Δwinv作为输出，如以下的式(17)那样设定。在实施方式2中的第二补偿单元111b中，作为低频截止特性，具有2次的特性。图19示出该传递特性的图。

$\mathrm{\&Delta;winv}=\mathrm{Gcp}\_2\&CenterDot;\mathrm{EFC}=\mathrm{Kcp}\&CenterDot;{\left(\frac{s}{s+\mathrm{\&omega;h}}\right)}^2\&CenterDot;\mathrm{EFC}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(17\right)$

$\mathrm{\&Delta;\&theta;}=\frac{1}{s}\&CenterDot;\mathrm{\&Delta;winv}=\frac{1}{s}\&CenterDot;\mathrm{Gcp}\_2\&CenterDot;\mathrm{EFC}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(18\right)$

关于将把直流电压EFC、以及补偿量捕捉为相位角时的Δθ作为输入、并将逆变器输出电压补偿作为输出时的逆变器单元的传递特性，通过式(14)作为Ginv1举出。如图18的虚线框那样，设为针对交流电动机的传递特性Gm考虑了通过基于式(14)的逆变器单元的传递特性Ginv1、以及基于式(17)(18)的第二补偿单元的传递特性Gcp_2得到的补偿效果时的从直流电压脉动ΔEFC至逆变器功耗脉动的传递特性Gm_cmp2。图20示出Gm_cmp2的传递特性。另外，为了比较，一并示出了未设置第二补偿单元的情况下的从直流电压脉动ΔEFC至逆变器功耗脉动ΔPm的传递特性Gm*Ginv(式(4)(5))。

(在图19、图20的解析中使用了的常数以及运转条件)

第二补偿单元；式(17)的低频截止频率ωh：1200rad/sec

第二补偿单元；式(17)的补偿增益Kcp：2000

电动机的电路常数：成为低电阻的大容量电动机(与在图6～图8中使用了的常数相同)

电动机旋转频率：90Hz(电气角)

在未设置第二补偿单元的传递特性Gm*Ginv0的传递特性中，如图20所示，在电动机旋转频率附近具有共振特性，该特性与式(3)的转换器的传递特性Gcnv组合，从而成为直流电压脉动ΔEFC变得过大的主要原因的情况如实施方式1的说明叙述那样。

另一方面，在设置了第二补偿单元的传递特性Gm_cmp2中，单相电源的2f频率的相位特性被超前补偿的情况能够根据图20的虚线包围部确认。物理上，根据表示第二补偿单元111b的传递特性的图19可知，抽出直流电压EFC的脉动分量，向成为针对电动机输出脉动的相位超前补偿的方向，操作利用逆变器的频率指令值，从而相比于增益特性，重点地操作相位特性。

而且，如以下那样定义开环传递特性Gopen2。

Gopen2=N·Gm_cmp2·Gcny.........(19)

另外，针对开环传递特性Gopen2，如以下的式(19)那样定义闭环传递特性Gclose2。

$\frac{\mathrm{\&Delta;Pm}}{\mathrm{\&Delta;Ps}}=\mathrm{Gclose}2=\mathrm{Gopen}2\&CenterDot;{(1+\mathrm{Gopen}2)}^{-1}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(20\right)$

图21、图22示出附加了实施方式2的第二补偿单元的情况下的开环特性Gopen2、闭环特性Gclose2。另外，与图22同样地，在闭环中，确认了从单相交流输入的电力脉动ΔPs至直流电压ΔEFC的传递特性的图是图23。

另外，在图21～图23的解析中使用了的常数以及运转条件是与图6～图8同样的大容量电动机常数和速度条件。

在比较未附加第二补偿单元的情况下的开环特性Gopen0的图6、和作为附加了实施方式2的第二补偿单元的情况下的开环特性的图21时，如图21的虚线包围部所示，100Hz附近的相位被超前补偿，增益0[dB]下的相位从-180[deg]起的余量变大。由此，关于闭环特性图22在与无第二补偿单元的情况的闭环特性图7进行比较时，共振特性被抑制。

同样地，比较从单相交流输入的电力脉动ΔPs至直流电压ΔEFC的传递特性。如已经看到的那样，在无第二补偿单元的图8的情况下，在单相电源的2f频率中，是从转换器(平滑电容器)单体的特性起+约10dB(约3.2倍)左右，存在难以确保仅利用第一补偿单元的拍频抑制功能的可能性。相对于此，在附加了实施方式2的第二补偿单元的图23的情况下，共振特性被缓和至从转换器(平滑电容器)单体的特性起+约2dB(约1.3倍)左右。由此，能够确保利用第一补偿单元的拍频抑制功能。

以上，如图17那样，为了抑制在直流电压上重叠的单相交流电压频率的2倍频率分量的脉动所引起的逆变器输出电流的拍频，除了附加抽出单相交流电压频率的2倍频率分量而进行抑制的第一补偿单元的功能以外，还附加对转换器单元输出的直流电压进行低频截止并进行增益处理的第二补偿单元，从而能够对开环传递特性中的单相交流电压频率的2倍频率分量附近的相位特性进行超前补偿，所以即使在存在电动机具有的共振特性的情况下，也能够缓和闭环传递特性的共振特性，所以能够得到不依赖于电动机的应答特性而实现逆变器输出电流的拍频抑制的效果。

另外，在实施方式1、实施方式2中，说明了第一补偿单元、第二补偿单元的输出补偿频率指令的方式，但能够间接地视为补偿相位角指令、电压指令、进而转矩指令、电流指令的情况如说明过的那样。因此，即使设为第一补偿单元、第二补偿单元使用转矩补偿量、电流指令补偿量、电压指令补偿量、频率指令补偿量、相位角补偿量的至少某一个补偿量来补偿的方式，当然也能得到同样的效果。

另外，如果鉴于频率指令的生成方法依赖于电流指令生成方法、以及转矩指令，则设为第二补偿单元操作电流指令、或者转矩指令的方式，通过与其符合地设定增益操作，也能得到同样的效果。

进而，在实施方式1、实施方式2中，说明了作为第一补偿单元、第二补偿单元的输入，选择作为转换器单元的输出的直流电压、或者作为逆变器单元的输出的逆变器输出电流的方式，但也可以设为推测运算这些状态量来取得的方式。例如，关于逆变器单元的输出电流、

特别q轴电流，只要将向逆变器单元的输入电力除以交流电动机的转速来推测转矩，就能够实现间接的推测运算。即使将这些间接推测运算值作为第一补偿单元或者第二补偿单元的输入，仍得到同样的效果。

实施方式3.

图24是示出实施方式3的结构的图，单相交流电源1、转换器单元2、逆变器单元3与实施方式1～2相同。另一方面，交流电动机4c是同步电动机，5c成为检测磁极位置的位置检测单元的情况与实施方式1～2不同。另外，关于逆变器控制单元100c也成为与同步电动机对应的单元。

在交流电动机4c是同步电动机的情况下，在矢量控制中，将同步电动机的转子磁极位置作为基准轴，实施矢量控制。即，利用位置检测单元5c检测磁极位置，通过基于此的坐标变换单元105c，将逆变器单元的输出电流坐标变换到dq轴上。另外，电流指令值发生单元101c也将磁极位置作为基准轴d轴，使用转矩指令值、以及电动机的电路常数，生成d轴电流指令id_ref以及q轴电流指令iq_ref。频率指令值生成单元103c通过对上述磁极位置信息进行微分等而取得频率指令值winv。电压指令值生成单元102c使用电流指令值id_ref、iq_ref、频率指令值winv、以及预先取得了的电动机的电路常数来生成电压指令值，将磁极位置信息作为基准轴，变换为交流电压而输出到逆变器单元3。

第一补偿单元110c针对由电压检测单元32检测出的直流电压值Vdc，抽出单相交流电压的频率的2倍频率分量并进行增益处理，将由此得到的结果作为补偿量，输出到电压指令值生成单元102c。

以上的结构是进行与例如专利文献6的实施方式1记载的从交流电源供给电力来驱动同步电动机的结构等同的动作的结构，详细说明省略。

相对于此，第二补偿单元111c针对由坐标变换单元105c取得的q轴电流，对单相交流电压频率的2倍频率以下的频率区域进行截止来进行增益处理，将由此得到的结果作为相位角补偿量，输出到电压指令值生成单元102c。

式(21)示出从第二补偿单元111c中的q轴电流至相位角补偿量Δθ的传递特性的例子。

$\mathrm{\&Delta;\&theta;}=\frac{1}{s}\&CenterDot;\mathrm{Gcp}\_3\&CenterDot;\mathrm{iq}=\mathrm{Kcp}\&CenterDot;\frac{s}{s+\mathrm{\&omega;h}}\&CenterDot;\mathrm{iq}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(21\right)$

在电压指令值生成单元102c中，在对逆变器单元3输出的电压指令值中反映第一补偿单元110c、第二补偿单元111c这两方的补偿量而输出。

即使在交流电动机4c是同步电动机的情况下，在从直流电压脉动ΔEFC至逆变器功耗脉动ΔPm的传递特性中也体现出电动机旋转频率附近处的共振特性的情形与实施方式1、2相同。相对于此，与实施方式1同样地，作为第二补偿单元111c，抽出转矩分电流的脉动部分Δiq，来补偿逆变器输出电压，从而能够缓和包括单相电源的2f频率的频带中的上述共振特性，能够抑制直流电压脉动ΔEFC的放大。由此，能够确保利用第一补偿单元110c的拍频抑制功能。

以上，如图24那样，即使在交流电动机是同步电动机的情况下，为了抑制在直流电压上重叠的单相交流电压频率的2倍频率分量的脉动所引起的逆变器输出电流的拍频，针对抽出单相交流电压频率的2倍频率分量进行抑制的第一补偿单元的功能，附加对逆变器单元输出的逆变器输出电流进行低频截止并进行增益处理的第二补偿单元，从而能够缓和电动机所引起的共振特性，所以能够得到不依赖于电动机的应答特性而抑制逆变器输出电流的拍频的效果。另外，通过作为补偿单元的输入，使用将逆变器输出电流向dq轴进行坐标变换处理而得到的结果，能够得到能够更适合并且容易地实施电动机所引起的共振特性的缓和的效果。

另外，通过第二补偿单元对单相交流电压频率的2倍频率以下的频率区域进行低频截止处理，能够得到能够更适合并且容易地实施电动机所引起的共振特性的缓和的效果。另外，在本实施方式3中，设为通过位置检测单元5c检测交流电动机4的磁极位置的结构，但已知通过如非专利文献3等所见那样根据逆变器的输出电压信息和逆变器的输入电流信息利用推测运算取得磁极位置信息的方法，来代替位置检测单元5c的功能的所谓无位置传感器控制技术。即使在使用该无位置传感器控制技术的方式中，也通过同样地附加第一补偿单元以及第二补偿单元，而能得到不依赖于电动机的应答特性而能够实现逆变器输出电流的拍频抑制的效果。

Claims (5)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：

转换器单元，对单相交流电压进行整流而变换为直流电压；

逆变器单元，将作为所述转换器单元的输出的直流电压变换为交流电压而供给到电动机；

电流指令值生成单元，根据转矩指令值输出针对所述电动机的电流指令值；

频率指令值生成单元，根据所述电动机的速度信号输出针对所述电动机的电压的频率指令值；

相位角指令值生成单元，根据所述电动机的速度信息或者轴位置信息计算相位角指令值；

电压指令值生成单元，使用所述电流指令值、频率指令值以及相位角指令值来生成向所述逆变器单元的电压指令值；以及

补偿单元，针对所述转矩指令值、电流指令值、电压指令值、频率指令值、相位角指令值的至少一个进行补偿值的加减法运算，

所述补偿单元包括：

第一补偿单元，从所述转换器单元输出的直流电压或者所述逆变器单元输出的电流抽出所述交流电压频率的2倍频率分量并进行增益处理，将由此得到的结果用作针对所述转矩指令值、电流指令值、电压指令值、频率指令值、相位角指令值的至少一个的补偿值；以及

第二补偿单元，对所述转换器单元输出的直流电压或者逆变器单元输出的电流进行将在电动机的电气角最高频率以下选择的频率设为截止频率的低频截止处理以及增益处理，将由此得到的结果用作针对所述转矩指令值、电流指令值、电压指令值、频率指令值、相位角指令值的至少一个的补偿值。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

将所述逆变器单元输出的电流坐标变换处理为以电动机的磁通相位为基准的旋转二轴坐标即dq轴坐标，抽出作为磁通相位分量的d轴电流、或者作为与磁通相位正交的分量的q轴电流，将其中某一个用于所述第一补偿单元或者第二补偿单元的输入。

3.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于，

第二补偿单元将在单相交流电压的频率的2倍频率以下选择的频率作为截止频率进行低频截止处理。

4.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述电压指令值生成单元进行1脉冲控制，该1脉冲控制实施针对施加给电动机的电压振幅值的上限值设定处理来输出电压指令值。

5.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于，

供给电力的电动机是使转子的冷却不依赖于来自外部的吸气的全闭型电动机。