CN105207566A - 他控式双馈电机的失步振荡抑制方法及其双馈电机系统 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种他控式双馈电机的失步振荡抑制方法及其双馈电机系统，包括：计算电机的转子的有功功率；从所述有功功率中提取所述有功功率的振荡分量；根据所述振荡分量计算滑差频率补偿量；用所述滑差频率补偿量补偿电机的滑差频率。本发明的实施例中，根据转子的有功功率的振荡分量来计算电机的滑差频率补偿量并用其对滑差频率进行补偿，增大了系统阻尼，提高了系统的稳定性和响应的快速性，解决了他控式双馈调速系统固有的容易失步、过流等不稳定问题。

Description

他控式双馈电机的失步振荡抑制方法及其双馈电机系统

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，尤其是涉及一种他控式双馈电机的失步振荡抑制方法及其双馈电机系统。

背景技术

在传统的绕线转子电机的调速系统中，大多采用转子串电阻调速和传统串级调速系统。转子串电阻调速方式由于转差能量全部浪费在了电阻上，系统效率低下，已经处于逐渐淘汰的趋势，这种调速方式在新系统中几乎不再使用了，但仍然有大量使用此种调速方式的老系统需要完成技术改造和升级。传统的绕线转子电机串级调速系统实现了电机的次同步调速，但是此系统存在逆变颠覆的问题，而且功率因数很低，在高速时候也仅能达到0.6～0.65，需要增加无功补偿装置来改善功率因数，因此也逐渐在淘汰。在节能降耗要求越来越高的今天，很多企业面临对这些旧调速系统进行技术改造升级的问题。

绕线转子电机需要成本较低、节能高效的变频调速系统，因此双馈系统以其特有的特点和优势受到越来越多的重视。在大多数场合下60％-100％部分调速范围内，双馈系统的功率只相当于电机功率的1/3～1/4，可大大降低成本。而且，高压绕线转子电机的转子电压要远远低于定子电压，使用双馈变频系统可以实现通过低压来控制高压电机的目的，比传统高压变频器的成本要低很多。

双馈调速系统例如可以使用三相背靠背IGBT逆变桥结构的变频器(四象限变频器)，其分为电机侧PWM逆变器和网侧PWM整流器两部分，可以实现真正意义上的双馈调速。它的控制策略可以采用矢量控制(自控式)，对于风机、水泵等等也可以采用他控式控制方式。

在自控式控制方式中，异步电动机转子的输入频率是通过同轴的位置检测器(编码器)自动控制的，这时输入频率能够自动跟踪电动机的转差频率。自控式双馈调速系统与异步电机矢量控制相同，其转速随负载变化，但他还具有调节电动机定子侧无功功率的功能。由于对变频器的输出可以自动控制，使系统有较强的调节能力，稳定性也好，可以完全避免失步现象，适用于有冲击性负载、高性能应用的场合，例如可以用于风力发电、轧钢厂的连轧传动、矿井提升机、水泥球磨机等场合，可以取得很好的控制效果。但是此种系统需要转子位置传感器，而现场绕线转子电机一般都没有配套安装编码器，而且编码器的安装也比较麻烦。因此，在风机、水泵等对调速要求不高的场合，不需要位置传感器的控制方案可能是更适合的。

双馈电机(例如，绕线转子异步电机)他控式方式又称为同步工作方式。在他控式控制方法中，由独立的控制器控制变频器的输出频率，即直接控制输入电动机转子的电压频率f₂，一般不需要用编码器来检测电机的转子位置角度。由于f₂满足f₂＝Sf₁(其中S为电机的转差率，f₁为电机的定子的电压频率)的关系式，所以电动机一定在对应于转差率S的转速下运行，且不随负载变化。此时的异步电动机的运行方式相当于转子加交流励磁的同步电动机，其同步转速随着转子输入电压的频率变化而改变。

他控式双馈调速的电机具有同步电机的特点，但与之不同的是速度可调。但是，与无阻尼绕组(启动绕组)的永磁同步电机他控式控制方式比较类似，采用电压源型逆变器的他控式双馈调速系统存在固有的不稳定特性，在突加负载、快速加减速和其他参数突变的情况下，保持稳定、防止过流和失步振荡是一个比较复杂的问题，此问题的存在大大限制了此种控制系统的工业应用。

发明内容

本发明的目的之一是提供一种能够增大系统阻尼、提高系统稳定性的他控式双馈电机的失步振荡抑制方法及其双馈电机系统。

本发明的一些实施例中提供了一种他控式双馈电机的失步振荡抑制方法。该方法包括：计算电机的转子的有功功率；从有功功率中提取有功功率的振荡分量；根据该振荡分量计算滑差频率补偿量；用该滑差频率补偿量补偿电机的滑差频率。

本发明的一些实施例中还提供了一种双馈电机系统。该双馈电机系统包括双馈电机、变频器和控制器。变频器连接到双馈电机。控制器连接到变频器并通过该变频器控制双馈电机的工作。其中该控制器用于：计算电机的转子的有功功率；从有功功率中提取有功功率的振荡分量；根据该振荡分量计算滑差频率补偿量；用该滑差频率补偿量补偿电机的滑差频率。

本发明的实施例的失步振荡抑制方法及其双馈电机系统中，根据转子的有功功率的振荡分量来计算电机的滑差频率补偿量并用其对滑差频率进行补偿，增大了系统阻尼，提高了系统的稳定性和响应的快速性，解决了他控式双馈调速系统固有的容易失步、过流等不稳定问题。

附图说明

图1是本发明一些实施例的他控式双馈电机系统的结构示意图。

图2是本发明一些实施例的他控式双馈电机的失步振荡抑制方法的流程示意图。

具体实施方式

本发明的实施例中，提供了一种他控式双馈电机的失步振荡抑制方法以及使用该方法的双馈电机系统。

本发明的一些实施例中，他控式双馈电机系统的示意图可以如图1所示。这些实施例中，双馈电机系统可以包括双馈电机1、变频器2和控制器3。变频器2(例如，四象限变频器)连接到双馈电机1。控制器3连接到变频器2，并且基于接收到的控制信号通过变频器2控制双馈电机1的工作。

虽然图1中以控制器3与变频器2分离的方式进行了显示，但是应该理解图1仅仅是为了方便进行说明的示意性结构图，而并非对本发明的他控式双馈电机的结构的限制。实际上，本发明的实施例中，控制器3可以是与变频器2分离的单独的设备，也可以是组成变频器2的元件。例如，一些实施例中，控制器3可以是由变频器2中的数字信号处理器(DSP)或者其他具有运算和控制功能的电子器件实现的运算功能模块。

他控式双馈调速系统(双馈电机系统)中，在突加负载、快速调节转速或者其他参数突变的情况下，可能产生失步和过流问题。本发明的实施例的方法中，针对这些问题，通过检测转子有功功率中的振荡分量，用振荡分量来计算电机滑差频率(例如，转差电角速度或者转差频率)的补偿量(或者变化量)，并用该计算出的变化量或者补偿量来对相应的滑差频率进行补偿，改变该滑差频率，从而改善系统阻尼，解决系统的失步振荡和过流问题。

下面结合附图对本发明的他控式双馈调速系统的失步振荡抑制方法的具体步骤进行详细说明。

图2为本发明一些实施例的他控式双馈调速系统的失步振荡抑制方法的流程示意图。

如图2所示，一些实施例中，在步骤100，首先计算该他控式双馈调速系统中的电机的转子的有功功率。

一些实施例中，在计算转子的有功功率时，坐标变换可以采用恒幅值变换。有功功率计算过程可以在同步旋转坐标系或者在两相正交静止坐标系下计算。

例如，一些实施例中，可以在同步旋转坐标系下计算转子的有功功率。此时，有功功率例如可以按照下式计算：

$p_r=\frac{3}{2}(V_{rd}{i}_{rd}+V_{rq}{i}_{rq})---\left(1\right)$

其中p_r为所求的转子的有功功率，V_rd为在两相同步旋转坐标系下的转子d轴电压，V_rq为在两相同步旋转坐标系下的转子q轴电压，i_rd为在两相同步旋转坐标系下的转子d轴电流，i_rq为在两相同步旋转坐标系下的转子q轴电流。

另一些实施例中，可以在两相静止坐标系下计算转子的有功功率。此时，有功功率可以例如可以按照下式计算：

$p_r=\frac{3}{2}(V_{r\mathrm{\α}}{i}_{r\mathrm{\α}}+V_{r\mathrm{\β}}{i}_{r\mathrm{\β}})---\left(2\right)$

其中p_r为所求的转子的有功功率，V_rα为在两相静止坐标系下的转子α轴电压，V_rβ为在两相静止坐标系下的转子β轴电压，i_rα为在两相静止坐标系下的转子α轴电流，i_rβ为在两相静止坐标系下的转子β轴电流。

然后，在步骤102中，可以从该转子有功功率中提取出该有功功率的振荡分量。

本发明的一些实施例中，可以从该有功功率中滤除该有功功率的稳定分量，并且从该有功功率中也滤除该有功功率的高频谐波分量，滤波了稳定分量和高频斜波分量后，即可获得所需要的振荡分量。

例如，一些实施例中，可以对有功功率进行一阶高通滤波处理以滤除稳定分量并进行低通滤波处理以滤除高频谐波分量，从而获得振荡分量。或者，另一些实施例中，也可以直接对该有功功率进行带通滤波，从而获得振荡分量。

一些实施例中，从有功功率中提取振荡分量的过程可以示意性地表示为下式：

${\mathrm{\Δp}}_r=(\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{1}s+1}-\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{h}s+1})p_r---\left(3\right)$

其中Δp_r为有功功率的振荡分量，p_r为转子的有功功率，τ₁为低通滤波时间常数，τ_h为高通滤波时间常数。

提取出了有功功率的振荡分量之后，在步骤106中，即可根据该振荡分量计算电机的滑差频率补偿量。

为了能够根据振荡分量计算电机的滑差频率补偿量，则需要获得有功功率的振荡分量与滑差频率补偿量之间存在的关系。下文中，将以转差角速度为例具体推导有功功率的振荡分量与滑差频率之间的这种关系。

首先，可以得到转差电角速度变化量Δω_r与转子的有功功率变化量(即振荡分量)Δp_r的关系。

根据电机的机电平衡方程，有

$T_e-T_l=\frac{J}{n_p}\frac{{\mathrm{d\ω}}_r}{dt}---\left(4\right)$

式中，T_e为电机的电磁转矩，T_l为负载转矩，J为系统的转动惯量，n_p为电机的极对数，ω_r为电机旋转的电角速度。

电机模型可以采用电动机惯例，根据双馈电机调速系统中定转子功率和电磁功率的关系，有

p_e≈p_s+p_r＝(1-s)p_s(5)

p_r＝-sp_s(6)

$T_e=n_p\frac{p_e}{{\mathrm{\ω}}_r}$

$s=\frac{{\mathrm{\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_r}{{\mathrm{\ω}}_r}---\left(7\right)$

式中，s是电机的转差率，即

$s=\frac{{\mathrm{\ω}}_s-{\mathrm{\ω}}_r}{{\mathrm{\ω}}_s}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{slip}}{{\mathrm{\ω}}_s}---\left(8\right)$

其中ω_s为电机定子电压的同步电角速度，ω_slip为电机的转差电角速度，p_e为电机的电磁功率，p_s为电机定子侧输入的有功功率，p_r为电机转子侧输入的有功功率。

忽略定转子铜耗，则根据转子有功功率和电磁转矩的关系，将式(5)和(6)代入式(7)，可以得到电磁转矩计算公式

$T_e\≈-n_p\frac{p_r}{{\mathrm{\ω}}_{slip}}---\left(9\right)$

由上式，转矩的变化量可以用下面的式子表示，两边用来做小信号分析。

$T_e+{\mathrm{\ΔT}}_e\≈-np\frac{p_r+{\mathrm{\Δp}}_r}{{\mathrm{\ω}}_{slip}}---\left(10\right)$

这里假设负载恒定，T_e为电磁转矩，T_l为负载转矩，ω_r为电机转子电角速度，i_rd为直轴(d轴)电流，综合上面两个公式，再结合机电平衡方程(4)，采用小信号分析可以得到在稳定运行点附近有

${\mathrm{\ΔT}}_e=\frac{J}{n_p}\frac{{\mathrm{d\ω}}_r}{dt}=-n_p\frac{{\mathrm{\Δp}}_r}{{\mathrm{\ω}}_{slip}}---\left(11\right)$

由上面的公式可以得到：

${\mathrm{\Δ\ω}}_r=\frac{{\mathrm{d\ω}}_r}{dt}=-n_p^2\frac{{\mathrm{\Δp}}_r}{{\mathrm{J\ω}}_{slip}}---\left(12\right)$

其中Δω_r为转差电角速度变化量，Δp_r为转子的有功功率变化量(即振荡分量)。

由于双馈电机的定子直接连接电网，定子电压的电角速度是恒定的，即ω₁＝const。电机稳态运行时，无论转子的实际转速是多少，转子磁动势F₂和定子磁动势F₁在空间的转速总是等于同步转速n_s，他们在空间始终保持相对静止，这是交流电机稳定运行的前提条件。根据电机稳定运行的频率关系，电机转子速度为，

ω_s＝ω_r+ω_slip(13)

显然，如果要保持系统能够稳定运行，若负载变化或给定频率发生变化，则只能改转差电角速度ω_slip，使得

${\mathrm{\Δ\ω}}_{slip}=-{\mathrm{\Δ\ω}}_r=\frac{n_p^2}{{\mathrm{J\ω}}_{slip}}{\mathrm{\Δp}}_r---\left(14\right)$

即

Δω_slip＝k_pΔp_r(15)

式中，ω_slip为电机的当前瞬时转差电角速度。

基于以上推导，可以知道能够使系统稳定的控制参数k_p为

$k_p=\frac{n_p^2}{{\mathrm{J\ω}}_{slip}}---\left(16\right)$

因此，基于前述的原理，本发明的实施例中，计算出电机转子的有功功率的振荡分量Δp_r之后，例如根据上述式(14)，即可计算出当前情况下的滑差频率(式(14)中是转差电角速度)补偿量。然后，即可用这个转差电角速度补偿量补偿电机的转差电角速度，使电机的转差电角速度变化该转差电角速度补偿量的量，从而实现对该转差电角速度的补偿，抑制失步振荡和过流问题。

因此，本发明的实施例中，在步骤106中，可以使用式(14)用步骤102中计算出的振荡分量Δp_r计算获得滑差频率补偿量。

本发明的实施例中，这里所说的滑差频率可以是转差电角速度，也可以是转差频率，相应地滑差频率补偿量可以是转差电角速度补偿量，也可以是转差频率补偿量。

例如，一些实施例中，滑差频率补偿量为转差电角速度补偿量。此时，根据前文中的公式(14)，即可得：

${\mathrm{\Δ\ω}}_{slip}=\frac{n_p^2}{{\mathrm{J\ω}}_{slip}}{\mathrm{\Δp}}_r---\left(17\right)$

其中Δω_slip为所求的转差电角速度补偿量，n_p为电机的极对数，J为他控式双馈调速系统的转动惯量，Δp_r为转子的有功功率的振荡分量，ω_slip为当前的转差电角速度。

前述实施例中，是使用了P调节器来进行调节。本发明的另一些实施例中，为了改善暂态控制效果，可以使用PI调节器来替代P调节器。此时，转差电角速度补偿量可以按照下式计算：

${\mathrm{\Δ\ω}}_{slip}=(k_p+\frac{k_i}{p}){\mathrm{\Δp}}_r---\left(18\right)$

其中Δω_slip为所述转差电角速度补偿量，k_p为调节器(PI调节器)的比例增益，k_i为调节器的积分增益，p为调节器的积分因子，Δp_r为所述振荡分量。

另一些实施例中，滑差频率补偿量可以为转差频率补偿量。根据式(17)以及角速度与频率之间的关系，可得：

${\mathrm{\Δf}}_{slip}=\frac{n_p^2}{2{\mathrm{\πJ\ω}}_{slip}}{\mathrm{\Δp}}_r---\left(19\right)$

其中Δf_slip为所求的转差频率补偿量，n_p为电机的极对数，J为他控式双馈调速系统的转动惯量，Δp_r为转子的有功功率的振荡分量，ω_slip为当前的转差电角速度。

计算出了滑差频率补偿量之后，在步骤108中，即可用计算出的滑差频率补偿量对相应的当前滑差频率进行补偿。例如，用前述的计算出的转差电角速度补偿量Δω_slip对当前的转差电角速度ω_slip进行补偿，使当前的转差电角速度ω_slip发生变化，并且变化的量等于转差电角速度补偿量Δω_slip；或者用前述的计算出的转差频率补偿量Δf_slip对当前的转差频率f_slip进行补偿，使当前的转差频率发生变化，并且变化的量等于转差频率补偿量Δf_slip，等等。

本发明的一些实施例中，相应地还提供了如前文所述的他控式双馈电机系统。这些实施例中，该双馈电机系统可以包括双馈电机1、变频器2和控制器3。变频器2(例如，四象限变频器)连接到双馈电机1。控制器3连接到变频器2，并且基于接收到的控制信号通过变频器2控制双馈电机1的工作。在该双馈电机系统工作时，控制器3可以按照前述的各个实施例中的方法的各个步骤来控制该双馈电机的工作。例如，一些实施例中，控制器3可以按照前述的各个方法的步骤计算双馈电机1的转子的有功功率，从该有功功率中提取有功功率的振荡分量，根据该振荡分量计算出滑差频率补偿量，并用该滑差频率补偿量补偿(例如，通过变频器2)双馈电机1的滑差频率。

在一些实施例中，控制器3可以从有功功率中滤除该有功功率的稳定分量和该有功功率的高频谐波分量，从而获得该有功功率的振荡分量。例如，一些实施例中，获得的有功功率的振荡分量可以为：

${\mathrm{\Δp}}_r=(\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{1}s+1}-\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{h}s+1})p_r---\left(20\right)$

其中Δp_r为有功功率的振荡分量，p_r为转子的有功功率，τ₁为低通滤波时间常数，τ_h为高通滤波时间常数。

一些实施例中，控制器3可以根据计算出的该振荡分量、双馈电机的转动惯量、双馈电机的极对数和双馈电机的当前瞬时转差电角速度来计算滑差频率补偿量。例如，一些实施例中，滑差频率补偿量可以为转差电角速度补偿量，并且：

${\mathrm{\Δ\ω}}_{slip}=\frac{n_p^2}{{\mathrm{J\ω}}_{slip}}{\mathrm{\Δp}}_r---\left(21\right)$

其中Δω_slip为转差电角速度补偿量，n_p为双馈电机的极对数，J为双馈电机的转动惯量，Δp_r为计算出的振荡分量，ω_slip为双馈电机的当前的转差电角速度。

本发明的实施例的失步振荡抑制方法及双馈电机系统中，根据转子的有功功率的振荡分量来计算电机的滑差频率补偿量并用其对滑差频率进行补偿，增大了系统阻尼，提高了系统的稳定性和响应的快速性，解决了他控式双馈调速系统固有的容易失步、过流等不稳定问题。

以上通过具体的实施例对本发明进行了说明，但本发明并不限于这些具体的实施例。本领域技术人员应该明白，还可以对本发明做各种修改、等同替换、变化等等，这些变换只要未背离本发明的精神，都应在本发明的保护范围之内。此外，以上多处所述的“一个实施例”表示不同的实施例，当然也可以将其全部或部分结合在一个实施例中。

Claims (10)

1.一种他控式双馈电机的失步振荡抑制方法，其特征在于，包括：

计算电机的转子的有功功率；

从所述有功功率中提取所述有功功率的振荡分量；

根据所述振荡分量计算滑差频率补偿量；

用所述滑差频率补偿量补偿电机的给定滑差频率得到补偿后的滑差频率。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，从所述有功功率中提取所述有功功率的振荡分量的方法包括：

从所述有功功率中滤除所述有功功率的稳定分量；

从所述有功功率中滤除所述有功功率的高频谐波分量；

其中获得的有功功率的振荡分量为：

${\mathrm{\Δp}}_r=(\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{1}s+1}-\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{h}s+1})p_r$

其中Δp_r为有功功率的振荡分量，p_r为转子的有功功率，τ₁为低通滤波时间常数，τ_h为高通滤波时间常数。

3.如权利要求1或者2所述的方法，其特征在于，根据所述振荡分量计算滑差频率补偿量包括：根据所述振荡分量、所述电机的转动惯量、所述电机的极对数和所述电机的当前瞬时转差电角速度计算所述滑差频率补偿量，所述滑差频率补偿量为转差电角速度补偿量，并且：

${\mathrm{\Δ\ω}}_{slip}=\frac{n_p^2}{{\mathrm{J\ω}}_{slip}}{\mathrm{\Δp}}_r$

其中Δω_slip为所述转差电角速度补偿量，n_p为所述电机的极对数，J为所述他控式双馈调速系统的转动惯量，Δp_r为所述振荡分量，ω_slip为当前的转差电角速度。

4.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述滑差频率补偿量为转差电角速度补偿量，并且：

${\mathrm{\Δ\ω}}_{slip}=(k_p+\frac{k_i}{p}){\mathrm{\Δp}}_r$

其中Δω_slip为所述转差电角速度补偿量，k_p为调节器的比例增益，k_i为调节器的积分增益，p为调节器的积分因子，Δp_r为所述振荡分量。

5.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述滑差频率补偿量为转差频率补偿量，并且：

${\mathrm{\Δf}}_{slip}=\frac{n_p^2}{2{\mathrm{\πJ\ω}}_{slip}}{\mathrm{\Δp}}_r$

其中Δf_slip为所述转差频率补偿量，n_p为所述电机的极对数，J为所述电机的转动惯量，Δp_r为所述振荡分量，ω_slip为当前的转差电角速度。

6.如权利要求1或者2所述的方法，其特征在于，所述有功功率为：

$p_r=\frac{3}{2}(V_{rd}{i}_{rd}+V_{rq}{i}_{rq})$

其中p_r为所述有功功率，V_rd为在两相同步旋转坐标系下的转子d轴电压，V_rq为在两相同步旋转坐标系下的转子q轴电压，i_rd为在两相同步旋转坐标系下的转子d轴电流，i_rq为在两相同步旋转坐标系下的转子q轴电流。

7.如权利要求1或者2所述的方法，其特征在于，所述有功功率为：

$p_r=\frac{3}{2}(V_{r\mathrm{\α}}{i}_{r\mathrm{\α}}+V_{r\mathrm{\β}}{i}_{r\mathrm{\β}})$

其中p_r为所述有功功率，V_rα为在两相静止坐标系下的转子α轴电压，V_rβ为在两相静止坐标系下的转子β轴电压，i_rα为在两相静止坐标系下的转子α轴电流，i_rβ为在两相静止坐标系下的转子β轴电流。

8.一种双馈电机系统，其特征在于，包括：

双馈电机；

变频器，所述变频器连接到所述双馈电机；

控制器，所述控制器连接到所述变频器，并通过所述变频器控制所述双馈电机的工作；

其中所述控制器用于：

计算所述双馈电机的转子的有功功率；

从所述有功功率中提取所述有功功率的振荡分量；

根据所述振荡分量计算滑差频率补偿量；

用所述滑差频率补偿量补偿所述双馈电机的滑差频率。

9.如权利要求8所述的系统，其特征在于，所述控制器从所述有功功率中滤除所述有功功率的稳定分量和所述有功功率的高频谐波分量，从而获得所述有功功率的振荡分量；其中获得的有功功率的振荡分量为：

${\mathrm{\Δp}}_r=(\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{1}s+1}-\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{h}s+1})p_r$

其中Δp_r为有功功率的振荡分量，p_r为转子的有功功率，τ₁为低通滤波时间常数，τ_h为高通滤波时间常数。

10.如权利要求8或者9所述的系统，其特征在于，所述控制器根据所述振荡分量、所述双馈电机的转动惯量、所述双馈电机的极对数和所述双馈电机的当前瞬时转差电角速度计算所述滑差频率补偿量，其中所述滑差频率补偿量为转差电角速度补偿量，并且

${\mathrm{\Δ\ω}}_{slip}=\frac{n_p^2}{{\mathrm{J\ω}}_{slip}}{\mathrm{\Δp}}_r$

其中Δω_slip为所述转差电角速度补偿量，n_p为所述双馈电机的极对数，J为所述双馈电机的转动惯量，Δp_r为所述振荡分量，ω_slip为当前的转差电角速度。