CN102820843B - 基于平均功率反馈的变频器并联控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供基于平均功率反馈的变频器控制方法，变频器并联系统中的每个变频器，通过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换器将变频器的实际三相输出电流变为在旋转坐标系中两相相对静止电流，然后结合控制器得到两相旋转坐标系中的参考控制电压，得到系统中单个变频器自身的有功功率和无功功率；系统中每个变频器都接收其它并联的变频器自身的有功功率和无功功率信息，并计算系统的平均有功功率和平均无功功率；系统中每个变频器按平均有功功率和无功功率来调节自身的有功功率和无功功率，使得每个变频器符合系统功率分配。采用本方法，多台相同变频器进行并联向电机进行供电时每个变频器功率相同，在不增加成本的基础上实现变频器的并联。

Description

基于平均功率反馈的变频器并联控制方法

技术领域

本发明应用于大功率传动领域，具体地说就是使多台较小功率的变频器协同工作，共同控制较大功率电机的场合。

背景技术

随着科学技术的进步，交流传动在现在工业中的应用越来越多。与之相对应的是，我们日常发电的70%都是被传动设备所消耗，可见传动是能量消耗的主力。变频器以其优异的节能降耗能力和出色的速度控制精度，在近10年逐渐成为传动设备的标准控制设备，其用场合越来越多。

现在的变频器产品一般以IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管），作为功率器件，拓扑上采用交流转化为直流然后再转化为交流（AC-DC-AC）的方式，而且其开关频率在1.25~16kHz之间，输出电流波形和控制响应速度都很出色。但这种变频器容量由于受功率器件的限制，一般的，在低压（380V~480V）范围，其功率不超过800kW，中压（690V）范围，其功率不超过1500kW。而且随着功率的增加，变频器的设计难度也随之增大，所用器件的成本也极具增加。不仅如此，在功率更大的传动场合，如矿山、冶金等需要数兆瓦到数十兆瓦的场合，就没有与之对应的变频器可以使用，只能使用GTO（Gate Turn-OffThyristor门控晶闸管）或IGCT（Intergrated Gate Commutated Thyristors，集成门极换流晶闸管）作为功率器件，采用交-交变频的方式在进行控制，这样一来，传动控制的精度较之前大为下降。

通过变频器的并联，我们可以将多台较小功率变频器的输出在电机侧并联在一起，使它们同时为一个较大功率的电机进行供电并进行控制，从而解决大功率传动场合变频器容量不足的问题。如我们可以将两台800kW的变频器进行并联，共同向一台1500kW的电机进行供电。但变频器并联的问题是如何实现各个并联变频器之间功率均分的问题，如两台800kW的变频器进行并联，共同向一台1500kW的电机进行供电，如何保证每个变频器只输出一半的电机功率，即750kW。如果不能很好的功率均分，则会一台变频器超负荷运行，另一台则输出很小的功率，从而使过载运行的变频器损坏。

现在只有少数厂家推出了能并联的变频器产品，其并联方式也和简单，一种是在各个变频器的输出侧接很大的均流电抗器，通过电感来抑制变频器之间的环流。一种是使用双绕组电机，每个绕组都接一台变频器。这方法都是即增加设备的成本，又增加了设备的体积。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：提供一种基于平均功率反馈的变频器控制方法，能够在不增加成本的基础上实现变频器的并联。

本发明为解决上述技术问题所采取的技术方案为：一种基于平均功率反馈的变频器控制方法，其特征在于：

变频器并联系统中的每个变频器，通过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换器将变频器的实际三相输出电流变为在旋转坐标系中两相相对静止电流，然后结合控制器得到两相旋转坐标系中的参考控制电压，得到系统中单个变频器自身的有功功率和无功功率；

变频器并联系统中的每个变频器都接收系统中其它并联的变频器自身的有功功率和无功功率信息，并计算变频器并联系统的平均有功功率和平均无功功率；

系统中的每个变频器按照平均有功功率和无功功率来调节其自身的有功功率和无功功率，使得每个变频器符合变频器并联系统功率分配。

按上述方案，系统中的每个变频器按照平均有功功率来调节其自身的有功功率时，将自身的有功功率和系统的平均有功功率进行反馈调节，使自身的有功功率跟踪系统的平均有功功率，其反馈调节量作为转矩补偿量，合成到由转速调节器得到转矩指令值中，得到补偿后的转矩指令值，以此补偿后的转矩指令值得到两相旋转坐标系下的转矩电流指令值和估算的转差角速度，转矩电流指令值经电流闭环调节，得到补偿后的转矩参考电压；

系统中的每个变频器按照平均无功功率来调节其自身的无功功率时，将自身的无功功率和系统的平均无功功率进行反馈调节，使自身的无功功率跟踪系统的平均无功功率，其反馈调节量作为两相旋转坐标系下的励磁电压补偿量，合成到由励磁电流调节器得到励磁参考电压值中，得到补偿后的励磁参考电压；

将得到的补偿后的转矩参考电压、补偿后的励磁参考电压，通过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的坐标变换器进行转换，转换后的参考电压生产PWM脉宽以控制变频器。

按上述方案，它具体包括以下步骤：

1）获得变频器实际有功功率P、实际无功功率Q和平均有功功率P_ave、平均无功功率Q_ave：

检测变频器的输出三相电流i_a、i_b、i_c；

三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换器以转子磁链矢量为d轴建立转子磁场定向的旋转dq坐标系，将三相电流i_a、i_b、i_c转换得到d轴实际电流i_d和q轴实际电流i_q；

功率计算单元根据d轴实际电流i_d、q轴实际电流i_q、q轴电压参考值d轴电压参考值计算变频器的实际有功功率和实际无功功率；

平均功率计算模块接收所有并联变频器的实际有功功率和实际无功功率，计算整个变频器并联系统的平均有功功率P_ave和平均无功功率Q_ave；

2）获得q轴电压参考值

第一比较器将检测到的电机实际转速ω与设定的电动机指令转速ω^*进行比较，第一比较器比较后所得到的速度差经转速调节器后，得到转矩指令T^*；

同时变频器的实际有功功率P和平均有功功率P_ave通过第二比较器相比较，第二比较器比较后的差值送入有功功率调节器输出控制量ΔT；

将转矩指令T^*和控制量ΔT通过第一加法器相加得到校正后的转矩指令T^*＇；

转矩指令T^*＇与电动机的励磁电感L_m和转子电感L_s在转矩指令到转矩电流指令转换模块中进行运算后，再通过第一除法器与转子磁链值相除，得到与磁场坐标轴平行的q轴电流指令值

q轴电流指令值和与q轴实际电流i_q通过第三比较器比较，第三比较器比较后的差值输出送到转矩电流调节器中，转矩电流调节器输出电动机的q轴电压参考

3）获得转子磁链的空间角度

步骤2）中得到的q轴电流指令值在转差加速度计算模块中与励磁电感L_m和转子时间常数T_r进行运算，运算的结果通过第二除法器与转子磁链值相除，得到电动机的转差角频率指令值

转差角频率指令值与实际转速ω通过第二加法器相加，得到转子磁链的旋转角速度

转子磁链的旋转角速度通过积分器进行积分，得到转子磁链的空间角度

4）获得d轴电压参考值

d轴电流指令值与d轴实际电流i_d通过第四比较器比较，第四比较器比较后的差值输出送到励磁电流调节器中，励磁电流调节器输出电动机的d轴电压参考未修正值

同时变频器的无功功率Q和平均有功功率Q_ave通过第五比较器相比较，第五比较器比较后的差值送入无功功率调节器，无功功率调节器输出的控制量和d轴电压参考未修正值通过第三加法器相加得到校正后的d轴电压参考值

5）将所获得的q轴电压参考值转子磁链的空间角度和d轴电压参考值送到两相旋转坐标系到三相静止坐标系的坐标变换器，得到在三相静止坐标系下的三相电压参考控制电压

通过PWM脉冲产生模块变为驱动脉冲，控制变频器的逆变模块。

本发明的有益效果为：

1、通过采用本发明方法，当多台相同变频器进行并联向电机进行供电时，使得每个变频器承担相同的功率，即相同的有功功率和相同的无功功率，这样每个变频器才能发挥自身最大的作用，不会因其中的某个变频器由于负荷过多的能量而过载，从而在不增加成本的基础上实现变频器的并联。

2、参考定子电压转矩分量主要由电机所需要的转矩来得到，而电机的有功功率主要就是转换为电机的转矩做功，即有功功率，因此通过调节电机的转矩指令，我们可以达到控制变频器输出有功功率的目的；同理电机的励磁电流的作用是给电机的励磁电感进行充电，建立气隙磁场，因此励磁电流主要是给电机提供无功功率。

3、高性能的变频器一般采用磁场定向的方式对电机进行控制，即将电机内部的某个物理量固定在一个旋转的坐标系的一个轴上，如将电机的定子磁链矢量、气隙磁链矢量或转子磁链矢量所在的位置设为d轴，与之正交的方向设为q轴，由于这些矢量在空间中都是以电机同步转速旋转，所以由它们确定的坐标系在空间中也是以同步转速旋转。选用不同的矢量作为d轴，电机的数学模型会得到不同的简化，但一般的我们选择转子磁链矢量为d轴，因为在这个旋转坐标系中，定子电流中与转子磁链平行的励磁分量和与转子磁链正交的转矩分量能得到真正的解耦，称为转子磁场定向。本发明也是基于转子磁场定向的方法，同时对于转子磁链方位的估算，本发明采用间接磁场定向的方法，即通过定子电流的转矩分量来估算转子磁链的旋转角度。这种间接磁场定向的好处是磁链角度估算方便，电机可以从零转速起动，而且在大功率交流传动中较实用。

附图说明

图1为两相旋转坐标系中定子电压矢量、定子电流矢量图。

图2为基于平均功率反馈的变频器控制框图。

图3为未加入平均功率反馈控制时，两台变频器的相同一相之间的环流。

图4为未加入平均功率反馈控制时，两台变频器的有功功率比较。

图5为未加入平均功率反馈控制时，两台变频器的无功功率比较。

图6为加入平均功率反馈后，两台变频器的相同一相之间的环流。

图7为加入平均功率反馈后，两台变频器的相同一相电流比较。

图8为加入平均功率反馈后两变频器有功功率的整体对比。

图9为加入平均功率反馈后两变频器加速完毕时的有功功率细节对比。

图10为加入平均功率反馈后两变频器突加满载时的有功功率细节对比。

图11为加入平均功率反馈后两变频器无功功率的整体对比。

图12为加入平均功率反馈后两变频器加速完毕时的无功功率细节对比。

图13为加入平均功率反馈后两变频器突加满载时的无功功率细节对比。

图中：1、第一比较器，2、转速调节器，3、第一加法器，4、有功功率调节器，5、第二比较器，6、转矩指令到转矩电流指令转换模块，7、第一除法器，8、第三比较器，9、转矩电流调节器，10、两相旋转坐标系到三相静止坐标系的坐标变换器，11、PWM脉冲产生模块，12、三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换器，13、电机，14、测速装置，15、平均有功功率和无功功率计算模块，16、有功功率和无功功率计算模块，17、第四比较器，18、励磁电流调节器，19、第二加法器，20、第五比较器，21、无功功率调节器，22、转差加速度计算模块，23、第二除法器，24、第三加法器，25、积分器，26、变频器逆变模块。

具体实施方式

一种基于平均功率反馈的变频器控制方法，变频器并联系统中的每个变频器，通过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换器将变频器的实际三相输出电流变为在旋转坐标系中两相相对静止电流，然后结合控制器得到两相旋转坐标系中的参考控制电压，得到系统中单个变频器自身的有功功率和无功功率；变频器并联系统中的每个变频器都接收系统中其它并联的变频器自身的有功功率和无功功率信息，并计算变频器并联系统的平均有功功率和平均无功功率；系统中的每个变频器按照平均有功功率和无功功率来调节其自身的有功功率和无功功率，使得每个变频器符合变频器并联系统功率分配。

系统中的每个变频器按照平均有功功率来调节其自身的有功功率时，将自身的有功功率和系统的平均有功功率进行反馈调节，使自身的有功功率跟踪系统的平均有功功率，其反馈调节量作为转矩补偿量，合成到由转速调节器得到转矩指令值中，得到补偿后的转矩指令值，以此补偿后的转矩指令值得到两相旋转坐标系下的转矩电流指令值和估算的转差角速度，转矩电流指令值经电流闭环调节，得到补偿后的转矩参考电压；系统中的每个变频器按照平均无功功率来调节其自身的无功功率时，将自身的无功功率和系统的平均无功功率进行反馈调节，使自身的无功功率跟踪系统的平均无功功率，其反馈调节量作为两相旋转坐标系下的励磁电压补偿量，合成到由励磁电流调节器得到励磁参考电压值中，得到补偿后的励磁参考电压；将得到的补偿后的转矩参考电压、补偿后的励磁参考电压，通过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的坐标变换器进行转换，转换后的参考电压生产PWM脉宽以控制变频器。

高性能的变频器一般采用磁场定向的方式对电机进行控制，即将电机内部的某个物理量固定在一个旋转的坐标系的一个轴上，如将电机的定子磁链矢量、气隙磁链矢量或转子磁链矢量所在的位置设为d轴，与之正交的方向设为q轴，由于这些矢量在空间中都是以电机同步转速旋转，所以由它们确定的坐标系在空间中也是以同步转速旋转。选用不同的矢量作为d轴，电机的数学模型会得到不同的简化，但一般的我们选择转子磁链矢量为d轴，因为在这个旋转坐标系中，定子电流中与转子磁链平行的励磁分量和与转子磁链正交的转矩分量能得到真正的解耦，称为转子磁场定向。本实施例也是基于转子磁场定向的方法，同时对于转子磁链方位的估算，本实施例采用间接磁场定向的方法，即通过定子电流的转矩分量来估算转子磁链的旋转角度。这种间接磁场定向的好处是磁链角度估算方便，电机可以从零转速起动，而且在大功率交流传动中较实用。它具体包括以下步骤：

1）获得变频器实际有功功率P、实际无功功率Q和平均有功功率P_ave、平均无功功率Q_ave：

检测变频器的输出三相电流i_a、i_b、i_c；

三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换器以转子磁链矢量为d轴建立转子磁场定向的旋转dq坐标系，将三相电流i_a、i_b、i_c转换得到d轴实际电流i_d和q轴实际电流i_q；

功率计算单元根据d轴实际电流i_d、q轴实际电流i_q、q轴电压参考值d轴电压参考值计算变频器的实际有功功率和实际无功功率；

平均功率计算模块接收所有并联变频器的实际有功功率和实际无功功率，计算整个变频器并联系统的平均有功功率P_ave和平均无功功率Q_ave；

2）获得q轴电压参考值

第一比较器将检测到的电机实际转速ω与设定的电动机指令转速ω^*进行比较，第一比较器比较后所得到的速度差经转速调节器后，得到转矩指令T^*；

同时变频器的实际有功功率P和平均有功功率P_ave通过第二比较器相比较，第二比较器比较后的差值送入有功功率调节器输出控制量ΔT；

将转矩指令T^*和控制量ΔT通过第一加法器相加得到校正后的转矩指令T^*＇；

转矩指令T^*＇与电动机的励磁电感L_m和转子电感L_s在转矩指令到转矩电流指令转换模块中进行运算后，再通过第一除法器与转子磁链值相除，得到与磁场坐标轴平行的q轴电流指令值

q轴电流指令值和与q轴实际电流i_q通过第三比较器比较，第三比较器比较后的差值输出送到转矩电流调节器中，转矩电流调节器输出电动机的q轴电压参考

3）获得转子磁链的空间角度

步骤2）中得到的q轴电流指令值在转差加速度计算模块中与励磁电感L_m和转子时间常数T_r进行运算，运算的结果通过第二除法器与转子磁链值相除，得到电动机的转差角频率指令值

转差角频率指令值与实际转速ω通过第二加法器相加，得到转子磁链的旋转角速度

转子磁链的旋转角速度通过积分器进行积分，得到转子磁链的空间角度

4）获得d轴电压参考值

d轴电流指令值与d轴实际电流i_d通过第四比较器比较，第四比较器比较后的差值输出送到励磁电流调节器中，励磁电流调节器输出电动机的d轴电压参考未修正值

同时变频器的无功功率Q和平均有功功率Q_ave通过第五比较器相比较，第五比较器比较后的差值送入无功功率调节器，无功功率调节器输出的控制量和d轴电压参考未修正值通过第三加法器相加得到校正后的d轴电压参考值

5）将所获得的q轴电压参考值转子磁链的空间角度和d轴电压参考值送到两相旋转坐标系到三相静止坐标系的坐标变换器，得到在三相静止坐标系下的三相电压参考控制电压

通过PWM脉冲产生模块变为驱动脉冲，控制变频器的逆变模块。

如图1所示，在转子磁场定向的旋转dq坐标系中，电动机的转子磁链ψ_r被定向在d轴上，电动机的输入功率因数角为θ，故定子电压矢量和定子电流矢量的夹角为θ。定子电压矢量和定子电流矢量分别在d轴和q轴上进行投影，得到u_d、u_q、i_d、i_q。按照有功功率和无功功率定义，

有功功率为： $P=\stackrel{\→}{u}\·\stackrel{\→}{i}=u_d{i}_d+u_q{i}_q---\left(1\right),$

无功功率为： $Q=\stackrel{\→}{u}\⊗\stackrel{\→}{i}=i_q{u}_d-u_q{i}_d---\left(2\right),$

通过式（1）和（2），我们就能得到由定子电压矢量和定子电流矢量产生的有功功率和无功功率。

由于变频器输出到电机定子的定子电压波形为PWM方波，如要通过这些PWM方波得到电机定子电压矢量，需要低频滤波电路，从而使得到定子电压矢量与实际的定子电压矢量相比存在严重的相位滞后和幅值衰减。实际上，若控制正常，控制器内的参考定子电压矢量和实际变频器输出的定子电压矢量之间仅存在一个放大倍数关系和与一个开关周期的延时。因此，我们用参考定子电压矢量代替实际变频器输出的定子电压矢量来参与式（1）和（2）的计算。

具体实施如图2所示，变频器的输出三相电流i_a、i_b、i_c通过电流检测设备得到，将这三相电流i_a、i_b、i_c送入三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换器12中，将三相电流i_a、i_b、i_c转换为在旋转坐标系中的d轴实际电流i_d和q轴实际电流i_q。将得到的d轴实际电流i_d和q轴实际电流i_q和q轴电压参考d轴电压参考送入功率计算单元16，得到变频器的实际有功功率P和实际无功功率Q。同时变频器的控制器接受所有并联的变频器送来的有功功率P_i（i＝1~n，n为并联变频器数目）和无功功率Q_i，通过平均功率计算模块15得到整个变频器并联系统的平均有功功率P_ave和平均无功功率Q_ave。

电动机13的转速ω通过测速装置14得到，ω与控制器的电动机13指令转速ω^*通过第一比较器1进行比较，第一比较器1比较后所得到的速度差经转速调节器2后，得到转矩指令T^*。同时变频器的实际有功功率P和平均有功功率P_ave通过第二比较器5相比较，差值送入有功功率调节器4，调节器输出控制量ΔT和转矩指令T^*通过第一加法器3相加得到校正后的转矩指令T^*＇。转矩指令T^*＇与电动机13的励磁电感L_m和转子电感L_s在转矩指令到转矩电流指令转换模块6中进行运算后，再通过第一除法器7与转子磁链值相除，得到与磁场坐标轴平行的q轴电流指令值在转差加速度计算模块22中与励磁电感L_m和转子时间常数T_r进行运算，并通过第二除法器23与转子磁链值相除，得到电动机13的转差角频率指令值与实际转速ω通过第三加法器24相加，得到转子磁链的旋转角速度通过积分器25进行积分，得到转子磁链的空间角度

q轴电流指令值还通过第三比较器8，与q轴实际电流i_q相比较，第三比较器8的输出送到转矩电流调节器9中，转矩电流调节器9的输出为电动机13的q轴电压参考同理d轴电流指令值还通过第四比较器17，与d轴实际电流i_d相比较，第四比较器17的输出送到励磁电流调节器18中，励磁电流调节器18的输出为电动机13的d轴电压参考同时变频器的实际无功功率Q和平均有功功率Q_ave通过比较器20相比较，差值送入无功功率调节器21，调节器输出控制量和d轴电压参考通过第二加法器19相加得到校正后的d轴电压参考

将d轴电压参考q轴电压参考转子磁链的空间角度送到两相旋转坐标系到三相静止坐标系的坐标变换器10，得到在三相静止坐标系下的三相电压参考控制电压 控制器通过PWM脉冲产生模块11，将变为驱动脉冲，控制变频器的逆变模块26。

通过本实施例所描述的控制方法，变频器的功率均分效果理想，变频器输出电流相互平衡。以两台45kW变频器并联运行，带动一台75kW电机为例，变频器首先加速启动，加速完毕后空载运行一段时间，然后突加电机的满载。

首先不加基于平均功率反馈的控制。图3是两台变频器相同一相输出电流波形相减后得到的环流值，可见两个变频器之间的环流随着时间逐渐增大，最终使其中的一台变频器过流保护。从图4和图5的两台变频器的有功功率和无功功率比较可知，两台变频器的功率在启动之后就逐渐开始偏离，最后一台变频器输出整个并联系统的有功功率和无功功率，而一台变频器则是输出很小有功功率和吸收无功功率。

在加入基于平均功率反馈的控制后。图6是两台变频器的一相环流值，可见两个变频器之间的环流除了在加速结束和突加负载的瞬间有所增加之外，在稳态过程中都保证在零安培左右。图7是这两变频器同一相输出电流波形，可见这两路电流幅值、相位完全相同。图8-10是两台变频器有功功率比较及其细节图，可见除了加速结束和突加负载的过程中有功功率略有偏差外，在稳态过程中几乎完全一致。图11-13是两台变频器无功功率比较及其细节图，也是在加速结束和突加负载的过程中无功功率略有偏差外，在稳态过程中几乎完全一致。

其中图3-图13的l1表示第一变频器，l2表示第二变频器。

Claims (2)

1.一种基于平均功率反馈的变频器控制方法，其特征在于：

变频器并联系统中的每个变频器，通过三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换器将变频器的实际三相输出电流变为在旋转坐标系中两相相对静止电流，然后结合控制器得到两相旋转坐标系中的参考控制电压，得到系统中单个变频器自身的有功功率和无功功率；

变频器并联系统中的每个变频器都接收系统中其它并联的变频器自身的有功功率和无功功率信息，并计算变频器并联系统的平均有功功率和平均无功功率；

系统中的每个变频器按照平均有功功率和平均无功功率来调节其自身的有功功率和无功功率，使得每个变频器符合变频器并联系统功率分配；

系统中的每个变频器按照平均有功功率来调节其自身的有功功率时，将自身的有功功率和系统的平均有功功率进行反馈调节，使自身的有功功率跟踪系统的平均有功功率，其反馈调节量作为转矩补偿量，合成到由转速调节器得到的转矩指令中，得到补偿后的转矩指令，以此补偿后的转矩指令得到两相旋转坐标系下的转矩电流指令值和电动机的转差角频率指令值，转矩电流指令值经电流闭环调节，得到补偿后的转矩参考电压；转矩电流指令值即q轴电流指令值，补偿后的转矩参考电压即q轴电压参考值；

系统中的每个变频器按照平均无功功率来调节其自身的无功功率时，将自身的无功功率和系统的平均无功功率进行反馈调节，使自身的无功功率跟踪系统的平均无功功率，其反馈调节量作为两相旋转坐标系下的励磁电压补偿量，合成到由励磁电流调节器得到的励磁参考电压值中，得到补偿后的励磁参考电压；

将得到的补偿后的转矩参考电压、补偿后的励磁参考电压，通过两相旋转坐标系到三相静止坐标系的坐标变换器进行转换，根据转换后的参考电压产生PWM脉冲以控制变频器。

2.根据权利要求1所述的基于平均功率反馈的变频器控制方法，其特征在于：它具体包括以下步骤：

1)获得变频器自身的有功功率P、自身的无功功率Q和系统的平均有功功率P_ave、系统的平均无功功率Q_ave：

检测变频器的输出三相电流i_a、i_b、i_c；

三相静止坐标系到两相旋转坐标系的坐标变换器以转子磁链矢量为d轴建立转子磁场定向的旋转dq坐标系，将三相电流i_a、i_b、i_c转换得到d轴实际电流i_d和q轴实际电流i_q；

功率计算单元根据d轴实际电流i_d、q轴实际电流i_q、q轴电压参考值d轴电压参考值计算变频器自身的有功功率和自身的无功功率；

平均功率计算模块接收所有并联变频器的自身的有功功率和自身的无功功率，计算系统的平均有功功率P_ave和系统的平均无功功率Q_ave；

2)获得q轴电压参考值

第一比较器将检测到的电动机实际转速ω与设定的电动机指令转速ω^*进行比较，第一比较器比较后所得到的速度差经转速调节器后，得到转矩指令T^*；

同时变频器自身的有功功率P和系统的平均有功功率P_ave通过第二比较器相比较，第二比较器比较后的差值送入有功功率调节器输出转矩补偿量ΔT；

将转矩指令T^*和转矩补偿量ΔT通过第一加法器相加得到补偿后的转矩指令T^*'；

补偿后的转矩指令T^*'与电动机的励磁电感L_m和转子电感L_s在转矩指令到转矩电流指令转换模块中进行运算后，再通过第一除法器与转子磁链值相除，得到与磁场坐标轴平行的q轴电流指令值

q轴电流指令值和与q轴实际电流i_q通过第三比较器比较，第三比较器比较后的差值输出送到转矩电流调节器中，转矩电流调节器输出电动机的q轴电压参考值

3)获得转子磁链的空间角度

步骤2)中得到的q轴电流指令值在转差加速度计算模块中与励磁电感L_m和转子时间常数T_r进行运算，运算的结果通过第二除法器与转子磁链值相除，得到电动机的转差角频率指令值

转差角频率指令值与实际转速ω通过第二加法器相加，得到转子磁链的旋转角速度

转子磁链的旋转角速度通过积分器进行积分，得到转子磁链的空间角度

4)获得d轴电压参考值

d轴电流指令值与d轴实际电流i_d通过第四比较器比较，第四比较器比较后的差值输出送到励磁电流调节器中，励磁电流调节器输出电动机的d轴电压参考未修正值d轴电压参考未修正值即励磁参考电压值；

同时变频器自身的无功功率Q和系统的平均无功功率Q_ave通过第五比较器相比较，第五比较器比较后的差值送入无功功率调节器，无功功率调节器输出的励磁电压补偿量和d轴电压参考未修正值通过第三加法器相加得到补偿后的d轴电压参考值补偿后的d轴电压参考值即补偿后的励磁参考电压；

5)将所获得的q轴电压参考值转子磁链的空间角度和补偿后的d轴电压参考值送到两相旋转坐标系到三相静止坐标系的坐标变换器，得到在三相静止坐标系下的三相电压参考控制电压

通过PWM脉冲产生模块变为驱动脉冲，控制变频器的逆变模块。