CN101647186A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电力变换装置，具备：第一电力变换器(1)，将交流变换成直流；第二电力变换器(2)，将直流变换成交流；电流检测单元(4)，检测第二电力变换器(2)的输出电流；脉动检测单元(5)，从第二电力变换器(2)的有效电力、无效电力、视在电力中的至少某一个中包含的脉动分量中检测与第一电力变换器(1)将交流变换成直流相伴的脉动量；电压校正单元(6)，根据从脉动检测单元(5)得到的脉动分量，输出校正第二电力变换器(2)应输出的电压的相位、频率、振幅中的至少某一个的校正量；以及电压控制单元(7)，根据从电压校正单元(6)得到的校正量，输出第二电力变换器(2)应输出的电压指令，第二电力变换器(2)根据从电压控制单元(7)得到的电压指令，将直流变换成交流。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及将直流电压变换成可变频率/可变电压的交流电压的电力变换装置，特别涉及具备转换器和输入其直流输出电压并变换成可变频率/可变电压的交流的逆变器的交流-交流电力变换装置。

背景技术

在该种电力变换装置中，由于在逆变器的输入电压中包含起因于转换器的整流的整流波动(ripple)，所以在逆变器与其负载中流过过大的电流，而有时发生导致逆变器的换流失败或破损的跳动(beat)现象。以往为了抑制这样的逆变器的跳动现象，提出了各种提案。

在其中一个提案中，设置对起因于上述转换器的整流的逆变器的直流侧的脉动分量进行检测的脉动检测单元，并根据由此检测的脉动来调整逆变器的输出电压的相位、频率(参照专利文献1)。

在专利文献1的电力变换装置中，通过所检测的直流输入电压的脉动率来计算出逆变器频率校正量，并根据直流输入电压的脉动来调整逆变器频率，从而可以降低电流的脉动、扭矩脉动。

但是，在这样的手法中，由于是根据直流输入电压的脉动来调整逆变器频率的所谓前馈性补偿，并且该跳动现象是由于电动机以频率性地成为低阻抗而发生的，所以阻抗有时根据电动机的个体差、依赖于温度的电阻值的变化而产生扭矩脉动，而难以进行最佳的调整。另外，直流侧的脉动分量由于电力变换器的效率、功率因数而与交流侧的脉动分量的相位不同，所以在使用直流侧的脉动分量时需要进行使检测的脉动分量的相位前进等相位补偿。

另一方面，在利用以与输入给逆变器的直流输入电压的脉动相同的频率进行脉动的输出电压相位角补偿量来校正输出电压相位角的电力变换装置中，求出与电动机的扭矩相应的状态量，对与直流输入电压的脉动相同的频率进行积分而生成基准相位，运算出相对与电动机的扭矩相应的状态量的基准相位的正弦波量与余弦波量，从而根据上述正弦波量、余弦波量以及基准相位来生成输出电压相位角补偿量(参照专利文献2)。

但是，在上述专利文献2中，通过电流检测器来检测相电流，并使用Q轴电流的脉动，从而需要Sin波运算器、Cos波运算器、包括过零检测部等的分量分离运算部、多个积分器、以及基准正弦波运算部等，所以控制系统变得非常复杂。因此，为了实现该系统，必需提高控制系统的用于处理软件的微型计算机的能力，并且，Sin波运算器、Cos波运算器、以及基准正弦波运算部等为了准确地实现正弦波，而需要缩短微型计算机的运算时间、即需要高速处理。为此，在专利文献2中，需要增加软件的容量且需要微型计算机的高速性能，所以存在用于实现专利文献2的微型计算机的成本非常高这样的问题。

专利文献1：日本特公平7-46918号(图1)

专利文献2：日本特开2004-248450号(图1、图2、[0016]～[0018])

发明内容

但是，在逆变器的跳动现象的抑制中，抑制电力变换器的交流侧的脉动是本来的目的。

本发明的目的在于提供一种高性能电力变换装置，通过检测电力变换器的交流电力的脉动，可以抑制逆变器的跳动现象。

另外，本发明的另一目的在于提供一种简单且低成本的电力变换装置，无需相位校正，且无需对电力变换器的直流电压的脉动分量进行检测的单元等。

本发明的电力变换装置具备：第一电力变换器，将交流变换成直流；第二电力变换器，将由上述第一电力变换器变换的直流变换成任意频率的交流；电流检测单元，检测上述第二电力变换器的输出电流；脉动检测单元，从第二电力变换器的交流侧电气量的至少一个的脉动分量中检测与上述第一电力变换器将交流变换成直流相伴的脉动量；电压校正单元，根据从上述脉动检测单元得到的脉动分量，输出校正上述第二电力变换器应输出的电压的相位、频率、振幅、脉冲位置中的至少某一个的校正量；以及电压控制单元，根据从上述电压校正单元得到的校正量，输出上述第二电力变换器应输出的电压指令，上述第二电力变换器根据从上述电压控制单元得到的电压指令，将直流变换成交流。

根据本发明，通过对电力变换器的交流电力、交流电压的本来希望抑制的交流侧的脉动进行检测，可以在电动机的速度和输出、电动机的常数的偏差等广泛的运转条件下，抑制电动机电流脉动、扭矩脉动。另外，由于与以往技术相比更易于调整，所以可以缩短调整中所需的时间，且也不需要电压检测器，所以可以实现低成本化、控制结构的简化。

附图说明

图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的结构图。

图2是详细示出本发明的实施方式1的脉动检测单元的结构图。

图3是详细示出本发明的实施方式1的电压校正单元的结构图。

图4是本发明的实施方式1的带通滤波器的结构图。

图5是示出本发明的实施方式1的带通滤波器的频率下的增益特性、相位特性的一个例子的图。

图6示出用于说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的主要的常数的波形图。

图7是示出用于确认本发明的实施方式1的效果的仿真的扭矩波形的图。

图8是示出本发明的实施方式2的电力变换装置的结构图。

图9是详细示出本发明的实施方式2的脉动检测单元的结构图。

图10是示出本发明的实施方式3的电力变换装置的结构图。

图11是示出本发明的实施方式4的电力变换装置的结构图。

图12是详细示出本发明的实施方式4的脉动检测单元的结构图。

图13是示出本发明的实施方式5的电力变换装置的结构图。

图14是详细示出本发明的实施方式5的脉动检测单元的结构图。

图15是示出本发明的实施方式6的电力变换装置的结构图。

图16是详细示出本发明的实施方式6的脉动检测单元的结构图。

图17是示出本发明的实施方式7的电力变换装置的结构图。

图18是示出本发明的实施方式7的电压控制单元的结构图。

图19是详细示出本发明的实施方式7的开关模式发生单元的结构图。

图20是示出本发明的实施方式8的电力变换装置的结构图。

具体实施方式

实施方式1

以下，参照附图对本发明的电力变换装置的实施方式进行说明。

图1是示出本发明的实施方式1的电力变换装置的电路结构图，在图中，8是单相交流电源，1是将来自上述交流电源8的交流变换成直流的第一电力变换器。2是将由上述第一电力变换器1变换的直流变换成任意频率的交流的第二电力变换器，是应用了可变电压可变频率(VVVF)控制或恒定电压可变频率(CVVF)控制的逆变器，3是作为交流旋转机的感应电机，从第二电力变换器2施加三相的电压。

另外，第一电力变换器1是使用了从交流电源8例如使用二极管整流电路或桥式整流电路的他励式整流电路、或者带有PWM(PulseWidth Modulation，脉冲宽度调制)控制的转换器等自励式整流电路的公知的整流电路单元。

另外，交流侧的电流检测单元4a、4b、4c对在上述感应电机3中发生的相电流iu、iv、iw进行检测。在图1中，作为交流侧的电流检测单元4，例示出利用CT等对连接第二电力变换器2与感应电机3的结线中流过的电流进行检测的部件，但也可以是其他公知的手法、例如使用母线电流等第二电力变换器2内部中流过的电流来检测相电流。另外，由于iu+iv+iw＝0的关系成立，所以通过根据u、v这两相的检测电流来求出w相的电流，还可以省略w相的电流检测单元4c。

5是通过运算交流旋转机的例如有效电力，而对包含在该有效电力中的与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动分量进行检测的脉动检测单元，6是根据从上述脉动检测单元5得到的脉动分量来输出校正第二电力变换器2应输出的电压的频率的校正量的电压校正单元。7是根据扭矩电流指令Iq^＊、磁通电流指令Id^＊、任意的角频率ω、从输出电压校正单元6得到的校正量F_BEET来输出应输出给第二电力变换器2的电压指令的电压控制单元。

图2示出了对与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量进行检测的脉动检测单元5的详细结构。在图2中，脉动检测单元5大致由有效电力运算单元10与带通滤波器9构成，在有效电力运算单元10中，对由电流检测单元4检测的相电流iu、iv、iw、与作为电压控制单元7的输出的电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊(在后面详细叙述)这两者进行乘法运算。即，在乘法器12c中对Vu^＊与iu进行乘法运算，在乘法器12b中对Vv^＊与iv进行乘法运算，在乘法器12a中对Vw^＊与iw进行乘法运算，并在加法器13中对各自的值进行加法运算，从而计算出有效电力P。即，可以通过图2的有效电力运算单元10实施下式。

P＝Vu^*×iu+Vv^*×iv+Vw^*×iw    (1)

在作为有效电力运算单元10的输出的有效电力P中，包含起因于与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量的电动机电流的脉动、扭矩脉动分量。

另外，图2的带通滤波器9仅抽出包含在上述有效电力P中的与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量即整流波动频率。在交流电源8是单相交流电源时，在日本国内，单相交流电源的频率是60Hz或50Hz。因此，与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量成为作为单相交流电源的频率的两倍的120Hz或100Hz。在本实施方式中，假设单相交流电源的频率为60Hz，将图4那样的高通滤波器(HPF)18与低通滤波器(LPF)19组合而构成了带通滤波器9。为了以120Hz为中心，将高通滤波器18的时间常数T₁以及低通滤波器19的时间常数T₂设定成60Hz以及180Hz。即，如式(2)设定时间常数T₁以及T₂。

$T_1=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·60}$

$T_2=\frac{1}{2\mathrm{\π}\·180}---\left(2\right)$

在本实施方式中，例示出由图4所示那样的高通滤波器(HPF)18与低通滤波器(LPF)19来组合带通滤波器9的例子，但即使通过式(2)的时间常数，如式(3)所示使用拉普拉斯算子s，用一个函数BPF来表示，也可以得到同样的效果。

$\mathrm{BPF}=\frac{0.002653s}{0.000002345s^2+0.003537s+1}---\left(3\right)$

在图5中，作为一个例子，示出了通过式(2)的时间常数构成了图4的带通滤波器9时的频率下的增益特性以及相位特性(一般还称为伯德图)。从图5所示的特性，可知是以120Hz为中心的增益特性。因此，带通滤波器9可以抽出作为与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量的120Hz分量，输出脉动分量P_BEET。

返回图1，电压校正单元6根据如上所述从脉动检测单元5得到的脉动分量P_BEET计算出校正第二电力变换器2应输出的电压的频率的校正量。即，如图3所示的电压校正单元6的内部结构的一个例子所示，电压校正单元6为了使从脉动检测单元5得到的脉动分量P_BEET成为零，而由减法器14以及PI(比例积分)控制器15构成。减法器14从零减去脉动分量P_BEET，并将其值输入给PI控制器15。具体而言，可以进行控制，以在将PI控制器15的输出设为F_BEET时，电压校正单元6进行通过式(4)表示的运算，从而使脉动分量P_BEET成为零。另外，k_b表示比例增益，ω_b表示积分增益。

$F\_\mathrm{BEET}=k_b(1+\frac{{\mathrm{\ω}}_b}{s})(0-P\_\mathrm{BEET})---\left(4\right)$

此处，k_b是决定该PI控制器的响应的重要的控制响应，在如上所述单相交流电源的频率是60Hz时，脉动分量P_BEET成为120Hz，所以为了在PI控制器中抑制120Hz的脉动，需要设定比120Hz充分高的例如10倍左右的响应。在本实施方式中，通过设定k_b＝2×π×120×10＝3770[rad/sec]的响应，得到本实施方式的效果。

接下来，电压控制单元7根据从上述电压校正单元6得到的校正量F_BEET，根据扭矩电流指令Iq、磁通电流指令Id、任意的角频率ω，计算出应输出给第二电力变换器2的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。另外，对于任意的角频率ω，既可以使用在感应电机3中安装速度传感器而得到的速度信息，或者在进行速度控制那样的系统中由于有速度指令ω^＊所以也可以将速度指令ω^＊设为角频率ω。另外，当然也可以将通过未安装速度传感器的无速度传感器控制运算的速度推测值设为任意的角频率ω。

在电压控制单元7中，根据扭矩电流指令Iq^＊、磁通电流指令Id^＊，使用作为感应电机的电动机常数的Rs：电动机的一次电阻值、Ls：电动机的一次电感、σ＝1-M²/Ls/Lr、M：电动机的互感、Lr：电动机的二次电感、Rr：电动机的二次电阻值，运算出滑动角频率指令ωs。即，通过式(5)运算出滑动角频率指令ωs^＊。

${\mathrm{\ωs}}^{*}=\frac{{\mathrm{Iq}}^{*}}{{\mathrm{Id}}^{*}}\×\frac{\mathrm{Rr}}{\mathrm{Lr}}---\left(5\right)$

通过对该滑动角频率指令ωs^＊、任意的角频率ω、与从电压校正单元6得到的校正量F_BEET进行加法运算，运算出与第二电力变换器2应输出的电压的频率相当的逆变器角频率ωinv。即，通过式(6)运算出逆变器角频率ωinv。

ωinv＝ω+ωs^*+F_BEET    (6)

即，在本实施方式1中，根据从脉动检测单元5得到的脉动分量来校正第二电力变换器2应输出的电压的频率。而且，可以根据逆变器角频率ωinv、扭矩电流指令Iq^＊、磁通电流指令Id^＊，运算出旋转二轴上的d轴电压指令Vd^＊、q轴电压指令Vq^＊。即，通过式(7)运算出d轴电压指令Vd^＊、q轴电压指令Vq^＊。

Vd^*＝Rs×Id^*-ωinv×σ×Ls×Iq^*     (7)

Vq^*＝Rs×Iq^*+ωinv×Ls×Id^*

另外，如公知，在将三相电压或三相电流向旋转正交二轴进行坐标变换时，需要控制坐标轴，但根据任意的逆变器角频率ωinv将作为旋转二轴坐标的控制坐标轴的相位设为θ。通过对逆变器角频率ωinv进行积分，通过式(8)得到该相位θ。

θ＝∫ωinv·dt        (8)

使用通过式(6)、(7)得到的d轴电压指令Vd^＊、q轴电压指令Vq^＊、相位θ，运算出三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。由于电压指令的电压相位θv与相位θ相比少许超前，所以通过下式(9)计算出。

$\mathrm{\θv}=\mathrm{\θ}+{\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{Vq}}^{*}}{{\mathrm{Vd}}^{*}}\right)---\left(9\right)$

根据通过式(9)得到的电压相位θv、d轴电压指令Vd^＊、以及q轴电压指令Vq^＊，通过式(10)计算出三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Vu}}^{*}\\ {\mathrm{Vv}}^{*}\\ {\mathrm{Vw}}^{*}\end{array}\right)=\sqrt{{\left({\mathrm{Vd}}^{*}\right)}^2+{\left({\mathrm{Vq}}^{*}\right)}^2}\left(\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\θv}\right)\\ \cos (\mathrm{\θv}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos (\mathrm{\θv}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right)---\left(10\right)$

第二电力变换器2根据通过上式(10)得到的从电压控制单元7得到的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊从直流变换成交流。根据式(10)，由于根据从脉动检测单元5得到的脉动分量来校正第二电力变换器2应输出的电压的频率，所以可以抑制第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动。

图6示出主要的控制常数的动作状态。如图6所示，如果与第二电力变换器2的输出侧的电动机电流的脉动、扭矩脉动同步的从脉动检测单元5得到的脉动分量P_BEET是正，则作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET向负向动作，使逆变器角频率ωinv减少那样地进行调整，电压控制单元7输出的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的频率变低。相反，如果从脉动检测单元5得到的脉动分量P_BEET是负，则作为电压校正单元6的输出的校正量F BEET向正向动作，使逆变器角频率ωinv增加那样地进行调整，电压控制单元7输出的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的频率变高。这样，通过根据第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动进行如上所述的控制，可以抑制第二电力变换器2的输出侧的电动机电流的脉动、扭矩脉动。

接下来，为了确认以上叙述的实施方式1的有效性，使用容量5kW(额定：电压400V、电流10A)的感应电机3实施了仿真。图7是通过将逆变器频率设为97Hz时的仿真得到的扭矩波形。图7(a)是实施了本实施方式1时的扭矩波形，图7(b)是未实施本实施方式1时的扭矩波形。图7(b)可以确认扭矩波形以单相电源频率的两倍的120Hz进行脉动。相对于此从实施了本实施方式1的图7(a)可知，在扭矩波形中几乎没有120Hz的脉动。通过实施本实施方式，可以确认能够几乎消除扭矩脉动。

另外，本实施方式可以在可变电压可变频率(VVVF)控制以及恒定电压可变频率(CVVF)控制中的任意一个中实施。

如上所述，通过实施本实施方式1，针对与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动的影响，对包含在第二电力变换器2的有效电力中的脉动分量进行检测，校正第二电力变换器2输出的电压的频率，从而得到抑制扭矩脉动等的效果。

实施方式2

接下来，参照图8对本实施方式2的电力变换装置进行说明。在本实施方式中，与第一实施方式相比，脉动检测单元20、电压控制单元21不同。在实施方式1中，根据三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊与三相电流iu、iv、iw运算出有效电力，从该有效电力中检测脉动分量，利用该脉动分量校正了频率。但是，在本实施方式中，根据dq轴电压指令Vd^＊、Vq^＊与dq轴电流Id、Iq运算出有效电力，根据该有效电力的脉动分量来校正电压指令的振幅。另外，其他结构与第一实施方式相同，在附图中也用同一标号表示，此处仅说明不同的部分。

图9是本实施方式的脉动检测单元20的详细结构图，包括：将由电流检测单元4检测的相电流iu、iv、iw运算成dq轴电流Id、Iq的三相/dq轴变换运算单元23；有效电力运算单元22；以及与在之前的实施方式1中的说明相同的带通滤波器9。另外，如公知，在将三相电流向旋转正交二轴进行坐标变换时，需要控制坐标轴，但根据任意的逆变器角频率ωinv将作为旋转二轴坐标的控制坐标轴的相位设为θ。将任意的逆变器角频率ωinv作为输入，通过相位运算单元24运算出相位θ，并输入给三相/dq轴变换运算单元23。另外，相位运算单元24通过式(8)进行运算。

有效电力运算单元22使用由三相/dq轴变换运算单元23运算的dq轴电流Id、Iq与由电压控制单元21运算的dq轴电压指令Vd^＊、Vq^＊，通过图9的乘法器25a对Vd^＊与id进行乘法运算，通过乘法器25b对Vq^＊与iq进行乘法运算，通过加法器26对各自的值进行加法运算，从而计算出有效电力P。即，通过图9的有效电力运算单元22来实施下式。

P＝Vd^*×id+Vq^*×iq(11)

另外，在作为有效电力运算单元22的输出的有效电力P中，包含起因于与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量的电动机电流的脉动、扭矩脉动分量。由有效电力运算单元22运算的有效电力P被输入给与实施方式1中的说明同样的带通滤波器9，带通滤波器9的输出被输入给电力校正单元6。另外，电压校正单元6的输出F_BEET被输入给电压控制单元21。

电压控制单元21根据从电压校正单元6得到的校正量F_BEET，根据扭矩电流指令Iq^＊、磁通电流指令Id^＊、任意的角频率ω，输出第二电力变换器2应输出的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。

在电压控制单元21中，根据扭矩电流指令Iq^＊、磁通电流指令Id^＊，使用作为感应电机的电动机常数的Rs：电动机的一次电阻值、Ls：电动机的一次电感、σ＝1-M²/Ls/Lr、M：电动机的互感、Lr：电动机的二次电感、Rr：电动机的二次电阻值，运算出滑动角频率指令ωs^＊。即，与实施方式1同样地通过式(5)运算出滑动角频率指令ωs^＊。通过对滑动角频率指令ωs^＊、任意的角频率ω、与从电压校正单元6得到的校正量F_BEET进行加法运算，第二电力变换装置2运算出与输出的电压指令的频率相当的逆变器角频率ωinv。即，通过式(12)运算出逆变器角频率ωinv。

ωinv＝ω+ωs^＊(12)

可以根据逆变器角频率ωinv、扭矩电流指令Iq^＊、磁通电流指令Id^＊，运算出旋转二轴上的d轴电压指令Vd^＊、q轴电压指令Vq^＊。即，与实施方式1同样地通过式(7)运算出d轴电压指令Vd^＊、q轴电压指令Vq^＊。

另外，如公知，在将三相电压或三相电流向旋转正交二轴进行坐标变换时，需要控制坐标轴，但根据任意的逆变器角频率ωinv将作为旋转二轴坐标的控制坐标轴的相位设为θ。通过对逆变器角频率ωinv进行积分，与实施方式1同样地通过式(8)得到该相位θ。

使用通过上式(7)、(8)得到的d轴电压指令Vd^＊、q轴电压指令Vq^＊、相位θ，运算出三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。由于电压指令的电压相位θv与相位θ相比少许超前，所以与实施方式1同样地通过式(9)计算出。根据通过上式(9)得到的电压相位θv、d轴电压指令Vd^＊、以及q轴电压指令Vq^＊，通过式(13)计算出三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。另外，式(13)的特征在于，针对作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET，对与三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的振幅相当的 $\sqrt{{\left({\mathrm{Vd}}^{*}\right)}^2+{\left({\mathrm{Vq}}^{*}\right)}^2+{(F\_\mathrm{BEET})}^2}$ 加上了校正量。

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Vu}}^{*}\\ {\mathrm{Vv}}^{*}\\ {\mathrm{Vw}}^{*}\end{array}\right)=\sqrt{{\left({\mathrm{Vd}}^{*}\right)}^2+{\left({\mathrm{Vq}}^{*}\right)}^2+{(F\_\mathrm{BEET})}^2}\left(\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\θv}\right)\\ \cos (\mathrm{\θv}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos (\mathrm{\θv}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right)---\left(13\right)$

如果与第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动同步的从脉动检测单元20得到的脉动分量P_BEET是正，则作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET向负向动作，使三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的振幅减少那样地进行调整，电压控制单元7输出的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的振幅变小。相反，如果从脉动检测单元20得到的脉动分量P_BEET是负，则作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET向正向动作，使三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的振幅增加那样地进行调整，电压控制单元7输出的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的振幅变大。由此，可以根据第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动，进行控制，可以抑制第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动。

另外，由于本实施方式校正电压指令的振幅，所以仅能够在可变电压可变频率(VVVF)控制中实施。

如上所述，通过实施本实施方式1，针对与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动的影响，对包含在第二电力变换器2的有效电力中的脉动分量进行检测，校正第二电力变换器2输出的电压的振幅，从而得到抑制扭矩脉动等的效果。

实施方式3

接下来，参照图10对实施方式3的电力变换装置进行说明。相对于实施方式1中的交流旋转机是感应电机，在本实施方式中，假设适用于同步机16。直到得到作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET为止与实施方式1相同，在附图中也用同一标号表示。仅电压控制单元17与实施方式1不同。在实施方式1中，对包含在第二电力变换器2的有效电力中的脉动分量进行检测，校正了第二电力变换器2输出的电压的频率，但在本实施方式3中，从有效电力中检测脉动分量，根据该有效电力的脉动分量来校正电压指令的相位。

电压控制单元17通过同步机16的电压方程式，根据任意的角频率ω、扭矩电流指令Iq^＊、磁通电流指令Id^＊、d、q轴电感Ld、Lq、永久磁铁的交链磁通Φ、以及微分算子 $p=\frac{d}{\mathrm{dt}},$ 可以运算旋转二轴上的d轴电压指令Vd^＊、q轴电压指令Vq^＊。即，通过式(14)，运算出d轴电压指令Vd^＊、q轴电压指令Vq^＊。

${\mathrm{Vd}}^{*}=(R+\frac{d}{\mathrm{dt}}\mathrm{Ld})\×{\mathrm{Id}}^{*}-\mathrm{\ω}\×\mathrm{Lq}\×{\mathrm{Iq}}^{*}---\left(14\right)$

${\mathrm{Vq}}^{*}=\mathrm{\ω}\×\mathrm{Ld}\×{\mathrm{Id}}^{*}+(R+\frac{d}{\mathrm{dt}}\mathrm{Lq})\×{\mathrm{Iq}}^{*}+\mathrm{\ω\φ}$

另外，如公知，在将三相电压或三相电流向旋转正交二轴进行坐标变换时，需要控制坐标轴，但根据任意的角频率ω将作为旋转二轴坐标的控制坐标轴的相位设为θ。通过在同步机16中对角频率ω进行积分，通过式(15)得到该相位θ。

θ＝∫ω·dt(15)

使用通过式(14)、(15)得到的d轴电压指令Vd^＊、q轴电压指令Vq^＊、相位θ，运算出三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。由于电压指令的电压相位θv与上述相位θ相比少许超前，所以在式(16)中，通过将作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET加到电压相位的下式(16)计算出。

$\mathrm{\θv}=\mathrm{\θ}+{\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{Vq}}^{*}}{{\mathrm{Vd}}^{*}}\right)+F\_\mathrm{BEET}---\left(16\right)$

根据通过式(9)得到的电压相位θv、d轴电压指令Vd^＊、以及q轴电压指令Vq^＊，通过式(17)计算出三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊。

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{Vu}}^{*}\\ {\mathrm{Vv}}^{*}\\ {\mathrm{Vw}}^{*}\end{array}\right)=\sqrt{{\left({\mathrm{Vd}}^{*}\right)}^2+{\left({\mathrm{Vq}}^{*}\right)}^2}\left(\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\θv}\right)\\ \cos (\mathrm{\θv}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \cos (\mathrm{\θv}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right)---\left(17\right)$

第二电力变换器2根据通过式(17)得到的从电压控制单元17得到的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊从直流变换成交流。

根据式(16)，由于根据从脉动检测单元5得到的脉动分量来校正第二电力变换器2应输出的电压的电压相位θv，所以可以抑制第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动。如果与第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动同步的从脉动检测单元5得到的脉动分量P_BEET是正，则作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET向负向动作，使电压相位θv变小那样地进行调整，电压控制单元7输出的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的相位变短。

相反，如果从脉动检测单元5得到的脉动分量P_BEET是负，则作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET向正向动作，使电压相位θv变大那样地进行调整，电压控制单元7输出的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的相位变长。由此，可以根据第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动，进行控制，可以抑制第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动。另外，由于校正电压指令的相位，本实施方式可以在可变电压可变频率(VVVF)控制以及恒定电压可变频率(CVVF)控制中的任意一个中实施。

如上所述，通过实施本实施方式3，在同步机16中也同样地针对与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动的影响，对包含在第二电力变换器2的有效电力中的脉动分量进行检测，校正第二电力变换器2输出的电压的相位，从而得到抑制扭矩脉动等的效果。

实施方式4

接下来，参照图11对本实施方式的电力变换装置进行说明。在本实施方式中，在脉动检测单元27中具备交流电压运算单元28这一点与实施方式1不同，其他结构与实施方式1相同，所以在附图中也用同一标号表示。

脉动检测单元27如图12所示，具备三相/dq轴变换单元23、相位运算单元24、交流电压运算单元28、以及带通滤波器9。三相/dq轴变换单元23、相位运算单元24、以及带通滤波器9与实施方式1相同。

交流电压运算单元28将作为三相/dq轴变换单元23的输出的d轴电流Id、q轴电流Iq、以及逆变器角频率ωinv作为输入，通过下式(18)，利用d轴电流Id、q轴电流Iq、感应电机的二次电阻值Rr、以及二次电感值Lr，运算出滑动角频率。

$\mathrm{\ωs}=\frac{\mathrm{Iq}}{\mathrm{Id}}\×\frac{\mathrm{Rr}}{\mathrm{Lr}}---\left(18\right)$

通过对滑动角频率ωs与任意的逆变器角频率ωinv进行加法运算，第二电力变换装置2运算出与输出的电压指令的频率相当的逆变器角频率ωinv。即，通过式(19)运算出逆变器角频率ωinv。

ωinv＝ω+ωs(19)

可以根据逆变器角频率ωinv、扭矩电流Iq、磁通电流Id，来运算出旋转二轴上的d轴电压Vd_s、q轴电压Vq_s。即，通过式(20)、(21)运算出d轴电压Vd_s、q轴电压Vq_s。

Vd_s＝Rs ×Id-ωinv ×σ×Ls×Iq(20)

Vq_s＝Rs×Iq+ωinv×Ls×Id(21)

根据通过式(20)、(21)运算出的d轴电压Vd_s、q轴电压Vq_s，通过式(22)运算出交流电压振幅V_s。

$V\_s=\sqrt{{(\mathrm{Vd}\_s)}^2+{(\mathrm{Vq}\_s)}^2}---\left(22\right)$

另外，在作为脉动检测单元27的输出的通过式(22)运算出的交流电压振幅V_s中，包含起因于与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量的电动机电流的脉动、扭矩脉动分量。

图12的带通滤波器9与实施方式1同样地仅抽出包含在交流电压振幅V_s中的与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量。得到作为带通滤波器9的输出的脉动分量P_BEET，之后的控制方法与实施方式1相同。

如上所述，通过实施本实施方式4，针对与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动的影响，对包含在第二电力变换器2的交流电压中的脉动分量进行检测，与实施方式1同样地校正第二电力变换器2输出的电压的频率，从而得到抑制扭矩脉动等的效果。

另外，在本实施方式4中，说明了使用由电流检测单元4a、4b、4c检测的交流侧的感应电机3中流过的相电流iu、iv、iw通过交流电压运算单元28运算出交流电压，但也可以代替电流检测单元4a、4b、4c而使用可以检测交流电压的电压检测单元，只要是交流侧的电气量的检测单元，就当然可以期待同样的效果。

实施方式5

接下来，参照图13对本实施方式5的电力变换装置进行说明。在本实施方式中，与实施方式4相比，脉动检测单元29具备交流电压运算单元30这一点不同。脉动检测单元29如图14所示，具备三相/dq轴变换单元23、相位运算单元24、交流电压运算单元30、以及带通滤波器9。三相/dq轴变换单元23、相位运算单元24、以及带通滤波器9与实施方式2相同。

交流电压运算单元30将作为三相/dq轴变换单元23的输出的d轴电流Id、q轴电流Iq、以及逆变器角频率ωinv作为输入，与实施方式4同样地通过下式(18)，利用d轴电流Id、q轴电流Iq、感应电机的二次电阻值Rr、以及二次电感值Lr，运算出滑动角频率。

$\mathrm{\ωs}=\frac{\mathrm{Iq}}{\mathrm{Id}}\×\frac{\mathrm{Rr}}{\mathrm{Lr}}---\left(18\right)$

通过对滑动角频率ωs与任意的角频率ω进行加法运算，第二电力变换器2运算出与输出的电压指令的频率相当的逆变器角频率ωinv。即，与实施方式4同样地通过式(19)运算出逆变器角频率ωinv。

ωinv＝ω+ωs(19)

可以根据逆变器角频率ωinv、扭矩电流Iq、磁通电流Id，来运算出旋转二轴上的q轴电压Vq_s。即，通过式(21)运算出q轴电压Vq_s。

Vq_s＝Rs×Iq+ωinv×Ls×Id(21)

在通过上式(21)运算出的q轴电压Vq_s中，包含起因于与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量的电动机电流的脉动、扭矩脉动分量。

图12的带通滤波器9与实施方式1同样地仅抽出包含在q轴电压Vq_s中的与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量。得到作为带通滤波器9的输出的脉动分量P_BEET，之后的控制方法与实施方式2相同。

如上所述，通过实施本实施方式5，针对与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动的影响，对包含在第二电力变换器2的交流电压中的脉动分量进行检测，与实施方式2同样地校正第二电力变换器2输出的电压的振幅，从而得到抑制扭矩脉动等的效果。

另外，由于本实施方式校正电压指令的振幅，所以仅能够在可变电压可变频率(VVVF)控制中实施。

实施方式6

接下来，参照图15对本实施方式的电力变换装置进行说明。与实施方式3同样地假设适用于作为交流旋转机的同步机16，脉动检测单元31与实施方式3不同。在本实施方式中，与实施方式3相比，脉动检测单元31从d轴交流电压中检测脉动分量，并根据该d轴交流电压的脉动分量来校正电压指令的相位这一点不同。另外，其他结构与实施方式3相同，在附图中也用同一符号表示，此处仅说明不同的部分。

本实施方式6的脉动检测单元31利用同步机16的电压方程式，根据任意的逆变器角频率ωinv、扭矩电流Iq、磁通电流Id、d、q轴电感Ld、Lq、永久磁铁的交链磁通Φ、以及微分算子 $p=\frac{d}{\mathrm{dt}},$ 运算旋转二轴上的d轴电压Vd_s。即，通过式(23)运算出d轴电压Vd_s。

$\mathrm{Vd}\_s=(R+\frac{d}{\mathrm{dt}}\mathrm{Ld})\×\mathrm{Id}-\mathrm{\ω}\×\mathrm{Lq}\×\mathrm{Iq}---\left(23\right)$

在通过上述式(23)运算出的d轴电压Vd_s中，包含起因于与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量的电动机电流的脉动、扭矩脉动分量。另外，在式(23)中，为了减少计算量，可以省略微分算子 $p=\frac{d}{\mathrm{dt}}$ 项，而通过式(24)求出。在通过上述式(24)运算出的d轴电压Vd_s中，包含起因于与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动量的电动机电流的脉动、扭矩脉动分量，可以检测脉动分量。

Vd_s＝R×Id-ω×Lq×Iq(24)

在上述式(23)、(24)中，根据从脉动检测单元31得到的脉动分量，在电压控制单元17中校正第二电力变换器2应输出的电压的电压相位θv，所以可以抑制第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动。

如果与第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动同步的从脉动检测单元31得到的脉动分量P_BEET是正，则作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET向负向动作，使电压相位θv变小那样地进行调整，电压控制单元17输出的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的相位变短。

相反，如果从脉动检测单元31得到的脉动分量P_BEET是负，则作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET向正向动作，使电压相位θv变大那样地进行调整，电压控制单元17输出的三相电压指令Vu^＊、Vv^＊、Vw^＊的相位变长。由此，可以根据第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动，进行控制，可以抑制第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动。

另外，由于校正电压指令的相位，本实施方式可以在可变电压可变频率(VVVF)控制以及恒定电压可变频率(CVVF)控制中的任意一个中实施。

如上所述，通过实施本实施方式6，在同步机16中也同样地针对与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动的影响，对包含在第二电力变换器2的交流电压中的脉动分量进行检测，校正第二电力变换器2输出的电压的相位，从而得到抑制扭矩脉动等的效果。

实施方式7

接下来，参照图17对本实施方式的电力变换装置进行说明。本实施方式的特征在于，与实施方式2相比，电压控制单元33不同，与实施方式2同样地从交流电力中检测脉动分量，并根据该脉动分量通过电压控制单元33校正脉冲位置。另外，其他结构与实施方式2相同，在附图中也用同一标号表示，此处仅说明不同的部分。

电压控制单元33根据扭矩电流指令Iq^＊、磁通电流指令Id^＊、以及任意的角频率ω，输出第二电力变换器2输出的开关元件的开关信号。图18示出上述电压控制单元33的详细结构图，除了相位运算单元24以外，还包括电压指令单元34、电压相位运算单元35、以及开关模式发生单元36。在电压指令运算单元34中，根据扭矩电流指令Iq^＊、磁通电流指令Id^＊，使用作为感应电机的电动机常数的Rs：电动机的一次电阻值、Ls：电动机的一次电感、σ＝1-M²/Ls/Lr、M：电动机的互感、Lr：电动机的二次电感、Rr：电动机的二次电阻值，运算出滑动角频率指令ωs^＊。即，通过式(5)运算出滑动角频率指令ωs^＊。

${\mathrm{\ωs}}^{*}=\frac{{\mathrm{Iq}}^{*}}{{\mathrm{Id}}^{*}}\×\frac{\mathrm{Rr}}{\mathrm{Lr}}---\left(5\right)$

通过对滑动角频率指令ωs^＊、与任意的逆变器角频率ωinv进行加法运算，第二电力变换装置2运算出与输出的电压指令的频率相当的逆变器角频率ωinv。即，通过式(12)运算出逆变器角频率ωinv。

ωinv＝ω+ωs^＊(12)

可以根据逆变器角频率ωinv、扭矩电流指令Iq^＊、磁通电流指令Id^＊，运算出旋转二轴上的d轴电压指令Vd^＊、q轴电压指令Vq^＊。即，通过式(7)运算出d轴电压指令Vd^＊、q轴电压指令Vq^＊。

Vd^*＝Rs×Id^*-ωinv×σ×Ls×Iq^*(7)

Vq^*＝Rs×Iq^*+ωinv×Ls×Id^*

另外，如上所述，相位运算单元24在将三相电压或三相电流向旋转正交二轴进行坐标变换时，需要控制坐标轴，但根据任意的逆变器角频率ωinv将作为旋转二轴坐标的控制坐标轴的相位设为θ。通过对逆变器角频率ωinv进行积分，通过式(8)得到该相位θ。

θ＝∫ωinv·dt(8)

由于电压指令的电压相位θv与相位θ相比少许超前，所以可以利用电压相位运算单元35通过下式(9)计算出。

$\mathrm{\θv}=\mathrm{\θ}+{\tan }^{-1}\left(\frac{{\mathrm{Vq}}^{*}}{{\mathrm{Vd}}^{*}}\right)---\left(9\right)$

在恒定电压可变频率(CVVF)控制中，由于对d轴电压指令Vd^＊的平方与q轴电压指令Vq^＊的平方进行加法运算而得到的值的平方根的值是直流电压的最大值，所以在恒定电压可变频率(CVVF)控制中，根据通过式(9)得到的电压相位θv来决定第二电力变换器2的开关模式。例如，在将第二电力变换器2设为双电平(2level)逆变器装置时，将U相的正侧(上侧)的开关元件设为Gu，将使该开关元件Gu开关的开关信号设为Gu^＊，同样地将U相的负侧(下侧)的开关元件设为Gx，将使该开关元件Gx开关的开关信号设为Gx^＊。

同样地，将V相的正侧(上侧)的开关元件设为Gv，将使该开关元件Gv开关的开关信号设为Gv^＊，将V相的负(下)侧的开关元件设为Gy，将使该开关元件Gy开关的开关信号设为Gy^＊。进而，将W相的正(上)侧的开关元件设为Gw，将使该开关元件Gw开关的开关信号设为Gw^＊，将W相的负(下)侧的开关元件设为Gz，将使该开关元件Gz开关的开关信号设为Gz^＊。将由电压相位运算单元35得到的电压指令的电压相位θv以及从电压校正单元6得到的校正量F_BEET输入给开关模式发生单元36，在开关模式发生单元36中，运算出上述构成第二电力变换器2的开关元件Gu、Gx、Gv、Gy、Gw、Gz的开关信号Gu^＊、Gx^＊、Gv^＊、Gy^＊、Gw^＊、Gz^＊。

图19示出该开关模式发生单元36的具体的结构例。以下，使用图19对开关模式发生单元36的动作进行说明。通过除法器37a将由电压相位运算单元35得到的电压指令的电压相位θv除以2π。为了取得该除法后的值(θv/2π)的整数部分，而通过整数化函数38a。然后，通过乘法器39a对(θv/2π)的整数值乘以2π，并通过减法器40a从θv中减去该值。通过这些处理，θv成为作为0[rad/sec]～2π[rad/sec]之间的值的θv1u。限制器单元41a是为了使θv1u不超过0[rad/sec]～2π[rad/sec]之间，谨慎起见而安装的，进行下式(25)的处理。

0≤θv1u≤2π→限制器41a的输出θv2u＝θv1u

0＞θv1u→限制器41a的输出θv2u＝0

θv1u＞2π→限制器41a的输出θv2u＝2π(25)

将由限制器单元41a得到的θv2u输入给比较器43a，对θv2u与对π加上从电压校正单元6得到的校正量F_BEET而得到的值进行比较。即，在比较器43a中，进行下式(26)的处理。另外，在反相(NOT)逻辑器44a中，输出相对比较器42a的输出值相反的值(在比较器42的输出值是1时，反相(NOT)逻辑器44a的输出值成为0)。另外，在式(26)中还示出反相(NOT)逻辑器44的输出值，将比较器42a的输出值设为开关信号Gu^＊，将反相逻辑器44a的输出值设为开关信号Gx^＊。

θv2u≤π+F_BEET→比较器42a的输出值Gu^＊＝1(ON状态)

θv2u＞π+F_BEET→比较器42a的输出值Gu^＊＝0(OFF状态)

θv2u≤π+F_BEET→反相逻辑器44a的输出值Gx^＊＝0(OFF状态)

θv2u＞π+F_BEET→反相逻辑器44a的输出值Gx^＊＝1(ON状态)(26)

通过式(26)，将从电压校正单元6得到的校正量F_BEET与决定开关信号Gu^＊、Gx^＊成为ON、OFF的定时的切换定时相加而进行校正。因此，根据从脉动检测单元20得到的脉动分量来校正第二电力变换器2应输出的开关信号的定时。即，根据从脉动检测单元20得到的脉动分量来校正第二电力变换器2应输出的脉冲位置。

以上是决定U相的开关信号Gu^＊、Gx^＊的定时的动作。

同样地，决定从U相偏移了2π/3(120°)的V相、W相的开关信号Gv^＊、Gy^＊、Gw^＊、Gz^＊的定时。另外，与U相同样地将从电压校正单元6得到的校正量F_BEET与决定开关信号成为ON、OFF的定时的切换定时相加而进行校正。因此，根据从脉动检测单元20得到的脉动分量来校正第二电力变换器2应输出的开关信号的定时。即，根据从脉动检测单元20得到的脉动分量来校正第二电力变换器2应输出的脉冲位置。

即，在式(26)中，根据从脉动检测单元20得到的脉动分量来校正第二电力变换器2应输出的脉冲宽度，所以可以抑制第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动。具体而言，如果与第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动同步的从脉动检测单元20得到的脉动分量P_BEET是正，则作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET向负向动作，使开关信号Gu^＊的ON状态的脉冲宽度变窄那样地进行调整，电压控制单元33输出的开关信号Gu^＊、Gv^＊、Gw^＊的脉冲宽度变短。

相反，如果从脉动检测单元20得到的脉动分量P_BEET是负，则作为电压校正单元6的输出的校正量F_BEET向正向动作，使开关信号Gu^＊的ON状态的脉冲宽度变宽那样地进行调整，电压控制单元33输出的开关信号Gu^＊、Gv^＊、Gw^＊的脉冲宽度变长。由此，可以根据第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动，进行控制，可以抑制第二电力变换器2的输出侧的电动机电流、扭矩脉动。

如上所述，通过实施本实施方式7，针对与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动的影响，对包含在第二电力变换器2的有效电力中的脉动分量进行检测，校正第二电力变换器2输出的电压的频率，从而得到抑制扭矩脉动等的效果。

实施方式8

接下来，参照图20对实施方式8的电力变换装置进行说明。在本实施方式中，与实施方式4同样地脉动检测单元27从交流电压中进行检测，并组合了与实施方式7同样的电压控制单元33。可以期待与实施方式7同样的效果。

即，本实施方式的特征在于，与实施方式4同样地从交流电压中检测脉动分量，并根据该脉动分量通过电压控制单元33校正脉冲位置。另外，其他结构与实施方式4、7相同，在附图中也用同一标号表示。

本实施方式可以在可变电压可变频率(VVVF)控制以及恒定电压可变频率(CVVF)控制中的任意一个中实施。

如上所述，通过实施本实施方式8，针对与第一电力变换器1将交流变换成直流相伴的脉动的影响，对包含在第二电力变换器2的有效电力中的脉动分量进行检测，校正第二电力变换器输出的电压的频率，从而得到抑制扭矩脉动等的效果。

以上，在上述实施方式1、2中，示出了将有效电力运算单元10、22用作脉动检测单元5、20的例子，但当然也可以从包括包含由上述第一电力变换器1引起的整流波动频率的频带在内的其他电气量、例如无效电力或视在电力中包含的脉动分量中进行检测。

另外，在上述实施方式1～8中，叙述了检测脉动分量而仅校正电压指令的频率、振幅、相位、脉冲宽度中的某一个的情况，但即使校正电压指令的单元对电压指令的频率与电压指令的振幅这两方进行校正，当然也可以得到同样的效果。因此，在上述实施方式1～8中实施的电压指令的校正方法中，还可以通过组合电压指令的频率、振幅、相位、脉冲宽度中的某两个以上而期待同样的效果。

产业上的可利用性

本发明是将通过转换器对交流电源进行整流而得到的直流作为电源对交流电动机进行可变速驱动的逆变器，当然可以利用于特别是整流脉动较大的交流电源是单相的交流轨道的铁路的电气车，还可以应用于电车用的换气逆变器装置、在单相受电的家电产品中通过逆变器控制电动机的设备、例如空调机、电冰箱、洗衣机等。

Claims (18)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：

第一电力变换器，将交流变换成直流；

第二电力变换器，将由上述第一电力变换器变换的直流变换成任意频率的交流；

交流电气量检测单元，对上述第二电力变换器的交流侧电气量进行检测；

脉动检测单元，从第二电力变换器的交流侧电气量的至少一个的脉动分量中，检测出与上述第一电力变换器将交流变换成直流相伴的脉动量；

电压校正单元，根据从上述脉动检测单元得到的脉动分量，输出上述第二电力变换器应输出的电压的校正量；以及

电压控制单元，根据从上述电压校正单元得到的校正量，输出应输出给上述第二电力变换器的电压指令。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，上述交流电气量检测单元是电流检测单元。

3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，上述交流电气量检测单元是电压检测单元。

4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，上述电压控制单元根据上述交流电气量校正单元的输出、扭矩电流指令、磁通电流指令、以及任意的角频率，输出应输出给上述第二电力变换器的电压指令。

5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，上述电压控制单元输出用于进行第二电力变换器的可变电压可变频率(VVVF)控制的电压指令。

6.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，上述电压控制单元输出用于进行第二电力变换器的恒定电压可变频率(CVVF)控制的电压指令。

7.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，上述脉动检测单元从上述第二电力变换器的有效电力、无效电力、视在电力中的至少某一个包含的脉动分量中，检测包括由上述第一电力变换器引起的整流波动频率的频带。

8.根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，上述脉动检测单元具备根据三相电压指令与三相电流来运算出有效电力的有效电力运算单元。

9.根据权利要求7所述的电力变换装置，其特征在于，上述脉动检测单元具备根据由上述电压控制单元运算的交流电压指令与由三相/dq轴变换运算单元运算的dq电流来运算出有效电力的有效电力运算单元。

10.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，上述脉动检测单元从包含在上述第二电力变换器的交流电压中的脉动分量中检测出包括由上述第一电力变换器引起的整流波动频率的频带。

11.根据权利要求10所述的电力变换装置，其特征在于，上述脉动检测单元具备根据上述第二电力变换器输出的三相电流与角频率运算交流电压的交流电压运算单元。

12.根据权利要求8或11所述的电力变换装置，其特征在于，上述脉动检测单元具备带通滤波器，该带通滤波器仅使上述有效电力运算单元或交流电压运算单元的输出中包含的与第一电力变换器将交流变换成直流相伴的脉动量通过。

13.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，上述电压校正单元进行使从脉动检测单元得到的脉动分量成为零那样地动作的PI(比例积分)控制。

14.根据权利要求1或13所述的电力变换装置，其特征在于，上述电压校正单元从包含在第二电力变换器的有效电力中的脉动分量中检测与第一电力变换器将交流变换成直流相伴的脉动量，校正第二电力变换器输出的电压的频率。

15.根据权利要求1或13所述的电力变换装置，其特征在于，上述电压校正单元从包含在第二电力变换器的有效电力中的脉动分量中检测与第一电力变换器将交流变换成直流相伴的脉动量，校正第二电力变换器输出的电压的振幅。

16.根据权利要求1或13所述的电力变换装置，其特征在于，上述电压校正单元从包含在第二电力变换器的有效电力中的脉动分量中检测与第一电力变换器将交流变换成直流相伴的脉动量，校正第二电力变换器输出的电压的相位。

17.根据权利要求1或13所述的电力变换装置，其特征在于，上述电压校正单元从包含在第二电力变换器的有效电力中的脉动分量中检测与第一电力变换器将交流变换成直流相伴的脉动量，校正第二电力变换器输出的电压的脉冲位置。

18.根据权利要求17所述的电力变换装置，其特征在于，上述电压控制单元具备根据上述电压校正单元的输出、扭矩电流指令、磁通电流指令、以及任意的角频率发生上述第二电力变换器的开关信号的开关模式发生单元。

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