JPS58170389A - 同期電動機の駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （ａ）　　技術分野の説明 本発明は電源側から見た有効電力及び無効電力を任意の
値に制御できるようにした同期電動機の駆動制御装置に
関する。

（ｂ）　　従来技術の説明 第１図は従来の同期電動機の駆動制御装置の構成図であ
る。図中、ＢＵ８は３相交流電源の電線路、ＣＡＰは進
相コンデンサ、８８Ｌは無効電力補償装置、Ｌは直流リ
アクトル、ＴＲ，は電源トランス、ＣＣはサイクロコン
バータ、ＳＭは同期電動機本体、Ｌ（＋ａｄは機械負荷
である。また、Ｐ８は回転子位置検出器、ＰＧは回転パ
ルス発生器、ＰＴＧは３相正弦波発生器、Ｖ〜は速度設
定器、Ｉ（Ｎ（Ｓ）は制御補償回路、ｈＬ、　、ＭＬｖ
、ＭＬｗは乗算器、ＣＮ＋　ＣＵ　＊　Ｃｙ　＊　Ｃｙ
は比較器、Ｋｕ　ｓＫＶ　ｓＫＷ　は演算増幅器、ＰＨ
ｖ、ＰＨｖ、ＰＨｗは位相制御回路、ＣＴＭは電動機入
力電流検出器である。

サイクロコンバータＣＣは定電圧定周波数の交流電力を
可変電圧可変周波数の交流電力に変換するもので、同期
電動機８Ｍの３相電機子巻線に、当該電動機に誘起され
る逆起電力に同期した正弦波電流を供給するように制御
される。

以下、その動作説明を簡単に述べる。

ｐｓは回転子（界磁）位置検出器で、電動機ＳＭの・電
機子巻線に誘起される逆起電力（速度起電力）に同期し
た矩形波信号を発生する。電気角で１２００ずつずれた
当該３相矩形波信号ｆｔ３相正弦波発生器ＰＴＧに入力
し、３相単位正弦波に変換する。

一方、回転パルス発生器ＰＧによって電動機８Ｍの回転
速度ωを検出し、速度設定器ＶＲωからの指令値ωと比
較する。比較器ＣＮの出力εＮ−ω−ωに応じて、電動
機８Ｍに供給する電機子電流の振幅値を制御する。ＨＮ
（８）は速度制御系の制御補償回路で、上８Ｃ偏差εＮ
の定常値が零になるように積分要素が使われることが多
い。ＨＮｆｓ）の出力は電流指令値の振幅値■ｏ　　を
与える。

乗算器ＭＬＵによって、上記振幅値■ｏ　　と、前記３
相正弦波発生器ＰＴＧの出力のＵ相分を乗する。

この結果、Ｕ相電機子巻線に供給すべき・電流■Ｕの指
令値として、Ｔ、工Ｉｏ−ｓ＋ｎωｔ　が得られる。同
様に■相電流指令値工ｖ　　及びＷ相電流指令値Ｉｗは
各々次のように与えられる。

Ｉｖ　＝　Ｉｏ−ｓｌｎ　（ωｔ−２π／３）Ｉｙ　：
＝　Ｉ□　−ｓ＋ｎ　（ωｔ＋２π／３）ただし、ωは
電動機８Ｍの回転角周波数である。

ＣＴＭは電機子電流ＩＩＪ、Ｉｖ、Ｉｗ　を検出するた
めの変流器で、その検出値を比較器ＣＩＪ　＋　ＣＶ　
＋　ＣＷに入力し、上記指令値Ｉ［７，Ｉ；、ｔＪ’と
比較する。各々の偏差εＵ＝ＩｕＩｕ、εＶ””ＩＶ　
ＩＶ　、εｗ：Ｉｗ−Ｉｗを演算増幅器ＫＵ＋ＫＶ　＋
　ＫＷで増幅し、位相制御回路Ｐ）（ｕ、ＰＨｖ、ＰＨ
ｗに入力する。

第２図は３相出力サイクロコンバータの代表的な構成図
を示すもので、破線で囲まれた部分が第１図のＣＣに相
当する。Ｃ’Ｃ−ＵはＵ相すイクロコンバータで、正群
コンバータｓｓｐト負群コンバータ８８Ｎからなり、Ｕ
相電機子電流ＩＵを供給している。いわゆる非循環電流
式のサイクロコンバータで、ｓｓｐから正方向電流１υ
を供給しているとき、８８Ｎはゲートブロックされてお
り、逆にＳＩＮから負方向電流曜を供給しているとき、
８８Ｐはゲートブロックされる。８８Ｐから８８Ｎに、
あるいは８８ＮからＳＳＰに動作が変るとき電流を一旦
零にして切換えて電源短絡を防いでいる。

第１図の位相制御回路ＰＨ，は第２図のＵ相すイクロコ
ンバータＣ’Ｃ−Ｕの点弧位相を制御するもので、前述
の偏差ευ＝Ｉｇ−ＩＵに比例した電圧が正群コンバー
タＳ８Ｐあるいは負群コンノ（−夕８８Ｎから発生する
ように点弧位相角αＵを制御している。

ｃｃ−ｖ、ｃｃ−ｗも同様に制御される。

このようにして、電動機ＳＭの電機子巻線に流れる電流
ＩＵ　＋　ＩＶ　＋　”Ｗは当該電流の指令値ＩＵ、　
Ｉｖ　。

Ｉｗ　Ｋ等しくなるように制御される。

また速度制御は次のように行われる。

すなわち、ω”〉ωの場合、εＮ＝♂−ωは正の値とな
り、電流振幅値ＩＯを増加させ、電動機８Ｍの発生トル
クを大きくし、加速を行う。逆にω〈ωの場合、ＣＮ＜
ｏとなり、Ｉ：を減少させて、８Ｍの発生トルクを小さ
くして減速を行う。結果的にω−ωとなって落ち着く。

以上のような従来の同期電動機の駆動制御装置では、当
該電動機の速度制御に伴ない、サイクロコンバータの受
電端の無効電力が大きく変動する欠点があった。当該無
効・成力変動は、電源系統の直圧変動をきたし、フリッ
カ障害等の悪影響を他の電気機器にもたらす。

そこで最近では第１図にも示したように、受電端に無効
電力補償装置８８Ｌを設置することが提案されている。

これはまず、進相コンデンサＣＡＰにより一定の進み無
効電流Ｉｃａｐ　をとり、サイクロコンバータの遅れ無
効イ流分Ｉ　ｃｅ　（ａｇＡｏＴ）と、補償装置８ＳＬ
の遅れ無効越流■Ｑの和が、上記Ｉｃａｐとちょうど等
しくなるように、補償装置８８Ｌの電流ＩＱを制御する
ものである。すなわち、 Ｉｃａｐ＝Ｉｃｅ（ＲｍムＯＴ）＋ＩＱを満足する場合
、電源電流Ｉ８には無効分は含まなくなり、受電端の基
本波力率を１に制御するのができるものである。

しかし、サイクロコンバータＣＣの遅れ無効電流分Ｉｃ
ｅ（ａｉｕｏＴ）は零から最大値まで大きく変動するた
め、前記補償装置８８Ｌの容量は当該サイクロコンバー
タの容量に匹敵する程のものが必要となる。そのため、
８ＳＬを構成する半導体素子の容量も大きくなり、非常
に高価なシステムになる欠点があった。

（Ｃ）　　発明の目的 本発明は以上に鑑みてなされたもので、従来必要とされ
た高価な無効電力補償装置を設けることなく、サイクロ
コンバータの受電端の基本波力率を１にできるようにし
た同期電動機の駆動制御装置を提供することを目的とす
る。また、交流電源と同期電動機の間で授受される有効
′−力の値を任意の値に制御できるようにした同期電動
機の駆動制御装置を提供することを目的とする。

ｌｄｌ　　発明の構成 第３図は本発明の同期電動機の駆動制御装置の一実施例
を示す構成図である。図中、ＢＵ８は３相交流電源の電
線路、ＣＡＰけ進相コンデンサ、ＴＲは電源トランス、
ＣＣはサイクロコンバータ、　ＳＭは同期電動機本体、
Ｌ　ｏａｄ　は機械負荷である。

また、Ｐ８は回転子位置検出器、ＰＧは回転パルス発生
器、Ｆ、／Ｖは周波数−電圧変換器、ＰＴＧは３相正弦
波発生器、ｃ’Ｉ’、、ｃＴ’、、は電流検出器、ＰＴ
ｌｉは電圧検出器、ＰＱＣ”は有効戒力無効戒力演算回
路、■Ｒｑは無効電力設定器、ＶＲωは回転速度設定器
、Ｃ，、Ｃ，、Ｃ，は比較器、Ｈｑ（ＳＩ　Ｉ　ＨＰ　
（’ｌ　Ｉ　Ｈｔｉ　（Ｓ）は制御補償回路、ＭＬ、Ｍ
Ｌ、、は乗算器、ＤＶＭは割算器、ＬＩＭ、　。

ＬＩＭ、はリミッタ回路、ＫＵは演算増幅器、ＰＨｏは
位相制御回路である。

破線で囲まれた電流制御回路Ｃ０ＮＴ−Ｕは、サイクロ
コンバータｃｃのＵ相分の電流制御回路を示すもので、
図示しなかったが、Ｖ相及びＷ相の電流制御回路も同様
に構成されている。

サイクロコンバータＣＣは、例えば第２図で示した構成
をとるものとして以下の説明を行う。

まず、３相正弦波発生器ＰＴＧにつ込て説明を行うＯ 第４図に３相正弦波発生器ＰＴＧの具体的な実施例を示
す。図中、８Ｑは２乗演算回路、８Ｑｌ（は平方根演算
回路、Ｖ／Ｐは電圧−周波数変換器、ＰＣは計数器、Ｒ
ＯＭは配憶回路、Ｄ／Ａはディジタル：アナログ変換器
、ＰＬＬけ位相同期化回路、Ｍ、〜Ｍ４は乗算器、Ａ、
−、Ａ、は加算器、ＫＩ　＋　Ｋｔは演算増幅器である
。

入力は、回転子位置検出器ＰＳからの３相矩形波信号γ
０、回転パルス発生器ＰＧからの回転速度ω及び電動機
の逆起電力に対する電機子電流位相角γの余弦値ｃｏｓ
ｒで、出力は３相単位正弦波φＵ。

φ７．φ７である。

まず、ＰＧの出力信号（パルス列）　ｌ　Ｐ／Ｖ変換器
を介して電圧量ω（回転速度検出値）に変換する。当該
回転速度検出値ωを加算器Ａｔを介してＶβ変換器Ｖこ
入力する。また位相同期化回路ＰＬＬから出力される補
正量Δωも加算器Ａ、を介してＶβ変換器に入力する。

故にＶ／Ｆ変換器からは人力ω十Δω・に比例した周波
数のパルス列を発生Ｉ７、計数器ＰＣをカウントする。

次に、ＰＣの計数値を記憶回路ＴＬＯＭのアドレス（番
地）に対応させ、その内容を出力させる。当該配憶回路
には、正弦関数ｓｉｎθと余弦関数ＣＱＳθ及び３相矩
形波関数が記憶されてかり、上記計数器ＰＣの計数値に
応じてデジタル着を発生する。当該デジタルｔｓｉｎθ
及びＣＯ８θはＤ／Ａ変換器によってアナログ量φ、及
びφｂに変換される。

上記補正量Δωは回転子位置検出器Ｐ８からの３相矩形
波信号γ０と、上記記憶回路１’Ｍ）Ｍから出力される
３相矩形波信号γ０の位相同期を図るもので、位相同期
化回路ＰＬＬ　Ｋよって求められる。

第５図は位相同期化回路ＰＬＬの動作を説明するための
タイムチャート図である。回転子位置検出器Ｐ８からは
Ｐ８υ、Ｐ８ｙ、Ｐ８ｗなる３相矩形波信号が出カサレ
ル。チたＰＳｊ、ＰＳＵ、ＰＳｗは記憶回路ＲＯＭから
発生する３相矩形波信号である。図は定常状態を示して
おり、ＰＳｊはＰＳＵより９０°遅れて安定する。ＰＳ
ｖ′、ＰＳｖＩも各々ＰＳｖ、ＰＳｗよす９０°遅れて
いる。

ＥＸＵはＰＳＵとＰ８．の排他的論理和をとったもので
、同様にＰＳＵとＰ８ｙ’の排他的論理和をＥＸｖ、Ｐ
ＳｗとＰ輻の排他的論理和をＥＸＷとして表わしている
。

これらＥＸＵ、ＥＸｖ及びＥＸｗの信号をアナログ的に
加算すると８０Ｍで示したようになる。それを平均値１
．５だけ負のバイアス電圧を加え、積分することにより
ＳＵＭが得られる。ここで、ＰＳＵが破線で示した如く
、Ｐ８．よりδだけ遅れた場合を考える。

８［ＪＭの“２“の期間がδだけ長くなり、その結果、
積分値はｉ′のようにΔωだけ増加する。従って、第４
図の計数器ｐｃは当該補正量Δωだけ速く計数され、Ｐ
８に、Ｐ８ｙ’、Ｐ８ｖＩ等の位相を進ませる。最終的
にδ＝０になるように制御°される。逆にＰ８．がＰＳ
Ｕより進んだ場合にはΔωは負の値となって、計数器Ｐ
Ｃを補正量Δωの分だけゆっくり計数しＰＳＵ′の位相
を遅らせて、最終的にδ＝０になるように制御する。

第５図のφ８．φｂけ定常状態におけるＤ／Ａ変換器の
出力信号を示すもので、φ１はＰＳＵより９００だけ位
相が進んで出力され、φｂはＰＳＵと同相で出力される
。位置検出値Ｐ８からの信号と位相同期がとられている
定常状態では、φ８はＰＳＵと同相となる。

このようにして求められた２相単位正弦波φ□φｂは第
４図の乗算５　Ｍｒ〜Ｍ４に入力される□一方、制御位
相角γの余弦値ｃｏｓｒ　を２乗演算回路８Ｑ、加算器
Ａ、及び平方根演算回路ＳＱＲを介して、次の演算を行
って正弦値５ｉｎｒ　を求める。

ｓｉｎ　ｒ＝Ａ−（ｃｏｓｒ）” 当該余弦値ｃｏｓ　ｒ及び正弦値ｓｉｎγを前記乗算器
Ｍ。

〜Ｍ、に入力する。Ｍｌの出力φ、・ｃｍｓｙ（！：Ｍ
、の出力φｂ・ａｉｎｒを加算器Ａ３［入力し、 φ！＝φ、　・００８　ｉ＋φｂ−８ｉｎγを求める。

また、Ｍ３の出力φ１．−ｃｏｓγとＭ４の出力φ３・
５ｉｎｒを加算器Ａ４に入力し、 φｂ−−φ、・ｓｉｎｇ十φｂ−ｃｏｓｒを求める。

次の演算増幅器Ｋｌ（＝１／２）及びｉｃｙ＜＝ｖ／￥
／２）と加算器４＋　Ａ６は２相→３相変換するための
ものである。すなわち、φＵ、φＶ・φＷはφＩ・φｂ
′から次式の演算を行なうことにより求められる。

φＵ＝φＩ φｖ＝−（１／２）φ；−（Ｖシ２）φＪφｗ＝　　（
１／２）φａ　＋（Ｎ’Ｔン′２）φｂ′これが３相正
弦波発生器の出力信号である。

第６図は、上記単位正弦波φ８．φｂとφ８．φｂ及び
φＤＩφＶ、φＷ　のベクトル図を示すものである。

φ１．φｂは各々φ１．φｂより位相角ｒだけ遅れてお
り、φＵ、φＶ、φＷ　け当該φ１．φｂより作られる
。

前にも述べたようにφ、はＰＳＵと同相になるように制
御されるから、φＵはＰ８．より位相角ｒだけ遅れた更
弦波となる。同様にφＶ及び〜は各々ＰＳＵ及！ びＰ８ｗより位相角γだけ遅れた正弦波となる。すなわ
ち、入力ｃｏｓｒの値を変えることにより、位置検出器
Ｐａの出力信号に対して位相角γを任意６値に与えゝる
ことかできる。ちなみにｃｏｓｒ＝１ではｒ＝ｏとなり
、φ、とφＩは一致し、従来の同期電動機駆動装置のγ
ｏ＝Ｑ°で一定の運転となる。

第３図にもどって、本発明装置の説明を続ける。

３相電源の受電端に設置された変成器ＰＴ、及び変流器
ＣＴ８によって３相電源電圧及び３相電源電流を検出す
る。ＰＱＣ’は当該電圧検出値及び電流検出値から受電
端の有効電力Ｐ及び無効電力Ｑを求める演算器である。

すなわち、有効電力Ｐは電圧及び電流の瞬時値を乗じ、
３相分加えて求め、無効電力Ｑけ電圧の位相を９０°ず
らして同様に求めてｈる。

比較器Ｃ，によって、上記無効電力の検出値Ｑとその指
令値Ｑ″を比較し、当該偏差εｑ＝Ｑ”−Ｑを制御補償
回路Ｈｑ（ω）に入力している。ＨＱ（８）は、上配定
　　　゛常偏差εｑを零にするため通常、積分要素が使
われる。ＨＱ（Ｓ）の出力は、電動機８Ｍに供給される
電機子電流”＋”ｉ＊”Ｗ　の振幅値ＩＯとなる。

また、比較器Ｃ８によって、電動機８Ｍの速度検出値ω
とその指令値ωを比較し、当該偏差εＮ＝ω−ωを制御
補償回路ＨＮ（ω）に入力している。ＨＮＩＳ）の出力
をＩＪ　ミッタ回路ＬＩＭ、を介して、電動機８Ｍの発
生トルク指令値−としている。速度検出値ωと上記トル
ク指令値Ｔ″を乗算器ＭＬに入力し、有効電力指令値Ｐ
−Ｑ）　、　Ｔ’を求める。

比較器Ｃｓによって、前記有効電力検出値Ｐと上記指令
値ｒを比較し、当該偏差εｐ＝ｐ″−Ｐを次の制御補償
回路Ｈｐ（ｓｌに入力する。Ｈｐ（ｓ）は上記定常偏差
εＰを零にするため一般に積分要素が使われる。Ｈ。

（ｓ）の出力Ｖｐを次の割算器ＤＶＭに入力し、ｃｏ８
７’　＝”　’　　（Ｖｍ　） を求める。ここで■８は電源電圧、Ｖｍけ電動機端子電
圧である。次のリミッタ回路Ｌ　ＩＭ、は当該位相角ｒ
の余弦値ｃｏｓｒを −１〈ｃｏｓｒ（１ の範囲に限定するためのものである。

当該余弦値ＣＱＳγを次の３相正弦波発生器ＰＴＧに入
力することにより、位置検出器Ｐ８の出力信号より位相
角ｒだけずれた３相単位正弦波φＵ、φＶ。

φＶが得られることは前に述べた通りである。

Ｕ相の単位正弦波φＵと前記電流振幅値■コを乗算器Ｍ
Ｌυに人力し、次式で示されるＵ相電機子電流指令値Ｉ
ｕを得る。

ＩＵ−＝ＩＯ・φＵ ＝Ｉ（１−ｓ＋ｎ（ωｔ−１） 一方、変流器ＣＴ、にょってＵ相電機子電流ＩＵを検出
し、比較器Ｃｕによって上記指令値Ｉυと比較する。当
該偏差εＵ””ＩＵ　　ＩＵ　　を演算増幅器ＫＵで増
幅し、Ｕ相すイクロコンバータの位相制御回路Ｐｉ（Ｕ
に入力する。Ｕ相すイクロコンバータは、電機子　　　
　　□電流Ｉｕが当該指令値■πに等しくなるように出
カ醒°圧ｔ　制御すれる。■相、Ｗ相のサイクロコンバ
ータについても同様に制御される。このとき■相及ｅＷ
相の電機子電流指令値は各々次式で表わされる。

■Ｕ＝ＩＯ・φＶ ＝　ＩＯ−ｓｌｎ　（ωｔ　−１−２ｙｒ／３１搏　　
　　跨 ＩＮ”ＩＯ・φ□ ＝　ＩＯ−ｓｉｎ　（（ｄｔ−ｒ＋２π、／３）同期電
動機ＳＭの発生トルクＴｅは次式の如く表わせる。

Ｔｅ＝に、　−Ｉｆ　−Ｉ□　−ｃｏｓ　ｒただし、ｋ
、は比例定数、　Ｉｆは界磁電流ＩＯは電機子電流の波
高値 また、電動機８Ｍの出力Ｐｏは回転角周波数ωと上記発
生トルクＴｅの積で表わされることは周知の通りである
。当該出力Ｐｏに電機子抵抗による銅損や鉄損等の各種
損失を加えたものが、電源から供給される有効電力Ｐで
ある。ここでは説明の便宜上上記各種損失は小さいもの
として無視する。

すなわち、Ｐ＃Ｐｏとして考える。

受電端の有効電力Ｐがその指令値ｆより小さい場合、ε
、、＝ｆ−ｐは正の値となり、制御補償回路Ｈ。

（ｓ）を介してＶＰを増加させる。故にｃｏａｒが増大
し電動機８Ｍの発生トルクＴｅ　をふやす。この結果電
動機８Ｍの出力Ｐｏ−ω・Ｔｅが増加し、受電端の有効
′シカＰも増大する。最終的にｐ”＃ｐとなって落ち着
く。逆にｆ＜ｐの場合には、ε、＜ＯとなシＣＱＳγを
減らし、ＰζＰｏを減少させて、やはりｆζＰとなって
落ち着く。

ｆｅ）　　発明の作用 これを電動機ＳＭの回転速度制御の立場からながめると
次のようになる。

速度指令値ωが速度検出値ωより大きい場合、偏差εＮ
＝ω−ωは正の値となり、制御補償回路ＨＮ（８１及び
リミッタ回路ＬＩＭ、を介して得られたトルク指令Ｔ″
を増加させる。その結果、有効電力指令値ｒ＝ω・Ｔ′
が増加し、電動機８Ｍの発生トルクＴｅを増加させる。

従って電動機８Ｍは加速され、ω−ωになって落ち着く
。逆にω〈ωの場合εＮ〈０と□なり、Ｔ″を減少させ
ｒをへらす。その結果、電動機８Ｍの発生トルクは減少
し、減速されてやはりωζωになって落ち着く。

一方、電源側から見たサイクロコンバータＣＣの遅れ無
効電力Ｑｏｏは次式のように表わせる。

Ｑｏｏ　＝　ｋｇ　−Ｖｓ　・（ｌ　ＩＵ　ｌ　・ｓｉ
ｎαｇ＋ｌ　Ｉｙ　ｌ　−ｓｉｎαＶ十１Ｉｙｌ　−ｓ
ｉｎａｗ） ただし、ｋｇは比例定数、　Ｖｓは電源電圧、ＩＩｕｌ
＝ｌＩｖｌ、ｌＩｗｌは電機子電流絶対値、αＵ、αＶ
、αＷは点弧位相角、 ここで、比例定数に８及び電源電圧■８は一定値で、電
機子電流”ＩＩＶＩＩＷ　はその指令値ＩＵ、ＩＶ、Ｉ
Ｗに等しく制御されているものとすると、 Ｉｇ＝Ｉ□−５ｌｎ（ωｔ−ｒ） Ｉｙ＝＝Ｉ□・５ｉｎ（ωを一γ−２π／３）Ｉｗ＝Ｉ
（３−ｓｉｎ（ωｔ−ｒ＋２π／３）となる。従ってＱ
ｏｏは Ｑｏｏ＝ｋｇ　・Ｖｌｌ・ＩＯ（ｌｓｉｎ（ωｔ−ｒ）
　１−ｓｉｎα０＋　ｌ　５ｉｎ（ωｔ−ｒ−２π／３
）　ｌ　−８ｔｎａＶ＋しｉｎ（ωｔゴ＋２π／３　）
　ｌ　−ｓｉｎ　ａｗとなる。

このとき、電動機８Ｍの電機子巻線の各相端子電圧をｖ
Ｕ、ｖｖ、ｖｗ　は次式の如く表わされる。

ｖ、３＝＝ｖｍ・ｓｉｎωｔ＝ｋｙ−Ｖｇ−ｃｏｓαＵ
Ｖｙ　＝Ｖｍ−ａｉｎ　（ｃｃ＋ｔ−２ｒ／３）＝ｋｙ
−Ｖｓ　・ｃｏｓα７Ｖｗ＝＝Ｖｍ−ｓｉｎ（ωｔ＋２
π／３）＝＝ｋｖ−Ｖｇ−ｃｏｓａｗ故に点弧位相角α
Ｕ、αＶ、αＷ　は、となる。

上記電機子巻線の端子電圧波高値Ｖｍは、電動機８Ｍの
回転遠吠ω及び界磁電流Ｉｆの積に比例する。故に■ｆ
＝一定とすれば、電動機８Ｍの始動低速時には、ＶｍＯ
値は小さく、αＵζαＶζｃｌＷζ９ｏ０となる。ωが
増加するに従って、ｆｆ１７．αＶ、αＷは９０’を中
心にしてＯｏあるいは１８０°の方向に変動するように
なる。

第７図はＵ相すイクロコンバータについて、上記電機子
電圧ｖＵ、４機子シ流工Ｕに対する点弧位相角αＵとそ
の正弦値ｓｉｎα１１を表わしたものである。

始動時には前記波高値ＶｍζＯなので、点弧位相角αＵ
は■のように９０°で一定値となる。故に５ｉｎａ（１
は■の如く１で一定値を示す。速度が高くなるに従って
、Ｖｍは大きくなりαＵけ■→■→■のように変動が大
きくなる。故にｓｉｎαＵも（１）’　−）■→■′と
なる。実際には、サイクロコンバータｃｃはｔ源電圧に
よって転流させるため（自然転流方式）、点弧位相角α
υは６１１ｍ１１≦αυ≦β口ｍｌｔの範囲内で制御さ
れる。通常α１１ｍ１　ｔ　に２０°、βｌ１ｍ１ｔ　
＃１５０’程度に選ばれる。従って、最高速度でも高々
■の曲線で変動するものと考えて良い。

Ｕ相すイクロコンバータの消費する無効電力は、Ｑｏｏ
−ｕ　　＝　ｋｓ　　壷Ｖｓ　　−ｌ　　Ｉ　ｕ　し５
ｉｎａ（１＝ｋＢ−Ｖｇ・ｌｏ−１ｓｉｎ（ωｌ−γ）
　ｌ　−ｇｉｎαＵとなる。始動時にはαｕ鴇９０’＝
一定となるため、電圧ＶＵと電流Ｉ、の位相差ｒには関
係しないが、速度が増加するに従ってαＵすなわち、ｓ
ｉｎｃｒｇが変動するのでｒの影響を受けるようになる
。第７図かられかるよってｆｆ９００のとき、Ｑｏｏ−
Ｕは最大になる。又、γ＝θ°のときＱｏｏ−ｕは最小
となる。

■相、Ｗ相も同様である。

これらはまとめると次のようになる。

Ｑｏｏは、電流波高値ＩＯに比例する。また電動機の回
転速度ωが低層時に大きく、ωが高くなるに従ってＱｏ
ｏは小さくなる。さらに、Ｑｏｏばｒ＝ｏ。

又はｒ＝１８０°のとき最小値となシ、ｆｆ９００で最
大値となる。

受電端の無効電力Ｑは、当該サイクロコンバータＣＣの
遅れ無効電力Ｑｏｏと進相コンデンサＣＡＰの進み無効
電力Ｑｃａｐ　　の和である。当該受電端の無効電力検
出値Ｑ（遅れを正の値にする）が指令値ｃｌ”＝ｏより
小さい場合（進みの場合）偏差εＱ−Ｑ″−Ｑは正の値
となって、電流波高値ＩＯを増加させる。故にＱｏｏが
増加し、Ｑ＃Ｑ＝Ｏに彦るように制御される。しかし、
ｌｏが増加すると、電動機８Ｍの発生トルクＴｅが増加
し、受電端の有効電力Ｐも増加する。その結果、Ｐ″〈
Ｐとなり、εＦが負と）なってＣＱ８ｒを減少させ、ｒ
ζＰになるように制御系が働く。故に今度はｒが９００
の方向に近づき−ＩｆＱｏｏをさらに増加させる。従っ
て、Ｑ＞ζ−０となってｌｏを若干減少させる。この振
動現象を伺回か繰返した後、最終的にＱ″＃Ｑ、ｐ”＝
ｐとなるような新しい波高値ＩＯ及び位相角γに落ち着
く。Ｑ　＞　Ｑ、″となった場合も同様である。

また、上記振動現象は前記有効電力Ｐを制御する際にも
発生する。この振動現象を小さく、しかも速く落ち着か
せるために、制御補償回路ＨＱ（８）及びＨｐ（８１の
補償定数が最適値に選ばれることはいうまでもない。

（ｆ）他の実施例 第８図は本発明装置の別の実施例を示す構成図である。

第３図と異なる箇所だけを説明する。

ＶＡＲは無効′成力演算回路、ｓｑｔ、ｓｑｔは２乗演
算回路、Ａ、は加算器、ＳＱ’Ｒは平方根演算回路、Ｄ
ＩＶは割算器である。

無効電力演算回路ＷＡＲは受電端の電圧、電流検出値か
ら無効電力Ｑを演算するものである。比較器Ｃ１によっ
て無効電力検出値Ｑと指令値ζを比較し、当該偏差εＱ
＝ζ−Ｑを制御補償回路Ｈｑ（ｓ）に入力する。Ｈｑ（
ｓ）の出力ＩＱは無効電流指令値となる。

又、乗算器ＭＬの出力Ｉ、は有効電流指令値となる。

各々を２乗演算回路８Ｑ１及び８Ｑ、によって２乗しそ
れを加算器に入力し、次の平方根演算回路ＳＱＲを介し
て、電動機８Ｍの醒磯子電流波高値ＩＯとす１　　る。

すなわち、 Ｉニー≠ＣＭ肩でσ となる。また上記ＩＯの結果と前記有効電流指令値Ｉ、
を割算器ＤＩＶに入力し、Ｖｐ　＝　Ｉｐ　／Ｉｏを演
算し次の割算器ＤＶＭ及びリミッタ回路ＬＩＭ、　ｉ介
して、電機子電流の位相遅れ角γの余弦値ＣＱＳ７”と
している。

Ｑ”＞Ｑの場合、εＱは正となって■Ｓを増加させる。

故にＩＯ：　（ＩＱ　”＋（ＩＰ）”−が増大し、サイ
クロコンバータＣＣの遅れ無効電力ＱｏｏをふやしてＣ
ζＱとなるように制御される。このとき、ＩＯが増加す
ることによってＶｐ＝Ｉｐ／Ｉ□は減少しｃｏｓｒをへ
らす。

電動機８Ｍの出力Ｐｏは前にも述べたように、Ｐｏ−ω
−Ｔｅ＝ω−に、−１ｆ・Ｉ□−ｃｏｓｒであるから、
ＩＯが増加する分だけＣＯ８γを減少させればＰ□＝一
定が保持される。故に、ｉｆｆを増加させても有効電力
制御系には伺ら影響はない。

次に、ＩＰを増加させた場合を考える。この結果び＝ヤ
（Ｉｐ陽＋（蛋）”は増７Ｊｌｌ　Ｌ、、ｃｏｓ　ｒ　
＝　５．ｚＩにも増加する。故に電動機８Ｍの出力Ｐ、
は Ｐｏ＝ω−ｋｅ・Ｉｆ−Ｉ□−ｃｏｓｒ＝ω・ｌ（。・
Ｉｆ、ＩＰ となってＩ、に比例して増加する。このときサイクロコ
ンバータＣＣの遅れ無効電力Ｑｏｏは工ｏの増加に伴な
って増大し、ｃｍｓ７”の増加に伴なって減少する。故
にＩ、を変化させたことによって、Ｑｏｏの受ける影響
は小さい。また影響を受けるとしても無効電力制御系か
ら有効電力制御系に影響を与えないため、第３図の実施
例で示した制御系より取扱いが簡単である。すなわち相
互干渉の少ない制御系を得ることができる。

なお、サイクロコンバータＣＣは非循環電流式サイクロ
コンバータに限られるものではなく、一部循環式サイク
ロコンバータあるいは循環電流式サイクロコンバータで
も同様に達成できることはいうまでもない。

（ｇ）　　発明の効果 以上の如く、本発明の同期電動機の駆動制御装置は、従
来必要とされた高価な無効電力補償装置を設けることな
く、サイクロコンバータの受電端の無効電力変動をなく
すことができ、さらには一定の進み無効電力をとる進相
コンデンサと組合せることによって、受′成端の基本波
力率を常に１に制御することもできる特長がある。さら
疋、交流電源と同期電動機の間で授受される有効電力の
値を直接的に制御しているため、カ行１回生運転を容易
に行うことができ電カ一定制御あるいはトルク一定制御
の運転も従来装置より簡単にできる利点がある。特に速
度制御においては、当該電力指令値ｒを発生トルク指令
値−と回転速度ωの積として与えることにより、回転速
度ωに影響されることなく、電動機の発生トルクを制御
できるようになり、速度制御応答性が改善される特長が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の同期電動機の駆動制御装置の構成図、第
２図は第１図のサイクロコンバータの代表−的な構成図
、第３図は本発明の同期電動機の駆動制御装置の一実施
例を示す構成図、第４図は第３図の３相正弦波発生器の
具体的な実施例を示す構成図、第５図は第４図の動作を
説明するためのタイムチャート図、第６図は第４図の動
作全説明するだめのベクトル図、第７図は第３図の実施
例の動作を説明するための電圧電流及び位相角の波形図
、第８図は本発明装置の別の実施例を示す構成図である
。 （”ＡＰ・・進相コンデンサ　ＴＲ・・電源トランスＣ
Ｃ・サイクロコンバータ　８Ｍ・・・同期電動機Ｌｏａ
ｄ・・機械負荷　　　　ｐｓ・・回転子位置検出器］）
Ｇ回転パルス発生器　Ｃ’Ｉ’８．ＣＴＭ・・・変流器
ＰＴ８・・変成器 ＰＱ（”・・有効電力無効電力演算回路Ｈｑ（ｓ）、　
Ｈｐｆｓ）　、　ＨＮ（Ｓ）　・制御補償回路ＭＬ、Ｍ
Ｌ、・・・乗算器　　　　ＤＶＭ・・・割算器ＬＩＭｌ
、　ＬＩＭ、・・・・・・リミッタ回路Ｃ１〜Ｃ３・・
・比較器　　　　ＶＲｑ・・・無効電力設定器Ｖａω・
速度設定器　　　ＫＵ・演算増幅器ＰＨ■　・位相制御
回路　　ＰＴＧ・・３相正弦波発生器Ｃｕ　　比較器 Ｆ／Ｖ・・・周波数−電圧変換器 ＶＡＲ・・無効電力演算回路 ８Ｑ＋　、”Ｑ＊　・２乗演算回路　Ａ、・・・加算器
８Ｑ）Ｌ・・平方根演算回路　ＤＩＶ・・割算器第５図 ＳＬＩＭ　　　・　　　　−−・　　　　　　−第６図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）同期電動機と、該同期電動機と交流電源との間に
   介在し、前記同期電動機に可変電圧可変周波数の電力を
   供給するサイクロコンバータと、該サイクロコンバータ
   の受電端の無効電力を制御する信号を出力する第１の信
   号発生手段と、前記交流電源と前記同期電動機の間で授
   受される有効電力を制御する信号を出力するｖＭ２の信
   号発生手段と、前記第１及び第２の信号発生手段からの
   制御信号を受は前記同期電動機の電機子巻線に供給され
   る電流の振幅値と位相を制御する手段とを具備すること
   を特徴とする同期電動機の駆動制御装置。
2. （２）前記第１の信号発生手段が前記サイクロコンバー
   タの受電端に接続された一定の進み無効電力を分担する
   進相コンデンサを具備し、この進み無効磁力と前記サイ
   クロコンバータが分担する遅れ無効電力との和が零とな
   るような信号を出力することを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の同期電動機の駆動制御装置。
3. （３）前記第２の信号発生手段が前記交流′電源と前記
   同期電動機の間で授受される有効電力の値を、前記同期
   電動機の発生トルクの指令値と回転速度との積に比例す
   る信号を前記有効電力の指令値とするような信号を出力
   することを特徴とする特許請求の範囲第１項または第２
   項記載の同期電動機の駆動制御装置。