JPH04281387A - ブラシレス直流モータの制御装置 - Google Patents
ブラシレス直流モータの制御装置Info
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- JPH04281387A JPH04281387A JP3041588A JP4158891A JPH04281387A JP H04281387 A JPH04281387 A JP H04281387A JP 3041588 A JP3041588 A JP 3041588A JP 4158891 A JP4158891 A JP 4158891A JP H04281387 A JPH04281387 A JP H04281387A
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- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、永久磁石界磁を持つブ
ラシレス直流モータの制御装置に関する。
ラシレス直流モータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】永久磁石により界磁磁束を得る直流ブラ
シレスモータは、従来は直軸電流を流すことは不可能で
あったが、磁石材料の発達により磁気特性の優れた磁石
が得られるようになり、直軸電流を積極的に利用した制
御方法が提案されている。さらに、直流ブラシレスモー
タは直接に界磁を弱めることはできないが、ｄ軸電機子
反作用を利用して弱め界磁と等価な作用を得て速度制御
範囲を拡大する制御方法が提案されている。例えば、電
気学会、半導体電力変換研究会資料、ＳＰＣ−９０−１
１、第１頁乃至第８頁、「セグメント構造ＰＭモータの
広範囲速度制御」がある。
シレスモータは、従来は直軸電流を流すことは不可能で
あったが、磁石材料の発達により磁気特性の優れた磁石
が得られるようになり、直軸電流を積極的に利用した制
御方法が提案されている。さらに、直流ブラシレスモー
タは直接に界磁を弱めることはできないが、ｄ軸電機子
反作用を利用して弱め界磁と等価な作用を得て速度制御
範囲を拡大する制御方法が提案されている。例えば、電
気学会、半導体電力変換研究会資料、ＳＰＣ−９０−１
１、第１頁乃至第８頁、「セグメント構造ＰＭモータの
広範囲速度制御」がある。
【０００３】ここで、直流ブラシレスモータの制御装置
は、速度制御系のマイナループ制御系として、又は独立
した制御系として電流制御系を具えるものが多く、この
電流制御系は例えば図３に示す構成にされる。
は、速度制御系のマイナループ制御系として、又は独立
した制御系として電流制御系を具えるものが多く、この
電流制御系は例えば図３に示す構成にされる。
【０００４】直流電源１からの直流電力はインバータ主
回路２によって制御されたＰＷＭ波形の電圧出力に変換
され、ＤＣブラシレスモータ３の電機子電流として供給
される。モータ３の回転子位置はアブソリュートエンコ
ーダ４によって位相信号θとして検出される。電流指令
Ｉ１ｒｅｆは乗算器５１，５２の乗数にされ、これら乗
算器５１，５２の被乗数には正弦波発生器６からの互い
に１２０度移相した正弦波信号にされる。この正弦波位
相はエンコーダ４の位相信号θに従って制御される。
回路２によって制御されたＰＷＭ波形の電圧出力に変換
され、ＤＣブラシレスモータ３の電機子電流として供給
される。モータ３の回転子位置はアブソリュートエンコ
ーダ４によって位相信号θとして検出される。電流指令
Ｉ１ｒｅｆは乗算器５１，５２の乗数にされ、これら乗
算器５１，５２の被乗数には正弦波発生器６からの互い
に１２０度移相した正弦波信号にされる。この正弦波位
相はエンコーダ４の位相信号θに従って制御される。
【０００５】乗算器５１，５２の出力にはモータ３への
３相入力のうちのｕ相とｗ相の正弦波電流指令Ｉｕ，Ｉ
ｗが取り出され、これら電流指令Ｉｕ，Ｉｗはモータ電
流Ｉｕ′，Ｉｗ′をフィードバック信号とする電流制御
アンプ７１，７２によって比例・積分演算され、ｕ相と
ｗ相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｗとして取り出される。
３相入力のうちのｕ相とｗ相の正弦波電流指令Ｉｕ，Ｉ
ｗが取り出され、これら電流指令Ｉｕ，Ｉｗはモータ電
流Ｉｕ′，Ｉｗ′をフィードバック信号とする電流制御
アンプ７１，７２によって比例・積分演算され、ｕ相と
ｗ相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｗとして取り出される。
【０００６】電圧指令Ｖｕ，Ｖｗは加算器８によって加
算されることで該加算器９の出力にｖ相の電圧指令Ｖｖ
が生成される。これら電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗはＰＷ
Ｍ発生回路としてのコンパレータ９１，９２，９３の比
較入力にされ、比較基準に搬送波発生器１０からの三角
波信号が与えられることで該コンパレータ９１〜９３の
出力に正弦波近似のＰＷＭ波形が取り出され、これらＰ
ＷＭ波形がインバータ主回路２の各相ゲート信号にされ
、ゲート回路１１によって増幅されてインバータ主回路
２の各相スイッチ素子のドライブ信号にされる。
算されることで該加算器９の出力にｖ相の電圧指令Ｖｖ
が生成される。これら電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗはＰＷ
Ｍ発生回路としてのコンパレータ９１，９２，９３の比
較入力にされ、比較基準に搬送波発生器１０からの三角
波信号が与えられることで該コンパレータ９１〜９３の
出力に正弦波近似のＰＷＭ波形が取り出され、これらＰ
ＷＭ波形がインバータ主回路２の各相ゲート信号にされ
、ゲート回路１１によって増幅されてインバータ主回路
２の各相スイッチ素子のドライブ信号にされる。
【０００７】このような構成により、電流制御系ではモ
ータ電流をフィードバック制御することにより、モータ
３のトルクを制御している。
ータ電流をフィードバック制御することにより、モータ
３のトルクを制御している。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】直流ブラシレスモータ
の制御装置において、モータの制御条件として電機子電
流及び端子電圧の上限から定トルク領域と定出力領域を
設定し、夫々の領域でのｄ軸，ｑ軸電流を制御している
。
の制御装置において、モータの制御条件として電機子電
流及び端子電圧の上限から定トルク領域と定出力領域を
設定し、夫々の領域でのｄ軸，ｑ軸電流を制御している
。
【０００９】従って、従来の制御装置では電機子電流及
び端子電圧に所期のものが得られることを前提とするも
のである。しかしながら、インバータのシステム構成に
よっては上記条件が変化する場合がある。
び端子電圧に所期のものが得られることを前提とするも
のである。しかしながら、インバータのシステム構成に
よっては上記条件が変化する場合がある。
【００１０】例えば、直流電源１は交流電源から整流器
によって得る構成、無停電電源化するための電池（予備
電源）を併設する構成、さらには電池電源のみを持つ構
成にされる場合、交流電源の電圧変動や電池の放電度合
による電圧低下によって直流電圧が変化、特に電池電源
の場合に大きく変化する。また、モータ３の内部抵抗が
大きい場合にはこの抵抗ドロップが直流電圧低下と同じ
になる。
によって得る構成、無停電電源化するための電池（予備
電源）を併設する構成、さらには電池電源のみを持つ構
成にされる場合、交流電源の電圧変動や電池の放電度合
による電圧低下によって直流電圧が変化、特に電池電源
の場合に大きく変化する。また、モータ３の内部抵抗が
大きい場合にはこの抵抗ドロップが直流電圧低下と同じ
になる。
【００１１】このような直流電圧の変動、特に低下は、
モータに指令された電流値をモータに供給するために必
要な電圧を確保できなくなり、電流をフィードバック制
御する電流制御系ではアンプ７１，７２の出力が飽和し
、この飽和出力は正弦波近似のＰＷＭ制御では台形波に
近くなると共に３相電流が不平衡となり、正常なトルク
電流供給ができなくなる。
モータに指令された電流値をモータに供給するために必
要な電圧を確保できなくなり、電流をフィードバック制
御する電流制御系ではアンプ７１，７２の出力が飽和し
、この飽和出力は正弦波近似のＰＷＭ制御では台形波に
近くなると共に３相電流が不平衡となり、正常なトルク
電流供給ができなくなる。
【００１２】上述の問題は電流制御系を持つために生ず
る問題であり、電圧制御型の制御を行えば解消される。 しかしながら、電圧制御ではインバータ主回路の各相ス
イッチ素子の上下アーム間短絡を防ぐためのデッドバン
ド確保の影響による低速域での電流高調波の増加やモー
タパラメータの誤差の影響によって電流制御に比べて制
御性能が悪くなる。
る問題であり、電圧制御型の制御を行えば解消される。 しかしながら、電圧制御ではインバータ主回路の各相ス
イッチ素子の上下アーム間短絡を防ぐためのデッドバン
ド確保の影響による低速域での電流高調波の増加やモー
タパラメータの誤差の影響によって電流制御に比べて制
御性能が悪くなる。
【００１３】本発明の目的は、直流電圧変動にも電流制
御系の飽和を無くして安定した制御動作になる制御装置
を提供することにある。
御系の飽和を無くして安定した制御動作になる制御装置
を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、インバータからブラシレス直流モータに
供給する電流の電流指令とその検出値との比較によりイ
ンバータ出力電圧を正弦波近似ＰＷＭ制御する電流制御
系を持つブラシレス直流モータの制御装置において、前
記インバータの直流電圧Ｖｄｃとモータ回転角速度ω及
びモータパラメータから電流Ｉ１ｍａｘを次式 Ｉ１
ｍａｘ＝｛（（Ｖｄｃ／２）２−（ｎωλ）２）１／２
｝／（ｎωＬ）但し、ｎ：モータの極対数 λ：電機子巻線の磁束鎖交数 Ｌ：電機子インダクタンス から求める演算回路と、前記電流Ｉ１ｍａｘで前記電流
指令を制限するリミッタ回路とを備えたことを特徴とす
る。
決を図るため、インバータからブラシレス直流モータに
供給する電流の電流指令とその検出値との比較によりイ
ンバータ出力電圧を正弦波近似ＰＷＭ制御する電流制御
系を持つブラシレス直流モータの制御装置において、前
記インバータの直流電圧Ｖｄｃとモータ回転角速度ω及
びモータパラメータから電流Ｉ１ｍａｘを次式 Ｉ１
ｍａｘ＝｛（（Ｖｄｃ／２）２−（ｎωλ）２）１／２
｝／（ｎωＬ）但し、ｎ：モータの極対数 λ：電機子巻線の磁束鎖交数 Ｌ：電機子インダクタンス から求める演算回路と、前記電流Ｉ１ｍａｘで前記電流
指令を制限するリミッタ回路とを備えたことを特徴とす
る。
【００１５】また、本発明はモータ回転角速度ωと前記
電流指令Ｉ１ｒｅｆ及びモータパラメータからインバー
タ出力電圧Ｖ１と位相φを次式 Ｖ１＝（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）１／２ φ＝ｔａｎ−１（Ｖｄ／Ｖｑ） 但し、Ｖｄ＝ｎωＬ Ｉ１ｒｅｆ Ｖｑ＝−ＲＩ１ｒｅｆ−ｎωλ ｎ：モータの極対数 λ：電機子巻線の磁束鎖交数 Ｌ：電機子インダクタンス Ｒ：電機子抵抗 から求める第１の演算回路と、モータの回転子位置検出
信号θとインバータ直流電圧Ｖｄｃと前記位相φからイ
ンバータの各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを次式Ｖｕ＝
（Ｖｄｃ／２）ｓｉｎ（θ＋φ）Ｖｖ＝（Ｖｄｃ／２）
ｓｉｎ（θ＋φ−２π／３）Ｖｗ＝（Ｖｄｃ／２）ｓｉ
ｎ（θ＋φ＋２π／３）から求める第２の演算回路と、
前記電圧Ｖ１と直流電圧Ｖｄｃを比較しＶ１≦（Ｖｄｃ
／２）のときに前記電流制御系によるインバータ出力電
圧制御にしＶ１＞（Ｖｄｃ／２）のときに前記第２の演
算回路の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗでインバータ出力電圧制
御に切り替える切替制御回路とを備えたことを特徴とす
る。
電流指令Ｉ１ｒｅｆ及びモータパラメータからインバー
タ出力電圧Ｖ１と位相φを次式 Ｖ１＝（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）１／２ φ＝ｔａｎ−１（Ｖｄ／Ｖｑ） 但し、Ｖｄ＝ｎωＬ Ｉ１ｒｅｆ Ｖｑ＝−ＲＩ１ｒｅｆ−ｎωλ ｎ：モータの極対数 λ：電機子巻線の磁束鎖交数 Ｌ：電機子インダクタンス Ｒ：電機子抵抗 から求める第１の演算回路と、モータの回転子位置検出
信号θとインバータ直流電圧Ｖｄｃと前記位相φからイ
ンバータの各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを次式Ｖｕ＝
（Ｖｄｃ／２）ｓｉｎ（θ＋φ）Ｖｖ＝（Ｖｄｃ／２）
ｓｉｎ（θ＋φ−２π／３）Ｖｗ＝（Ｖｄｃ／２）ｓｉ
ｎ（θ＋φ＋２π／３）から求める第２の演算回路と、
前記電圧Ｖ１と直流電圧Ｖｄｃを比較しＶ１≦（Ｖｄｃ
／２）のときに前記電流制御系によるインバータ出力電
圧制御にしＶ１＞（Ｖｄｃ／２）のときに前記第２の演
算回路の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗでインバータ出力電圧制
御に切り替える切替制御回路とを備えたことを特徴とす
る。
【００１６】
【作用】前者の制御装置では、直流電圧に応じてインバ
ータが出力し得る最大電圧を求め、この電圧でモータに
流し得る最大電流Ｉ１ｍａｘを求め、この電流で電流指
令を制限することによって電流制御系の飽和を無くした
制御にする。これを以下に詳細に説明する。
ータが出力し得る最大電圧を求め、この電圧でモータに
流し得る最大電流Ｉ１ｍａｘを求め、この電流で電流指
令を制限することによって電流制御系の飽和を無くした
制御にする。これを以下に詳細に説明する。
【００１７】直流ブラシレスモータの電圧方程式はｄ−
ｑ座標上では次の（１）式で与えられる。
ｑ座標上では次の（１）式で与えられる。
【００１８】
【数１】
【００１９】但し、Ｒ：電機子抵抗
Ｌ：電機子インダクタンス
ｎ：極対数
ω：回転角速度
λ：界磁による電機子巻線の磁束鎖交数Ｐ：微分演算子
上記（１）式において、定常状態（Ｐ＝０）ではＶｄ＝
Ｒ・ｉｄ−ｎωＬｉｑ …（２−１
）Ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋ｎωＬｉｄ＋ｎωλ …（２−２
）となる。また、インバータの出力電圧が不足になり、
電流制御アンプの飽和が問題となる領域ではモータ回転
数が高い領域となるため、比較的回転数の高い定常状態
ではＲ≪ｎωＬとなるため、上記（２−１），（２−２
）式は Ｖｄ＝−ｎωＬｉｑ …（３−１）Ｖｑ
＝ｎωλ＋ｎωＬｉｄ …（３−２）となる。このと
きのモータ端子電圧Ｖ１及び電流Ｉ１は
Ｒ・ｉｄ−ｎωＬｉｑ …（２−１
）Ｖｑ＝Ｒ・ｉｑ＋ｎωＬｉｄ＋ｎωλ …（２−２
）となる。また、インバータの出力電圧が不足になり、
電流制御アンプの飽和が問題となる領域ではモータ回転
数が高い領域となるため、比較的回転数の高い定常状態
ではＲ≪ｎωＬとなるため、上記（２−１），（２−２
）式は Ｖｄ＝−ｎωＬｉｑ …（３−１）Ｖｑ
＝ｎωλ＋ｎωＬｉｄ …（３−２）となる。このと
きのモータ端子電圧Ｖ１及び電流Ｉ１は
【００２０】
【数２】
【００２１】となる。
【００２２】ここで、直流ブラシレスモータではモータ
電流Ｉ１をモータの速度起電力ｎωλ（ｑ軸）と同位相
に制御するため、ｉｄ＝０，Ｉ１＝ｉｑとなり、上記（
３−１），（３−２）式と（４−１），（４−２）式か
ら
電流Ｉ１をモータの速度起電力ｎωλ（ｑ軸）と同位相
に制御するため、ｉｄ＝０，Ｉ１＝ｉｑとなり、上記（
３−１），（３−２）式と（４−１），（４−２）式か
ら
【００２３】
【数３】
【００２４】となる。この（５−２）式からモータ端子
電圧Ｖ１と回転角速度ωを与えることにより、モータ電
流Ｉ１が求められる。換言すると、インバータが出力し
得る最大電圧Ｖ１ｍａｘをＶ１として（５−２）式に代
入すると各回転角速度ωに応じて流し得る最大モータ電
流Ｉ１ｍａｘが求められる。
電圧Ｖ１と回転角速度ωを与えることにより、モータ電
流Ｉ１が求められる。換言すると、インバータが出力し
得る最大電圧Ｖ１ｍａｘをＶ１として（５−２）式に代
入すると各回転角速度ωに応じて流し得る最大モータ電
流Ｉ１ｍａｘが求められる。
【００２５】一方、インバータ入力直流電圧Ｖｄｃと最
大の出力電圧Ｖ１ｍａｘの関係は、正弦波近似ＰＷＭ制
御では電流制御アンプを飽和させない条件で考えると次
の（６）式となり、 Ｖ１ｍａｘ＝Ｖｄｃ／２ …（６）これを（５−
２）式に代入すると
大の出力電圧Ｖ１ｍａｘの関係は、正弦波近似ＰＷＭ制
御では電流制御アンプを飽和させない条件で考えると次
の（６）式となり、 Ｖ１ｍａｘ＝Ｖｄｃ／２ …（６）これを（５−
２）式に代入すると
【００２６】
【数４】
【００２７】となる。
【００２８】従って、（７）式より直流電圧Ｖｄｃと回
転角速度ωを検出することにより、電流制御アンプを飽
和させないで正常に電流制御できる最大電流Ｉ１ｍａｘ
を求めることができ、この電流値Ｉ１ｍａｘで電流指令
Ｉ１ｒｅｆを制限（リミット）することで直流電圧Ｖｄ
ｃの変動にも電流制御アンプの飽和を無くし、常に正常
な電流制御を得る。
転角速度ωを検出することにより、電流制御アンプを飽
和させないで正常に電流制御できる最大電流Ｉ１ｍａｘ
を求めることができ、この電流値Ｉ１ｍａｘで電流指令
Ｉ１ｒｅｆを制限（リミット）することで直流電圧Ｖｄ
ｃの変動にも電流制御アンプの飽和を無くし、常に正常
な電流制御を得る。
【００２９】次に、本発明の他の制御装置は、インバー
タ出力電圧の絶対値Ｖ１と位相φを求め、これと同時に
直流電圧から決まるインバータの最大出力電圧Ｖ１ｍａ
ｘ（＝Ｖｄｃ／２）を求め、インバータ出力電圧Ｖ１が
Ｖ１ｍａｘを越えるときには電流制御系から電圧制御に
切り替えることによって電流制御系の飽和を無くした制
御にする。これを以下に詳細に説明する。
タ出力電圧の絶対値Ｖ１と位相φを求め、これと同時に
直流電圧から決まるインバータの最大出力電圧Ｖ１ｍａ
ｘ（＝Ｖｄｃ／２）を求め、インバータ出力電圧Ｖ１が
Ｖ１ｍａｘを越えるときには電流制御系から電圧制御に
切り替えることによって電流制御系の飽和を無くした制
御にする。これを以下に詳細に説明する。
【００３０】モータ端子電圧Ｖ１が電流制御アンプを飽
和させる電圧Ｖ１ｍａｘを越える場合には電流フィード
バック制御を停止して電圧制御方式に切り替える。
和させる電圧Ｖ１ｍａｘを越える場合には電流フィード
バック制御を停止して電圧制御方式に切り替える。
【００３１】この電圧制御方式は、（２−１），（２−
２）式の定常状態式においてモータ電流Ｉ１を速度起電
力ｎωλと同位相に制御することによるｉｄ＝０、Ｉ１
＝ｉｑを代入することで Ｖｄ＝−ｎωＬ Ｉ１ …（８−１）Ｖｑ
＝ＲＩ１＋ｎωλ …（８−２）を得、モー
タ端子電圧Ｖ１及び位相φは（４−１），（４−３）か
ら求められ、３相のモータ端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは
回転子位置検出信号θを用いてＶｕ＝Ｖ１ｓｉｎ（θ＋
φ） …（９−１）Ｖｖ＝Ｖ１
ｓｉｎ（θ＋φ−２π／３） …（９−２）Ｖｗ＝Ｖ
１ｓｉｎ（θ＋φ＋２π／３） …（９−３）となる
ため、インバータ出力電圧には（８−１），（８−２）
式の極性を反転した Ｖｄｉ＝ｎωＬ Ｉ１ｒｅｆ …（１０−
１）Ｖｑｉ＝−ＲＩ１ｒｅｆ−ｎωλ …（１０−２
）を（４−１），（４−３）式に代入し、さらに（９−
１），（９−２），（９−３）式に代入してインバータ
出力電圧Ｖｕｉ，Ｖｖｉ，Ｖｗｉを与えることにより、
電流指令Ｉ１ｒｅｆに等しい電流をモータに流すことが
できる。
２）式の定常状態式においてモータ電流Ｉ１を速度起電
力ｎωλと同位相に制御することによるｉｄ＝０、Ｉ１
＝ｉｑを代入することで Ｖｄ＝−ｎωＬ Ｉ１ …（８−１）Ｖｑ
＝ＲＩ１＋ｎωλ …（８−２）を得、モー
タ端子電圧Ｖ１及び位相φは（４−１），（４−３）か
ら求められ、３相のモータ端子電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは
回転子位置検出信号θを用いてＶｕ＝Ｖ１ｓｉｎ（θ＋
φ） …（９−１）Ｖｖ＝Ｖ１
ｓｉｎ（θ＋φ−２π／３） …（９−２）Ｖｗ＝Ｖ
１ｓｉｎ（θ＋φ＋２π／３） …（９−３）となる
ため、インバータ出力電圧には（８−１），（８−２）
式の極性を反転した Ｖｄｉ＝ｎωＬ Ｉ１ｒｅｆ …（１０−
１）Ｖｑｉ＝−ＲＩ１ｒｅｆ−ｎωλ …（１０−２
）を（４−１），（４−３）式に代入し、さらに（９−
１），（９−２），（９−３）式に代入してインバータ
出力電圧Ｖｕｉ，Ｖｖｉ，Ｖｗｉを与えることにより、
電流指令Ｉ１ｒｅｆに等しい電流をモータに流すことが
できる。
【００３２】従って、（１０−１），（１０−２）式の
電圧Ｖｄｉ，Ｖｑｉを（４ー１）式に代入した電圧Ｖ１
が（６）式の最大電圧Ｖ１ｍａｘよりも低いときには電
流制御アンプの飽和が生じないため電流フィードバック
制御を行い、電圧Ｖ１がＶ１ｍａｘを越える場合には電
流フィードバック制御から電圧制御に切り替えることに
より、電圧Ｖｄｃの変動にも制御性能で優れる電流制御
を可能な限り行い、電流制御アンプの飽和が避けられな
いときには電圧制御に切り替えて安定した運転状態を得
る。
電圧Ｖｄｉ，Ｖｑｉを（４ー１）式に代入した電圧Ｖ１
が（６）式の最大電圧Ｖ１ｍａｘよりも低いときには電
流制御アンプの飽和が生じないため電流フィードバック
制御を行い、電圧Ｖ１がＶ１ｍａｘを越える場合には電
流フィードバック制御から電圧制御に切り替えることに
より、電圧Ｖｄｃの変動にも制御性能で優れる電流制御
を可能な限り行い、電流制御アンプの飽和が避けられな
いときには電圧制御に切り替えて安定した運転状態を得
る。
【００３３】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示し、請求項１に
対応する電流制御系の回路図であり、図３と同等のもの
は同一符号で示す。電流指令Ｉ１ｒｅｆはリミッタ回路
１２を通して乗算器５１，５２の乗数として入力され、
リミッタ回路１２によって電流±Ｉ１ｍａｘの制限がな
される。演算回路１３はインバータ主回路２（図３参照
）の直流電圧Ｖｄｃの検出値等から前記（７）式に従っ
た演算を行い、リミッタ回路１２のリミッタ値を出力す
る。位相角演算回路１４は位相信号θの積分によってモ
ータ３の回転角速度ωを求める。
対応する電流制御系の回路図であり、図３と同等のもの
は同一符号で示す。電流指令Ｉ１ｒｅｆはリミッタ回路
１２を通して乗算器５１，５２の乗数として入力され、
リミッタ回路１２によって電流±Ｉ１ｍａｘの制限がな
される。演算回路１３はインバータ主回路２（図３参照
）の直流電圧Ｖｄｃの検出値等から前記（７）式に従っ
た演算を行い、リミッタ回路１２のリミッタ値を出力す
る。位相角演算回路１４は位相信号θの積分によってモ
ータ３の回転角速度ωを求める。
【００３４】こうした構成により、電流指令Ｉ１ｒｅｆ
は演算回路１３による演算結果としてのリミッタ値±Ｉ
１ｍａｘで制限され、この制限は直流電圧Ｖｄｃの変動
に応じて制御され、直流電圧低下による電流制御アンプ
７１，７２の飽和を無くしながら最大の電流指令になる
電流制御を行うことができる。これにより、電流制御ア
ンプの飽和による制御能力の喪失や３相電流の不平衡現
象を防止できる。
は演算回路１３による演算結果としてのリミッタ値±Ｉ
１ｍａｘで制限され、この制限は直流電圧Ｖｄｃの変動
に応じて制御され、直流電圧低下による電流制御アンプ
７１，７２の飽和を無くしながら最大の電流指令になる
電流制御を行うことができる。これにより、電流制御ア
ンプの飽和による制御能力の喪失や３相電流の不平衡現
象を防止できる。
【００３５】図２は本発明の他の実施例を示し、請求項
２に対応する制御装置回路図である。同図において、演
算回路１５は前記（１０−１），（１０−２）式に従っ
た演算を行うことでインバータ出力電圧指令Ｖｑｉ，Ｖ
ｄｉを求める。電圧演算回路１６は電圧指令Ｖｑｉ，Ｖ
ｄｉから（４−１）式に従った一次電圧Ｖ１の信号を求
め、位相角演算回路１７は前記（４−３）式に従った位
相角φを求める。割算器１８は直流電圧Ｖｄｃの検出信
号を１／２にしてインバータの出力電圧最大値Ｖ１ｍａ
ｘを求める。３相電圧演算回路１９は電圧最大値Ｖ１ｍ
ａｘと回転子位置信号θと位相角φとによって前記（９
−１），（９−２），（９−３）に従ったインバータの
電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求める。比較回路２０は一
次電圧Ｖ１と最大値Ｖ１ｍａｘとの大小比較を行い、一
次電圧Ｖ１が最大値を越える場合、即ち電流指令Ｉ１ｒ
ｅｆが電流制御アンプ７１，７２の飽和を起こす値にな
るとき、比較出力を得る。切替回路２１は通常時は電流
制御アンプ７１，７２及び加算器８からの出力になる電
圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをコンパレータ９１〜９３の入
力とし、比較器２０の比較出力が発生したときに３相電
圧演算回路１９の出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをコンパレータ
９１〜９３の入力とする切り替えを行う。
２に対応する制御装置回路図である。同図において、演
算回路１５は前記（１０−１），（１０−２）式に従っ
た演算を行うことでインバータ出力電圧指令Ｖｑｉ，Ｖ
ｄｉを求める。電圧演算回路１６は電圧指令Ｖｑｉ，Ｖ
ｄｉから（４−１）式に従った一次電圧Ｖ１の信号を求
め、位相角演算回路１７は前記（４−３）式に従った位
相角φを求める。割算器１８は直流電圧Ｖｄｃの検出信
号を１／２にしてインバータの出力電圧最大値Ｖ１ｍａ
ｘを求める。３相電圧演算回路１９は電圧最大値Ｖ１ｍ
ａｘと回転子位置信号θと位相角φとによって前記（９
−１），（９−２），（９−３）に従ったインバータの
電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求める。比較回路２０は一
次電圧Ｖ１と最大値Ｖ１ｍａｘとの大小比較を行い、一
次電圧Ｖ１が最大値を越える場合、即ち電流指令Ｉ１ｒ
ｅｆが電流制御アンプ７１，７２の飽和を起こす値にな
るとき、比較出力を得る。切替回路２１は通常時は電流
制御アンプ７１，７２及び加算器８からの出力になる電
圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをコンパレータ９１〜９３の入
力とし、比較器２０の比較出力が発生したときに３相電
圧演算回路１９の出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをコンパレータ
９１〜９３の入力とする切り替えを行う。
【００３６】従って、本実施例では電流指令Ｉ１ｒｅｆ
が電流制御系の飽和を起こす場合に電流制御から電圧制
御に切り替え、この切り替えは直流電圧Ｖｄｃの変動に
応じて制御され、図１の実施例と同様に直流電圧低下に
よる電流制御アンプ７１，７２の飽和を無くしながら最
大の電流指令になる電流制御を行うことができる。
が電流制御系の飽和を起こす場合に電流制御から電圧制
御に切り替え、この切り替えは直流電圧Ｖｄｃの変動に
応じて制御され、図１の実施例と同様に直流電圧低下に
よる電流制御アンプ７１，７２の飽和を無くしながら最
大の電流指令になる電流制御を行うことができる。
【００３７】なお、実施例における各演算回路はアナロ
グ演算やディジタル演算さらにその組み合わせたものに
して実現されるし、さらにはマイクロコンピュータを用
いたソフトウェア処理とするものでも良い。
グ演算やディジタル演算さらにその組み合わせたものに
して実現されるし、さらにはマイクロコンピュータを用
いたソフトウェア処理とするものでも良い。
【００３８】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、電流制
御系の飽和を直流電圧の変化を考慮して電流指令Ｉ１ｒ
ｅｆに対する飽和領域を検出し、電流制御系の飽和にな
るときは電流指令を制限又は電流制御から電圧制御への
切り替えを行うようにしたため、直流電圧変動特に電池
電源を持つインバータ構成にも電流制御系の飽和を無く
して安定した制御を得、しかも直流電圧変動に可能な限
り制御性能に優れる電流制御を行うことができる効果が
ある。
御系の飽和を直流電圧の変化を考慮して電流指令Ｉ１ｒ
ｅｆに対する飽和領域を検出し、電流制御系の飽和にな
るときは電流指令を制限又は電流制御から電圧制御への
切り替えを行うようにしたため、直流電圧変動特に電池
電源を持つインバータ構成にも電流制御系の飽和を無く
して安定した制御を得、しかも直流電圧変動に可能な限
り制御性能に優れる電流制御を行うことができる効果が
ある。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図。
【図２】本発明の他の実施例を示す回路図。
【図３】従来の装置構成図。
２…インバータ主回路、３…ブラシレス直流モータ、５
１，５２…乗算器、６…正弦波発生器、７１，７２…電
流制御アンプ、９１，９３…コンパレータ、１０…搬送
波発生器、１２…リミッタ回路、１３…演算回路、１４
…位相角演算回路、１５…演算回路、１６…電圧演算回
路、１７…位相角演算回路、１８…割算器、１９…３相
電圧演算回路、２０…比較回路、２１…切替回路。
１，５２…乗算器、６…正弦波発生器、７１，７２…電
流制御アンプ、９１，９３…コンパレータ、１０…搬送
波発生器、１２…リミッタ回路、１３…演算回路、１４
…位相角演算回路、１５…演算回路、１６…電圧演算回
路、１７…位相角演算回路、１８…割算器、１９…３相
電圧演算回路、２０…比較回路、２１…切替回路。
Claims (2)
- 【請求項１】 インバータからブラシレス直流モータ
に供給する電流の電流指令とその検出値との比較により
インバータ出力電圧を正弦波近似ＰＷＭ制御する電流制
御系を持つブラシレス直流モータの制御装置において、
前記インバータの直流電圧Ｖｄｃとモータ回転角速度ω
及びモータパラメータから電流Ｉ１ｍａｘを次式 Ｉ
１ｍａｘ＝｛（（Ｖｄｃ／２）２−（ｎωλ）２）１／
２｝／（ｎωＬ）但し、ｎ：モータの極対数 λ：電機子巻線の磁束鎖交数 Ｌ：電機子インダクタンス から求める演算回路と、前記電流Ｉ１ｍａｘで前記電流
指令を制限するリミッタ回路とを備えたことを特徴とす
るブラシレス直流モータの制御装置。 - 【請求項２】 インバータからブラシレス直流モータ
に供給する電流の電流指令とその検出値との比較により
インバータ出力電圧を正弦波近似ＰＷＭ制御する電流制
御系を持つブラシレス直流モータの制御装置において、
モータ回転角速度ωと前記電流指令Ｉ１ｒｅｆ及びモー
タパラメータからインバータ出力電圧Ｖ１と位相φを次
式Ｖ１＝（Ｖｄ２＋Ｖｑ２）１／２ φ＝ｔａｎ−１（Ｖｄ／Ｖｑ） 但し、Ｖｄ＝ｎωＬ Ｉ１ｒｅｆ Ｖｑ＝−ＲＩ１ｒｅｆ−ｎωλ ｎ：モータの極対数 λ：電機子巻線の磁束鎖交数 Ｌ：電機子インダクタンス Ｒ：電機子抵抗 から求める第１の演算回路と、モータの回転子位置検出
信号θとインバータ直流電圧Ｖｄｃと前記位相φからイ
ンバータの各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを次式Ｖｕ＝
（Ｖｄｃ／２）ｓｉｎ（θ＋φ）Ｖｖ＝（Ｖｄｃ／２）
ｓｉｎ（θ＋φ−２π／３）Ｖｗ＝（Ｖｄｃ／２）ｓｉ
ｎ（θ＋φ＋２π／３）から求める第２の演算回路と、
前記電圧Ｖ１と直流電圧Ｖｄｃを比較しＶ１≦（Ｖｄｃ
／２）のときに前記電流制御系によるインバータ出力電
圧制御にしＶ１＞（Ｖｄｃ／２）のときに前記第２の演
算回路の電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗでインバータ出力電圧制
御に切り替える切替制御回路とを備えたことを特徴とす
るブラシレス直流モータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04158891A JP3173022B2 (ja) | 1991-03-07 | 1991-03-07 | ブラシレス直流モータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04158891A JP3173022B2 (ja) | 1991-03-07 | 1991-03-07 | ブラシレス直流モータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04281387A true JPH04281387A (ja) | 1992-10-06 |
| JP3173022B2 JP3173022B2 (ja) | 2001-06-04 |
Family
ID=12612585
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04158891A Expired - Lifetime JP3173022B2 (ja) | 1991-03-07 | 1991-03-07 | ブラシレス直流モータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3173022B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1473823A3 (en) * | 2003-04-30 | 2006-05-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor driving apparatus |
| JP2006326999A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Funai Electric Co Ltd | インクジェットプリンタ |
| JP2007129807A (ja) * | 2005-11-02 | 2007-05-24 | Meidensha Corp | Ｐｍモータの特性演算方法とプログラム |
| WO2010092759A1 (ja) * | 2009-02-10 | 2010-08-19 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 |
-
1991
- 1991-03-07 JP JP04158891A patent/JP3173022B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1473823A3 (en) * | 2003-04-30 | 2006-05-10 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor driving apparatus |
| US7176644B2 (en) * | 2003-04-30 | 2007-02-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Motor driving apparatus |
| JP2006326999A (ja) * | 2005-05-26 | 2006-12-07 | Funai Electric Co Ltd | インクジェットプリンタ |
| JP4550667B2 (ja) * | 2005-05-26 | 2010-09-22 | 船井電機株式会社 | インクジェットプリンタ |
| JP2007129807A (ja) * | 2005-11-02 | 2007-05-24 | Meidensha Corp | Ｐｍモータの特性演算方法とプログラム |
| WO2010092759A1 (ja) * | 2009-02-10 | 2010-08-19 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 |
| JP2010187441A (ja) * | 2009-02-10 | 2010-08-26 | Jtekt Corp | モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置 |
| US8651227B2 (en) | 2009-02-10 | 2014-02-18 | Jtekt Corporation | Motor control device and electric power steering device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3173022B2 (ja) | 2001-06-04 |
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