JPWO2013108374A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

単相交流電圧を直流電圧に整流するコンバータ手段と、この直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機を駆動するインバータ手段とからなる電力変換装置において、トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対する補償値として、コンバータ手段が出力する直流電圧またはインバータ手段が出力する電流に対し単相交流電圧の周波数の２倍周波数成分を用いる第一の補償手段と、コンバータ手段が出力する直流電圧またはインバータ手段が出力する電流を低域遮断処理およびゲイン処理したものを用いる第二の補償手段とを備えたもの。

Description

本発明は、交流を直流に変換するコンバータと、そのコンバータの直流出力を交流に変換するインバータとからなる電力変換装置に関し、特に上記インバータにより交流モータを可変速駆動したとき、コンバータによる整流に起因する整流脈動に伴うビート現象を抑制する電力変換装置に関する。

例えば電気車の駆動装置においては、交流電源に連なる架線に摺接するパンタグラフ等の集電装置から変圧器を介してコンバータにより直流変換され、これを更にインバータを介して三相交流電力に変換して三相誘導電動機を駆動するようにした構成が採用されている。

従来のこの種の電力変換装置においては、コンバータの出力側直流電圧には、交流電源電圧の周波数の２倍の周波数で脈動する成分が重畳しており、三相誘導電動機の出力電流のビートの要因となる。このビート現象を抑制するために、従来から直流電圧中の交流電源電圧の周波数の２倍の周波数を打ち消すべく、交流電源電圧の周波数の２倍の周波数の高調波成分を検出し、これを基に誘導電動機のすべり周波数を調整する技術が提案されている。（特許文献１、特許文献２を参照）この脈動周波数成分は直流段に設けられる平滑コンデンサの容量を大きくすることによってもある程度低減できるが、完全には低減できず、また装置が大型化する問題がある。

特公平５−３１４００号公報 特公平７−４６９１８号公報 特許第４０１０１９０号公報 特開平１１−２８５２９９号公報 特許第３２２６２５８号公報 特許第４８１９９７０号公報

ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際 総合電子出版１９９０、Ｐ９９〜Ｐ１３４ 「低速回生領域を含む誘導電動機の速度センサレスベクトル制御法」 平成１２年 電気学会 産業応用部門論文集１２０巻２号 「回転座標上の適応オブザーバを用いたPM電動機の位置センサレス制御」 ２００３年 電気学会 産業応用部門論文集１２３巻５号

前記したとおり、コンバータの出力側直流電圧には、交流電源電圧の周波数の２倍の周波数で脈動する成分が重畳しており、三相誘導電動機の出力電流のビートの要因となる。この直流電圧の脈動の大きさは、三相インバータを介した三相誘導電動機の出力パワーの大きさ、平滑コンデンサ容量だけでなく、電動機の回路定数すなわち電動機の応答性にも依存し、条件によっては脈動が過大となって、出力電流のビート抑制制御、いわゆるビートレス制御の効果を充分に得られなくなる問題があった。

本発明は上記の問題点を解消するためになされたもので、インバータで制御される交流電動機の制御特性を改善することで、直流電圧の脈動の大きさが過大となることを防ぎ、ビートレス制御による電動機電流のビート抑制効果を改善し、安定して電動機を運転することができる電力変換装置を提供することを目的とするものである。

この発明になる電力変換装置は、交流電圧を整流して直流電圧に変換するコンバータ手段と、前記コンバータ手段の出力である直流電圧を交流電圧に変換して電動機に供給するインバータ手段と、トルク指令値に基づいて前記電動機に対する電流指令値を出力する電流指令値生成手段と、前記電動機の速度信号に基づいて前記電動機に対する電圧の周波数指令値を出力する周波数指令値生成手段と、前記電動機の速度情報または軸位置情報に基づいて位相角指令値を算出する位相角指令値生成手段と、前記電流指令値、周波数指令値、および位相角指令値を用いて前記インバータ手段への電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対し補償値を加減算する補償手段を備え、前記補償手段は、前記コンバータ手段が出力する直流電圧または前記インバータ手段が出力する電流から前記交流電圧周波数の２倍周波数成分を抽出してゲイン処理したものを、前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対する補償値として用いる第一の補償手段と、前記コンバータ手段が出力する直流電圧またはインバータ手段が出力する電流を、電動機の電気角最高周波数以下で選択される周波数を遮断周波数とした低域遮断処理およびゲイン処理したものを、前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対する補償値として用いる第ニの補償手段とからなることを特徴とするものである。

直流電圧に重畳される単相交流電圧周波数の２倍周波数成分の脈動に起因するインバータ出力電流のビートを抑制するために、単相交流電圧周波数の２倍周波数成分を抽出の上抑制する第１の補償手段の機能に加え、電動機の応答性を考慮した第２の補償手段を付加することによって、コンバータ手段に設置されるコンデンサの容量や、電動機の応答特性に依存させずにインバータ出力電流のビート抑制の性能を向上させることができる。

本発明の実施の形態1における電力変換装置の構成例を示す概略回路図、 図１において第一、第二の補償手段が無い場合の回路系を、コンバータ手段、インバータ手段、交流電動機、インバータ制御手段の各種状態量を伝達入出力表記にて表したループ図、 図２のループ図において、コンバータ手段、インバータ手段、通常の交流電動機、インバータ制御手段からなる開ループ伝達特性を示すボード線図、 図２のループ図において、コンバータ手段、インバータ手段、通常の交流電動機、インバータ制御手段からなる閉ループ伝達特性を示すボード線図、 第一、第二の補償手段が無い場合の、単相交流入力の電力脈動から平滑コンデンサ電圧までの閉ループ伝達特性を示すボード線図、 第一、第二の補償手段が無い場合の低抵抗電動機を使用した場合の開ループ伝達特性を示すボード線図、 第一、第二の補償手段が無い場合の低抵抗電動機を使用した場合の閉ループ伝達特性を示すボード線図、 第一、第二の補償手段が無い場合の低抵抗電動機における単相交流入力の電力脈動から平滑コンデンサ電圧までの閉ループ伝達特性を示すボード線図、 図１において第二の補償手段を付加した場合のコンバータ手段、インバータ手段、交流電動機、インバータ制御手段の各種状態量を伝達入出力表記にて表したループ図、 実施の形態１における第二の補償手段の入出力伝達特性を示すボード線図、 実施の形態１における第二の補償手段によるインバータ手段、交流電動機、インバータ制御手段の伝達特性改善の効果を説明する図、 図６、７と同様の回路定数の交流電動機に対し、実施の形態１における第二の補償手段を付加した場合の開ループ伝達特性を示すボード線図、 図６、７と同様の回路定数の交流電動機に対し、実施の形態１における第二の補償手段を付加した場合の、閉ループ伝達特性を示すボード線図、 実施の形態1における第ニの補償手段を付加した場合の、図６、７と同様の回路定数の交流電動機を駆動した場合の、単相交流入力の電力脈動から平滑コンデンサ電圧までの閉ループ伝達特性を示すボード線図、 電動機の加速シミュレーション結果を示す計測線図であり、図１５(a)は第一の補償手段、第二の補償手段の両方を付加しない場合、図１５(b)は第二の補償手段を付加せず、第一の補償手段のみを付加した場合を示す。 第一補償手段及び第二の補償手段の両方を付加した場合の電動機加速シミュレーション結果を示す計測線図、 本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成例を示す概略回路図、 実施の形態２における第二の補償手段を付加した場合の回路系を、コンバータ手段、インバータ手段、交流電動機、インバータ制御手段の各種状態量を伝達入出力表記にて表したループ図、 実施の形態２における第二の補償手段の入出力伝達特性を示すボード線図、 実施の形態２における第二の補償手段によるインバータ手段、交流電動機、インバータ制御手段の伝達特性改善の効果を説明するボード線図、 実施の形態２における第二の補償手段を付加した場合の開ループ伝達特性を示すボード線図、 実施の形態２における第二の補償手段を付加した場合の閉ループ伝達特性を示すボード線図、 実施の形態２における第ニの補償手段を付加して、交流電動機を駆動した場合の、単相交流入力の電力脈動から平滑コンデンサ電圧までの閉ループ伝達特性を示すボード線図、 本発明の実施の形態３における電力変換装置の構成例を示す概略回路図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示すものであり、図において、単相交流電源１は、交流架線を使用する電気鉄道車両の場合には、架線やパンタグラフから構成され、変電所からの単相交流電圧をコンバータ手段２に供給する。
コンバータ手段２は、半導体スイッチング素子から構成されるコンバータ主回路２１、単相交流電源1の電圧を降圧する入力トランス２２、平滑コンデンサ２３等から構成され、単相交流電圧を整流し、直流電圧を出力する機能をもつ。その動作原理は本願の内容ではなく、公知であるため説明を省略する。

単相交流を整流した場合には、出力である直流電圧には、単相交流電源周波数の２倍の波数成分を有する脈動が重畳する。平滑コンデンサ２３の容量を大きくすれば上記電圧脈動振幅を小さくできるが、コンバータ手段の外形を大きくしないような現実的な容量の平滑コンデンサ２３を選択し、多少の電圧脈動は許容するのが一般的である。
インバータ手段３は、半導体スイッチング素子から構成されるインバータ主回路３１によって、直流電圧を可変電圧・可変周波数（ＶＶ／ＶＦ）の交流電圧に変換し、交流電動機４に電力供給する機能を有する。

また、インバータ手段３から出力されるインバータ電流値iu、iv、iwを検出する電流検出手段３３、コンバータ手段２から出力される直流電圧値EFCを検出する電圧検出手段３２は、インバータ制御手段１００に対して、これらのインバータ電流値iu、iv、iw、直流電圧値EFCを出力する。インバータ制御手段１００は、電動機４へのトルク指令Trefに応じた電圧指令Vrefをインバータ手段３に出力することで、インバータ主回路３１のスイッチング動作を制御し、交流電動機４の出力トルクをトルク指令に追従させる機能を有する。本実施の形態１では、交流電動機４として誘導電動機を使用する場合を示しており、その詳細を以下に説明する。

インバータ制御手段１００は、トルク指令値Trefから電流指令値id_ref、iq_refを算出する電流指令値発生手段１０１、上記電流指令値id_ref、iq_refと電動機４の回転速度wmから周波数指令値winvを決定する周波数指令値生成手段１０３、周波数指令値winvを積分することで位相角指令θを算出する位相角指令算出手段１０４、位相角指令θに基づいてインバータ電流iu、iv、iwを直流量に座標変換出力する座標変換手段１０５、上記電流指令値id_ref、iq_ref、周波数指令値winv、位相角指令値θに基づいて電圧指令値Vrefを生成し、インバータ主回路３１のスイッチング指令信号を出力する電圧指令値生成手段１０２から構成される。基本的にこれら１０１〜１０５によって交流電動機４の出力トルクは、トルク指令値Trefに追従するように制御される。

トルク指令値Trefから電流指令値id_ref、iq_refを算出する電流指令値発生手段１０１や、インバータ電流iu、iv、iwを直流手段に座標変換する座標変換手段１０５は、いわゆるベクトル制御と呼ばれる制御方法により、電流指令値および座標変換後の電動機電流を直流信号で管理する。電流検出手段３３で取得されるインバータ手段３の出力電流iu,iv,iwは交流信号であり、座標変換手段１０５でdq軸座標へと変換処理され、電流信号id,iqは直流信号である。

一般に、d軸電流が磁束量に応じた磁束分電流、q軸電流がトルクに応じたトルク分電流となる。電流指令値生成手段１０１は、トルク指令および交流電動機の回路定数に応じ、磁束分電流指令値id_ref、トルク分電流指令値iq_refを生成する。また、周波数指令生成手段１０３は、速度検出手段５で取得される交流電動機４の速度信号wmからインバータ手段３の周波数指令winvを生成する。交流電動機４として誘導電動機を使用する場合には、電流指令値id_ref、iq_refからすべりを算出した後、速度信号wmに加算して周波数指令winvを生成する。こうして得られる電流指令値id_ref、iq_ref、および周波数指令値winv、そして交流電動機の回路定数を用いて、電圧指令値生成手段１０２において、インバータ手段３が出力すべき交流電圧の指令値Vrefが生成される。以上の詳細は非特許文献１等で説明されているので参照されたい。

一方、特に鉄道車両や電気自動車、ハイブリッド自動車等の電動機駆動用電力変換器では、インバータ手段３の出力電圧振幅の拡大や、半導体スイッチング損失の低減を目的に、インバータ手段３の出力交流電圧については電気角で１８０度毎のみでスイッチングを行う所謂、１パルス制御が行われることがある。この場合には、電圧振幅はコンバータ手段２の出力の直流電圧値のみで決定され、固定値となる。すなわち、電流制御誤差を入力としたＰＩ制御器にてインバータ手段３の出力電圧振幅を調整するような手法は用いることができず、インバータ手段３の出力交流の周波数や位相角のみを調整してトルクを制御するようにするために、電圧指令値生成手段１０２を電動機に印加する電圧振幅値に上限値設定処理を施して電圧指令値を出力したり、あるいは電流指令値生成手段１０１と電圧指令値生成手段１０２を協調させて動作させている。この電圧振幅固定での制御方法についても既に公知技術に属している（特許文献４〜特許文献５を参照）が、本発明はこのような分野に適用されて特に顕著な効果を発揮しうる。

ここで、上記特許文献１〜特許文献３にも示されているとおり、インバータ手段３に供給される直流電圧EFCには、コンバータ手段２が単相交流を整流していることに起因して、単相交流電圧の周波数の２倍の周波数（以下、この周波数を単相電源の２ｆ周波数と記述する）の脈動が重畳しており、インバータ手段３が出力する交流電圧の周波数が単相電源の２ｆ近傍の条件となると、インバータ手段３の出力電流にはビートが発生する。第一の補償手段１１０、第二の補償手段１１１はこのビートを効果的に抑制するために設けるものである。

先ず、第一の補償手段１１０の構成、機能については、基本的に特許文献１、特許文献２と同様である。電圧検出手段３２で検出される直流電圧EFCは、単相電源の２ｆ周波数成分の脈動が重畳している。第一の補償手段１１０は、これに内蔵された、単相電源の２ｆ周波数成分を抽出するフィルタによって脈動信号を抽出し、これにゲイン処理した値を周波数指令値生成手段１０３の出力に重畳するものである。これにより、単相電源の２ｆ周波数近傍での補償を行い、インバータ手段３の出力のビートを抑制する。または、直流電圧から単相電源の２ｆ周波数成分を抽出する代わりに、インバータ手段３の出力電流から単相電源の２ｆ周波数成分を抽出する手法もある。（特許文献３を参照）

一方で、平滑コンデンサ２３の容量が小さい場合や、交流電動機４の回路定数が小さく電気的応答性が低い場合、上記のビート振幅が助長され、第一の補償手段１１０のみではビートの抑制効果が充分に得られない場合がある。交流電動機４の電気的応答性が低い例の一つは、大容量化設計された電動機の場合である。大電流化に対応し、交流電動機内の銅損増加を抑制するために、抵抗値をより低減する方向に設計する必要があるため、電気的応答性が低く、電気的振動の収束が遅い特性になる傾向がある。

また、電気的応答性が低い他の例としては、鉄道用電動機における全閉型構造のものである。回転子の冷却を外部からの通風に頼らずに実現し、密閉構造とすることで粉塵の侵入、およびその清掃メンテナンスを廃したことがメリットであるが、この構造で冷却を成立させるために電動機内部の発生損失を削減すべく抵抗値をより小さく設計することが多く、電気的応答性が更に低くなる傾向がある。この傾向がビート振幅の助長につながり、第一の補償手段１１０のビート抑制効果が得られない一因となる場合がある。以下、そのビート振幅の助長の制御技術上の課題について更に詳しく説明する。

まず、第一、第二の補償手段が無い場合の、コンバータ手段２、インバータ手段３、交流電動機４、インバータ制御手段１００の定常運転状態における伝達特性について述べる。図１の系を各種状態量の伝達入出力表記で表したものが図２である。各入出力については、定常状態量は省略し、脈動分、変動分のみを記載している。

ΔPsは単相交流で電力供給することによる電力脈動を示しており、脈動の周波数は交流電圧周波数の２倍となる。ΔPsの記述について以下に整理する。単相交流の入力電圧を|Vs|cos(wt)、単相交流の入力力率をcos(a)、交流単相の入力電流を|Is|cos(wt+a)として定義すると、入力電力Psは式（１）で表される。

（数１）
よって、電力の脈動分ΔPsは、

（数２）
と示され、皮相電力と同じ振幅で、単相交流周波数w[rad/sec]の２倍周波数で脈動する。単相交流周波数が５０Hzであれば、ΔPsの周波数は１００Hzであり、これが直流電圧に単相電源の２ｆ周波数での脈動が発生する要因である。

交流電動機の伝達特性Gmの影響を加味したインバータ消費電力の脈動分をΔPmとすると、ΔPsとΔPmの両者の影響がコンバータ手段の伝達特性Gcnvを通して、直流電圧の脈動ΔEFCに現れる。コンバータ手段にフィルタコンデンサ以外に特段の脈動吸収機能を付加しない場合には、コンバータ手段の伝達特性Gcnvは概略以下のように記述できる。ただし本明細書では、単相電源の２ｆ周波数の近傍の周波数帯域のみに注目し、コンバータ手段の直流電圧制御応答は相対的に充分低いと仮定する。

（数３）
ここで、EFC0は直流電圧の動作点での値、Cは平滑コンデンサ容量、sはラプラス演算値を示す。Gcnvは電力脈動から直流電圧脈動の減衰特性を示すが、平滑コンデンサ容量Cを大きくするほどGcnvの大きさ（ゲイン）は小さくなり、脈動抑制効果を得られる。

しかしながら、コンデンサ容量Cが大きいほど平滑コンデンサの物理的外形・重量も大きくなるため、直流電圧定常値EFC0に対して５〜１０％程度の直流電圧脈動振幅は許容するようにコンデンサ容量Cを決定することが一般的である。
従って、既に述べているとおり、残存する直流電圧脈動の影響によりインバータ手段の出力電流にビートが発生するが、これを制御回路により抑制する方法が従来から広く採用されており、本発明もこれと同一範疇のものである。

次に、インバータ手段の伝達特性Ginv、交流電動機Gmの特性について以下に述べる。後段の解析表記の都合上、電動機の回転磁束を基準軸とした回転dq軸座標上での表記とする。磁束軸がd軸、これに直交する軸をq軸とし、交流電動機の電圧、電流等を全てdq軸上の直流量として記述することで、電力の脈動の記述がより容易となる。インバータ手段における伝達特性Ginv0を、入出力から以下のように定義する。

（数４）
ここで、vd、vqはインバータ手段から出力され交流電動機に印加される交流電圧を、dq軸座標上で表現した各軸成分であり、vd0、vq0は定常動作点の値を示し、Δvd、Δvqは、直流電圧の脈動分ΔEFCが印加されることによって発生するvd、vqの脈動成分であることを示す。すなわち、上式（４）は、インバータ制御手段内での特段の補償を考えない前提で、Δvd、Δvqがvd0とvq0の比を保ったままΔEFCに比例して発生すると仮定して定義している。

また、交流電動機における伝達特性Gmを、入出力から以下のように定義する。

（数５）
ここで、Nはコンバータ手段１台あたりに接続された電動機個数であり、ΔPmは、インバータ手段全体の消費電力の脈動分である。インバータ手段から発生した出力電圧の脈動Δvd、Δvqを受け、電動機の特性を介する結果として、インバータの直流入力部での消費電力の脈動分ΔPmが発生する関係を示している。

以上で挙げた伝達特性を直列接続したGm*Ginv0*Gcnvの特性、すなわち図２のループにおける開ループ伝達特性を示すボード線図の例を図３に、また、閉ループ伝達特性を示すボード線図の例を図４に示す。この例に用いた各種定数及び運転条件は以下のとおりである。
（図３〜図５の解析に用いた定数および運転条件）
平滑コンデンサ容量 ：６mF
平滑コンデンサ電圧 ：３０００V
電動機の回路定数：３００kW級電動機の標準値
電動機回転周波数条件：４０、９０、１５０Hz(電気角)

図３〜図５のボード線図内においては、上段にゲイン特性、下段に位相特性を示しており、それぞれ横軸は周波数である。電動機回転周波数３種類の条件（４０、９０、１５０Hz）に対応する３本の特性線を重ねて描画している。基本的に式（３）のコンバータ手段の平滑コンデンサによる特性Gcnvに起因して、高周波数でゲインが下がる特性を基本としながら、電動機の伝達特性Gmに含まれる、電動機回転周波数近傍の共振特性が重畳される特性となっている。電動機回転周波数の変化に伴って、共振点が移動して行く。コンバータ手段の直流電圧制御応答は相対的に充分低いと仮定し、Gcnvの定義では無視しているため、図３は低周波数域での評価精度は得られないが、単相電源の２ｆ周波数（例えば１００Hzや１２０Hz）近傍以上の領域では、有用なボード線図である。

以下のように、図３の開ループ伝達特性Ｇopen0が式（６）で定義されるのに対し、閉ループ伝達特性Gclose0は式（７）のように定義する。

（数６）
（数７）

このGcloseを描画したものが図４である。図３と同様、電動機回転周波数が異なる３条件について重ねて描画している。図３の開ループ伝達特性における共振点周波数は、電動機回転周波数の値そのものの４０、９０、１５０Hzであるのに対し、図４では閉ループ化によって共振点がシフトし、約４５、１００、１６０Hzとなっていることが確認できる。図４と同様に閉ループにて、単相交流入力の電力脈動ΔPsから直流電圧ΔEFCまでの伝達特性を確認したものが以下の式（８）、および図５である。

（数８）

参考のため図５には、式（３）によるコンバータ手段の伝達特性Gcnvを点線にて重ねて描画している。図４と同様、電動機回転周波数４０、９０、１５０Hzの３条件によって、ΔPsからΔEFCまでの伝達特性を示しているが、こちらも閉ループの影響によって約４５、１００、１６０Hzにシフトした共振特性が現れていることが分かる。この伝達特性に対して、単相交流入力の電力脈動ΔPsとしては、５０Hz電源の場合にはその２倍周波数の１００Hzの脈動が印加されるが、図５の共振特性のシフト状況から、電動機回転周波数の値が１００Hzよりやや低い（例えば９０Hz）の場合に共振周波数が１００Hzとなり、ΔPsが増幅されることになる。ただし、その増幅は図５の定数条件においては、コンバータ（平滑コンデンサ）単体の特性から+４dB（１．６倍）程度であり、従来の方法である第一の補償手段１１０によって十分ビートレス制御は可能である。

ここで、図３〜図５の開ループ伝達特性、閉ループ伝達特性を、電動機の回路定数をより低抵抗となる大容量のものに変更して再描画したものが図６（開ループ伝達特性）、図７、８(閉ループ伝達特性)である。
標準的な電動機定数で描画された図４と、大容量用途の定数で描画された図６を比較すると、図６の方が、電動機回転周波数に起因する共振特性が顕著であることが分かる。特に、電力外乱ΔPsの脈動周波数１００Hzと電動機回転周波数が近接した場合同士を比較すると、図４より図６の方が共振特性の影響が大きく、インバータ消費電力の脈動ΔPmの脈動を、電動機の回路定数条件が助長することが分かる。

特に、電力外乱ΔPsの脈動周波数１００Hzを増幅する条件となる電動機回転周波数９０Hzの場合同士を比較すると、図５より図８の共振特性の方が大きく、コンバータ（平滑コンデンサ）単体の特性から+約１０dB（約３．２倍）程度になる。このように、電動機の回路定数が低損失／低抵抗の特性の場合には、電動機のインピーダンス特性により共振特性が大きくなり、直流電圧の脈動ΔEFCが大きくなる場合がある。直流電圧脈動ΔEFCが大きくなりすぎると、第一の補償手段１１０の補償限界量を超える可能性があり、第一の補償手段１１０のみでは、ビートレス制御が困難となる可能性があった。

これに対し、第二の補償手段１１１は、単相電源の２ｆ周波数帯に限らずそれ以外の周波数帯において、コンバータ手段２、インバータ手段３、交流電動機４からなるシステム全体の応答性を改善し、上記共振特性を緩和するために設けるものである。以下にその効果について説明する。
電流検出手段３３で取得されるインバータ手段３の出力電流iu、iv、iwを、座標変換手段１０５でdq軸座標へと変換処理された後段の電流信号id、iqの少なくともどちらかいずれかが、第二の補償手段１１１に入力される。

座標変換手段１０５の演算内容は次式で表される。

（数９）
第二の補償手段１１１では、低域周波数域を遮断する周波数処理を施し、ゲイン倍処置する。その処理の伝達特性Gcp_1を式（１０）および図１０に示す。

（数１０）
ここで、ωhは低域遮断周波数[rad/sec]、sはラプラス演算子、Kcpは補償ゲインである。iqは式（８）で算出される、インバータ出力電流のうちトルクに寄与する成分であるq軸電流である。式（９）で算出されたΔwinvは、補償量として、周波数指令値生成手段１０３の出力である周波数指令値に足し込まれる形で補償される。

本実施の形態１の第二の補償手段１１１は、インバータ手段３から交流電動機４に出力される交流電流のトルク分成分を抽出し、単相電源の２ｆ周波数を含む高い周波数帯の脈動を抽出した上で周波数指令値を補償することで、交流電動機の消費電力特性を操作する。物理的には、交流電流のトルク分成分の脈動は有効電力の脈動であり、インバータによる周波数操作は、トルク、ひいては有効電力の操作である。よって、交流電流のトルク分成分の脈動を抽出結果に基づいて、これを打ち消す方向にインバータによる周波数指令値を操作すると、電力の脈動を抑制する機能となり、直流電圧の脈動ΔEFCを抑制する操作が可能となる。この補償処理の概念を図２に対応させて伝達特性ブロック表記したものが図９である。以下、図２のブロック図表記に基づいて図３〜８のボード線図で確認したように、第二の補償手段１１１を付加した場合の図９について同様に伝達特性を説明する。

周波数指令値は図1で説明したとおり、積分処理されて位相角指令になるため、式（９）で算出された周波数指令に対する補償量は、交流電動機にとっては位相角の補償量とも捉えることができる。

（数１１）

位相角を補償することは、インバータ手段の出力電圧位相が補償されることである。第二の補償手段１１１による出力電圧の補償をΔvd2、Δvq2とおき、Δθが微小と仮定すると、

（数１２）
とおけるため、

（数１３）
と捉えることができる。

したがって、第二の補償手段１１１を付加した場合のインバータ手段の伝達特性Ginv1は、式(４)を拡張し、直流電圧脈動ΔEFCと位相角の補償量Δθの双方を入力とするインバータ出力電圧補償への伝達特性と記述できる。

（数１４）

図９の点線枠のように、交流電動機の伝達特性Gmに対し、式（１４）によるインバータ手段の伝達特性Ginv1、および式（１０）、（１１）による第二の補償手段１１１の伝達特性Gcp_1による補償効果を考慮したときの、直流電圧脈動ΔEFCからインバータ消費電力脈動ΔPmまでの伝達特性をGm_cmp1とする。図１１にGm_cmp1の伝達特性を示す。なお比較のため、第二の補償手段を設けない場合の直流電圧脈動ΔEFCからインバータ消費電力脈動ΔPmまでの伝達特性Gm*Ginv0（式(４) (５)）を併せて記している。

（図１０、図１１ の解析に用いた定数および運転条件）
第二の補償手段； 式（９）の低域遮断周波数ωh：５００rad/sec
第二の補償手段； 式（９）の補償ゲインKcp：０．１５
電動機の回路定数： 低抵抗となる大容量電動機(図６〜８)に用いた定数と同様)
電動機回転周波数： ９０Hz(電気角)

第二の補償手段を設けない伝達特性Gm*Ginv0の伝達特性においては、図１１に示すとおり、電動機回転周波数近傍に共振特性をもつことが分かる。この特性が、式(３)のコンバータの伝達特性Gcnvと組み合わせられることにより、図８で説明した直流電圧の脈動ΔEFCが過大となる要因の一つになっている。一方で、第二の補償手段を設けた伝達特性Gm_cmp1においては、電動機回転周波数近傍の共振特性が抑制されることが確認できる。物理的には、交流電流のトルク分成分の脈動を抽出し、これを打ち消す方向にインバータによる周波数指令値を操作するために、交流電流のトルク分成分の脈動、ひいては電動機の出力電力の脈動ΔPmを抑制することを示している。

ここで、コンバータの伝達特性Gcnvと組み合わせたときに、電力脈動の助長を回避するためには、式（９）における低域遮断周波数wh、補償ゲインKepの大きさを適切に設定する必要がある。この点について説明するために、開ループ伝達特性Gopen1を以下のように定義する。

（数１５）
また、開ループ伝達特性Gopen1に対し、閉ループ伝達特性Gclose1を以下の式（１５）のように定義する。

（数１６）

図３〜図８に開ループ特性、閉ループ特性を示したのと同様に、第二の補償手段１１１を付加した場合の開ループ特性Gopen1、閉ループ特性Gclose1を、図１２〜図１４に示す。なお、図１２〜図１４の解析に用いた定数、および運転条件は下記のとおりである。

（図１２〜図１４の解析に用いた定数および運転条件）
第二の補償手段：式（１０）の低域遮断周波数ωh：５００rad/sec
第二の補償手段：式（１０）の補償ゲインKcp：０．１５
平滑コンデンサ容量 ：６mF （図３〜図８と同様）
平滑コンデンサ電圧 ：３０００V （図３〜図８と同様）
電動機回転周波数条件：４０、９０、１５０Hz(電気角) （図３〜図８と同様）
電動機の回路定数：低抵抗となる大容量電動機(図６〜図８に用いた定数と同様)

第二の補償手段１１１を付加していない場合の特性図である図６〜図８と、第二の補償手段１１１を付加した場合の特性図である図１２〜図１４とを比較する。既に述べたとおり閉ループの図８では、電動機回転周波数より高周波にシフトした周波数点の共振特性が存在し、単相電源の２ｆ周波数の直流電圧脈動ΔEFCを増幅し、コンバータ（平滑コンデンサ）単体の特性から+約１０dB（約３．２倍）程度である。従って従来の第一の補償手段のみでのビートレス制御が困難となる可能性があった。

これに対し、図１４では、コンバータ（平滑コンデンサ）単体の特性から+約２dB（約１．３倍）程度にまで共振特性が緩和される。これにより、第一の補償手段によるビート抑制機能を確保することが可能となる。これは、第二の補償手段の遮断周波数とゲインを適切に設計した効果である。すなわち、コンバータの伝達特性の影響も含めたときの共振特性の抑制を、少なくとも、問題となる脈動外乱入力が顕著に大きい単相電源の２ｆ周波数近傍の周波数領域で実現するために、第二の補償手段における低域遮断周波数whを、単相電源の２ｆ周波数以下に設定（図１０の例では５００rad／sec=７９．５Hz ＜ ５０Hz×２）し、かつ、コンバータを含めた特性図１２における、単相電源の２ｆ周波数近傍でのゲインを０dB以下とすべく補償ゲインKepの大きさを適切に設定した結果である。

なお、図１０〜図１４では、最も好適な設定例として、低域遮断周波数whを単相交流電圧周波数の２倍周波数以下としているが、必ずしも厳密に単相交流電圧周波数の２倍周波数以下でなくても良い。すなわち、少なくとも低域遮断周波数whは電動機の回転周波数上限以下に設定し、これに応じて補償ゲインKpを調節することによって、出力電力脈動の共振特性を緩和することは可能である。

図１５（a）(b) および図１６は、５０Hz単相交流電圧入力、コンバータ手段、インバータ手段、大容量電動機（回路定数は図６〜図８の解析に用いたものと同じ）を組み合わせて電動機を加速させるシミュレーションを実施した結果である。ただし、第一の補償手段、第二の補償手段については以下のように設定を施している。

（表１）
シミュレーション 結果の図番号第一の補償手段第ニの補償手段図１５(a)無し無し図１５(b)有り無し図１６有り有り

第一の補償手段、第二の補償手段ともに備えない場合の図１５(a)では、インバータ手段出力電圧周波数が１００Hzとなる時刻前後に、インバータ手段出力電流にビートが発生している。また、電動機が大容量のため抵抗値が小さいこと等に起因して、電動機の共振性が影響し、インバータ手段出力電圧周波数が９０Hz近傍となる期間において、インバータ手段出力電流のビートが極大化する結果となっている。

第一の補償手段１１０のみを備えた図１５(b)では、インバータ手段３の出力電圧周波数が約９０Hzの領域にさしかかると、インバータ手段３の出力電流に極端なビートが発生している。このビート事象は、従来技術である第一の補償手段１１０のみを調整設定することでは抑制が困難である。一方、第一の補償手段１１０と第二の補償手段１１１の両者を備えた条件の結果である図１６では、インバータ手段出力電圧周波数９０Hz 近傍、および１００Hｚ近傍の両方のビートを抑制し、インバータ出力電流を良好に制御しながら交流電動機を加速できることが確認できる。

以上、図１のように、直流電圧に重畳される単相交流電圧周波数の２倍の周波数成分の脈動に起因するインバータ出力電流のビートを抑制するために、単相交流電圧周波数の２倍周波数成分を抽出の上抑制する第１の補償手段の機能に加え、インバータ手段が出力する電流を低域遮断処理およびゲイン処理する第二の補償手段を付加することによって、電動機に起因する共振特性を緩和できるため、電動機の応答特性に依存させずにインバータ出力電流のビート抑制が可能となる効果が得られる。

また、上記第二の補償手段の入力として、インバータ出力電流をdq軸へ座標変換処理したものを用いることにより、電動機に起因する共振特性の緩和をより適切かつ容易に実施できる効果を得る。また、第二の補償手段が、単相交流電圧周波数の２倍周波数以下の周波数域を低域遮断処理することによって、電動機に起因する共振特性の緩和をより適切かつ容易に実施できる効果を得る。

なお、本実施の形態１では、速度検出手段５にて交流電動機４の回転速度を検出する構成としているが、非特許文献２等に見られるように、インバータの出力電圧情報とインバータの入力電流情報に基づいて、回転速度情報を推定演算にて取得する方法にて速度検出手段５の機能を代替する、所謂、速度センサレス技術が知られている。この速度センサレス制御技術を用いる形態においても、同様に第一の補償手段および第二の補償手段を付加することで電動機の応答特性に依存させずにインバータ出力電流のビート抑制が可能となる効果が得られる。

実施の形態２．
図１７は、実施の形態２における電力変換装置を示すものであり、 単相交流電源１、コンバータ手段２、インバータ手段３、交流電動機４、速度検出手段５は実施の形態１と同様であり、その説明を省く。
１００ｂはインバータ制御手段であり、第二の補償手段１１１ｂの入力が、q軸電流ではなく直流電圧EFCである点が、実施の形態1のインバータ制御手段１００、および実施の形態１の第二の補償手段１１１と異なる点である。このような構成においても、実施の形態1と同様の効果を得ることが可能となる。

図１８は、図１７を伝達特性ブロック表記したものである。ここで、第二の補償手段１１１ｂは、ハイパス処理とゲイン処理からなる伝達特性Gcp_2を持ち、直流電圧EFCを入力、補償周波数Δwinvを出力として以下の式（１７）ように設定する。実施の形態２における第二の補償手段１１１ｂでは、低域遮断特性として２次の特性を持たせる。その伝達特性の図を図１９に示している。

（数１７）
（数１８）

直流電圧EFC、および補償量を位相角と捉えたときのΔθを入力とし、インバータ出力電圧補償を出力としたときのインバータ手段の伝達特性は、式（１４）でGinv1として挙げたとおりである。図１８の点線枠のように、交流電動機の伝達特性Gmに対し、式(１４)によるインバータ手段の伝達特性Ginv1、および式 (１７) (１８)による第二の補償手段の伝達特性Gcp_2による補償効果を考慮したときの、直流電圧脈動ΔEFCからインバータ消費電力脈動までの伝達特性Gm_cmp2とする。図２０にGm_cmp2の伝達特性を示す。なお比較のため、第二の補償手段を設けない場合の直流電圧脈動ΔEFCからインバータ消費電力脈動ΔPmまでの伝達特性Gm*Ginv（式(４) (５）)を併せて記している。

（図１９、図２０の解析に用いた定数および運転条件）
第二の補償手段； 式（１７）の低域遮断周波数ωh：１２００rad/sec
第二の補償手段； 式（１７）の補償ゲインKcp：２０００
電動機の回路定数： 低抵抗となる大容量電動機(図６〜図８に用いた定数と同様)
電動機回転周波数： ９０Hz(電気角)

第二の補償手段を設けない伝達特性Gm*Ginv0の伝達特性においては、図２０に示すように、電動機回転周波数近傍に共振特性をもち、この特性が、式(３)のコンバータの伝達特性Gcnvと組み合わせられることにより、直流電圧脈動ΔEFCが過大になる要因となることは実施の形態1の説明でも述べたとおりである。
一方で、第二の補償手段を設けた伝達特性Gm_cmp2においては、単相電源の２ｆ周波数の位相特性が進み補償されることが図２０の点線囲い部から確認できる。物理的には、第二の補償手段１１１ｂの伝達特性を示す図１９から分かるように、直流電圧EFCの脈動成分を抽出し、電動機出力脈動に対する位相進み補償となる方向にインバータによる周波数指令値を操作することで、ゲイン特性よりも位相特性を重点的に操作している。

その上で、開ループ伝達特性Gopen2を以下のように定義する。

（数１９）
また、開ループ伝達特性Gopen2に対し、閉ループ伝達特性Gclose2を以下の式 (１９)のように定義する。

（数２０）

実施の形態２による第二の補償手段を付加した場合の開ループ特性Gopen2、閉ループ特性Gclose2を、図２１、図２２に示す。また、図２２と同様に閉ループにて、単相交流入力の電力脈動ΔPsから直流電圧ΔEFCまでの伝達特性を確認したものが図２３である。
なお、図２１〜図２３の解析に用いた定数、および運転条件は図６〜図８と同様の大容量電動機定数と速度条件である。

第二の補償手段を付加していない場合の開ループ特性Gopen0の図６と、実施の形態２による第二の補償手段を付加した場合の開ループ特性である図２１を比較すると、図２１の点線囲い部が示すように、１００Hz近傍の位相が進み補償されており、ゲイン０[dB]での位相が−１８０[deg]からの余裕が大きくなっている。これによって、閉ループ特性図２２は、第二の補償手段なしの場合の閉ループ特性図７と比較すると、共振特性が抑制されている。

同様に、単相交流入力の電力脈動ΔPsから直流電圧ΔEFCまでの伝達特性について、比較する。既に見たとおり第二の補償手段がない図８の場合、単相電源の２ｆ周波数においては、コンバータ（平滑コンデンサ）単体の特性から+約１０dB（約３．２倍）程度であり、第一の補償手段のみによるビート抑制機能を確保することが困難となる可能性があった。これに対し、実施の形態２による第二の補償手段を付加した図２３の場合、コンバータ（平滑コンデンサ）単体の特性から+約２dB（約１．３倍）程度にまで共振特性が緩和される。これにより、第一の補償手段によるビート抑制機能を確保することが可能となる。

以上、図１７のように、直流電圧に重畳される単相交流電圧周波数の２倍周波数成分の脈動に起因するインバータ出力電流のビートを抑制するために、単相交流電圧周波数の２倍周波数成分を抽出の上抑制する第一の補償手段の機能に加え、コンバータ手段が出力する直流電圧を低域遮断しゲイン処理する第二の補償手段を付加することによって、開ループ伝達特性における単相交流電圧周波数の2倍周波数成分近傍の位相特性を進み補償することが可能となるため、電動機が有する共振特性が存在する場合においても、閉ループ伝達特性の共振特性を緩和できるため、電動機の応答特性に依存させずにインバータ出力電流のビート抑制が可能となる効果が得られる。

なお、実施の形態１、実施の形態２においては、第一の補償手段、第二の補償手段の出力が、周波数指令を補償する形態について説明しているが、間接的に、位相角指令や電圧指令、更にトルク指令、電流指令を補償していると見なせることができるのは説明したとおりである。よって、第一の補償手段、第二の補償手段が、トルク補償量、電流指令補償量、電圧指令補償量、周波数指令補償量、位相角補償量の少なくともいずれか一つの補償量を用いて補償する形態としても、同様の効果が得られるのは言うまでもない。

また、周波数指令の生成方法が電流指令生成方法、およびトルク指令に依存していることを鑑みれば、電流指令、或いはトルク指令を第二の補償手段が操作する形態とし、ゲイン操作をこれに合わせて設定することによっても同様の効果が得られる。
更に、実施の形態１、実施の形態２においては、第一の補償手段、第二の補償手段の入力として、コンバータ手段の出力である直流電圧、またはインバータ手段の出力であるインバータ出力電流を選択する形態について説明しているが、これらの状態量を推定演算の上取得する形態としても良い。例えば、インバータ手段の出力電流、特にq軸電流については、インバータ手段への入力電力を交流電動機の回転速度で除してトルクを推定すれば、間接的な推定演算が可能である。これらの間接推定演算値を、第一の補償手段或いは第二の補償手段の入力としても同様の効果が得られる。

実施の形態３．
図２４は実施の形態３による構成を示すものであり、単相交流電源１、コンバータ手段２、インバータ手段３は実施の形態１〜２と同様である。一方、交流電動機４ｃは同期電動機であり、５ｃは磁極位置を検出する位置検出手段となっていることが実施の形態１〜２と異なっている。またインバータ制御手段１００ｃについても同期電動機に対応した手段となっている。

交流電動機４ｃが同期電動機である場合には、ベクトル制御は同期電動機の回転子磁極位置を基準軸としてベクトル制御を実施する。すなわち、位置検出手段５ｃにて磁極位置を検出し、これに基づく座標変換手段１０５ｃによって、インバータ手段の出力電流をdq軸上に座標変換する。また、電流指令値発生手段１０１ｃも、磁極位置を基準軸d軸としてトルク指令値、および電動機の回路定数を用いてd軸電流指令id_ref、およびq軸電流指令iq_refを生成する。周波数指令値生成手段１０３ｃは、上記磁極位置情報を微分する等で周波数指令値winvを取得する。電圧指令値生成手段１０２ｃは、電流指令値id_ref、iq_ref、周波数指令値winv、および予め取得した電動機の回路定数を用いて電圧指令値を生成し、磁極位置情報を基準軸として交流電圧に変換してインバータ手段３に出力する。

第一の補償手段１１０ｃは、電圧検出手段３２で検出した直流電圧値Vdcに対し、単相交流電圧の周波数の２倍周波数成分を抽出しゲイン処理したものを補償量とし、電圧指令値生成手段１０２ｃに出力する。
以上の構成は、例えば特許文献６の実施の形態１に記載された、交流電源から電力供給され同期電動機を駆動する構成と同等の動作をするものであり、詳細説明は省略する。 これに対し、第二の補償手段１１１ｃは、座標変換手段１０５ｃにて取得されるq軸電流に対し、単相交流電圧周波数の２倍周波数以下の周波数域を遮断してゲイン処理したものを位相角補償量とし、電圧指令値生成手段１０２ｃに出力する。

第二の補償手段１１１ｃにおけるq軸電流から位相角補償量Δθまでの伝達特性の例を式（２１）に示す。

（数２１）

電圧指令値生成手段１０２ｃでは、インバータ手段３に出力する電圧指令値に、第一の補償手段１１０ｃ、第二の補償手段１１１ｃの両方の補償量を反映して出力する。
交流電動機４ｃが、同期電動機の場合においても、直流電圧脈動ΔEFCからインバータ消費電力脈動ΔPmまでの伝達特性に、電動機回転周波数近傍での共振特性が現れることは、実施の形態１、２と同様である。これに対し、実施の形態1と同様に、第二の補償手段１１１ｃとして、トルク分電流の脈動分Δiqを抽出してインバータ出力電圧を補償することにより、単相電源の２ｆ周波数を含む周波数帯での上記共振特性を緩和することができ、直流電圧脈動ΔEFCの増幅を抑制することができる。これにより、第一の補償手段１１０ｃによるビート抑制機能を確保することが可能となる。

以上、図２４のように、交流電動機が同期電動機の場合においても、直流電圧に重畳される単相交流電圧周波数の２倍周波数成分の脈動に起因するインバータ出力電流のビートを抑制するために、単相交流電圧周波数の２倍周波数成分を抽出の上抑制する第一の補償手段の機能に対し、インバータ手段が出力するインバータ出力電流を低域遮断しゲイン処理する第二の補償手段を付加することによって、電動機に起因する共振特性を緩和できるため、電動機の応答特性に依存させずにインバータ出力電流のビートを抑制する効果が得られる。また、補償手段の入力として、インバータ出力電流をdq軸へ座標変換処理したものを用いることにより、電動機に起因する共振特性の緩和をより適切かつ容易に実施できる効果を得る。

また、第二の補償手段が、単相交流電圧周波数の２倍周波数以下の周波数域を低域遮断処理することによって、電動機に起因する共振特性の緩和をより適切かつ容易に実施できる効果を得る。なお、本実施の形態3では、位置検出手段５ｃにて交流電動機4の磁極位置を検出する構成としているが、非特許文献３等に見られるように、インバータの出力電圧情報とインバータの入力電流情報に基づいて、磁極位置情報を推定演算にて取得する方法にて位置検出手段５ｃの機能を代替する、いわゆる位置センサレス制御技術が知られている。この位置センサレス制御技術を用いる形態においても、同様に第一の補償手段および第二の補償手段を付加することで、電動機の応答特性に依存させずにインバータ出力電流のビート抑制が可能となる効果が得られる。

１：単相交流電源、２：コンバータ手段、３：インバータ手段、
４：交流電動機、５：速度検出手段、５ｃ：位置検出手段、
２１：コンバータ主回路、２２：入力トランス、２３：平滑コンデンサ、
３１：インバータ主回路、３２：電圧検出手段、３３： 電流検出手段、
１００、１００ｂ、１００ｃ：インバータ制御手段、
１０１、１０１ｃ：電流指令値発生手段、
１０２、１０２ｃ：電圧指令値生成手段、
１０３、１０３ｃ：周波数指令値生成手段、１０４：位相角指令算出手段、
１０５、１０５ｃ：座標変換手段、１１０、１１０ｃ：第一の補償手段、
１１１、１１１ｂ１１１ｃ：第二の補償手段。

この発明になる電力変換装置は、交流電圧を整流して直流電圧に変換するコンバータ手段と、前記コンバータ手段の出力である直流電圧を交流電圧に変換して電動機に供給するインバータ手段と、トルク指令値に基づいて前記電動機に対する電流指令値を出力する電流指令値生成手段と、前記電動機の速度信号に基づいて前記電動機に対する電圧の周波数指令値を出力する周波数指令値生成手段と、前記電動機の速度情報または軸位置情報に基づいて位相角指令値を算出する位相角指令値生成手段と、前記電流指令値、周波数指令値、および位相角指令値を用いて前記インバータ手段への電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対し補償値を加減算する補償手段を備え、前記補償手段は、前記コンバータ手段が出力する直流電圧または前記インバータ手段が出力する電流から前記交流電圧周波数の２倍周波数成分を抽出してゲイン処理したものを、前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対する補償値として用いる第一の補償手段と、前記コンバータ手段が出力する直流電圧またはインバータ手段が出力する電流を、電動機の電気角最高周波数以下で選択される周波数を遮断周波数とした低域遮断処理およびゲイン処理したものを、前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対する補償値として用いる第二の補償手段とからなることを特徴とするものである。

本発明の実施の形態1における電力変換装置の構成例を示す概略回路図、 図１において第一、第二の補償手段が無い場合の回路系を、コンバータ手段、インバータ手段、交流電動機、インバータ制御手段の各種状態量を伝達入出力表記にて表したループ図、 図２のループ図において、コンバータ手段、インバータ手段、通常の交流電動機、インバータ制御手段からなる開ループ伝達特性を示すボード線図、 図２のループ図において、コンバータ手段、インバータ手段、通常の交流電動機、インバータ制御手段からなる閉ループ伝達特性を示すボード線図、 第一、第二の補償手段が無い場合の、単相交流入力の電力脈動から平滑コンデンサ電圧までの閉ループ伝達特性を示すボード線図、 第一、第二の補償手段が無い場合の低抵抗電動機を使用した場合の開ループ伝達特性を示すボード線図、 第一、第二の補償手段が無い場合の低抵抗電動機を使用した場合の閉ループ伝達特性を示すボード線図、 第一、第二の補償手段が無い場合の低抵抗電動機における単相交流入力の電力脈動から平滑コンデンサ電圧までの閉ループ伝達特性を示すボード線図、 図１において第二の補償手段を付加した場合のコンバータ手段、インバータ手段、交流電動機、インバータ制御手段の各種状態量を伝達入出力表記にて表したループ図、 実施の形態１における第二の補償手段の入出力伝達特性を示すボード線図、 実施の形態１における第二の補償手段によるインバータ手段、交流電動機、インバータ制御手段の伝達特性改善の効果を説明する図、 図６、７と同様の回路定数の交流電動機に対し、実施の形態１における第二の補償手段を付加した場合の開ループ伝達特性を示すボード線図、 図６、７と同様の回路定数の交流電動機に対し、実施の形態１における第二の補償手段を付加した場合の、閉ループ伝達特性を示すボード線図、 実施の形態１における第二の補償手段を付加した場合の、図６、７と同様の回路定数の交流電動機を駆動した場合の、単相交流入力の電力脈動から平滑コンデンサ電圧までの閉ループ伝達特性を示すボード線図、 電動機の加速シミュレーション結果を示す計測線図であり、図１５(a)は第一の補償手段、第二の補償手段の両方を付加しない場合、図１５(b)は第二の補償手段を付加せず、第一の補償手段のみを付加した場合を示す。 第一補償手段及び第二の補償手段の両方を付加した場合の電動機加速シミュレーション結果を示す計測線図、 本発明の実施の形態２における電力変換装置の構成例を示す概略回路図、 実施の形態２における第二の補償手段を付加した場合の回路系を、コンバータ手段、インバータ手段、交流電動機、インバータ制御手段の各種状態量を伝達入出力表記にて表したループ図、 実施の形態２における第二の補償手段の入出力伝達特性を示すボード線図、 実施の形態２における第二の補償手段によるインバータ手段、交流電動機、インバータ制御手段の伝達特性改善の効果を説明するボード線図、 実施の形態２における第二の補償手段を付加した場合の開ループ伝達特性を示すボード線図、 実施の形態２における第二の補償手段を付加した場合の閉ループ伝達特性を示すボード線図、 実施の形態２における第二の補償手段を付加して、交流電動機を駆動した場合の、単相交流入力の電力脈動から平滑コンデンサ電圧までの閉ループ伝達特性を示すボード線図、 本発明の実施の形態３における電力変換装置の構成例を示す概略回路図である。

単相交流を整流した場合には、出力である直流電圧には、単相交流電源周波数の２倍の周波数成分を有する脈動が重畳する。平滑コンデンサ２３の容量を大きくすれば上記電圧脈動振幅を小さくできるが、コンバータ手段の外形を大きくしないような現実的な容量の平滑コンデンサ２３を選択し、多少の電圧脈動は許容するのが一般的である。
インバータ手段３は、半導体スイッチング素子から構成されるインバータ主回路３１によって、直流電圧を可変電圧・可変周波数（ＶＶ／ＶＦ）の交流電圧に変換し、交流電動機４に電力供給する機能を有する。

ここで、コンバータの伝達特性Gcnvと組み合わせたときに、電力脈動の助長を回避するためには、式（９）における低域遮断周波数ωh、補償ゲインKepの大きさを適切に設定する必要がある。この点について説明するために、開ループ伝達特性Gopen1を以下のように定義する。
また、開ループ伝達特性Gopen1に対し、閉ループ伝達特性Gclose1を以下の式（１５）のように定義する。

これに対し、図１４では、コンバータ（平滑コンデンサ）単体の特性から+約２dB（約１．３倍）程度にまで共振特性が緩和される。これにより、第一の補償手段によるビート抑制機能を確保することが可能となる。これは、第二の補償手段の遮断周波数とゲインを適切に設計した効果である。すなわち、コンバータの伝達特性の影響も含めたときの共振特性の抑制を、少なくとも、問題となる脈動外乱入力が顕著に大きい単相電源の２ｆ周波数近傍の周波数領域で実現するために、第二の補償手段における低域遮断周波数ωhを、単相電源の２ｆ周波数以下に設定（図１０の例では５００rad／sec=７９．５Hz ＜ ５０Hz×２）し、かつ、コンバータを含めた特性図１２における、単相電源の２ｆ周波数近傍でのゲインを０dB以下とすべく補償ゲインKepの大きさを適切に設定した結果である。

なお、図１０〜図１４では、最も好適な設定例として、低域遮断周波数ωhを単相交流電圧周波数の２倍周波数以下としているが、必ずしも厳密に単相交流電圧周波数の２倍周波数以下でなくても良い。すなわち、少なくとも低域遮断周波数ωhは電動機の回転周波数
上限以下に設定し、これに応じて補償ゲインKpを調節することによって、出力電力脈動の共振特性を緩和することは可能である。

図１５（a）(b) および図１６は、５０Hz単相交流電圧入力、コンバータ手段、インバータ手段、大容量電動機（回路定数は図６〜図８の解析に用いたものと同じ）を組み合わせて電動機を加速させるシミュレーションを実施した結果である。ただし、第一の補償手段、第二の補償手段については以下のように設定を施している。

第一の補償手段１１０のみを備えた図１５(b)では、インバータ手段３の出力電圧周波数が約９０Hzの領域にさしかかると、インバータ手段３の出力電流に極端なビートが発生している。このビート事象は、従来技術である第一の補償手段１１０のみを調整設定することでは抑制が困難である。一方、第一の補償手段１１０と第二の補償手段１１１の両者を備えた条件の結果である図１６では、インバータ手段出力電圧周波数９０Hz近傍、および１００Hｚ近傍の両方のビートを抑制し、インバータ出力電流を良好に制御しながら交流電動機を加速できることが確認できる。

実施の形態２．
図１７は、実施の形態２における電力変換装置を示すものであり、単相交流電源１、コンバータ手段２、インバータ手段３、交流電動機４、速度検出手段５は実施の形態１と同様であり、その説明を省く。
１００ｂはインバータ制御手段であり、第二の補償手段１１１ｂの入力が、q軸電流ではなく直流電圧EFCである点が、実施の形態1のインバータ制御手段１００、および実施の形態１の第二の補償手段１１１と異なる点である。このような構成においても、実施の形態1と同様の効果を得ることが可能となる。

第一の補償手段１１０ｃは、電圧検出手段３２で検出した直流電圧値Vdcに対し、単相交流電圧の周波数の２倍周波数成分を抽出しゲイン処理したものを補償量とし、電圧指令値生成手段１０２ｃに出力する。
以上の構成は、例えば特許文献６の実施の形態１に記載された、交流電源から電力供給され同期電動機を駆動する構成と同等の動作をするものであり、詳細説明は省略する。これに対し、第二の補償手段１１１ｃは、座標変換手段１０５ｃにて取得されるq軸電流に対し、単相交流電圧周波数の２倍周波数以下の周波数域を遮断してゲイン処理したものを位相角補償量とし、電圧指令値生成手段１０２ｃに出力する。

Claims (5)

1. 単相交流電圧を整流して直流電圧に変換するコンバータ手段と、
   前記コンバータ手段の出力である直流電圧を交流電圧に変換して電動機に供給するインバータ手段と、
   トルク指令値に基づいて前記電動機に対する電流指令値を出力する電流指令値生成手段と、
   前記電動機の速度信号に基づいて前記電動機に対する電圧の周波数指令値を出力する周波数指令値生成手段と、
   前記電動機の速度情報または軸位置情報に基づいて位相角指令値を算出する位相角指令値生成手段と、
   前記電流指令値、周波数指令値、および位相角指令値を用いて前記インバータ手段への電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
   前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対し補償値を加減算する補償手段を備え、
   前記補償手段は、
   前記コンバータ手段が出力する直流電圧または前記インバータ手段が出力する電流から前記交流電圧周波数の２倍周波数成分を抽出してゲイン処理したものを、前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対する補償値として用いる第一の補償手段と、
   前記コンバータ手段が出力する直流電圧またはインバータ手段が出力する電流を、電動機の電気角最高周波数以下で選択される周波数を遮断周波数とした低域遮断処理およびゲイン処理したものを、前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対する補償値として用いる第ニの補償手段とからなることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記インバータ手段が出力する電流を、電動機の磁束位相を基準とした回転二軸座標であるdq軸座標に座標変換処理し、磁束位相成分であるd軸電流、或いは磁束位相に直交する成分であるq軸電流を抽出して、そのいずれかを前記第一の補償手段或いは第二の補償手段の入力に用いることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 第二の補償手段が、単相交流電圧の周波数の２倍周波数以下で選択される周波数を遮断周波数として低域遮断処理することを特徴とする請求項１あるいは２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧指令値生成手段は、電動機に印加する電圧振幅値に対する上限値設定処理を施して電圧指令値を出力する１パルス制御が行われることを特徴とする請求項１あるいは２に記載の電力変換装置。
5. 電力を供給する電動機が、回転子の冷却を外部からの吸気に依らない全閉型電動機であることを特徴とする請求項１あるいは２に記載の電力変換装置。