JPWO2013108374A1 - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
Description
図1は、実施の形態1における電力変換装置の全体構成を示すものであり、図において、単相交流電源1は、交流架線を使用する電気鉄道車両の場合には、架線やパンタグラフから構成され、変電所からの単相交流電圧をコンバータ手段2に供給する。
コンバータ手段2は、半導体スイッチング素子から構成されるコンバータ主回路21、単相交流電源1の電圧を降圧する入力トランス22、平滑コンデンサ23等から構成され、単相交流電圧を整流し、直流電圧を出力する機能をもつ。その動作原理は本願の内容ではなく、公知であるため説明を省略する。
インバータ手段3は、半導体スイッチング素子から構成されるインバータ主回路31によって、直流電圧を可変電圧・可変周波数(VV/VF)の交流電圧に変換し、交流電動機4に電力供給する機能を有する。
(数1)
よって、電力の脈動分ΔPsは、
(数2)
と示され、皮相電力と同じ振幅で、単相交流周波数w[rad/sec]の2倍周波数で脈動する。単相交流周波数が50Hzであれば、ΔPsの周波数は100Hzであり、これが直流電圧に単相電源の2f周波数での脈動が発生する要因である。
(数3)
ここで、EFC0は直流電圧の動作点での値、Cは平滑コンデンサ容量、sはラプラス演算値を示す。Gcnvは電力脈動から直流電圧脈動の減衰特性を示すが、平滑コンデンサ容量Cを大きくするほどGcnvの大きさ(ゲイン)は小さくなり、脈動抑制効果を得られる。
従って、既に述べているとおり、残存する直流電圧脈動の影響によりインバータ手段の出力電流にビートが発生するが、これを制御回路により抑制する方法が従来から広く採用されており、本発明もこれと同一範疇のものである。
(数4)
ここで、vd、vqはインバータ手段から出力され交流電動機に印加される交流電圧を、dq軸座標上で表現した各軸成分であり、vd0、vq0は定常動作点の値を示し、Δvd、Δvqは、直流電圧の脈動分ΔEFCが印加されることによって発生するvd、vqの脈動成分であることを示す。すなわち、上式(4)は、インバータ制御手段内での特段の補償を考えない前提で、Δvd、Δvqがvd0とvq0の比を保ったままΔEFCに比例して発生すると仮定して定義している。
(数5)
ここで、Nはコンバータ手段1台あたりに接続された電動機個数であり、ΔPmは、インバータ手段全体の消費電力の脈動分である。インバータ手段から発生した出力電圧の脈動Δvd、Δvqを受け、電動機の特性を介する結果として、インバータの直流入力部での消費電力の脈動分ΔPmが発生する関係を示している。
(図3〜図5の解析に用いた定数および運転条件)
平滑コンデンサ容量 :6mF
平滑コンデンサ電圧 :3000V
電動機の回路定数:300kW級電動機の標準値
電動機回転周波数条件:40、90、150Hz(電気角)
(数6)
(数7)
(数8)
標準的な電動機定数で描画された図4と、大容量用途の定数で描画された図6を比較すると、図6の方が、電動機回転周波数に起因する共振特性が顕著であることが分かる。特に、電力外乱ΔPsの脈動周波数100Hzと電動機回転周波数が近接した場合同士を比較すると、図4より図6の方が共振特性の影響が大きく、インバータ消費電力の脈動ΔPmの脈動を、電動機の回路定数条件が助長することが分かる。
電流検出手段33で取得されるインバータ手段3の出力電流iu、iv、iwを、座標変換手段105でdq軸座標へと変換処理された後段の電流信号id、iqの少なくともどちらかいずれかが、第二の補償手段111に入力される。
(数9)
第二の補償手段111では、低域周波数域を遮断する周波数処理を施し、ゲイン倍処置する。その処理の伝達特性Gcp_1を式(10)および図10に示す。
(数10)
ここで、ωhは低域遮断周波数[rad/sec]、sはラプラス演算子、Kcpは補償ゲインである。iqは式(8)で算出される、インバータ出力電流のうちトルクに寄与する成分であるq軸電流である。式(9)で算出されたΔwinvは、補償量として、周波数指令値生成手段103の出力である周波数指令値に足し込まれる形で補償される。
(数11)
(数12)
とおけるため、
(数13)
と捉えることができる。
(数14)
(図10、図11 の解析に用いた定数および運転条件)
第二の補償手段; 式(9)の低域遮断周波数ωh:500rad/sec
第二の補償手段; 式(9)の補償ゲインKcp:0.15
電動機の回路定数: 低抵抗となる大容量電動機(図6〜8)に用いた定数と同様)
電動機回転周波数: 90Hz(電気角)
(数15)
また、開ループ伝達特性Gopen1に対し、閉ループ伝達特性Gclose1を以下の式(15)のように定義する。
(数16)
(図12〜図14の解析に用いた定数および運転条件)
第二の補償手段:式(10)の低域遮断周波数ωh:500rad/sec
第二の補償手段:式(10)の補償ゲインKcp:0.15
平滑コンデンサ容量 :6mF (図3〜図8と同様)
平滑コンデンサ電圧 :3000V (図3〜図8と同様)
電動機回転周波数条件:40、90、150Hz(電気角) (図3〜図8と同様)
電動機の回路定数:低抵抗となる大容量電動機(図6〜図8に用いた定数と同様)
(表1)
シミュレーション 結果の図番号第一の補償手段第ニの補償手段図15(a)無し無し図15(b)有り無し図16有り有り
図17は、実施の形態2における電力変換装置を示すものであり、 単相交流電源1、コンバータ手段2、インバータ手段3、交流電動機4、速度検出手段5は実施の形態1と同様であり、その説明を省く。
100bはインバータ制御手段であり、第二の補償手段111bの入力が、q軸電流ではなく直流電圧EFCである点が、実施の形態1のインバータ制御手段100、および実施の形態1の第二の補償手段111と異なる点である。このような構成においても、実施の形態1と同様の効果を得ることが可能となる。
(数17)
(数18)
第二の補償手段; 式(17)の低域遮断周波数ωh:1200rad/sec
第二の補償手段; 式(17)の補償ゲインKcp:2000
電動機の回路定数: 低抵抗となる大容量電動機(図6〜図8に用いた定数と同様)
電動機回転周波数: 90Hz(電気角)
一方で、第二の補償手段を設けた伝達特性Gm_cmp2においては、単相電源の2f周波数の位相特性が進み補償されることが図20の点線囲い部から確認できる。物理的には、第二の補償手段111bの伝達特性を示す図19から分かるように、直流電圧EFCの脈動成分を抽出し、電動機出力脈動に対する位相進み補償となる方向にインバータによる周波数指令値を操作することで、ゲイン特性よりも位相特性を重点的に操作している。
(数19)
また、開ループ伝達特性Gopen2に対し、閉ループ伝達特性Gclose2を以下の式 (19)のように定義する。
(数20)
なお、図21〜図23の解析に用いた定数、および運転条件は図6〜図8と同様の大容量電動機定数と速度条件である。
更に、実施の形態1、実施の形態2においては、第一の補償手段、第二の補償手段の入力として、コンバータ手段の出力である直流電圧、またはインバータ手段の出力であるインバータ出力電流を選択する形態について説明しているが、これらの状態量を推定演算の上取得する形態としても良い。例えば、インバータ手段の出力電流、特にq軸電流については、インバータ手段への入力電力を交流電動機の回転速度で除してトルクを推定すれば、間接的な推定演算が可能である。これらの間接推定演算値を、第一の補償手段或いは第二の補償手段の入力としても同様の効果が得られる。
図24は実施の形態3による構成を示すものであり、単相交流電源1、コンバータ手段2、インバータ手段3は実施の形態1〜2と同様である。一方、交流電動機4cは同期電動機であり、5cは磁極位置を検出する位置検出手段となっていることが実施の形態1〜2と異なっている。またインバータ制御手段100cについても同期電動機に対応した手段となっている。
以上の構成は、例えば特許文献6の実施の形態1に記載された、交流電源から電力供給され同期電動機を駆動する構成と同等の動作をするものであり、詳細説明は省略する。 これに対し、第二の補償手段111cは、座標変換手段105cにて取得されるq軸電流に対し、単相交流電圧周波数の2倍周波数以下の周波数域を遮断してゲイン処理したものを位相角補償量とし、電圧指令値生成手段102cに出力する。
(数21)
交流電動機4cが、同期電動機の場合においても、直流電圧脈動ΔEFCからインバータ消費電力脈動ΔPmまでの伝達特性に、電動機回転周波数近傍での共振特性が現れることは、実施の形態1、2と同様である。これに対し、実施の形態1と同様に、第二の補償手段111cとして、トルク分電流の脈動分Δiqを抽出してインバータ出力電圧を補償することにより、単相電源の2f周波数を含む周波数帯での上記共振特性を緩和することができ、直流電圧脈動ΔEFCの増幅を抑制することができる。これにより、第一の補償手段110cによるビート抑制機能を確保することが可能となる。
4:交流電動機、5:速度検出手段、5c:位置検出手段、
21:コンバータ主回路、22:入力トランス、23:平滑コンデンサ、
31:インバータ主回路、32:電圧検出手段、33: 電流検出手段、
100、100b、100c:インバータ制御手段、
101、101c:電流指令値発生手段、
102、102c:電圧指令値生成手段、
103、103c:周波数指令値生成手段、104:位相角指令算出手段、
105、105c:座標変換手段、110、110c:第一の補償手段、
111、111b111c:第二の補償手段。
インバータ手段3は、半導体スイッチング素子から構成されるインバータ主回路31によって、直流電圧を可変電圧・可変周波数(VV/VF)の交流電圧に変換し、交流電動機4に電力供給する機能を有する。
上限以下に設定し、これに応じて補償ゲインKpを調節することによって、出力電力脈動の共振特性を緩和することは可能である。
図17は、実施の形態2における電力変換装置を示すものであり、単相交流電源1、コンバータ手段2、インバータ手段3、交流電動機4、速度検出手段5は実施の形態1と同様であり、その説明を省く。
100bはインバータ制御手段であり、第二の補償手段111bの入力が、q軸電流ではなく直流電圧EFCである点が、実施の形態1のインバータ制御手段100、および実施の形態1の第二の補償手段111と異なる点である。このような構成においても、実施の形態1と同様の効果を得ることが可能となる。
以上の構成は、例えば特許文献6の実施の形態1に記載された、交流電源から電力供給され同期電動機を駆動する構成と同等の動作をするものであり、詳細説明は省略する。これに対し、第二の補償手段111cは、座標変換手段105cにて取得されるq軸電流に対し、単相交流電圧周波数の2倍周波数以下の周波数域を遮断してゲイン処理したものを位相角補償量とし、電圧指令値生成手段102cに出力する。
Claims (5)
- 単相交流電圧を整流して直流電圧に変換するコンバータ手段と、
前記コンバータ手段の出力である直流電圧を交流電圧に変換して電動機に供給するインバータ手段と、
トルク指令値に基づいて前記電動機に対する電流指令値を出力する電流指令値生成手段と、
前記電動機の速度信号に基づいて前記電動機に対する電圧の周波数指令値を出力する周波数指令値生成手段と、
前記電動機の速度情報または軸位置情報に基づいて位相角指令値を算出する位相角指令値生成手段と、
前記電流指令値、周波数指令値、および位相角指令値を用いて前記インバータ手段への電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対し補償値を加減算する補償手段を備え、
前記補償手段は、
前記コンバータ手段が出力する直流電圧または前記インバータ手段が出力する電流から前記交流電圧周波数の2倍周波数成分を抽出してゲイン処理したものを、前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対する補償値として用いる第一の補償手段と、
前記コンバータ手段が出力する直流電圧またはインバータ手段が出力する電流を、電動機の電気角最高周波数以下で選択される周波数を遮断周波数とした低域遮断処理およびゲイン処理したものを、前記トルク指令値、電流指令値、電圧指令値、周波数指令値、位相角指令値の少なくとも一つに対する補償値として用いる第ニの補償手段とからなることを特徴とする電力変換装置。 - 前記インバータ手段が出力する電流を、電動機の磁束位相を基準とした回転二軸座標であるdq軸座標に座標変換処理し、磁束位相成分であるd軸電流、或いは磁束位相に直交する成分であるq軸電流を抽出して、そのいずれかを前記第一の補償手段或いは第二の補償手段の入力に用いることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
- 第二の補償手段が、単相交流電圧の周波数の2倍周波数以下で選択される周波数を遮断周波数として低域遮断処理することを特徴とする請求項1あるいは2に記載の電力変換装置。
- 前記電圧指令値生成手段は、電動機に印加する電圧振幅値に対する上限値設定処理を施して電圧指令値を出力する1パルス制御が行われることを特徴とする請求項1あるいは2に記載の電力変換装置。
- 電力を供給する電動機が、回転子の冷却を外部からの吸気に依らない全閉型電動機であることを特徴とする請求項1あるいは2に記載の電力変換装置。
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