JP4785183B2 - 永久磁石同期モータ制御システムおよび方法 - Google Patents

Description

本発明は、永久磁石同期モータ（ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒ；ＰＭＳＭ）の電流制御システムおよび方法に関する。

永久磁石同期モータは、高出力および高効率特性を持つモータであって、産業用、ハイブリッド電気自動車（ｈｙｂｒｉｄ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅ）用などとして広範囲に用いられている。
基本的に、永久磁石同期モータは、回転子（ｒｏｔｏｒ）に巻線（ｗｉｎｄｉｎｇ）がないため、高効率を有し且つその回転子の構造が高速作動可能である。また、永久磁石同期モータは、その動力特性が回転子の集中巻線（ｃｏｎｃｅｎｔｒｉｃ ｗｉｎｄｉｎｇ）によって向上できる。その上、製造作業性に優れて量産が容易な集中巻線方式（ｃｏｎｃｅｎｔｒａｔｅｄ ｗｉｎｄｉｎｇ ｍｅｔｈｏｄ）の固定子の使用が拡大しつつある。

しかし、集中巻線方式の固定子を使用する場合、電流の制御に不利な点が発生する。すなわち、集中巻線は、逆起電力電圧（ｂａｃｋ ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｍｏｔｉｖｅ ｆｏｒｃｅ ｖｏｌｔａｇｅ）で高調波成分を誘発させる。永久磁石同期モータの逆起電力電圧は、基本波以外にも、５次高調波成分（ｆｉｆｔｈ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）および７次高調波成分（ｓｅｖｅｎｔｈ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）などを含有する。逆起電力電圧の高調波成分は、モータ電流制御の外乱（ｄｉｓｔｕｒｂａｎｃｅ）として作用し、電流の波形が歪む（高調波電流発生）。高調波電流は、モータのトルクリップル（ｔｏｒｑｕｅ ｒｉｐｐｌｅ）およびモータの固定子における熱損失（ｈｅａｔ ｌｏｓｓ）を引き起こすことにより、全体的な効率を低下させる。よって、全体的な効率を向上させるには、高調波電流の抑制が必要とされる。このような高調波電流の抑制のための制御アルゴリズムが紹介されたことがあるが、複雑な計算過程が必要という問題点があった。
特開２００１−６９７８３号公報 特開２００４−２９７９６６号公報

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、永久磁石同期モータの永久磁石による空隙磁束のバラツキに起因する高調波電流成分を効果的に抑制して、トルクリップルの低減および全体的なモータの効率向上を図ることが可能な永久磁石同期モータの制御システムおよび制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するための本発明の実施例に係る永久磁石同期モータを制御する制御システムは、回転速度指令と前記永久磁石同期モータの回転子絶対角度位置から算出される回転子回転速度との差に基づいてトルク指令を生成する速度制御器と、前記トルク指令に対応するｑ軸電流指令とｄ軸電流指令を算出する電流指令生成器と、前記永久磁石同期モータに印加される駆動電流と前記回転子絶対角度位置に基づいてｄ軸電流フィードバック信号とｑ軸電流フィードバック信号を算出する３相／ｄ−ｑ座標変換器と、ｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流フィードバック信号との差に基づいて基本ｄ軸電圧指令を算出し、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流フィードバック信号との差に基づいて基本ｑ軸電圧指令を算出し、前記電流フィードバック信号と前記電流指令との差によって算出される高調波電流成分に含まれた少なくとも一つ以上の高次の高調波電流成分を抑制するための高調波抑制ｄ軸電圧指令と高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出し、前記基本ｄ軸電圧指令と前記高調波抑制ｄ軸電圧指令とを合算してｄ軸電圧指令を算出し、前記基本ｑ軸電圧指令と前記高調波抑制ｑ軸電圧指令とを合算してｑ軸電圧指令を算出する電流制御器と、前記ｑ軸電圧指令と前記ｄ軸電圧指令を３相電圧指令に変換するｄ−ｑ／３相座標変換器と、前記３相電圧指令に基づいて前記永久磁石同期モータを駆動するための駆動電圧を出力するインバータとを含むことを特徴とする。

前記電流制御器は、前記高調波抑制ｄ軸電圧指令と前記高調波抑制ｑ軸電圧指令を算出し、前記高調波電流成分の中の５次高調波電流成分を抑制するための５次高調波抑制ｄ軸電圧指令と５次高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出し、前記高調波電流成分の中の７次高調波電流成分を抑制するための７次高調波抑制ｄ軸電圧指令と７次高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出し、前記５次高調波抑制ｄ軸電圧指令と前記７次高調波抑制ｄ軸電圧指令とを合算して前記高調波抑制ｄ軸電圧指令を算出し、前記５次高調波抑制ｑ軸電圧指令と前記７次高調波抑制ｑ軸電圧指令とを合算して前記高調波抑制ｑ軸電圧指令を算出することが好ましい。

前記電流制御器は、前記高調波成分を５次座標系上の成分に変換し、前記５次座標系上の成分に変換された高調波成分を低域通過フィルタでフィルタリングして５次高調波成分の直流成分を抽出し、比例積分制御器を介して前記抽出された直流成分を零（０）に制御する電圧指令を算出し、これを基本波座標系に変換して前記５次高調波抑制電圧指令を算出する。また、前記電流制御器は、前記高調波成分を７次座標系上の成分に変換し、前記７次座標系上の成分に変換された高調波成分を低域通過フィルタでフィルタリングして７次高調波成分の直流成分を抽出し、比例積分制御器を介して前記抽出された直流成分を零（０）に制御する電圧指令を算出し、これを基本波座標系に変換して前記７次高調波抑制電圧指令を算出することを特徴とする。

本発明の実施例に係る永久磁石同期モータの制御方法は、回転速度指令と前記永久磁石同期モータの回転子絶対角度位置から算出される回転速度との差に基づいてトルク指令を生成する段階と、前記永久磁石同期モータの駆動電流および前記永久磁石同期モータの回転子絶対角度位置に基づいてｄ軸電流フィードバック信号とｑ軸電流フィードバック信号をそれぞれ算出する段階と、ｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流フィードバック信号との差に基づいて基本ｄ軸電圧指令を算出し、前記トルク指令に基づいて算出されたｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流フィードバック信号との差に基づいて基本ｑ軸電圧指令を算出する段階と、前記電流フィードバック信号と前記電流指令との差により算出される高調波電流成分に含まれた少なくとも一つ以上の高次の高調波電流成分を抑制するための高調波抑制ｄ軸電圧指令と高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出する段階と、前記基本ｄ軸電圧指令と前記高調波抑制ｄ軸電圧指令とを合算してｄ軸電圧指令を算出し、前記基本ｑ軸電圧指令と前記高調波抑制ｑ軸電圧指令とを合算してｑ軸電圧指令を算出する段階と、前記ｑ軸電圧指令と前記ｄ軸電圧指令を３相電圧指令に変換し、前記変換された３相電圧指令に基づいて前記永久磁石同期モータを駆動する駆動電圧を出力する段階とを含むことを特徴とする。

前記高調波抑制ｄ軸電圧指令と前記高調波抑制ｑ軸電圧指令を算出する段階は、前記高調波電流成分の中の５次高調波電流成分を抑制するための５次高調波抑制ｄ軸電圧指令と５次高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出する５次高調波抑制電圧指令算出段階と、前記高調波電流成分の中の７次高調波電流成分を抑制するための７次高調波抑制ｄ軸電圧指令と７次高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出する７次高調波抑制電圧指令算出段階と、前記５次高調波抑制ｄ軸電圧指令と前記７次高調波抑制ｄ軸電圧指令とを合算して前記高調波抑制ｄ軸電圧指令を算出し、前記５次高調波抑制ｑ軸電圧指令と前記７次高調波抑制ｑ軸電圧指令とを合算して前記高調波抑制ｑ軸電圧指令を算出する段階とを含むことが好ましい。

前記５次高調波抑制電圧指令算出段階は、前記高調波成分を５次座標系上の成分に変換する段階と、前記５次座標系上の成分に変換された高調波成分を低域通過フィルタでフィルタリングして５次高調波成分の直流成分を抽出する段階と、比例積分制御器を介して前記抽出された直流成分を零（０）に制御する電圧指令を算出し、これを基本波座標系に変換して前記５次高調波抑制電圧指令を算出する段階とを含むことが好ましい。
また、前記７次高調波抑制電圧指令算出段階は、前記高調波成分を７次座標系上の成分に変換する段階と、前記７次座標系上の成分に変換された高調波成分を低域通過フィルタでフィルタリングして７次高調波成分の直流成分を抽出する段階と、比例積分制御器を介して前記抽出された直流成分を零（０）に制御する電圧指令を算出し、これを基本波座標系に変換して前記７次高調波抑制電圧指令を算出する段階とを含むことが好ましい。

本発明によれば、高調波成分を抽出し、各次数の高調波に同期した高次座標系上で複数の独立的な電流制御を行うことにより、永久磁石の磁束バラツキに起因する高調波電流を効果的に抑制することができる。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施例について詳細に説明する。

図１において、図面符号１１は、永久磁石同期モータを示す。例えば、永久磁石同期モータ１１は、埋め込み型永久磁石同期モータ（ｉｎｔｅｒｉｏｒ ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｔｏｒ、ＩＰＭＳＭ）であってもよい。
位置検出部１３は、永久磁石同期モータ１１の回転子の絶対角度位置（ａｂｓｏｌｕｔｅ ａｎｇｕｌａｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎ、θ）を検出する。絶対角位置は、永久磁石同期モータ１１に陽のｄ軸電流が印加される角度位置（ａｎｇｕｌａｒ ｐｏｓｉｔｉｏｎ）を意味する。絶対角度位置および絶対角度位置の算出は本発明の属する分野で自明なことなので、これについての詳細な説明は省略する。例えば、位置検出部１３は、レゾルバ（ｒｅｓｏｌｖｅｒ）にしてもよい。以下、図面番号１３はレゾルバとも称する。

電流検出器（ｃｕｒｒｅｎｔ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）１５は、ＰＷＭインバータ（ＰＷＭ ｉｎｖｅｒｔｅｒ）１７の出力電圧Ｖ_ｕｓ、Ｖ_ｖｓ、Ｖ_ｗｓによって永久磁石同期モータ１１に印加される駆動電流ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ、ｉ_ｗｓを検出する。
３相／ｄ−ｑ座標変換器（ｔｈｒｅｅ−ｐｈａｓｅ／ｄ−ｑ ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１９は、レゾルバ１３から入力される絶対角度位置θを用いて、電流検出器１５から入力される電流をｑ軸電流フィードバック信号（ｑ−ａｘｉｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｓｉｇｎａｌ）ｉ_ｑ（すなわち、トルク分電流フィードバック信号（ｔｏｒｑｕｅ ｓｐｌｉｔ ｃｕｒｒｅｎｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｓｉｇｎａｌ））とｄ軸電流フィードバック信号（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｌｕｘ ｓｐｌｉｔ ｃｕｒｒｅｎｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｓｉｇｎａｌ）ｉ_ｄ（すなわち、磁束分電流フィードバック信号（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｌｕｘ ｓｐｌｉｔ ｃｕｒｒｅｎｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｓｉｇｎａｌ））に変換する。

回転速度算出器（ａｎｇｕｌａｒ ｖｅｌｏｃｉｔｙ ｃａｌｃｕｌａｔｏｒ）２１は、レゾルバ１３から出力される絶対角度位置θに基づいて回転速度ω_ｒを算出する。例えば、回転速度算出器２１は微分器（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｔｏｒ）を含んでもよい。
減算器（ｓｕｂｔｒａｃｔｅｒ）２３は、回転速度指令値ω_ｒ ^＊と前記算出された回転速度ω_ｒとの差を算出する。
速度制御器（ｖｅｌｏｃｉｔｙ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）２５は、減算器２３によって算出された回転速度差の入力を受け、入力された回転速度差に該当するトルク指令Ｔ_ｅ ^＊を出力する。例えば、速度制御器２５は、比例積分制御器（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ；ＰＩ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）を含んでもよい。

電流指令生成器２７は、トルク指令Ｔ_ｅ ^＊に対応するｑ軸電流指令（ｑ−ａｘｉｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｍｍａｎｄ）ｉ_ｑ ^＊（トルク分電流指令（ｔｏｒｑｕｅ ｓｐｌｉｔ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｍｍａｎｄ）ともいう）を生成する。例えば、ｑ軸電流指令は、トルク指令にトルク定数（ｔｏｒｑｕｅ ｃｏｎｓｔａｎｔ）Ｋｔの逆数を掛けた値から算出できる。一方、電流指令生成器２７は、ｄ軸電流指令（ｄ−ａｘｉｓ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｍｍａｎｄ）ｉ_ｄ ^＊（磁束分電流指令（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｆｌｕｘ ｓｐｌｉｔ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃｏｍｍａｎｄ）ともいう）を生成するが、ｄ軸電流指令は「０」と設定することが好ましい。ｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令の算出は本発明の属する分野で自明なことなので、これについての詳細な説明は省略する。

ｑ軸電流指令とｄ軸電流指令は、電流制御器２９に入力され、３相／ｄ−ｑ座標変換器（ｔｈｒｅｅ ｐｈａｓｅ／ｄ−ｑ ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１９によって生成されたｑ軸電流フィードバック信号ｉ_ｑとｄ軸電流フィードバック信号ｉ_ｄも電流制御器２９に入力される。
電流制御器２９は、ｑ軸およびｄ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊、ｉ_ｄ ^＊、ｑ軸およびｄ軸電流フィードバック信号ｉ_ｑ、ｉ_ｄを用いてｑ軸電圧指令Ｖ_ｓｑ ^＊とｄ軸電圧指令Ｖ_ｓｄ ^＊を生成する。
電流制御器２９は、ｄ軸およびｑ軸電流フィードバック信号からｄ軸およびｑ軸電流指令を減算して高調波電流成分を抽出し、抽出された高調波電流成分をそれぞれ５次および７次座標系上の成分に変換し、低域通過フィルタ（ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）を用いて５次と７次高調波成分の直流成分を分離し、比例積分制御器を介して５次と７次電流成分をそれぞれ「零（０）」に制御する高調波抑制電圧指令を生成し、５次および７次高調波相殺電圧指令を元々の基本波座標系に逆変換して出力する。

本発明の実施例に係る電流制御器２９は、永久磁石同期モータの高調波特性を用いて、高調波成分による影響を除去することが可能な高調波相殺電圧指令を生成する。したがって、以下で永久磁石同期モータの高調波特性を簡単に考察した後、本発明の実施例に係る電流制御器２９について具体的に説明する。
永久磁石同期モータの固定子電圧方程式は、電圧および電流空間ベクトルを用いて次の（数１）で表現できる。

コイルに鎖交する磁束を固定子電流成分（ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｃａｕｓｅｄ ｂｙ ｓｔａｔｏｒ ｃｕｒｒｅｎｔ）と永久磁石成分（ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｃａｕｓｅｄ ｂｙ ｔｈｅ ｐｅｒｍａｎｅｎｔ ｍａｇｎｅｔ）に分けると、（数１）は（数２）で表現できる。

永久磁石同期モータの逆起電力電圧（ｂａｃｋ ＥＭＦ ｖｏｌｔａｇｅ）の高調波は、永久磁石による空隙鎖交磁束（ｍａｇｎｅｔｉｃ ｌｉｎｋａｇｅ ｆｌｕｘ ｏｆ ａｉｒ ｇａｐ）の高調波にモデリングできるが、３次高調波は相殺して存在せず、５次と７次高調波が主な成分なので、５次と７次高調波のみを考慮（７次以上の高調波は非常に小さい値なので無視）すれば、（数２）は次の（数３）で表示できる。

ここで、下付添字「１」は基本波を示し、下付添字「５」と「７」はそれぞれ５次と７次成分を示す。

（数３）に示すように、５次成分は基本波と逆の方向に回転し、７次成分は基本波と同一の方向に回転する。
同様に、モータ電流にも次の（数４）でのように高調波成分を導入することができる。

（数３）と（数４）を結合し、次の（数５）によって回転子に同期した基本波座標系（ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｆｒａｍｅ ｆｉｘｅｄ ｔｏ ｔｈｅ ｒｏｔｏｒ）上に座標変換してまとめると、次の（数６）の高調波モデルを求めることができる。

（数６）の一番目の項は基本波の動特性を示し、２番目の項は５次成分の動特性、３番目の項は７次成分の動特性をそれぞれ示す。また、（数６）より、同期座標系（ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ）上において、５次高調波成分は逆方向の６次成分と観測され、７次高調波成分は正方向の６次成分と観測されることが分かる。
これと同様に、（数４）で表わされる測定されたモータ電流フィードバック信号を（数５）を用いて同期座標系に変換すると、変換された電流式は５次高調波成分と７次高調波成分を含み、５次高調波成分は逆方向の６次成分と観測され、７次高調波成分は正方向の６次成分と観測される。
本発明の実施例に係る永久磁石同期モータ電流制御の目的は、５次および７次高調波電流を独立に「０」にすることであり、これは、各高次座標系で当該次数の電流を零（０）に制御して達成できる。

図２には本発明の実施例に係る電流制御器２９のブロック図を示す。以下、図２を参照しながら、本発明の実施例に係る電流制御器２９を具体的に説明する。
ｄ軸電流信号減算器（ｓｕｂｔｒａｃｔｅｒ）３１は、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊と３相／ｄ−ｑ座標変換器１９からのｄ軸電流フィードバック信号ｉ_ｄとの差を算出し、ｑ軸電流信号減算器３３は、電流指令生成器２７から入力されるｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊と３相／ｄ−ｑ座標変換器１９から入力されるｑ軸電流フィードバック信号ｉ_ｑとの差を算出する。

基本ｄ軸電流制御器３５は、ｄ軸電流信号減算器３１によって算出された、ｄ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊とｄ軸電流フィードバック信号ｉ_ｄとの差に基づいて、基本ｄ軸電圧指令Ｖ_ｓｄ＿Ｂ ^＊を算出し、基本ｑ軸電流制御器３７は、ｑ軸電流信号減算器３３によって算出された、ｑ軸電流指令ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流フィードバック信号ｉ_ｑとの差に基づいて、基本ｑ軸電圧指令Ｖ_ｓｑ＿Ｂ ^＊を算出する。基本ｄ軸電流制御器３５と基本ｑ軸電流制御器３７は、それぞれ比例積分制御器（Ｐｏｒｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ：ＰＩ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ）を含むことが好ましく、基本ｄ軸電圧指令および基本ｑ軸電圧指令は、従来のｄ軸およびｑ軸電圧指令の生成と同様の方式によって生成できる。

本発明の実施例に係る高調波抑制制御では、電流フィードバック信号から電流指令を差し引いた値（以下、「電流フィードバック信号と電流指令との差」という）を用いて、高調波を抑制する電圧指令を生成するので、ｄ軸電流信号減算器３１によって算出された値はネガティブゲイン３９を経由し、ｑ軸電流信号減算器３３によって算出された値はネガティブゲイン４１を経由する。
したがって、ｄ軸成分とｑ軸成分に対して電流フィードバック信号と電流指令との差がそれぞれ算出され、算出された電流フィードバック信号と電流指令との差はそれぞれ５次高調波制御器４３と７次高調波制御器４５に入力される。

この際、上述したように、電流フィードバック信号のベクトル方程式である（数４）を同期座標系に変換すると、（数６）に示すように、逆方向の６次成分と観測される５次高調波電流成分および正方向の６次成分と観測される７次高調波電流成分を含むので、同期座標系上の変数である電流フィードバック信号と電流指令との差も、逆方向の６次成分と観測される５次高調波電流成分および正方向の６次成分と観測される７次高調波電流成分を含む。すなわち、５次高調波制御器４３と７次高調波制御器４５に入力される電流フィードバック信号と電流指令との差は、逆方向の６次成分と観測される５次高調波電流成分および正方向の６次成分と観測される７次高調波電流成分を含む。

（数４）で表現される測定モータ電流方程式を（数５）を用いて同期座標系に変換した後、これをさらに次の（数７）および（数８）によって５次座標系と７次座標系にそれぞれ変換すると、次の（数９）および（数１０）に示すように、当該次数の高調波以外の基本波および他の高調波成分がそれぞれ７次の交流成分、１２次の交流成分と観測される。

ここで、上付添字ｓ、５、７はそれぞれ停止座標系、５次座標系、７次座標系上の変換数を示す。
（数９）に示すように、５次座標系では、５次高調波成分は直流成分と観測され、基本波成分は７次の交流成分、７次高調波成分は１２次の交流成分とそれぞれ観測される。そして、（数１０）に示すように、７次座標系では、７次高調波成分は直流成分と観測され、基本波成分は６次の交流成分、５次高調波成分は１２次の交流成分とそれぞれ観測される。

したがって、同期座標系上の変数である電流フィードバック信号と電流指令との差を（数７）および（数８）をそれぞれ用いて５次および７次座標系に座標変換すると、（数９）および（数１０）と類似に、５次座標系では、５次成分は直流成分と観測され、基本波成分は６次の交流成分、７次成分は１２次の交流成分とそれぞれ観測され、７次座標系では、７次成分は直流成分と観測され、基本波成分は６次の交流成分、５次成分は１２次の交流成分とそれぞれ観測される。

本発明の実施例では、座標変換器４７、４９を用いて、電流フィードバック信号と電流指令との差を５次および７次座標系上の値にそれぞれ変換する。
すなわち、５次座標系に変換された電流フィードバック信号と電流指令との差では、５次高調波成分は直流成分と観測され、基本波成分および７次高調波成分は交流成分と観測される。一方、７次座標系に変換された電流フィードバック信号と電流指令との差では、７次高調波成分は直流成分と観測され、基本波成分と５次高調波成分は交流成分と観測される。
５次座標系および７次座標系に変換された電流フィードバック信号と電流指令との差を低域通過フィルタを用いてフィルタリングすることにより、交流成分は消去され、直流成分のみが抽出される。

すなわち、５次座標系に変換された電流フィードバック信号と電流指令との差は、５次ｄ軸低域通過フィルタ（ｆｉｆｔｈ ｄ−ａｘｉｓ ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）５１と５次ｑ軸低域通過フィルタ（ｆｉｆｔｈ ｑ−ａｘｉｓ ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）５３によってフィルタリングされる。したがって、５次ｄ軸低域通過フィルタ５１および５次ｑ軸低域通過フィルタ５３によるフィルタリングにより、５次高調波ｄ軸電流直流成分ｉ_ｄ５と５次高調波ｑ軸電流直流成分ｉ_ｑ５がそれぞれ抽出される。
これと同様に、７次座標系に変換された電流フィードバック信号と電流指令との差は、７次ｄ軸低域通過フィルタ（ｓｅｖｅｎｔｈ ｄ−ａｘｉｓ ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）５５と７次ｑ軸低域通過フィルタ（ｓｅｖｅｎｔｈ ｑ−ａｘｉｓ ｌｏｗ ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）５７によってフィルタリングされる。７次ｄ軸低域通過フィルタ５５および７次ｑ軸低域通過フィルタ５７によるフィルタリングにより、７次高調波ｄ軸電流直流成分ｉ_ｄ７と７次高調波ｑ軸電流直流成分ｉ_ｑ７がそれぞれ抽出される。

その後、このように抽出された５次と７次電流成分のｄ軸およびｑ軸直流成分は、制御指令を「０」とする４つの独立的な比例積分制御器５９、６１、６３、６５によって補償することにより、５次および７次の高調波電流成分をゼロ（ｚｅｒｏ）化させる５次および７次座標系上の高調波抑制電圧指令が得られる。
次いで、５次座標系上の高調波抑制電圧指令および７次座標系上の高調波抑制電圧指令は、（数８）と（数７）それぞれによって同期座標系上の信号に逆変換される。すなわち、（数８）に該当する座標変換器６７を介して５次座標系上の高調波抑制電圧指令が同期座標系に座標変換され、（数７）に該当する座標変換器６９を介して７次座標系上の高調波抑制電圧指令が同期座標系に座標変換される。

そして、５次高調波制御器４３の座標変換器６７から得られた５次高調波抑制ｄ軸電圧指令と７次高調波制御器４５の座標変換器６９から得られた７次高調波抑制ｄ軸電圧指令とを合算することにより、高調波抑制ｄ軸電圧指令Ｖ_ｓｄ＿Ｃ ^＊が生成される。同様に、５次高調波制御器４３の座標変換器６７から得られた５次高調波抑制ｑ軸電圧指令と７次高調波制御器４５の座標変換器６９から得られた７次高調波抑制ｑ軸電圧指令とを合算することにより、高調波抑制ｑ軸電圧指令Ｖ_ｓｑ＿Ｃ ^＊が生成される。
その後、基本ｄ軸電流制御器３５によって算出された基本ｄ軸電圧指令Ｖ_ｓｄ＿Ｂ ^＊と高調波抑制ｄ軸電圧指令Ｖ_ｓｄ＿Ｃ ^＊とを合算することにより、最終的なｄ軸電圧指令Ｖ_ｓｄ ^＊が生成される。同様に、基本ｑ軸電流制御器３７によって算出された基本ｑ軸電圧指令Ｖ_ｓｑ＿Ｂ ^＊と高調波抑制ｑ軸電圧指令Ｖ_ｓｑ＿Ｃ ^＊とを合算することにより、最終的なｑ軸電圧指令Ｖ_ｓｑ ^＊が生成される。

結果的に、最終的なｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令は、永久磁石同期モータの永久磁石の磁束バラツキに起因する逆起電力による高調波抑制のための指令を含むことにより、固定子電流には高調波成分が大幅減少する。したがって、高調波成分によるトルクリップルが低減し、永久磁石同期モータの全体的な効率が上昇する。
電流制御器２９によって前記のような方式で算出されたｄ軸電圧指令Ｖ_ｓｄ ^＊とｑ軸電圧指令Ｖ_ｓｑ ^＊はｄ−ｑ／３相座標変換器（ｄ−ｑ／ｔｈｒｅｅ ｐｈａｓｅ ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）７１に入力される。
ｄ−ｑ／３相座標変換器７１は、絶対角度位置（θ）を用いてｑ軸電圧指令Ｖ_ｓｑ ^＊とｄ軸電圧指令Ｖ_ｓｄ ^＊を３相電圧指令Ｖ_ｕｓ ^＊、Ｖ_ｖｓ ^＊、Ｖ_ｗｓ ^＊に変換する。

ＰＷＭインバータ１７が３相電圧指令Ｖ_ｕｓ ^＊、Ｖ_ｖｓ ^＊、Ｖ_ｗｓ ^＊をパルス幅変調（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、ＰＷＭ）によって変調することにより、出力電圧Ｖ_ｕｓ、Ｖ_ｖｓ、Ｖ_ｗｓが永久磁石同期モータ１１に印加される。したがって、駆動電流ｉ_ｕｓ、ｉ_ｖｓ、ｉ_ｗｓが永久磁石同期モータ１１に印加されて永久磁石同期モータ１１が駆動される。
ｄ−ｑ／３相座標変換器７１およびＰＷＭインバータ１７の作動は、本発明の属する分野で通常の知識を有する者には自明なことなので、これについての詳細な説明は省略する。

以上で、本発明に関する好ましい実施例を説明したが、本発明は前記実施例に限定されず、本発明の属する技術範囲を逸脱しない範囲での全ての変更が含まれる。

本発明の実施例に係る永久磁石同期モータの制御システムを示す概略構成図である。 図１の電流制御器を示す概略構成図である。

符号の説明

１１ 永久磁石同期モータ
１３ 位置検出部（レゾルバ）
１５ 電流検出器
１７ ＰＷＭインバータ
１９ ３相／ｄ−ｑ座標変換器
２１ 回転速度算出器
２３ 減算器
２５ 速度制御器
２７ 電流指令生成器
２９ 電流制御器
３１ ｄ軸電流信号減算器
３３ ｑ軸電流信号減算器
３５ 基本ｄ軸電流制御器
３７ 基本ｑ軸電流制御器
３９ ネガティブゲイン
４１ ネガティブゲイン
４３ ５次高調波制御器
４５ ７次高調波制御器
４７ 座標変換器
４９ 座標変換器
５１ ５次ｄ軸低域通過フィルタ
５３ ５次ｑ軸低域通過フィルタ
５５ ７次ｄ軸低域通過フィルタ
５７ ７次ｑ軸低域通過フィルタ
５９、６１、６３、６５ 比例積分制御器
６７、６９ 座標変換器
７１ ｄ−ｑ／３相座標変換器

Claims (7)

1. 永久磁石同期モータを制御する制御システムにおいて、
   回転速度指令と前記永久磁石同期モータの回転子絶対角度位置から算出される回転子回転速度との差に基づいてトルク指令を生成する速度制御器と、
   前記トルク指令に対応するｑ軸電流指令とｄ軸電流指令を算出する電流指令生成器と、
   前記永久磁石同期モータに印加される駆動電流と前記回転子絶対角度位置に基づいてｄ軸電流フィードバック信号とｑ軸電流フィードバック信号を算出する３相／ｄ−ｑ座標変換器と、
   ｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流フィードバック信号との差に基づいて基本ｄ軸電圧指令を算出し、前記ｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流フィードバック信号との差に基づいて基本ｑ軸電圧指令を算出し、前記電流フィードバック信号と前記電流指令との差によって算出される高調波電流成分に含まれた少なくとも一つ以上の高次の高調波電流成分を抑制するための高調波抑制ｄ軸電圧指令と高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出し、前記基本ｄ軸電圧指令と前記高調波抑制ｄ軸電圧指令とを合算してｄ軸電圧指令を算出し、前記基本ｑ軸電圧指令と前記高調波抑制ｑ軸電圧指令とを合算してｑ軸電圧指令を算出する電流制御器と、
   前記ｑ軸電圧指令と前記ｄ軸電圧指令を３相電圧指令に変換するｄ−ｑ／３相座標変換器と、
   前記３相電圧指令に基づいて前記永久磁石同期モータを駆動するための駆動電圧を出力するインバータと、
   を含むことを特徴とする永久磁石同期モータの制御システム。
2. 前記電流制御器は、前記高調波抑制ｄ軸電圧指令と前記高調波抑制ｑ軸電圧指令を算出し、前記高調波電流成分の中の５次高調波電流成分を抑制するための５次高調波抑制ｄ軸電圧指令と５次高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出し、前記高調波電流成分の中の７次高調波電流成分を抑制するための７次高調波抑制ｄ軸電圧指令と７次高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出し、前記５次高調波抑制ｄ軸電圧指令と前記７次高調波抑制ｄ軸電圧指令とを合算して前記高調波抑制ｄ軸電圧指令を算出し、前記５次高調波抑制ｑ軸電圧指令と前記７次高調波抑制ｑ軸電圧指令とを合算して前記高調波抑制ｑ軸電圧指令を算出することを特徴とする請求項１に記載の永久磁石同期モータの制御システム。
3. 前記電流制御器は、
   前記高調波成分を５次座標系上の成分に変換し、前記５次座標系上の成分に変換された高調波成分を低域通過フィルタでフィルタリングして５次高調波成分の直流成分を抽出し、比例積分制御器を介して前記抽出された直流成分を零（０）に制御する電圧指令を算出し、これを基本波座標系に変換して前記５次高調波抑制電圧指令を算出し、
   前記高調波成分を７次座標系上の成分に変換し、前記７次座標系上の成分に変換された高調波成分を低域通過フィルタでフィルタリングして７次高調波成分の直流成分を抽出し、比例積分制御器を介して前記抽出された直流成分を零（０）に制御する電圧指令を算出し、これを基本波座標系に変換して前記７次高調波抑制電圧指令を算出することを特徴とする請求項２に記載の永久磁石同期モータの制御システム。
4. 永久磁石同期モータの電流制御方法であって、
   回転速度指令と前記永久磁石同期モータの回転子絶対角度位置から算出される回転速度との差に基づいてトルク指令を生成する段階と、
   前記永久磁石同期モータの駆動電流および前記永久磁石同期モータの回転子絶対角度位置に基づいてｄ軸電流フィードバック信号とｑ軸電流フィードバック信号をそれぞれ算出する段階と、
   ｄ軸電流指令と前記ｄ軸電流フィードバック信号との差に基づいて基本ｄ軸電圧指令を算出し、前記トルク指令に基づいて算出されたｑ軸電流指令と前記ｑ軸電流フィードバック信号との差に基づいて基本ｑ軸電圧指令を算出する段階と、
   前記電流フィードバック信号と前記電流指令との差により算出される高調波電流成分に含まれた少なくとも一つ以上の高次の高調波電流成分を抑制するための高調波抑制ｄ軸電圧指令と高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出する段階と、
   前記基本ｄ軸電圧指令と前記高調波抑制ｄ軸電圧指令とを合算してｄ軸電圧指令を算出し、前記基本ｑ軸電圧指令と前記高調波抑制ｑ軸電圧指令とを合算してｑ軸電圧指令を算出する段階と、
   前記ｑ軸電圧指令と前記ｄ軸電圧指令を３相電圧指令に変換し、前記変換された３相電圧指令に基づいて前記永久磁石同期モータを駆動する駆動電圧を出力する段階とを含むことを特徴とする永久磁石同期モータの制御方法。
5. 前記高調波抑制ｄ軸電圧指令と前記高調波抑制ｑ軸電圧指令を算出する段階は、
   前記高調波電流成分の中の５次高調波電流成分を抑制するための５次高調波抑制ｄ軸電圧指令と５次高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出する５次高調波抑制電圧指令算出段階と、
   前記高調波電流成分の中の７次高調波電流成分を抑制するための７次高調波抑制ｄ軸電圧指令と７次高調波抑制ｑ軸電圧指令をそれぞれ算出する７次高調波抑制電圧指令算出段階と、
   前記５次高調波抑制ｄ軸電圧指令と前記７次高調波抑制ｄ軸電圧指令とを合算して前記高調波抑制ｄ軸電圧指令を算出し、前記５次高調波抑制ｑ軸電圧指令と前記７次高調波抑制ｑ軸電圧指令とを合算して前記高調波抑制ｑ軸電圧指令を算出する段階と、
   を含むことを特徴とする請求項４に記載の永久磁石同期モータの制御方法。
6. 前記５次高調波抑制電圧指令算出段階は、
   前記高調波成分を５次座標系上の成分に変換する段階と、
   前記５次座標系上の成分に変換された高調波成分を低域通過フィルタでフィルタリングして５次高調波成分の直流成分を抽出する段階と、
   比例積分制御器を介して前記抽出された直流成分を零（０）に制御する電圧指令を算出し、これを基本波座標系に変換して前記５次高調波抑制電圧指令を算出する段階と、
   を含むことを特徴とする請求項５に記載の永久磁石同期モータの制御方法。
7. 前記７次高調波抑制電圧指令算出段階は、
   前記高調波成分を７次座標系上の成分に変換する段階と、
   前記７次座標系上の成分に変換された高調波成分を低域通過フィルタでフィルタリングして７次高調波成分の直流成分を抽出する段階と、
   比例積分制御器を介して前記抽出された直流成分を零（０）に制御する電圧指令を算出し、これを基本波座標系に変換して前記７次高調波抑制電圧指令を算出する段階と、
   を含むことを特徴とする請求項５に記載の永久磁石同期モータの制御方法。

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