JP2012151963A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置において、交流電源側からの入力電流において抑制したい調波成分を確実に抑制する。
【解決手段】複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、交流電源（6）側からの電力を前記複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、該交流電力を負荷（7）に出力する変換部（4）と、前記交流電源（6）側からの入力電流（Iin）に含まれる調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）のうちの特定の次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を個別に抑制するように、前記複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する制御部（10）と、を備える電力変換装置を構成する。
【選択図】図２

Description

本発明は、交流電源から所望の周波数の交流電力を生成するための電力変換装置に関し、特に電力変換装置の電源高調波を低減するための対策に係るものである。

電力変換装置では、電源高調波対策として、交流電源側からの入力電流を正弦波に近づけるような制御が行われる場合がある。例えば、特許文献１に開示される電力変換装置では、フィードバック制御部（補償電流指令生成部）が、入力電流の指令値の絶対値から入力電流の実測値の絶対値を減算したものに一定のゲインを乗じた補償電流指令値を生成している。そして、モータ等の負荷が、前記補償電流指令値に基づいて制御されることにより、入力電流の調波成分が抑制される。ここで、調波成分とは、基本波成分の整数倍の周波数成分のことであり、一般的に、基本波のｎ倍の周波数を有する調波成分をｎ次調波成分と呼ぶ。

特開２００５−１３０６７５号公報

ところで、前記補償電流指令生成部は、入力電流における全ての次数の調波成分に対して一定のゲインを乗算することにより補償電流指令値を生成しているため、特定の次数の調波成分については充分に抑制できない場合がある。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、交流電源側からの入力電流において抑制したい調波成分を確実に抑制することである。

第１の発明は、電力変換装置を対象とし、複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、交流電源（6）側からの電力を前記複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、該交流電力を負荷（7）に出力する変換部（4）と、前記交流電源（6）側からの入力電流（Iin）に含まれる調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）のうちの特定の次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を個別に抑制するように、前記複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する制御部（10）と、を備えることを特徴とする。

第１の発明では、変換部（4）において、交流電源（6）側からの電力が複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換される。このように変換された交流電力は、負荷（7）へ出力される。

第１の発明では、制御部（10）が、交流電源（6）側から流れる入力電流に含まれる調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）のうちの特定の次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を個別に抑制するように、複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する。これにより、前記入力電流（Iin）に含まれる調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）のうち、抑制したい所望の次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）のそれぞれを個別に抑制できる。

第２の発明は、第１の発明において、前記制御部（10）は、前記変換部（4）を制御するための電流指令値を生成する電流指令生成部（20）と、前記電流指令値が入力され、該電流指令値に基づいて前記変換部（4）のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御するスイッチング制御部（12）と、前記入力電流（Iin）における所望の次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）に対応する特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）を生成するとともに、該特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）によって前記スイッチング制御部（12）に入力される前の電流指令値を補正する特定次数補正部（30）と、を備えることを特徴とする。

第２の発明では、変換部（4）を制御するための電流指令値が電流指令生成部（20）で生成される。一方、特定次数補正部（30）では、入力電流（Iin）において抑制したい所望の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）に対応する特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）が生成される。この特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）によって前記電流指令値が補正された後、スイッチング制御部（12）に入力される。変換部（4）は、上述のように補正された値に基づいて、スイッチング制御部（12）によって制御される。

第３の発明は、第２の発明において、前記電流指令生成部（20）は、前記電流指令値としての補償電流指令値を生成する補償電流指令生成部（22）を備え、該補償電流指令生成部（22）は、前記入力電流（Iin）の指令値（Iin*）を生成する入力電流指令生成部（22a）と、前記入力電流指令生成部（22a）で生成された指令値（Iin*）の絶対値（|Iin*|）から前記入力電流（Iin）の絶対値（|Iin|）を減算したものに所定のゲイン（K1）を乗算することにより前記補償電流指令値を生成する増幅部（22c）と、を備えることを特徴とする。

第３の発明では、電流指令値としての補償電流指令値に基づいて、スイッチング制御部（12）が変換部（4）を制御する。この補償電流指令値は、入力電流指令生成部（22a）において、入力電流の指令値の絶対値（|Iin*|）から入力電流の絶対値（|Iin|）を減算したものに所定のゲイン（K1）を乗算することにより生成される。このように生成された補償電流指令値には、前記入力電流（Iin）において抑制したい調波成分が含まれている。この補償電流指令値に基づいて変換部（4）が制御されることにより、前記入力電流（Iin）において抑制したい調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）が抑制される。

しかし、前記補償電流指令値は、上述のように、入力電流指令値（Iin*）と前記電流（Iin）との差分に所定のゲイン（K1）を乗算することにより得られるため、特定の次数の調波成分を個別に抑制することができない。

これに対して、第３の発明では、前記補償電流指令値だけでは充分に抑制しきれない調波成分（Iin5,Iin7,Iin9）に対応する特定次数補正値（Iin5*,Iin7*,Iin9*）を生成することができる。そうすると、前記補償電流指令値が前記特定次数補正値（Iin5*,Iin7*,Iin9*）によって補正され、該補正された値に基づいて、変換部（4）を制御できる。その結果、入力電流（Iin）において抑制したい全ての調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を充分に抑制できる。

第４の発明は、第２又は第３の発明において、前記特定次数補正部（30）は、前記入力電流（Iin）における所望の次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を抽出する調波演算部（31）と、該調波演算部（31）で抽出された調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）に所定のゲイン（K2_1,K2_2,K2_3,…）を乗算することにより前記特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）を生成する特定次数増幅部（32）と、を備えることを特徴とする。

第４の発明では、調波演算部（31）によって、入力電流（Iin）における所望の次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）が抽出される。そして、特定次数増幅部（32）では、前記調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）に対して所定のゲイン（K2_1,K2_2,K2_3,…）を乗算することにより特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）が生成される。

第５の発明は、第４の発明において、前記調波演算部（31）は、前記調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）をフーリエ変換によって抽出することを特徴とする。

第５の発明では、フーリエ変換によって調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）が確実に抽出される。

第６の発明は、第１から第５の発明のうちいずれか１つにおいて、前記交流電源（6）からの電圧を整流するコンバータ回路（2）と、該コンバータ回路（2）の出力に並列に接続されるコンデンサ（3a）を有する直流リンク部（3）と、該直流リンク部（3）からの出力電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を負荷（7）に出力する前記変換部としてのインバータ回路（4）と、を備え、前記コンデンサ（3a）の容量値は、前記変換部（4）の入力電圧が脈動するような値に設定されていることを特徴とする。

第６の発明では、コンバータ回路（2）によって整流された電圧が、直流リンク部（3）を介してインバータ回路（4）に印加される。インバータ回路（4）に印加された電圧は、制御部（10）によって交流電圧に変換された後、負荷（7）へ出力される。

第６の発明では、直流リンク部（3）のコンデンサ（3a）の容量値は、前記インバータ回路（4）の入力電圧が脈動するような値に設定されているため、入力電流（Iin）が比較的脈動しやすくなる。つまり、入力電流（Iin）に調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）が多く含まれることになる。このような電力変換装置に対して、前記第１から第５の発明を用いることによって、入力電流（Iin）の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を効果的に抑制できる。

前記第１の発明によれば、交流電源（6）側からの入力電流（Iin）に含まれる調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）のうち、抑制したい所望の次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）のそれぞれに対応して必要な分だけ調波成分を抑制できるため、抑制したい次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を確実に抑制できる。

また、前記第２の発明によれば、抑制したい調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）に対応して生成される特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）によって、スイッチング制御部（12）に入力される前の電流指令値が補正される。これにより、入力電流（Iin）において抑制したい調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を確実に抑制できる。

また、前記第３の発明によれば、補償電流指令値を用いても抑制しきれない調波成分（Iin5,Iin7,Iin9）について、該調波成分（Iin5,Iin7,Iin9）に対応する特定次数補正値（Iin5*,Iin7*,Iin9*）を生成することができる。

例えば、補償電流指令生成部（22）を用いずに特定次数補正部（30）のみで調波成分を抑制しようとすると、抑制したい調波成分の全てに対応する特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）を生成する必要が生じる。これに対して、第３の発明では、補償電流指令生成部（22）によって生成される補償電流指令値（Idq2*）だけでは抑制できない調波成分（Iin5,Iin7,Iin9）について、該調波成分（Iin5,Iin7,Iin9）に対応する特定次数補正値（Iin5*,Iin7*,Iin9*）のみを生成すればよい。従って、特定次数補正部（30）のみで全ての調波成分を抑制する場合と比べて、生成の必要な特定次数補正値の数を減らすことができる。従って、その分、特定次数補正部（30）における処理速度を速くできる。

また、前記第４の発明によれば、調波演算部（31）によって抽出された調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）に対して、特定次数増幅部（32）で前記調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）に対応するゲインが乗算されることにより、特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）を生成することができる。

また、前記第５の発明によれば、フーリエ変換によって調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を確実に抽出できる。

また、前記第６の発明によれば、調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）が比較的多く含まれる交流電源（6）側からの入力電流（Iin）において、調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を効果的に抑制できる。

図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２は、制御部の構成を示すブロック図である。 図３は、特定次数制御部の構成を示すブロック図である。 図４は、本発明の実施形態２に係る電力変換装置の制御部の構成を示すブロック図である。 図５は、本発明の実施形態２における特定次数制御部の構成を示すブロック図である。 図６は、変形例１に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図７は、変形例２に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図８は、変形例３に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

《発明の実施形態１》
−全体構成−
発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）は、図１に示すように、コンバータ回路（2）、直流リンク部（3）、インバータ回路（4）、電流検出部（5）及び制御部（10）を備えている。この電力変換装置（1）は、単相の交流電源（6）から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、負荷としてのモータ（7）に供給するようになっている。なお、本実施形態１のモータ（7）は、三相交流モータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。

コンバータ回路（2）は、交流電源（6）に接続され、交流電源（6）が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路（2）は、複数（本実施形態では４つ）のダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオード（D1〜D4）は、交流電源（6）の交流電圧を全波整流する。

直流リンク部（3）は、コンデンサ（3a）を備えている。コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）の出力に並列接続され、該コンデンサ（3a）の両端に生じた直流電圧（直流リンク電圧（Vdc））がインバータ回路（4）の入力ノードに接続されている。コンデンサ（3a）は、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。このコンデンサ（3a）は、インバータ回路（4）のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部（3）が出力する直流リンク電圧（Vdc）は、その最大値がその最小値の２倍以上となるような大きな脈動を有している。

インバータ回路（4）は、入力ノードが直流リンク部（3）のコンデンサ（3a）に並列に接続され、直流リンク部（3）の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ（7）に供給するようになっている。実施形態１のインバータ回路（4）は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（4）は、三相交流をモータ（7）に出力するので、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（4）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれモータ（7）の各相のコイル（図示省略）に接続されている。また、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。インバータ回路（4）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、直流リンク部（3）から入力された直流リンク電圧（vdc）をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ（7）へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部（10）が行う。

電流検出部（5）は、コンバータ回路（2）から直流リンク部（3）へ流れる入力電流（Iin）を検出するためのものである。この電流検出部（5）は、直流リンク部（3）の入力側に接続されている。なお、この電流検出部（5）は、交流電源（6）からコンバータ回路（2）へ流れる入力電流を検出するように、コンバータ回路（2）の入力側に接続されていてもよい。

制御部（10）は、モータ（7）に流れる電流（モータ電流）が、電源電圧（Vin）の脈動に同期して脈動するように、インバータ回路（4）におけるスイッチング（オンオフ動作）を制御する。すなわち、電力変換装置（1）は、いわゆるコンデンサレスインバータの一例である。制御部（10）は、図２に示すように、電源位相算出部（11）、電流指令生成部（20）、特定次数補正部（30）、スイッチング制御部（12）を備えている。

電源位相算出部（11）は、交流電源（6）の位相（θin）を算出するためのものである。算出された交流電源（6）の位相（θin）は、電流指令生成部（20）や特定次数補正部（30）へ出力される。

電流指令生成部（20）は、メイン指令生成部（21）と、補償電流指令生成部（22）とを備えている。

メイン指令生成部（21）は、速度制御部（21a）と、トルク指令変調部（21b）と、２次調波印加部（21c）とを備えている。

速度制御部（21a）には、モータ（7）の機械角の回転角周波数（ω）と、機械角の指令値（ω*）との偏差が入力される。速度制御部（21a）は、該偏差に比例・積分演算（ＰＩ演算）を行ってトルク指令値（T*）を生成し、該トルク指令値（T*）をトルク指令変調部（21b）に出力する。

トルク指令変調部（21b）は、交流電源（6）の位相（θin）を入力として正弦値（sin（θin））を生成し、これに応じた変調係数をトルク指令に乗算する。変調係数は、例えば、|sin（θin）|やsin^２（θin）となる。なお、電源高調波やモータの出力電流ピークを抑えるために、電源周波数に応じて前記変調係数を変更することもできる。また、モータの出力電流が正弦波状となるように、交流電源（6）の位相（θin）をΔだけずらした正弦値（sin（θin＋Δ））に応じて変調係数を決定してもよい。これにより、詳しくは後述する電源周波数の２倍周波数成分を印加することによる効果とほぼ同様の効果が得られる。

２次調波印加部（21c）は、モータ（7）での出力電力を正弦波状にするように、トルク指令変調部（21b）の出力値に電源周波数の２倍周波数成分を印加することにより、メイン電流指令値（Idq1*）を生成する。

補償電流指令生成部（22）は、入力電流指令生成部（22a）と、減算器（22b）と、増幅部（22c）とを備えている。この補償電流指令生成部（22）は、入力電流（Iin）の調波成分を抑制するための補償電流指令値を生成するためのものである。

入力電流指令生成部（22a）は、電流検出部（5）で検出された入力電流（Iin）をフーリエ変換して基本波成分を抽出し、これにsin（θin）を乗算して入力電流の指令値（Iin*）を生成する。

減算器（22b）は、入力電流指令生成部（22a）で生成された入力電流の指令値（Iin*）の絶対値（|Iin*|）から、電流検出部（5）で検出された入力電流の絶対値（|Iin|）を減算して、増幅部（23）へ出力する。

増幅部（22c）は、前記減算器（22b）の出力値に所定のゲイン（K1）を乗算して補償電流指令値（Idq2*）を生成する。

補償電流指令生成部（22）で生成された前記補償電流指令値（Idq2*）は、詳しくは後述する特定次数補正部（30）で生成される特定次数補正値（Iin5*,Iin7*,Iin9*）によって減算された後、加算器（17）でメイン電流指令値（Idq1*）に加算される。つまり、スイッチング制御部（12）に入力される電流指令値（Idq*）は、該スイッチング制御部（12）に入力される前に、特定次数補正値（Iin5*,Iin7*,Iin9*）によって減算された後、スイッチング制御部（12）に入力される。

スイッチング制御部（12）は、減算器（12a）と、電流制御部（12b）と、ＰＷＭ演算部（12c）とを備えている。

減算器（12a）は、該減算器（12a）に入力される前のモータ電流指令値（Idq*）から特定次数補正値（Iin5*,Iin7*,Iin9*）が減算された値が入力される。減算器（12a）は、この値からモータ電流（Idq）が減算された値を電流制御部（12b）へ出力する。

電流制御部（12b）は、減算器（12a）の出力値に基づいて電圧指令値（Vdq*）を生成する。この電圧指令値（Vdq*）は、ＰＷＭ演算部（12c）に出力される。

ＰＷＭ演算部（12c）は、電圧指令値（Vdq*）等に基づいて、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作を制御するゲート信号（G）を生成する。

−特定次数補正部−
特定次数補正部（30）は、図２及び図３に示すように、調波演算部（31）と、特定次数増幅部（32）と、減算器（33）とを備えている。この特定次数補正部（30）は、前記補償電流指令生成部（22）で生成される補償電流指令値（Idq2*）だけでは抑制しきれない入力電流（Iin）の調波成分を抑制するためのものである。

調波演算部（31）は、電流検出部（5）で検出された入力電流（Iin）をフーリエ変換して、所望の調波成分を抽出する。このようにフーリエ変換を用いることで、調波成分を確実に抽出できる。実施形態１では、調波演算部（31）は、入力電流（Iin）の５次調波成分（Iin5）、７次調波成分（Iin7）、９次調波成分（Iin9）を抽出している。なお、本実施形態１における調波演算部（31）は、５，７，９次調波成分を抽出しているが、これに限らず、調波演算部（31）では、入力電流（Iin）において抑制したい調波成分を抽出することができる。

特定次数増幅部（32）は、図３に示すように、前記調波演算部（31）によって抽出された各調波成分（Iin5,Iin7,Iin9）のそれぞれに対応する増幅部（32a,32b,32c）を備えている。これらの増幅部（32a,32b,32c）は、各調波成分（Iin5,Iin7,Iin9）のそれぞれに対応するゲイン（K2_5,K2_7,K2_9）を該各調波成分（Iin5,Iin7,Iin9）に乗算して特定次数補正値（Iin5*,Iin7*,Iin9*）を生成する。具体的には、特定次数増幅部（32）は、５次調波成分増幅部（32a）、７次調波成分増幅部（32b）、９次調波成分増幅部（32c）を備えている。５次調波成分増幅部（32a）は、５次調波成分（Iin5）にゲイン（K2_5）を乗算して５次調波成分補正値（Iin5*）を生成する。７次調波成分増幅部（32b）は、７次調波成分（Iin7）にゲイン（K2_7）を乗算して７次調波成分補正値（Iin7*）を生成する。９次調波成分増幅部（32c）は、９次調波成分（Iin9）にゲイン（K2_9）を乗算して９次調波成分補正値（Iin9*）を生成する。

減算器（33）は、補償電流指令生成部（22）で生成された補償電流指令値（Idq2*）から前記特定次数補正値（Iin5*,Iin7*,Iin9*）を減算する。この値は、加算器（17）へ出力される。

−電力変換装置の運転動作−
実施形態１では、直流リンク部（3）に小容量のコンデンサ（3a）を設けているため、直流リンク電圧（Vdc）がより大きく脈動する。直流リンク電圧（Vdc）の脈動により、コンバータ回路（2）のダイオード（D1〜D4）の電流導通幅が広くなり、その結果力率が改善する。また制御部（10）は、モータ電流が、電源電圧の脈動に同期して脈動するように、インバータ回路（4）におけるスイッチングを制御する。

また、実施形態１では、制御部（10）は、メイン電流指令値（Idq1*）と補償電流指令値（Idq2*）とが加算されることにより生成されるモータ電流指令値（Idq*）に基づいて、インバータ回路（4）を制御する。これにより、入力電流（Iin）の調波成分を抑制できる。

しかし、補償電流指令生成部（22）では、抑制したい調波成分の全てに対して一定のゲイン（K1）を乗算して補償電流指令値（Idq2*）を生成しているため、特定の次数の調波成分については、充分に抑制できない場合がある。

これに対して、実施形態１では、スイッチング制御部（12）は、該スイッチング制御部（12）に入力される前の電流指令値（Idq*）から特定次数補正値（Iin5*,Iin7*,Iin9*）を減算した値に基づいて、インバータ回路（4）を制御している。これにより、補償電流指令値（Idq2*）だけでは抑制できない次数の調波成分を、該特定次数補正値（Iin5*,Iin7*,Iin9*）を用いることにより抑制することができる。

また、実施形態１では、入力電流（Iin）における所望の次数の調波成分を抑制するために、補償電流指令生成部（22）と、特定次数補正部（30）とを併用している。こうすると、例えば特定次数補正部（30）のみで抑制したい全ての調波成分を抑制する場合と比べて、生成が必要な特定次数補正値の数を減らすことができる。そうすると、特定次数増幅部の数が少なくできるため、特定次数補正部（30）の構成を簡素化でき、ひいては該特定次数補正部（30）における処理速度を速めることができる。

−実施形態１の効果−
以上のように、本実施形態１に係る電力変換装置では、入力電流（Iin）の調波成分を抑制するために、補償電流指令生成部（22）と特定次数補正部（30）とを併用している。これにより、補償電流指令生成部（22）で生成された補償電流指令値（Idq2*）だけでは抑制しきれない調波成分を、特定次数補正部（30）で抑制できる。従って、入力電流（Iin）において抑制したい全ての調波成分を確実に抑制できる。また、上述のように補償電流指令生成部（22）と特定次数補正部（30）とを併用することにより、生成が必要な特定次数補正値の数を減らすことができる。その結果、特定次数補正部（30）の構成を簡素化でき、更には該特定次数補正部（30）における処理速度を速めることができる。

《発明の実施形態２》
図４に示すように、実施形態２に係る電力変換装置（1）は、実施形態１に係る電力変換装置と比べて、補償電流指令生成部（22）が省略された構成となっている。また、図５に示すように、実施形態２では、特定次数補正部（30）において、抑制したい全ての次数の調波成分（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）に対応する特定次数増幅部（32a,32b,32c,…）が設けられている。具体的には、実施形態２における特定次数補正部（30）には、２次から４０次までの調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を抑制可能なように、これらの調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）のそれぞれに対応する特定次数増幅部（32a,32b,32c,…）が設けられている。なお、特定次数増幅部は、２次から４０次の調波成分の全てに対応させる必要はなく、抑制したい調波成分に対応させればよい。また、図５においては、特定次数増幅部（32）のうち、２次調波成分増幅部（32a）、３次調波成分増幅部（32b）、４次調波成分増幅部（32c）のみを図示し、それ以降の次数の特定次数増幅部については図示を省略している。

−実施形態２の効果−
実施形態２のように、補償電流指令生成部（22）を省略しても、入力電流（Iin）において抑制したい調波成分のそれぞれに対応させて特定次数増幅部（32a,32b,32c,…）を設けることにより、入力電流（Iin）において抑制したい調波成分を確実に抑制できる。

−その他の実施形態−
前記各実施形態では、いわゆるコンデンサレスインバータを対象としているが、この限りでなく、コンデンサとして比較的容量の大きい電解コンデンサ等を用いた電力変換装置を対象とすることもできる。

また、前記各実施形態では、電源として単相の交流電源（6）を用いているが、この限りでなく、図６に示す例（変形例１）のように、三相の交流電源を用いることもできる。図６に示すコンバータ回路（2）は、６つのダイオード（D1〜D6）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。

また、前記各実施形態は、コンバータ回路（2）及びインバータ回路（4）を含む電力変換装置を対象としているが、この限りでなく、例えば図７に示す例（変形例２）や図８に示す例（変形例３）のようなマトリックスコンバータ（4）を対象とすることもできる。これらのマトリックスコンバータ（4）は、交流電源（6）からの電力を所定の周波数の交流電力に変換する変換部を構成している。該マトリックスコンバータ（4）のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、トランジスタ等を用いることができる。

また、前記各実施形態では、特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）によって、スイッチング制御部（12）に入力される前の電流指令値（Idq*）を減算しているが、この限りでなく、特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）によって、モータ（7）の機械角の指令値（ω*）や、電圧指令値（Vdq*）を減算してもよい。

以上説明したように、本発明は、いわゆるコンデンサレスインバータにおいて特に有用である。

２ コンバータ回路
３ 直流リンク部
３ａ コンデンサ
４ インバータ回路、マトリックスコンバータ（変換部）
６ 交流電源
７ モータ（負荷）
１０ 制御部
１２ スイッチング制御部
２０ 電流指令生成部
２２ 補償電流指令生成部
２２ａ 入力電流指令生成部
２２ｃ 増幅部
３０ 特定次数補正部
３１ 調波演算部
３２ａ，３２ｂ，３２ｃ 特定次数増幅部
Ｉｄｑ* モータ電流指令値（電流指令値）
Ｉｄｑ１* メイン電流指令値（電流指令値）
Ｉｄｑ２* 補償電流指令値（電流指令値）
Ｉｉｎ 入力電流
Ｉｉｎ* 入力電流の指令値
Ｉｉｎ２，Ｉｉｎ３，Ｉｉｎ４ 調波成分
Ｉｉｎ２*，Ｉｉｎ３*，Ｉｉｎ４* 特定次数補正値
Ｋ１ ゲイン
Ｋ２_１，Ｋ２_２，Ｋ２_３ ゲイン
Ｓｒ，Ｓｓ，Ｓｔ，Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚ スイッチング素子

Claims (6)

1. 複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有し、交流電源（6）側からの電力を前記複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、該交流電力を負荷（7）に出力する変換部（4）と、
   前記交流電源（6）側からの入力電流（Iin）に含まれる調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）のうちの特定の次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を個別に抑制するように、前記複数のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する制御部（10）と、を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１において、
   前記制御部（10）は、
   前記変換部（4）を制御するための電流指令値を生成する電流指令生成部（20）と、
   前記電流指令値が入力され、該電流指令値に基づいて前記変換部（4）のスイッチング素子（Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御するスイッチング制御部（12）と、
   前記入力電流（Iin）における所望の次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）に対応する特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）を生成するとともに、該特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）によって前記スイッチング制御部（12）に入力される前の電流指令値を補正する特定次数補正部（30）と、を備えることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２において、
   前記電流指令生成部（20）は、前記電流指令値としての補償電流指令値を生成する補償電流指令生成部（22）を備え、
   前記補償電流指令生成部（22）は、
   前記入力電流（Iin）の指令値（Iin*）を生成する入力電流指令生成部（22a）と、
   前記入力電流指令生成部（22a）で生成された指令値（Iin*）の絶対値（|Iin*|）から前記入力電流（Iin）の絶対値（|Iin|）を減算したものに所定のゲイン（K1）を乗算することにより前記補償電流指令値を生成する増幅部（22c）と、を備えることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項２又は３において、
   前記特定次数補正部（30）は、
   前記入力電流（Iin）における所望の次数の調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）を抽出する調波演算部（31）と、
   前記調波演算部（31）で抽出された調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）に所定のゲイン（K2_1,K2_2,K2_3,…）を乗算することにより前記特定次数補正値（Iin2*,Iin3*,Iin4*,…）を生成する特定次数増幅部（32）と、を備えることを特徴とする電力変換装置。
5. 請求項４において、
   前記調波演算部（31）は、前記調波成分（Iin2,Iin3,Iin4,…）をフーリエ変換によって抽出することを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項１から５のうちいずれか１つにおいて、
   前記交流電源（6）からの電圧を整流するコンバータ回路（2）と、
   前記コンバータ回路（2）の出力に並列に接続されるコンデンサ（3a）を有する直流リンク部（3）と、
   前記直流リンク部（3）からの出力電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧を負荷（7）に出力する前記変換部としてのインバータ回路（4）と、を備え、
   前記コンデンサ（3a）の容量値は、前記インバータ回路（4）の入力電圧が脈動するような値に設定されていることを特徴とする電力変換装置。

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