JPH09171414A - アクティブフィルタの制御装置 - Google Patents
アクティブフィルタの制御装置Info
- Publication number
- JPH09171414A JPH09171414A JP7349237A JP34923795A JPH09171414A JP H09171414 A JPH09171414 A JP H09171414A JP 7349237 A JP7349237 A JP 7349237A JP 34923795 A JP34923795 A JP 34923795A JP H09171414 A JPH09171414 A JP H09171414A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- harmonic
- current
- compensation amount
- converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 電流制御ゲインを非常に大きくすることな
く、アクティブフィルタの電流制御を高応答、高精度化
することにある。 【解決手段】 高調波電流指令とＰＷＭコンバータ電流
検出値との偏差がゼロとなるように電流制御し、ＰＷＭ
コンバータの出力電圧を演算するフィードバック制御系
３０４に、高調波電流指令を特定次数の高調波成分に分
解する手段３０５１〜３０５３と、特定次数高調波の分
解結果に基づいて各特定次数高調波成分の電圧補償量を
演算する手段３０５４〜３０５６と、特定次数高調波成
分の電圧補償量を各次数について加算する手段３０５７
を有するフィードフォーワード補償手段３０５を設け、
ＰＷＭコンバータから流すべき高調波電流指令に従っ
て、予めＰＷＭコンバータ電圧をフィードフォワード制
御により演算し、これを電圧補償量としてフィードバッ
ク制御系に与える。
く、アクティブフィルタの電流制御を高応答、高精度化
することにある。 【解決手段】 高調波電流指令とＰＷＭコンバータ電流
検出値との偏差がゼロとなるように電流制御し、ＰＷＭ
コンバータの出力電圧を演算するフィードバック制御系
３０４に、高調波電流指令を特定次数の高調波成分に分
解する手段３０５１〜３０５３と、特定次数高調波の分
解結果に基づいて各特定次数高調波成分の電圧補償量を
演算する手段３０５４〜３０５６と、特定次数高調波成
分の電圧補償量を各次数について加算する手段３０５７
を有するフィードフォーワード補償手段３０５を設け、
ＰＷＭコンバータから流すべき高調波電流指令に従っ
て、予めＰＷＭコンバータ電圧をフィードフォワード制
御により演算し、これを電圧補償量としてフィードバッ
ク制御系に与える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電圧形ＰＷＭコン
バータ方式のアクティブフィルタの制御装置に係り、特
に、高次の高調波電流成分を補償するアクティブフィル
タの制御装置に関する。
バータ方式のアクティブフィルタの制御装置に係り、特
に、高次の高調波電流成分を補償するアクティブフィル
タの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、高調波電流を発生する負荷により
電源側に流れる高調波電流を抑制する方式として、アク
ティブフィルタを負荷に並列に設け、アクティブフィル
タ側から負荷に対して負荷電流の高調波成分を供給する
ことにより、電源側に流れる高調波電流を補償する方式
が知られている。このアクティブフィルタは、電圧形Ｐ
ＷＭコンバータと交流リアクトルから構成され、電源と
電圧形ＰＷＭコンバータ間に交流リアクトルを介して流
れる電流が補償すべき高調波電流と一致するように電圧
形ＰＷＭコンバータ側を制御する。したがって、電圧形
ＰＷＭコンバータから電源側に流す補償電流を抑制すべ
き高調波電流に高応答に追従制御する電流制御が必要と
なる。従来、このような高次の高調波成分まで補償する
アクティブフィルタの電流制御方式としては、電気学会
技術報告第４２５号（１９９２年、電気学会）の１４頁
にあるように、ヒステリシスコンパレータを用いた瞬時
値比較方式が用いられている。この方式では、電流制御
のゲインが無限大なのと等価になるため、指令値である
高調波電流とアクティブフィルタから注入する補償電流
との偏差を非常に小さくできる。このため、負荷に流れ
る高調波電流を高次成分までアクティブフィルタにより
相殺できるので、特性の良好なアクティブフィルタを構
成できる。
電源側に流れる高調波電流を抑制する方式として、アク
ティブフィルタを負荷に並列に設け、アクティブフィル
タ側から負荷に対して負荷電流の高調波成分を供給する
ことにより、電源側に流れる高調波電流を補償する方式
が知られている。このアクティブフィルタは、電圧形Ｐ
ＷＭコンバータと交流リアクトルから構成され、電源と
電圧形ＰＷＭコンバータ間に交流リアクトルを介して流
れる電流が補償すべき高調波電流と一致するように電圧
形ＰＷＭコンバータ側を制御する。したがって、電圧形
ＰＷＭコンバータから電源側に流す補償電流を抑制すべ
き高調波電流に高応答に追従制御する電流制御が必要と
なる。従来、このような高次の高調波成分まで補償する
アクティブフィルタの電流制御方式としては、電気学会
技術報告第４２５号（１９９２年、電気学会）の１４頁
にあるように、ヒステリシスコンパレータを用いた瞬時
値比較方式が用いられている。この方式では、電流制御
のゲインが無限大なのと等価になるため、指令値である
高調波電流とアクティブフィルタから注入する補償電流
との偏差を非常に小さくできる。このため、負荷に流れ
る高調波電流を高次成分までアクティブフィルタにより
相殺できるので、特性の良好なアクティブフィルタを構
成できる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】このようなヒステリシ
スコンパレータを用いる方式では、指令値と検出値との
偏差に幅を持たせて電圧形ＰＷＭコンバータのゲート信
号を演算するため、電圧形ＰＷＭコンバータから注入す
る補償電流の電流リプルが大きくなる、という問題点が
ある。また、電流リプルを小さくするには、ＰＷＭコン
バータ制御のスイッチング周波数を高くしなければなら
ず、ＰＷＭコンバータ側の損失増大やコンバータを構成
するパワー素子の特性劣下などを招く、という問題点が
ある。
スコンパレータを用いる方式では、指令値と検出値との
偏差に幅を持たせて電圧形ＰＷＭコンバータのゲート信
号を演算するため、電圧形ＰＷＭコンバータから注入す
る補償電流の電流リプルが大きくなる、という問題点が
ある。また、電流リプルを小さくするには、ＰＷＭコン
バータ制御のスイッチング周波数を高くしなければなら
ず、ＰＷＭコンバータ側の損失増大やコンバータを構成
するパワー素子の特性劣下などを招く、という問題点が
ある。
【０００４】本発明の課題は、アクティブフィルタによ
り注入する補償電流の電流リプルを大きくしたり、ＰＷ
Ｍコンバータのスイッチング周波数を高くすることな
く、高次の高調波電流を指令値に高応答かつ高精度に追
従して制御するアクティブフィルタの制御装置を提供す
ることにある。
り注入する補償電流の電流リプルを大きくしたり、ＰＷ
Ｍコンバータのスイッチング周波数を高くすることな
く、高次の高調波電流を指令値に高応答かつ高精度に追
従して制御するアクティブフィルタの制御装置を提供す
ることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題は、アクティブ
フィルタの制御装置において、高調波電流指令とＰＷＭ
コンバータ電流検出値との偏差がゼロとなるように電流
制御し、ＰＷＭコンバータの出力電圧を演算するフィー
ドバック制御系に、高調波電流指令を特定次数の高調波
成分に分解する手段と、特定次数高調波の分解結果に基
づいて各特定次数高調波成分の電圧補償量を演算する手
段と、特定次数高調波成分の電圧補償量を各次数につい
て加算する手段を有するフィードフォーワード補償手段
を設け、ＰＷＭコンバータから流すべき高調波電流指令
に従って、予めＰＷＭコンバータ電圧をフィードフォワ
ード制御により演算し、これを前向きの電圧補償量とし
てフィードバック制御系に与えることによって、解決さ
れる。
フィルタの制御装置において、高調波電流指令とＰＷＭ
コンバータ電流検出値との偏差がゼロとなるように電流
制御し、ＰＷＭコンバータの出力電圧を演算するフィー
ドバック制御系に、高調波電流指令を特定次数の高調波
成分に分解する手段と、特定次数高調波の分解結果に基
づいて各特定次数高調波成分の電圧補償量を演算する手
段と、特定次数高調波成分の電圧補償量を各次数につい
て加算する手段を有するフィードフォーワード補償手段
を設け、ＰＷＭコンバータから流すべき高調波電流指令
に従って、予めＰＷＭコンバータ電圧をフィードフォワ
ード制御により演算し、これを前向きの電圧補償量とし
てフィードバック制御系に与えることによって、解決さ
れる。
【０００６】ここで、電流リプルの小さいＰＷＭ制御に
よる搬送波比較方式を採用する電圧形ＰＷＭコンバータ
のゲートパルス方式では、電流制御ゲインをヒステリシ
スコンパレータ方式のように非常に大きくすることがで
きないため、本発明では、コンバータから流すべき高調
波電流指令に従って、予めコンバータ電圧をフィードフ
ォワード制御により演算し、これを電圧補償量として電
圧形ＰＷＭコンバータの電圧指令に加算して制御する。
これにより、電流制御ゲインを大きくする必要がなくな
り、アクティブフィルタにより注入する補償電流の電流
リプルを大きくしたり、ＰＷＭコンバータのスイッチン
グ周波数を高くすることなく、良好な追従特性で精度よ
く制御することができ、また、フィードバック制御のみ
による電流制御に比し、高次の調波成分まで応答よく制
御することができる。
よる搬送波比較方式を採用する電圧形ＰＷＭコンバータ
のゲートパルス方式では、電流制御ゲインをヒステリシ
スコンパレータ方式のように非常に大きくすることがで
きないため、本発明では、コンバータから流すべき高調
波電流指令に従って、予めコンバータ電圧をフィードフ
ォワード制御により演算し、これを電圧補償量として電
圧形ＰＷＭコンバータの電圧指令に加算して制御する。
これにより、電流制御ゲインを大きくする必要がなくな
り、アクティブフィルタにより注入する補償電流の電流
リプルを大きくしたり、ＰＷＭコンバータのスイッチン
グ周波数を高くすることなく、良好な追従特性で精度よ
く制御することができ、また、フィードバック制御のみ
による電流制御に比し、高次の調波成分まで応答よく制
御することができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面に
基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す
アクティブフィルタの制御装置である。アクティブフィ
ルタは、電圧形ＰＷＭコンバータ１、交流リアクトル
２、制御装置３より構成され、高調波を発生する負荷４
に対し並列に電源５に接続される。制御装置３は、電圧
検出器６により電源電圧ＶSを、電流検出器７により負
荷４に流れる負荷電流ＩLを、電流検出器８により電圧
形ＰＷＭコンバータ１から電源５に流れるコンバータ電
流ＩCをそれぞれ検出し、電圧形ＰＷＭコンバータ１に
対するゲート信号Ｓｇを出力する。なお、電圧形ＰＷＭ
コンバータ１、交流リアクトル２、負荷４、電源５とも
３相の場合を示すが、図１では簡略化して記述した。
基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示す
アクティブフィルタの制御装置である。アクティブフィ
ルタは、電圧形ＰＷＭコンバータ１、交流リアクトル
２、制御装置３より構成され、高調波を発生する負荷４
に対し並列に電源５に接続される。制御装置３は、電圧
検出器６により電源電圧ＶSを、電流検出器７により負
荷４に流れる負荷電流ＩLを、電流検出器８により電圧
形ＰＷＭコンバータ１から電源５に流れるコンバータ電
流ＩCをそれぞれ検出し、電圧形ＰＷＭコンバータ１に
対するゲート信号Ｓｇを出力する。なお、電圧形ＰＷＭ
コンバータ１、交流リアクトル２、負荷４、電源５とも
３相の場合を示すが、図１では簡略化して記述した。
【０００８】制御装置３は、電源電圧ＶSの検出値から
電源電圧の位相を演算する電圧位相演算部３０１、負荷
電流ＩLの高調波成分を演算する高調波電流指令の演算
部３０２、高調波電流指令Ｉｈとコンバータ電流ＩCと
の偏差を演算する減算器３０３、前記偏差に基づき電流
制御を実行して電圧指令値Ｖｃを演算するフィードバッ
ク補償器３０４、前記高調波電流指令Ｉｈからフィード
フォワード処理により電圧補償量ΔＶｃを演算するフィ
ードフォワード補償器３０５、前記フィードバック制御
の演算結果Ｖｃとフィードフォワード補償による電圧補
償量ΔＶｃとを加算する加算器３０６、前記演算結果Ｖ
ｇに基づいて電圧形ＰＷＭコンバータ１に対するゲート
パルス信号Ｓｇを発生するＰＷＭ信号発生器３０７から
構成される。
電源電圧の位相を演算する電圧位相演算部３０１、負荷
電流ＩLの高調波成分を演算する高調波電流指令の演算
部３０２、高調波電流指令Ｉｈとコンバータ電流ＩCと
の偏差を演算する減算器３０３、前記偏差に基づき電流
制御を実行して電圧指令値Ｖｃを演算するフィードバッ
ク補償器３０４、前記高調波電流指令Ｉｈからフィード
フォワード処理により電圧補償量ΔＶｃを演算するフィ
ードフォワード補償器３０５、前記フィードバック制御
の演算結果Ｖｃとフィードフォワード補償による電圧補
償量ΔＶｃとを加算する加算器３０６、前記演算結果Ｖ
ｇに基づいて電圧形ＰＷＭコンバータ１に対するゲート
パルス信号Ｓｇを発生するＰＷＭ信号発生器３０７から
構成される。
【０００９】フィードフォワード補償器３０５は、高調
波電流指令Ｉｈを特定次数の高調波成分に分解する演算
部３０５１、３０５２、…、３０５３と、その演算結果
に基づいて特定次数の高調波成分の電圧補償量を演算す
る演算部３０５４、３０５５、…、３０５６およびこれ
らの総和として電圧補償量ΔＶｃを演算する加算器３０
５７から構成される。ここで、演算部３０５１では、基
本波の角周波数をωとしたとき、その５次高周波である
５ωの角周波数成分を、演算部３０５２では７次高周波
である７ωの角周波数成分を、また、演算部３０５３で
はｎ次高周波（ｎ＝３、５、７、９、１１、１３、１
５、１７、１９、２１、２３、２５程度）であるｎωの
角周波数成分を抽出する。これに対応して、演算部３０
５４では５次高調波での電圧補償量ΔＶ5を、演算部３
０５５では７次高調波での電圧補償量ΔＶ7を、演算部
３０５６ではｎ次高調波での電圧補償量ΔＶnをそれぞ
れ演算する。
波電流指令Ｉｈを特定次数の高調波成分に分解する演算
部３０５１、３０５２、…、３０５３と、その演算結果
に基づいて特定次数の高調波成分の電圧補償量を演算す
る演算部３０５４、３０５５、…、３０５６およびこれ
らの総和として電圧補償量ΔＶｃを演算する加算器３０
５７から構成される。ここで、演算部３０５１では、基
本波の角周波数をωとしたとき、その５次高周波である
５ωの角周波数成分を、演算部３０５２では７次高周波
である７ωの角周波数成分を、また、演算部３０５３で
はｎ次高周波（ｎ＝３、５、７、９、１１、１３、１
５、１７、１９、２１、２３、２５程度）であるｎωの
角周波数成分を抽出する。これに対応して、演算部３０
５４では５次高調波での電圧補償量ΔＶ5を、演算部３
０５５では７次高調波での電圧補償量ΔＶ7を、演算部
３０５６ではｎ次高調波での電圧補償量ΔＶnをそれぞ
れ演算する。
【００１０】さて、アクティブフィルタの動作波形を図
２より説明する。図２は、電圧、電流波形の関係を１相
分について示し、ＶSが電源電圧、ＩLが負荷電流、ＩS
がアクティブフィルタで補償後の電源電流、ＩC（Ｉ
ｈ）がアクティブフィルタで補償すべき高調波電流のそ
れぞれの波形を示す。すなわち、図２の負荷電流ＩLの
うち基本波成分ＩSを除いた成分が補償すべき高調波電
流成分となる。本実施形態では、高調波電流指令演算部
３０２において、この高調波電流Ｉｈを演算する。 ように演算できる。ここで、［Ｔ］，［Γ］は次式
（１），（２）で表わせる変換行列であり、ｔは行列の
転置行列、−１は行列の逆行列をそれぞれ表わす。
２より説明する。図２は、電圧、電流波形の関係を１相
分について示し、ＶSが電源電圧、ＩLが負荷電流、ＩS
がアクティブフィルタで補償後の電源電流、ＩC（Ｉ
ｈ）がアクティブフィルタで補償すべき高調波電流のそ
れぞれの波形を示す。すなわち、図２の負荷電流ＩLの
うち基本波成分ＩSを除いた成分が補償すべき高調波電
流成分となる。本実施形態では、高調波電流指令演算部
３０２において、この高調波電流Ｉｈを演算する。 ように演算できる。ここで、［Ｔ］，［Γ］は次式
（１），（２）で表わせる変換行列であり、ｔは行列の
転置行列、−１は行列の逆行列をそれぞれ表わす。
【数１】
【数２】 算する。
【数３】
【数４】 有効電力Ｐと瞬時無効電力Ｑとを次式（５）により演算
する。
する。
【数５】 ここで、Ｐ，Ｑの直流成分は負荷電流ＩLの基本波成分
に、交流分は高調波成分に相当する。そこで、低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）３０２４，３０２５により直流分を
抽出し、減算器３０２６，３０２７においてＰ，Ｑから
その直流分を差し引くことに 。
に、交流分は高調波成分に相当する。そこで、低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）３０２４，３０２５により直流分を
抽出し、減算器３０２６，３０２７においてＰ，Ｑから
その直流分を差し引くことに 。
【数６】 に変換することにより、高調波電流指令値［Ｉｈｕ，Ｉ
ｈｖ，Ｉｈｗ］が次式（７）により演算される。
ｈｖ，Ｉｈｗ］が次式（７）により演算される。
【数７】 このように、図２の負荷電流ＩLから高調波電流ＩCすな
わち高調波電流指令Ｉｈを演算して求めることができ
る。（電気学会論文誌Ｂ、１０３、ｐ４８３（１９８
３）赤木、他「瞬時無効電力の一般化理論とその応用」
を参照） また、本実施形態において、電圧位相演算部３０１で
は、図２の電圧波形ＶSからそれに同期し、その角周波
数がωの基準位相ωｔを演算する。
わち高調波電流指令Ｉｈを演算して求めることができ
る。（電気学会論文誌Ｂ、１０３、ｐ４８３（１９８
３）赤木、他「瞬時無効電力の一般化理論とその応用」
を参照） また、本実施形態において、電圧位相演算部３０１で
は、図２の電圧波形ＶSからそれに同期し、その角周波
数がωの基準位相ωｔを演算する。
【００１２】次に、特定の高調波成分に分解する演算部
３０５１、３０５２、…、３０５３の詳細を説明する。
まず、図２のＩCの波形のように、各次の高調波成分が
重量された波形から特定次数の高調波成分を演算する方
法を以下に示す。ここで、座標変換による高調波成分の
演算を実行するため、その座標軸の取り方を図４に示
す。図４（ａ）は、３相（ｕ、ｖ、ｗ）を２相（α、
β）に変換する座標軸を示し、その変換行列式［Ｃ1］
は次式（８）となる。
３０５１、３０５２、…、３０５３の詳細を説明する。
まず、図２のＩCの波形のように、各次の高調波成分が
重量された波形から特定次数の高調波成分を演算する方
法を以下に示す。ここで、座標変換による高調波成分の
演算を実行するため、その座標軸の取り方を図４に示
す。図４（ａ）は、３相（ｕ、ｖ、ｗ）を２相（α、
β）に変換する座標軸を示し、その変換行列式［Ｃ1］
は次式（８）となる。
【数８】 また、図４（ｂ）は、（α、β）軸と（ｄ、ｑ）軸との
関係を表わし、（ｄ、ｑ）軸は（α、β）軸に対して位
相θで回転している。（α、β）軸から（ｄ、ｑ）軸へ
の変換行列［Ｃ2］は次式（９）となる。
関係を表わし、（ｄ、ｑ）軸は（α、β）軸に対して位
相θで回転している。（α、β）軸から（ｄ、ｑ）軸へ
の変換行列［Ｃ2］は次式（９）となる。
【数９】 各次調波成分は、この位相θを各次高調波の周波数の位
相に一致させ、座標変換することにより分離できる。
相に一致させ、座標変換することにより分離できる。
【００１３】この座標変換を用いた周波数成分の分離を
図５により説明する。まず、（８）式に示す座標変換
［Ｃ1］により、３相の高調波成分Ｉｈｕ、Ｉｈｖ、Ｉ
ｈｗを２相量Ｉｈα、Ｉｈβに変換する。次に、このＩ
ｈα、Ｉｈβに対して、位相θをそれぞれ特定の次数の
周波数（５ω、７ω、…、ｎω）とした座標変換
［Ｃ2］を実行する。この［Ｃ2］による座標変換の結果
は、θ＝５ωｔとしたとき、角周波数が５ωの周波数成
分のｄ軸、ｑ軸出力は直流量Ｉ5ｄ、Ｉ5ｑとして、周波
数が５ω以外の成分のｄ軸、ｑ軸出力は交流量として出
力される。したがって、［Ｃ2］による座標変換後の出
力を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）により直流量のみを求
め、これにより、特定の周波数成分のｄ、ｑ軸に分解さ
れた値が演算される。
図５により説明する。まず、（８）式に示す座標変換
［Ｃ1］により、３相の高調波成分Ｉｈｕ、Ｉｈｖ、Ｉ
ｈｗを２相量Ｉｈα、Ｉｈβに変換する。次に、このＩ
ｈα、Ｉｈβに対して、位相θをそれぞれ特定の次数の
周波数（５ω、７ω、…、ｎω）とした座標変換
［Ｃ2］を実行する。この［Ｃ2］による座標変換の結果
は、θ＝５ωｔとしたとき、角周波数が５ωの周波数成
分のｄ軸、ｑ軸出力は直流量Ｉ5ｄ、Ｉ5ｑとして、周波
数が５ω以外の成分のｄ軸、ｑ軸出力は交流量として出
力される。したがって、［Ｃ2］による座標変換後の出
力を低域通過フィルタ（ＬＰＦ）により直流量のみを求
め、これにより、特定の周波数成分のｄ、ｑ軸に分解さ
れた値が演算される。
【００１４】次に、特定次数の高調波成分の電圧補償量
を演算する演算部３０５４、３０５５、…、３０５６お
よび電圧補償量ΔＶｃを演算する加算器３０５７の詳細
を説明する。まず、分解された各次数の周波数成分によ
る電圧補償量の演算を図６の関係を用いて示す。図６
（ａ）は、電圧形ＰＷＭコンバータ１の出力電圧Ｖｇと
して、高調波電流を流すのに必要な電圧成分について考
える。このとき、交流リアクトル２のイダクタンス値Ｌ
による電圧ドロップ分をＶｇとしてコンバータ１の出力
とすれば、所望のＩCを流すことができる。図６（ｂ）
は、ベクトル図を示し、θ＝ｎωｔの周波数でのベクト
ル関係を表わす。交流リアクトルは誘導性インピーダン
スを持つので、流れる電流Ｉｃに対して９０度位相の進
んだ電圧（ただし、θ＝ｎωｔの回転座標軸）Ｖｇが発
生する。したがって、この関係をｄ、ｑ軸に分けて示す
と、次式（１０）の関係となる。
を演算する演算部３０５４、３０５５、…、３０５６お
よび電圧補償量ΔＶｃを演算する加算器３０５７の詳細
を説明する。まず、分解された各次数の周波数成分によ
る電圧補償量の演算を図６の関係を用いて示す。図６
（ａ）は、電圧形ＰＷＭコンバータ１の出力電圧Ｖｇと
して、高調波電流を流すのに必要な電圧成分について考
える。このとき、交流リアクトル２のイダクタンス値Ｌ
による電圧ドロップ分をＶｇとしてコンバータ１の出力
とすれば、所望のＩCを流すことができる。図６（ｂ）
は、ベクトル図を示し、θ＝ｎωｔの周波数でのベクト
ル関係を表わす。交流リアクトルは誘導性インピーダン
スを持つので、流れる電流Ｉｃに対して９０度位相の進
んだ電圧（ただし、θ＝ｎωｔの回転座標軸）Ｖｇが発
生する。したがって、この関係をｄ、ｑ軸に分けて示す
と、次式（１０）の関係となる。
【数１０】 ここで、Ｖｇｄ、ＶｇｑはＶｇのｄ、ｑ軸成分、Ｉ
Cｄ、ＩCｑはＩCのｄ、ｑ軸成分を示す。
Cｄ、ＩCｑはＩCのｄ、ｑ軸成分を示す。
【００１５】これより、分解された各次調波成分から電
圧補償量を演算する部分は、図７のようになる。ここ
で、５次調波の場合、Ｉ5ｄ、Ｉ5ｑが分解された５次成
分であり、ｄ、ｑ軸の５次調波の電圧補償量をΔＶ
5ｄ、ΔＶ5ｑで表わすと、次式（１１）により演算され
る。
圧補償量を演算する部分は、図７のようになる。ここ
で、５次調波の場合、Ｉ5ｄ、Ｉ5ｑが分解された５次成
分であり、ｄ、ｑ軸の５次調波の電圧補償量をΔＶ
5ｄ、ΔＶ5ｑで表わすと、次式（１１）により演算され
る。
【数１１】 また、７次、…、ｎ次についても同様に演算される。 換し、３相の電圧補償量ΔＶｃ（ΔＶｃｕ、ΔＶｃｖ、
ΔＶｃｗ）を演算する。
ΔＶｃｗ）を演算する。
【００１６】このように、本実施形態は、高調波電流指
令Ｉｈを基本波に対する特定高次調波成分すなわち５
次、７次、９次、１１次、１３次高調波成分のように分
解、抽出する。次に、この抽出した各次の高調波成分毎
に、交流リアクトル２を介して電圧形ＰＷＭコンバータ
１から電源側５に高調波電流を流すために必要な電圧補
償量を演算する。例えば、５次高調波電流の大きさをＩ
5、その角周波数を５ω（ここで、ωは基本波の角周波
数）とし、この高調波電流をインダクタンスがＬの交流
リアクトルに流したとき、交流リアクトル両端の電圧の
大きさは、５ωＬＩ5となり、また、７次高調波電流の
大きさがＩ7の場合、７ωＬＩ7となり、これらの電圧が
各次の高調波成分毎の電圧補償量となる。これらの各次
の高調波成分毎の電圧補償量を総和して電圧補償量ΔＶ
ｃを演算し、この電圧補償量ΔＶｃを高調波電流指令Ｉ
ｈに加算する。この演算結果Ｖｇに基づいてＰＷＭ信号
発生器３０７から電圧形ＰＷＭコンバータ１に対するゲ
ートパルス信号Ｓｇを発生する。また、本実施形態で
は、正相の電流成分の座標変換について述べたが、逆相
分については、式（９）で表わせる座標変換行列
［Ｃ2］において、θを−θに置換して同様に演算す
る。このように、本実施形態は、正相分と逆相分に分離
してそれぞれ電圧補償量を演算し、それらの和を電圧補
償量とすることにより、各次の高調波成分を指令に従っ
て応答よく高精度に制御できる。また、本実施形態は、
高調波電流指令から電圧補償量を演算するので、フィー
ドフォワード補償であり、フィードフォワード的に演算
して得た電圧補償量をコンバート電圧指令値に加算する
ため、各次の高調波成分を指令に従って応答よく高精度
に制御することができる。
令Ｉｈを基本波に対する特定高次調波成分すなわち５
次、７次、９次、１１次、１３次高調波成分のように分
解、抽出する。次に、この抽出した各次の高調波成分毎
に、交流リアクトル２を介して電圧形ＰＷＭコンバータ
１から電源側５に高調波電流を流すために必要な電圧補
償量を演算する。例えば、５次高調波電流の大きさをＩ
5、その角周波数を５ω（ここで、ωは基本波の角周波
数）とし、この高調波電流をインダクタンスがＬの交流
リアクトルに流したとき、交流リアクトル両端の電圧の
大きさは、５ωＬＩ5となり、また、７次高調波電流の
大きさがＩ7の場合、７ωＬＩ7となり、これらの電圧が
各次の高調波成分毎の電圧補償量となる。これらの各次
の高調波成分毎の電圧補償量を総和して電圧補償量ΔＶ
ｃを演算し、この電圧補償量ΔＶｃを高調波電流指令Ｉ
ｈに加算する。この演算結果Ｖｇに基づいてＰＷＭ信号
発生器３０７から電圧形ＰＷＭコンバータ１に対するゲ
ートパルス信号Ｓｇを発生する。また、本実施形態で
は、正相の電流成分の座標変換について述べたが、逆相
分については、式（９）で表わせる座標変換行列
［Ｃ2］において、θを−θに置換して同様に演算す
る。このように、本実施形態は、正相分と逆相分に分離
してそれぞれ電圧補償量を演算し、それらの和を電圧補
償量とすることにより、各次の高調波成分を指令に従っ
て応答よく高精度に制御できる。また、本実施形態は、
高調波電流指令から電圧補償量を演算するので、フィー
ドフォワード補償であり、フィードフォワード的に演算
して得た電圧補償量をコンバート電圧指令値に加算する
ため、各次の高調波成分を指令に従って応答よく高精度
に制御することができる。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
コンバータから流すべき高調波電流指令に従って、予め
コンバータ電圧をフィードフォワード制御により演算
し、これを電圧補償量として与えることにより、電流制
御ゲインを非常に大きくする必要がなくなり、アクティ
ブフィルタにより注入する補償電流の電流リプルを大き
くしたり、ＰＷＭコンバータのスイッチング周波数を高
くすることなく、良好な追従特性で精度よく制御するこ
とができる。また、高調波電流をその各次調波毎にフィ
ードフォワード補償により制御するため、ヒステリシス
コンパレータ方式のように電流制御ゲインを非常に大き
くすることなく、電流リプルの小さい搬送波比較形のＰ
ＷＭ制御によるアクティブフィルタの電流制御を達成す
ることができる。また、電源と電圧形ＰＷＭコンバータ
間に流すべき電流により生ずる交流リアクトルによる電
圧ドロップ分を予め電圧補償量として求めるため、この
電圧補償量を演算した各次調波成分の大きさおよび交流
リアクトルのインダクタンス値から容易に演算すること
ができ、操業中のパラメータ変化の影響もない。また、
フィードバック制御のみによる電流制御では高次の調波
成分まで応答よく制御できなかったのに比し、高次の調
波成分まで応答よく制御することができる。
コンバータから流すべき高調波電流指令に従って、予め
コンバータ電圧をフィードフォワード制御により演算
し、これを電圧補償量として与えることにより、電流制
御ゲインを非常に大きくする必要がなくなり、アクティ
ブフィルタにより注入する補償電流の電流リプルを大き
くしたり、ＰＷＭコンバータのスイッチング周波数を高
くすることなく、良好な追従特性で精度よく制御するこ
とができる。また、高調波電流をその各次調波毎にフィ
ードフォワード補償により制御するため、ヒステリシス
コンパレータ方式のように電流制御ゲインを非常に大き
くすることなく、電流リプルの小さい搬送波比較形のＰ
ＷＭ制御によるアクティブフィルタの電流制御を達成す
ることができる。また、電源と電圧形ＰＷＭコンバータ
間に流すべき電流により生ずる交流リアクトルによる電
圧ドロップ分を予め電圧補償量として求めるため、この
電圧補償量を演算した各次調波成分の大きさおよび交流
リアクトルのインダクタンス値から容易に演算すること
ができ、操業中のパラメータ変化の影響もない。また、
フィードバック制御のみによる電流制御では高次の調波
成分まで応答よく制御できなかったのに比し、高次の調
波成分まで応答よく制御することができる。
【図１】本発明の一実施形態を示すアクティブフィルタ
の制御装置の構成図
の制御装置の構成図
【図２】アクティブフィルタの動作波形原理図
【図３】座標変換のベクトル図
【図４】各次調波分解の演算図
【図５】電圧補償量のベクトル図
【図６】電圧補償量の演算図
１ 電圧形ＰＷＭコンバータ ２ 交流リアクトル ３ 制御装置 ３０５ 電圧補償量演算部 ３０５１、３０５２、…、３０５３ 特定次数の高調波
成分に分解する演算部 ３０５４、３０５５、…、３０５６ 特定次数の高調波
成分の電圧補償量を演算する演算部 ３０５７ 加算器
成分に分解する演算部 ３０５４、３０５５、…、３０５６ 特定次数の高調波
成分の電圧補償量を演算する演算部 ３０５７ 加算器
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成８年３月１８日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示すアクティブフィルタ
の制御装置の構成図
の制御装置の構成図
【図２】アクティブフィルタの動作波形原理図
【図３】各次調波分解の演算図
【図４】座標変換のベクトル図
【図５】周波数成分の分離を説明する図
【図６】電圧補償量の演算の関係を説明する図
【図７】電圧補償量の演算図
【符号の説明】 １ 電圧形ＰＷＭコンバータ ２ 交流リアクトル ３ 制御装置 ３０５ 電圧補償量演算部 ３０５１、３０５２、…、３０５３ 特定次数の高調波
成分に分解する演算部 ３０５４、３０５５、…、３０５６ 特定次数の高調波
成分の電圧補償量を演算する演算部 ３０５７ 加算器
成分に分解する演算部 ３０５４、３０５５、…、３０５６ 特定次数の高調波
成分の電圧補償量を演算する演算部 ３０５７ 加算器
Claims (5)
- 【請求項１】 電源に接続された負荷と、前記負荷に並
列に交流リアクトルを介して接続された電圧形ＰＷＭコ
ンバータからなり、前記負荷に流れる電流の高調波成分
を打ち消すように前記電圧形ＰＷＭコンバータの電流を
制御するアクティブフィルタの制御装置において、前記
高調波電流指令を特定次数の高調波成分に分解する手段
と、前記特定次数高調波の分解結果に基づいて各特定次
数高調波成分の電圧補償量を演算する手段と、前記特定
次数高調波成分の電圧補償量を各次数について加算する
手段を有するフィードフォーワード補償手段を設けるこ
とを特徴とするアクティブフィルタの制御装置。 - 【請求項２】 電源に接続された負荷と、前記負荷に並
列に交流リアクトルを介して接続された電圧形ＰＷＭコ
ンバータからなり、前記負荷に流れる電流の高調波成分
を打ち消すように前記電圧形ＰＷＭコンバータの電流を
制御するアクティブフィルタの制御装置において、前記
高調波電流指令と前記ＰＷＭコンバータ電流検出値との
偏差がゼロとなるように電流制御し、前記ＰＷＭコンバ
ータの出力電圧を演算するフィードバック制御手段と、
前記高調波電流指令を特定次数の高調波成分に分解し、
この分解結果に基づいて各特定次数高調波成分の電圧補
償量を演算すると共に、この電圧補償量を各次数につい
て加算するフィードフォーワード補償手段を設け、前記
制御手段の結果に前記補償手段の出力を加えることを特
徴とするアクティブフィルタの制御装置。 - 【請求項３】 請求項１または２において、高調波電流
指令を特定次数高調波成分に分解する際、各次調波の正
相分と逆相分について個別に分解し、その結果に基づい
て正相分の電圧補償量と逆相分の電圧補償量の和として
電圧補償量を演算することを特徴とするアクティブフィ
ルタの制御装置。 - 【請求項４】 請求項１または２において、高調波電流
指令を正相分と逆相分の２相量に変換し、この２相量に
対して位相をそれぞれ特定次数の周波数とした座標変換
を実行し、この座標変換後の出力を低域通過フィルタを
介して直流量を求めることを特徴とするアクティブフィ
ルタの制御装置。 - 【請求項５】 請求項４において、低域通過フィルタを
介して求めた各次調波の直流量と交流リアクトルのイン
ピーダンスを基に交流リアクトルによる電圧ドロップを
求め、この電圧ドロップ分を各次調波の電圧補償量とす
ることを特徴とするアクティブフィルタの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7349237A JPH09171414A (ja) | 1995-12-20 | 1995-12-20 | アクティブフィルタの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7349237A JPH09171414A (ja) | 1995-12-20 | 1995-12-20 | アクティブフィルタの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09171414A true JPH09171414A (ja) | 1997-06-30 |
Family
ID=18402414
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7349237A Pending JPH09171414A (ja) | 1995-12-20 | 1995-12-20 | アクティブフィルタの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09171414A (ja) |
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002315375A (ja) * | 2001-04-18 | 2002-10-25 | Yaskawa Electric Corp | 電動機制御装置 |
| WO2002078158A3 (en) * | 2001-03-21 | 2003-08-07 | Honeywell Internation Inc | Active filter for power distribution system with selectable harmonic elimination |
| JP2007181253A (ja) * | 2005-12-27 | 2007-07-12 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2009232682A (ja) * | 2008-03-19 | 2009-10-08 | Abb Schweiz Ag | 変換器回路の動作方法およびこの方法を実行するための装置 |
| ES2377310A1 (es) * | 2009-01-22 | 2012-03-26 | Power Electronics España, S.L. | Método de corrección selectiva de ineficiencias en instalaciones eléctricas. |
| JP2012151963A (ja) * | 2011-01-18 | 2012-08-09 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| JP2013085435A (ja) * | 2011-09-29 | 2013-05-09 | Daihen Corp | 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび三相ｐｗｍコンバータシステム |
| CN103718118A (zh) * | 2011-08-30 | 2014-04-09 | 川崎重工业株式会社 | 自适应控制装置及自适应控制方法及注射成型机的控制装置及控制方法 |
| CN106532703A (zh) * | 2016-12-20 | 2017-03-22 | 广州智光电气股份有限公司 | 储能变流系统与变流器及双向变流器的控制方法和控制器 |
| CN106532704A (zh) * | 2016-12-20 | 2017-03-22 | 广州智光电气股份有限公司 | 储能变流系统与变流器及四象限运行器的控制方法和控制器 |
| CN108879782A (zh) * | 2018-08-01 | 2018-11-23 | 国网重庆市电力公司电力科学研究院 | 基于双重滤波电网电压前馈的并网逆变器优化控制方法 |
| CN111313423A (zh) * | 2019-11-27 | 2020-06-19 | 天津瑞能电气有限公司 | 一种优化的有源电力滤波器电流线性控制方法 |
| CN111799796A (zh) * | 2020-07-02 | 2020-10-20 | 云南电网有限责任公司电力科学研究院 | 一种h桥级联型静止同步补偿器的输出谐波抑制方法 |
-
1995
- 1995-12-20 JP JP7349237A patent/JPH09171414A/ja active Pending
Cited By (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002078158A3 (en) * | 2001-03-21 | 2003-08-07 | Honeywell Internation Inc | Active filter for power distribution system with selectable harmonic elimination |
| US6882549B2 (en) | 2001-03-21 | 2005-04-19 | Honeywell International Inc. | Active filter for power distribution system with selectable harmonic elimination |
| JP2002315375A (ja) * | 2001-04-18 | 2002-10-25 | Yaskawa Electric Corp | 電動機制御装置 |
| WO2002087065A1 (fr) * | 2001-04-18 | 2002-10-31 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Commande moteur |
| KR100849793B1 (ko) * | 2001-04-18 | 2008-07-31 | 가부시키가이샤 야스카와덴키 | 전동기 제어 장치 |
| JP2007181253A (ja) * | 2005-12-27 | 2007-07-12 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JP2009232682A (ja) * | 2008-03-19 | 2009-10-08 | Abb Schweiz Ag | 変換器回路の動作方法およびこの方法を実行するための装置 |
| ES2377310A1 (es) * | 2009-01-22 | 2012-03-26 | Power Electronics España, S.L. | Método de corrección selectiva de ineficiencias en instalaciones eléctricas. |
| JP2012151963A (ja) * | 2011-01-18 | 2012-08-09 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| CN103718118A (zh) * | 2011-08-30 | 2014-04-09 | 川崎重工业株式会社 | 自适应控制装置及自适应控制方法及注射成型机的控制装置及控制方法 |
| JP2013085435A (ja) * | 2011-09-29 | 2013-05-09 | Daihen Corp | 電力変換回路の制御回路、この制御回路を用いた系統連系インバータシステムおよび三相ｐｗｍコンバータシステム |
| CN106532703A (zh) * | 2016-12-20 | 2017-03-22 | 广州智光电气股份有限公司 | 储能变流系统与变流器及双向变流器的控制方法和控制器 |
| CN106532704A (zh) * | 2016-12-20 | 2017-03-22 | 广州智光电气股份有限公司 | 储能变流系统与变流器及四象限运行器的控制方法和控制器 |
| CN106532704B (zh) * | 2016-12-20 | 2023-09-05 | 广州智光电气股份有限公司 | 储能变流系统与变流器及四象限运行器的控制方法和控制器 |
| CN106532703B (zh) * | 2016-12-20 | 2023-09-05 | 广州智光电气股份有限公司 | 储能变流系统与变流器及双向变流器的控制方法和控制器 |
| CN108879782A (zh) * | 2018-08-01 | 2018-11-23 | 国网重庆市电力公司电力科学研究院 | 基于双重滤波电网电压前馈的并网逆变器优化控制方法 |
| CN108879782B (zh) * | 2018-08-01 | 2021-11-30 | 国网重庆市电力公司电力科学研究院 | 基于双重滤波电网电压前馈的并网逆变器优化控制方法 |
| CN111313423A (zh) * | 2019-11-27 | 2020-06-19 | 天津瑞能电气有限公司 | 一种优化的有源电力滤波器电流线性控制方法 |
| CN111313423B (zh) * | 2019-11-27 | 2023-11-28 | 天津瑞能电气有限公司 | 一种优化的有源电力滤波器电流线性控制方法 |
| CN111799796A (zh) * | 2020-07-02 | 2020-10-20 | 云南电网有限责任公司电力科学研究院 | 一种h桥级联型静止同步补偿器的输出谐波抑制方法 |
| CN111799796B (zh) * | 2020-07-02 | 2023-11-17 | 云南电网有限责任公司电力科学研究院 | 一种h桥级联型静止同步补偿器的输出谐波抑制方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Song et al. | Dual current control scheme for PWM converter under unbalanced input voltage conditions | |
| Zhang et al. | Multirate repetitive control for PWM DC/AC converters | |
| AU669587B2 (en) | Harmonic controller for an active power line conditioner | |
| US6862199B2 (en) | Adaptive controller for d-statcom in the stationary reference frame to compensate for reactive and harmonic distortion under unbalanced conditions | |
| US8009450B2 (en) | Method and apparatus for phase current balance in active converter with unbalanced AC line voltage source | |
| US6924993B2 (en) | Method and apparatus for controlling a stand-alone 4-leg voltage source inverter | |
| TW201312926A (zh) | 並聯式逆變驅動系統及其環流抑制裝置與方法 | |
| JPH09171414A (ja) | アクティブフィルタの制御装置 | |
| CN112186804B (zh) | 一种孤岛微电网母线电压不平衡和谐波补偿方法及系统 | |
| KR102130514B1 (ko) | 단상 계통연계 인버터를 위한 고조파 보상 장치 및 방법 | |
| Mutovkin et al. | Nonlinear control of electronic capacitor for enhanced stability and dynamic response | |
| JP2016019298A (ja) | 電力変換装置 | |
| US5359275A (en) | Load current fundamental filter with one cycle response | |
| JP2933640B2 (ja) | 交流電力変換器制御装置 | |
| CN106992548B (zh) | 一种提高并网变换器稳定性的控制方法 | |
| Badoni et al. | Control of DSTATCOM using nonparametric variable step-size NLMS: An experimental study | |
| Sharma et al. | Maximum Versoria criteria based adaptive filter algorithm for power quality intensification | |
| CN114597939A (zh) | 一种逆变器并网电流谐波的抑制方法及系统 | |
| CN114512991A (zh) | 一种有源谐波和无功发生系统及方法 | |
| CN108377000B (zh) | 一种基于输入/输出线性化的准z源逆变器光伏并网控制方法 | |
| KR102142288B1 (ko) | 분산전원 계통연계 장치의 제어 시스템 | |
| JPH09224332A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH0744841B2 (ja) | 電力変換器の制御回路 | |
| Kong et al. | Enhanced three phase ac stationary frame PI current regulators | |
| Torres et al. | Modeling and control of a high voltage direct current power transmission system based on active voltage source converters |