JP5330354B2

JP5330354B2 - モータ制御装置

Info

Publication number: JP5330354B2
Application number: JP2010250788A
Authority: JP
Inventors: 佐理前川
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2010-11-09
Filing date: 2010-11-09
Publication date: 2013-10-30
Anticipated expiration: 2030-11-09
Also published as: CN102545737B; US8810171B2; CN102545737A; JP2012105417A; US20120112673A1; KR101300886B1; KR20120049817A

Description

本発明の実施態様は、ブラシレスＤＣモータの相電流を検出する機能を有するモータ制御装置に関する。

周知のようにブラシレスＤＣモータ（以下単にブラシレスモータ、或いはモータという。）は、直流電力をインバータ主回路により変換したパルス電圧により駆動されるが、その場合に、巻線電流の転流タイミングがロータ回転位置と対応するようにインバータ主回路のスイッチング素子の駆動が制御される。そのため、ロータ位置の回転位置を検出する手段を要し、その手段として、ロータの実際の回転位置を検出するホールセンサー、或いは、回転位置を相電流によって間接的に検出する電流検出器がある。

一個の電流検出器で複数相の相電流を検出するために電流検出器はインバータ主回路の直流側に配置する。電流検出器を構成する電流検出素子としては、直流電流による磁束数を検出するホールＣＴや電流値を電圧値として検出する電流検出抵抗がある。これら電流検出器は、ブラシレスモータの速度制御やトルク制御をする場合に負荷電流のフィードバック信号として用いられる場合もある。従って、電流検出器をフィードバック制御に使用する検出器とロータ位置検出素子としてホールセンサーとを組合せた構成もまた公知である。

特開２００１−９５２７９号公報

このような電流検出器には、電流検出抵抗の両端に発生する通過電流値に応じた電圧は極めて微小であることから増幅器、通常はオペアンプを内蔵しているが、これ等の増幅器はオフセット電圧（オフセット電流も含む概念でこの用語を使用する。）を有する。一般に増幅器には入力電圧がセロなのに或る値の電圧が出力される。この電圧がオフセット電圧である。オフセット電圧は回路素子の特性の製品間ばらつきが主な原因であり、回路設計ではこれが検出電流の誤差とならないように配慮される。

しかしながら、オフセット電圧の値は回路素子の温度特性にも依存するのでモータ運転中にも周囲温度の変化によって変動し、そのオフセット電圧の温度による変動分が除去されずに検出電流（オペアンプ出力では検出電圧）に含まれてしまうと、この検出電流をロータ位置信号として使用する場合、或いは、フィードバック制御のための負荷電流検出信号として用いる場合には、モータの出力トルク回転速度の変動として現れる。ブラシレスモータは、高トルクで、しかも制御に対して俊敏に反応し、更に制御が容易なことから自動車のパワーステアリングホイールの支援モータとしても使用される。この使用環境では、エンジンルーム内の温度変化が激しくオフセット電圧の変動が即ステアリングホイールの操舵感の悪化を招きやすい。

オフセット電圧の変動はその原因如何にかかわらず制御を不正確にしてしまうので、モータ駆動中もオフセット電圧を検出できることがその除去対策を可能ならしめることから、特許文献１に記載のようなオフセット電圧検出方法が提案されており、その内容はモータの駆動中に相電流のゼロ期間における検出電流値（検出電圧）をオフセット電圧として扱う方法である。なお、オフセット電圧を検出可能にする必要性は上記のようなブラシスレモータの制御に限られず、インバータ主回路を通じて駆動する交流機例えば誘導電動機のフィードバック制御でも同様である。

そこで、モータの駆動中に相電流検出器の出力に含まれるオフセット電圧を確実に検出できるモータ制御装置を提供する。

モータ制御装置は、直流電力をモータへの供給電力に変換ためにブリッジ接続された複数のスイッチング素子からなる電力変換主回路と、前記複数のスイッチング素子をそのオンオフパターンがＰＷＭパターンとなるように駆動するためのスイッチング信号を形成するスイッチング信号形成手段を含む。前記電力変換主回路の直流側にその直流電流を検出する電流検出手段を設け、その検出電流を前記スイッチング形成手段に前記モータの電流情報として供給する。この電流情報はモータのロータ位置情報であったり、負荷電流情報であったりする。更に、この電流検出手段から出力される検出値に含まれるオフセット電圧の大きさを判定する判定手段と、この判定手段により判定されたオフセット電圧の大きさに基づいて電流検出手段から出力された前記検出値を補正する検出値補正手段とを有する。前記判定手段は前記検出値のうち一つの相における正方向電流に対する検出値と負方向電流に対する検出値とをその正負の性質に基づき相殺する演算によりオフセット電圧を特定し、これを前記検出値補正手段に伝達する。

第１実施例を示す回路構成図。同実施例におけるオフセット電圧の特定方法を示すフローチャート。同実施例のインバータ主回路の電流経路を示す回路図。同実施例のインバータ主回路の異なる電流経路を示す回路図。同実施例のインバータ主回路のスイッチングパターンを示す波形図。第２実施例における図２相当図。同実施例のインバータ主回路のＷ相の電流経路を示す回路図。同実施例のＶ相の電流経路を示す図７相当図。同実施例のＵ相の電流経路を示す図７相当図。同実施例の図５相当図。

図１において、ブラシレスモータ３の駆動回路は直流電源１からの直流電力が電力変換器の一例であるインバータ主回路２を通じて供給される構成になっている。インバータ主回路２は、直流母線４、５間にブリッジ接続された多相例えば三相のブリッジアーム６Ｕ、６Ｖ、６Ｗからなり、各アームにはスイッチング素子例えばＦＥＴ１〜ＦＥＴ６が２個ずつ直列接続されている。このうち、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ３は正側のスイッチング素子を、ＦＥＴ４〜ＦＥＴ６は負側のスイッチング素子を構成し、各ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６には並列にフリーホイールダイオード７ａが接続され、また、直流電源１と並列に電力コンデンサ７ｂが接続されている。

これらＦＥＴ１〜ＦＥＴ６を制御する制御装置は、マイコン８によって構成され内部で三相のＰＷＭ信号ｇ１〜ｇ６を合成して、これを前記ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６のゲートに与えるスイッチング信号形成手段を構成している。これによって、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６がＰＷＭパターンでオンオフ制御され、ブラシレスモータ３にインバータ主回路２から正弦波近似のＰＷＭ波形パルス電圧が与えられる。このＰＷＭ波形パルス電圧によってブラシレスモータ３に三相交流電流が流れる。このブラシレスモータ３の電流を検出する手段である電流検出器９は、負側の直流母線５に介在された電流検出抵抗１０、この電流検出抵抗１０の両端に現れた電圧を増幅する増幅器例えばオペアンプ１１と、付属抵抗１２〜１５からなる。これらのうち抵抗１２はゲイン設定抵抗である。オペアンプ１１の入力側には、電圧源１６から抵抗１３を通じて基準電圧＋Ｖ０が印加されている。このオペアンプ１１からのアナログ出力電圧は、前記マイコン８のＡＤ変換入力ポート８ａに与えられる。

オペアンプ１１からのアナログ出力電圧は、基準電圧が０ｖの場合は０ｖを基準に正負に増減する電圧であるが、この実施例のように基準電圧＋Ｖ０が与えられるとこの＋Ｖ０を基準に増減するアナログ電圧になる。この実施例のオペアンプ１１が、基準電圧Ｖ０が０ｖのとき出力電圧が−２．５ｖ〜＋２．５ｖの範囲で増減する特性になっていること、並びにマイコン８のＡＤ変換入力ポート８ａが受け付ける電圧範囲が０ｖから＋５ｖまでであることに合わせて、基準電圧Ｖ０を＋２．５ｖに設定している。これにより、オペアンプ１１の出力電圧Ｖ２は０ｖ〜＋５ｖ内で増減するアナログ電圧になる。

ブラシレスモータ３の駆動中は、インバータ主回路２の出力側には三相交流電流が流れるが、その入力側である直流母線４、５にはモータ電流に応じた値の直流電流が流れる。この直流電流は電流検出抵抗１０を通り、その電圧降下Ｖ１が検出電流値を表す。この電圧降下Ｖ１を入力電圧として受けたオペアンプ１１から、基準電圧＋２．５ｖを基準に増減する検出電圧Ｖ２が検出値として出力され、これが前記ＡＤ変換入力ポート８ａを通じてマイコン８に送られ、このマイコン８内でデジタル信号に変換される。

マイコン８は、検出電圧Ｖ２の位相、すなわち電流検出器９による検出電流の位相（位置情報）からブラシレスモータ３のロータ位置を判定し、ロータ位置に対応した巻線が通電されるようにインバータ主回路２のスイッチング素子ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６を制御する。図面では省略しているが、マイコン８は、電流検出器９からの検出電流を負荷電流値のフィードバック情報として扱いトルク制御や速度制御をも実行する。

前述したように、オペアンプ１１を内蔵した電流検出器９から出力される検出電圧Ｖ２にはオフセット電圧が含まれているが、従来技術においても検出電圧Ｖ２からオフセット電圧値を除去する処理を行っている。その処理方法として、オペアンプの入力がゼロのとき出力もゼロとなるようにするゼロ調整法や、マイコン内での数値処理等の方法がある。

次にこの第１実施例におけるオフセット電圧の除去方法について言及する。このオフセット電圧除去のために、マイコン８はオフセット電圧判定手段及びＡＤ変換後の検出電圧Ｖ２からオフセット電圧を除去する検出値補正手段を構成している。図５に、ＰＷＭ信号合成のための一周期分のキャリヤ信号Ｐｃ、インバータ主回路２の正側のスイッチング素子ＦＥＴ１〜ＦＥＴ３のスイッチングパターン、電流検出抵抗１０を流れる相電流（直流電流）が示されている。図５においてスイッチング素子ＦＥＴ１〜ＦＥＴ３がオフ状態にあるとき負側スイッチング素子ＦＥＴ４〜ＦＥＴ６がオン状態にあることを意味する。また、相電流の図示状態は、スイッチング素子ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６のスイッチングパターンが図示の状態にあるときのそれであり、その電流値はスイッチング素子ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６のスイッチングパターンに応じて図示期間Ａｗ、Ｂｕ、Ｃ、及びＤｗのように変化する。このスイッチングパターンの特徴は、インバータ主回路２の直流側を通る電流が期間Ａｗ及びＤｗに示すように一つの相だけになる期間が存在するパターンであって、正側のスイッチング素子ＦＥＴ１〜ＦＥＴ３に注目すると１個がオン状態で他の２個がオフ状態である。負側のスイッチング素子ＦＥＴ４〜ＦＥＴ６はＦＥＴ１〜ＦＥＴ３と反対のオンオフ状態になる。

前記相電流Ｉｗのみが流れる期間Ａｗにおけるインバータ主回路２の電流経路を図３に、相電流Ｉｗのみが流れる期間Ｄｗにおけるインバータ主回路２の電流経路を図４に示しおり、これら図３と図４とでは、インバータ主回路２の直流側における相電流Ｉｗの流れ方向が互いに逆である点で相違する。これら図３、図４、図５から、期間Ａｗ、Ｂｕ、Ｃ及びＤｗの内、期間Ａｗ及びＤｗにおけるスイッチングパターンのときに、電流検出抵抗１０を流れる電流が１相分のみの電流（本例ではＷ相電流Ｉｗ）であること、スイッチングパターンによっては電流の向きも異なることが理解される。

本実施例では、上記のようにインバータ主回路２の直流側電流が１相分のみとなるスイッチングパターン期間における相電流からオフセット電圧を検出或いは判定することとしている。即ち、オペアンプ１１から出力された検出電圧Ｖ２は、電流検出抵抗１０を通過した相電流Ｉｗの値に応じた大きさの電圧に前記基準電圧Ｖ０と電流検出器９内のオフセット電圧Ｖｆが加わった値である。

次にオフセット電圧Ｖｆの大きさの判定方法及び検出値（検出電圧Ｖ２）の補正方法について図２のフローチャートにより説明する。マイコン８は、ステップＳ１でＡＤ変換入力ポート８ａに検出電圧Ｖ２を受けるとこれをＡＤ変換してマイコン８内のレジスタに書き込む（Ｓ２〜Ｓ４）。この書き込みは、図５に示すように電流検出抵抗１０を一相のみが通過するパターンの各期間Ａｗ、Ｂｕ、Ｄｗについて行っている。期間Ｃでは三相電流の総和がゼロであるから検出の対象から除いている。各期間Ａｗ、Ｂｕ、Ｄｗでレジスタに書き込まれた検出電圧Ｖ２の値Ｖ２ａ、Ｖ２ｂ、Ｖ２ｄを図２と図５にて示す。Ｔ１〜Ｔ３は書き込みタイミングである。

ステップＳ５は、オフセット電圧判定手段を示しており、ここでＷ相の電流Ｉｗのみが発生する期間Ａｗ及びＤｗの電圧値Ｖ２ａ及びＶ２ｄをレジスタから読み出してオフセット電圧判定値Ｖｆｆを予め定められた演算式によって演算し求める。その演算式は、「Ｖｆｆ＝（Ｖ２ａ＋Ｖ２ｄ）／２」である。ここで、Ｖ２ａ及びＶ２ｄは共に、電流検出抵抗１０の電圧降下Ｖ１に基準電圧Ｖ０とオフセット電圧Ｖｆを加算した値であり、且つその電圧降下Ｖ１の極性がＶ２ａとＶ２ｄとでは逆方向であるから、上記演算の結果は、「Ｖｆｆ＝Ｖ０＋Ｖｆ」となり、この形でオフセット電圧が特定される。この演算式において「２」で除算する理由は、「Ｖ０」、「Ｖｆ」が２倍になるからである。こうして検出電圧Ｖ２から検出電圧Ｖ２ａとＶ２ｄの極性正負の性質に基づき相電流成分を相殺し取り除く演算がなされる。

ステップＳ６〜Ｓ８は、オフセット電圧を検出値から除去する検出値補正手段を示し、結果としてオフセット電圧を含まない相電流が検出される手段である。これらステップＳ６〜Ｓ８は、ステップＳ１〜Ｓ３を実行したキャリヤ信号Ｐｃの周期の次の周期で実行される。さて、ステップＳ６では、「Ｖ２ｗ＝Ｖ２−Ｖｆｆ」の演算を行う。この演算で得られたＶ２ｗは、Ｖ２に含まれていた基準電圧Ｖ０とオフセット電圧Ｖｆを差し引いた値に等しいので、オフセット電圧Ｖｆを含まないＷ相電流Ｉｗの検出値である。ステップＳ７では、「Ｖ２ｕ＝−１×（Ｖ２−Ｖｆｆ）」の演算を行う。ここで「−１」を乗じるのは、期間Ｂｕでは電流検出抵抗１０を通るＵ相電流Ｉｕが負方であることによる。この演算で得られたＶ２ｕは、Ｖ２に含まれていた基準電圧Ｖ０とオフセット電圧Ｖｆを差し引いた値に等しいので、オフセット電圧Ｖｆを含まないＵ相電流Ｉｕの検出値である。ステップＳ８では、Ｕ、Ｖ、Ｗ相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの総和がゼロである性質に基づいて、「Ｖ２ｖ＝−Ｖ２ｕ−Ｖ２ｗ」の演算をおこなって、上記同様にオフセット電圧Ｖｆを含まないＶ相電流Ｉｖの検出値を得る。実行サイクルはキャリヤ信号Ｐｃの次の周期で再びステップＳ１〜Ｓ３を実行するように移行する。

次に第２実施例について図６、図７、図８、図９及び図１０を参照して説明する。図１０に示すスイッチングパターンは、３個の正側ＦＥＴ１、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３が重複せずに単独でオン状態を呈するパターンである。Ｗ相のＦＥＴ３のみがオン状態である期間Ｅでは図７に矢印で示すような電流経路で電流検出抵抗１０をＷ相電流Ｉｗのみが通り、Ｖ相のＦＥＴ２のみがオン状態である期間Ｆでは図８に矢印で示すような電流経路で電流検出抵抗１０をＶ相電流Ｉｖのみが通り、Ｕ相のＦＥＴ１のみがオン状態である期間Ｇでは図９に矢印で示すような電流経路で電流検出抵抗１０をＵ相電流Ｉｕのみが通る。図６に示すステップＳ２では、電流検出器９による期間Ｅでの検出電圧Ｖ２ｅをレジスタに書き込み、ステップＳ３では期間Ｆでの検出電圧Ｖ２ｆを書き込み、ステップＳ４では期間Ｇでの検出電圧Ｖ２ｇを書き込む。

オフセット電圧判定手段であるステップＳ５では、「Ｖｆｆ＝（Ｖ２ｅ＋Ｖ２ｆ＋Ｖ２ｇ）／３」の演算を実行する。その結果、三相交流電圧の総和はゼロであるから「Ｖｆｆ＝Ｖ０＋Ｖｆ」が残り、この形でオフセット電圧が特定される。この演算式において「３」で除算する理由は、「Ｖ０」、「Ｖｆ」が３倍になるからである。検出値補正手段であるステップＳ６では、Ｕ相電流Ｉｕの検出のために「Ｖ２ｕ＝Ｖ２ｇ−Ｖｆｆ」の演算を行い、ステップＳ７ではＶ相電流Ｉｖの検出のために「Ｖ２ｖ＝Ｖ２ｆ−Ｖｆｆ」の演算を行い、同様に、ステップＳ８では「Ｖ２ｗ＝Ｖ２ｅ−Ｖｆｆ」の演算を行う。このようにして、オフセット電圧を含まないＵ、Ｖ、Ｗ各相電流の検出値を得る。

第３実施例として次の方法について説明をする。第１実施例では、同一相電流の互いに逆方向の電流の和がゼロであるという法則に基づく相電流相殺方法が、オフセット電圧判定値Ｖｆｆにオフセット電圧Ｖｆの外に基準電圧Ｖ０が残る演算方法である。これに対して、オフセット電圧判定値Ｖｆｆに基準電圧Ｖ０を残さない次のような演算方法を採用してもよい。すなわち、マイコン８内でＡＤ変換された検出電圧Ｖ２をレジスタに書き込む過程でＶ２とＶ０との差をとりその差をその差の正負記号と共にレジスタに書き込む方法であってもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１は直流電源、２はインバータ主回路（電力変換主回路）、３はブラシレスモータ、６Ｕ〜６Ｗブリッジアーム、ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６はスイッチング素子、８はマイコン（スイッチング信号形成手段、判定手段、検出値補正手段）、９は電流検出器（電流検出手段）、１０は電流検出抵抗、１１はオペアンプである。

Claims

モータと、直流電力を前記モータへの供給電力に変換するために三相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子からなる電力変換主回路と、前記複数のスイッチング素子をそのオンオフパターンがＰＷＭパターンとなるように駆動するための三相のスイッチング信号を形成するスイッチング信号形成手段と、前記電力変換主回路の直流側に設けられその直流電流を検出してその検出電流を前記スイッチング信号形成手段に前記モータの電流情報として供給する電流検出手段と、この電流検出手段から出力される検出値に含まれるオフセット電圧の大きさを判定する判定手段と、この判定手段により判定されたオフセット電圧の大きさに基づいて前記電流検出手段から出力された前記検出値を補正する検出値補正手段とからなり、前記判定手段はモータ電流が同一方向を維持する期間内の検出値であって前記正及び負側の夫々３個スイッチング素子のうち１相の正側スイッチング素子がオンし他の２相の正側スイッチング素子がオフを示すパターンの期間と、そのオンを示した相の負側スイッチング素子がオンし他の２相の負側スイッチング素子がオフを示すパターンの期間の夫々の検出値をその正負の性質に基づき相殺する演算によりオフセット電圧を特定し、これを前記検出値補正手段に伝達するようになっていることを特徴とするモータ制御装置。
モータと、直流電力を前記モータへの供給電力に変換するために三相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子からなる電力変換主回路と、前記複数のスイッチング素子をそのオンオフパターンがＰＷＭパターンとなるように駆動するための三相のスイッチング信号を形成するスイッチング信号形成手段と、前記電力変換主回路の直流側に設けられその直流電流を検出してその検出電流を前記スイッチング信号形成手段に前記モータの電流情報として供給する電流検出手段と、この電流検出手段から出力される検出値に含まれるオフセット電圧の大きさを判定する判定手段と、この判定手段により判定されたオフセット電圧の大きさに基づいて前記電流検出手段から出力された前記検出値を補正する検出値補正手段とからなり、前記判定手段は前記検出値のうち１相の正側スイッチング素子と他の２相の負側スイッチング素子が同時にオンするパターンを示す期間の検出値を３相の異なる相ごとに特定しこれら３相分の値を総和する演算によりオフセット電圧を特定し、これを前記検出値補正手段に伝達するようになっていることを特徴とするモータ制御装置。
前記スイッチング信号形成手段、前記判定手段及び前記検出値補正手段がマイコンにより構成され、前記電流検出手段は前記電力変換主回路の直流側に設けられた電流検出抵抗とこの電流検出抵抗の電圧降下を増幅して検出電圧として前記マイコンに出力しこれをマイコン内でＡＤ変換させるためのオペアンプとからなり、前記判定手段は前記検出電圧をその正負の性質に基づき相殺するために和を求めその和を２で除算する演算をすることによりオフセット電圧判定値を得る構成であり、前記検出値補正手段は前記検出電圧から前記オフセット電圧判定値を差し引く演算を行う構成であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
前記オペアンプは、負の入力を正の出力にレベル設定する基準電圧が与えられ、それによって前記オフセット電圧判定値がオフセット電圧のほかに基準電圧をも含むことを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。